CN105471262A - 用于升降压调节器的三阶段控制器 - Google Patents

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Abstract

公开了一种利用三个独立的开关阶段的升降压调节器的系统、设备和方法。该调节器可以在升压模式、降压模式或升降压模式下运行。通过改变模式来使输出电压保持不变，并且纹波电压被控制良好。如果输入电压低于输出电压的第一阈值，那么调节器在升压(逐渐增加)模式下运行。如果输出电压高于输出电压的第二阈值，那么调节器在降压(逐渐降低)模式下运行。当输入电压和输出电压的差值在一定范围之内时，调节器在升降压模式下运行。

Description

用于升降压调节器的三阶段控制器
相关申请的交叉引用
本申请涉及并要求享有于2014年9月25日提交的、名称为“ThreePhasesControllerforBuck-BoostRegulator”、发明人为AndreaMilanesi、SaverioDePalma和GiuseppeLuciano、申请号为62/055,187的美国临时专利申请的优先权，该申请以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明总体上涉及DC-DC转换器，更具体而言涉及具有三阶段控制器的DC-DC转换器。
背景技术
DC-DC转换器是一种将直流(DC)电源从一个电压电平转换至另一个电压电平的电路。DC-DC转换器在诸如蜂窝式移动电话和便携式电脑之类的便携式电子设备中非常重要，所述便携式电子设备主要由电池来提供电力。当电池放电时能够提供恒定的电压非常重要。开关式DC-DC转换器是借助转换器来补偿来自电池的不断衰减的电压电平的这样一种解决方案。
DC-DC开关变换器可以用作升压转换器、降压转换器或升降压转换器。升降压转换器是一种DC-DC转换器，其输出电压的大小要么高于输入电压的大小要么低于输入电压的大小。升降压转换器要么采用反向拓扑要么采用与升压转换器拓扑相结合的降压转换器。对于反向拓扑，输出电压具有与输入电压相反的极性。这是具有与升压转换器和降压转换器类似的电路拓扑的开关模式电源。输出电压是基于开关晶体管的占空比可调节的。与升压转换器拓扑结合的降压转换器导致输出电压通常与输入电压的极性相同，但也可能低于或高于输入电压。这种非反相升降压转换器可以采用单个电感器或者如同在SEPIC(单端型主电感器转换器)和Cuk拓扑中一样采用多个电感器但仅采用单个开关，所述电感器既用于降压转换器又用于升压转换器。
反向升降压拓扑结构的典型缺点在于功率晶体管的开关动作将在输入电容器中引起高电流纹波，并且因此具有有限的线路瞬变性能。
因此，期望有一种提供灵活且稳定的升降压转换器或调节器的解决方案的系统、设备和方法。
发明内容
本发明的某些实施例提供了采用三个独立的开关阶段的升降压调节器的系统、设备和方法。如前所述，典型的升降压DC调节器具有有限的线路瞬变性能。当低输出电流纹波是必要时，需要更加灵活且稳定的升降压调节器。
根据本发明的各个实施例，公开了一种三阶段升降压调节器。该调节器可以在升压模式、降压模式或升降压模式下工作。该调节器运行在升压模式下或降压模式下的两个阶段运行，或者运行在升降压模式下的三个阶段。
在一个实施例中，调节器可以在升压模式、降压模式下运行或者在升降压模式下运行。通过改变模式使得输出电压保持不变，并且纹波电压被良好地控制。如果输入电压低于输出电压的第一阈值，那么调节器在升压(逐步增大的)模式下运行。如果输入电压高于输出电压的第二阈值，那么调节器在降压(逐步减小的)模式下运行。当输入电压和输出电压之间的差值在一定范围内时，调节器在升降压模式下运行。
在某些实施例中，利用两个比较结果来选择实际的工作模式。当输入电压低于输出电压的第一阈值时，调节器在升压模式下运行。当输入电压高于输出电压的第二阈值时，调节器在降压模式下运行。当输入电压在第一阈值与第二阈值之间时，选择升降压模式。
在一个实施例中，升降压调节器包括多个可控开关和作为能量存储装置的电感器。取决于输入电压与输出电压之间的比较结果，可以将开关切换为开/关。在升压模式下，电感器的电流通路在输入和地之间。在降压模式下，电感器的电流通路在地和输出之间。在升降压模式下，电感器电流通路在地和输出之间。
将本发明的各个方面应用于采用电感器作为能量存储部件的DC升降压调节器装置。在此公开的本发明也适用于利用其他能量存储部件(例如，多个电感器、一个或多个电容器、电容器和电感器的组合等)的DC升降压调节器装置。为了简单和清晰，在本文中采用一个电感器作为实例来描述本发明。采用其他能量存储部件来描述的发明也包含在本发明的范围之内。
附图说明
参考附图中所示的本发明的示例性实施例。这些图旨在为说明而非限制。尽管通常在这些实施例的内容中描述本发明，但是并非旨在通过这样描述将本发明的范围限于所示出和所描述的实施例的特定特征。
图1是根据本发明的各个实施例的升降压调节器的示意框图。
图2是根据本发明的各个实施例的升降压调节器的示意图。
图3是根据本发明的各个实施例的升降压转换器的拓扑结构。
图4示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在阶段1中的电流通路。
图5示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在阶段2中的电流通路。
图6示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在阶段3中的电流通路。
图7详细地示出了根据本发明的各个实施例的三个运行阶段，其中，每个时钟周期已被分开。
图8示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在升压模式下的三种可能的状态。
图9示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在降压模式下的三种可能的状态。
图10示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在升降压模式下的三种可能的状态。
图11示出了示例性的多个波形，其示出了从三阶段升压模式到两阶段升压模式的转换。
本领域的技术人员应当认识到可以根据说明书实施本发明的各个实施方式和实施例。全部的这些实施方式和实施例都旨在包含于本发明的范围之内。
具体实施方式
在以下说明中，出于解释的目的，为了使本发明易于理解，阐述了具体的细节。然而，可以在没有某些或全部这些细节的情况下实施本发明。可以将以下所描述的本发明的实施例并入多个不同的电气部件、电路、设备和系统中。框图中所示的结构和设备说明了本发明的示例性实施例，并且未被用作使本发明的宽教导难以理解的借口。附图内部件之间的联系并非旨在限于直接联系。相反，可以通过中间部件来修改、重新设计格式或改变部件之间的联系。
当说明书涉及“一个实施例”或“实施例”时，其旨结合该实施例描述的特定特征、结构、特性或功能包括在本发明的至少一个预期的实施例中。因此，在说明书中多处出现的短语“在一个实施例中”非构成对本发明的单个实施例的多次参考。
将本发明的各个实施例用于升降压DC转换器。该转换器包括具有逻辑电路、开关等的多个部件。可以将这些部件集成到一个或多个模块或芯片中。各种变型可以依然在本发明的范围内。
图1是根据本发明的各个实施例的升降压调节器10的示意框图。升降压调节器10包括DC转换电路13、控制器14和电压比较器16。耦合在电压源18与负载19之间的DC转换电路13包括至少一个能量储存部件12和由控制器14控制的多个可控开关11。电压比较器16耦合到电压源18和负载19两者以便比较，并且向控制器14反馈比较的结果以便可控开关的控制目的。
当升降压调节器10在运行中时，将来自电压源18的输入电压信号和来自负载19的输出电压信号馈入用于比较的电压比较器16。将电压比较器16配置为在输入电压信号和输出电压信号之间进行至少一种类型的比较。在某些实施例中，电压比较器16包括用于比较运算的至少一个运算放大器。取决于比较器16的输出，控制器14生成输出信号以将多个可控开关11中的一个或多个切换为开/关，并且因此使DC转换电路13(或升降压调节器10)运行在包括降压模式、升压模式和升降压模式的三种模式中一种模式下。
在某些实施例中，升降压调节器10也包括存储器17，为了实施期望的可控开关的开/关控制，所述存储器17加载有控制器14可访问并可执行的控制逻辑。在某些实施例中，存储器17和控制器14被集成到单个部件中。
如果输入电压低于输出电压的第一阈值，那么调节器在升压(逐步增大)模式下运行。如果输入电压高于输出电压的第二阈值，那么调节器在降压(逐步减小)模式下运行。当输入电压和输出电压之间的差值在一定范围内时，调节器在升降压模式下运行。要么在升压模式下要么在降压模式下，调节器10仅在两个阶段(充电阶段和放电阶段)运行。将控制器14配置为在每个时钟周期(T)内实施期望的可控开关的开/关控制从而在充电阶段(TON)为能量存储部件12充电或者在放电阶段(TOFF)为能量存储部件12放电。根据输入电压和期望的输出电压预先确定或动态调整占空比(TON/T)。本领域的技术人员熟悉仅具有充电阶段和放电阶段的DC-DC降压转换器或DC-DC升压转换器。
当输入电压和输出电压之间的差值在一定范围内时，调节器10在升降压模式下运行。在升降压模式下，调节器10可以在三个阶段(阶段1、阶段2或阶段3)中的一个阶段下运行而非如在常规的升压模式或降压模式下那样在充电阶段或放电阶段下运行。将控制器14配置为在每个时钟周期(T)内实施期望的可控开关的开/关控制从而在三个阶段之一运行调节器10。可以预先确定或者动态调节控制器14在每个阶段的每个时钟周期(T)内运行的时间长度。可以将用于控制每个阶段在一个时钟周期内的时间长度的控制逻辑存储在控制器14可访问并可执行的存储器17中。三个阶段的采用使得当输入电压与输出电压接近时调节器能够增强线路瞬变性能，并因此降低由小输入电压的小扰动引起的电流纹波。
在某些实施例下，升降压调节器10也包括电流传感器15以便测量能量存储部件12中的电流并且向控制器14反馈测量结果，用于开关控制的目的。能量存储部件12可以是一个或多个电感器、电容器，或者它们的任意组合。
图2说明了根据本发明的各个实施例的升降压调节器100的示意图。升降压调节器100包括多个开关，其包括第一开关110、第二开关120、第三开关130和第四开关140。开关和电感器150形成了电感器连接两个开关分支的桥接电路。在一个实施例中，电感器150是外部电感器，并且经由第一电感器连接端口152和第二电感器连接端口154来连接升降压调节器。在另一实施例中，电感器150可以是集成在升降压调节器100之内的内置电感器。第一开关110经由输入端口112连接到DC电压输入160，第二开关120经由输出端口122连接到负载170。在一个实施例中，开关是诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)之类的晶体管类型的开关。在某些实施例中，第一开关110和第二开关120是PMOS晶体管。第三开关130和第四开关140是NMOS晶体管。每个开关(110、120、130或140)都具有控制栅(111、121、131或141)以便接收用于开关的开/关控制的控制信号。可以单独或成对地将开关切换为开/关。本领域的技术人员应当认识到其他类型的开关也可以用于升降压调节器。本领域的技术人员也应当认识到诸如输入耦合电容器和输出耦合电容器之类的各个其他部件也可以包括在升降压调节器之内。这样的变形可以仍然在本发明的范围之内。
图3是根据本发明的各个实施例的升降压转换器的示例性拓扑结构。拓扑结构200至少包括比较器210和逻辑电路220。可以有效地将比较器210连接到输入端口112和输出端口122从而将输入电压信号和输出电压信号馈入比较器210以作比较。将电压比较器210配置为进行至少一种类型的输入电压信号和输出电压信号之间的比较。将比较器210、第一PWM(脉冲宽度调制)比较器230和第二PWM比较器240的输出馈入逻辑电路220。有效地将逻辑电路220的输出连接到开关(110、120、130和140)的控制栅(111、121、131和141)。取决于比较器210、230和240的输出，逻辑电路220生成逻辑电路输出信号以便将一个或多个开关(110、120、130和140)切换为开/关。
在一个实施例中，将电压比较器210被配置为在输入电压信号与输出电压信号之间进行两种类型的比较。当DC电压输入160的输入电压低于输出电压的第一阈值时，升降压调节器在升压模式下运行。当DC电压输入160的输入电压高于输出电压的第二阈值时，升降压调节器在降压模式下运行。当DC电压输入160的输入电压在第一阈值和第二阈值之间时，升降压调节器在升降压模式下运行。在某些实施例中，第一阈值是输出电压的80％、85％、90％或95％。在某些实施例中，第二阈值是输出电压的105％、110％、115％或120％。第一阈值和第二阈值可能关于输出电压对称，也可能并非关于输出电压对称。例如，当第一阈值是输出电压的90％并且第二阈值是输出电压的110％时，当输入电压低于输出电压的90％时升降压调节器在升压模式下运行，当输入电压高于输出电压的110％时升降压调节器在降压模式下运行，或者当输入电压在输出电压的90％和110％之间时升降压调节器在升降压模式下运行。
图4示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在阶段1中的电流通路。在阶段1，第一开关110和第四开关140接收控制信号而接通。第二开关120和第三开关130接收控制信号而关断。因此，电感器150具有电压输入和地之间的充电电流通路。
图5示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在阶段2中的电流通路。在阶段2，第一开关110和第二开关120接收控制信号而接通。第三开关130和第四开关140接收控制信号而关断。因此，电感器150具有电压输入和电压输出之间的电流通路。取决于输入电压水平和输出电压水平，电感器150可以充电电感电流或放电电感电流。
图6示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在阶段3中的电流通路。在阶段3，第一开关110和第四开关140接收控制信号而关断。第二开关120和第三开关130接收控制信号而接通。因此，电感器150具有电压输出和地之间的放电电流通路。三个阶段的采用使得调节器能够不考虑最小的TON/TOFF的限制而工作。
图7详细地示出了根据本发明的各个实施例的三个运行阶段，其中，已经在升降压模式下拆分了每个时钟周期。每个时钟周期被分为诸如阶段1(630)、阶段2(620)或阶段3(630)的三个阶段，一个时钟周期内的每个阶段都具有不同的时间。图7中的纵轴是电感电流(IL)。在阶段1，IL的斜率(dIL/dt)是Vin/L。在阶段2，IL的斜率是(Vin-Vout)/L。在阶段3，IL的斜率是Vout/L。阶段1持续D1T时间，其中，T是时钟周期的时长，D1是第一百分值。阶段2持续D2T时间，其中，D2是第二百分值。阶段2持续时钟周期内的剩余时间。在一个实施例中，参数D1和D2是固定值。在另一个实施例中，参数D1和D2可以是预编程的或者动态可调节的。图7中的IL曲线仅出于示例性的目的。可以存在各种其他的实施例。例如，三个阶段的顺序可以不同于图7中所示的IL曲线。在阶段2下IL的斜率可以是负的或零，取决于Vin和Vout之间的差值。三个阶段的顺序可以与图7中所示相同，也可以与其不同。在本发明的范围以及等效形式内，各种变形是可能的。
如图8-图10所示，当输入处于第一阈值与第二阈值之内时，调节器可以在升压模式、降压模式或升降压模式下运行。因此，通过改变模式来将升降压调节器的输出电压保持不变，并且纹波电压被良好地控制。
图8示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在升降压模式下的三种可能的阶段(两个运行阶段和一个过渡阶段)。在充电阶段710，第一开关110(P1)和第四开关140(N2)接收控制信号而接通。第二开关120(P2)和第三开关130(N1)接收控制信号而关断。电感器150具有从电压输入到地的充电电路通路。在放电阶段720，第一开关110(P1)和第二开关120(P2)接收控制信号而接通。第三开关130(N1)和第四开关140(N2)接收控制信号而关断。电感器150具有从DC电压输入160到负载170的放电电流通路。在过零(零Xing)阶段730(充电阶段710和放电阶段720之间的可选的过渡阶段)，仅第一开关110(P1)接收控制信号而接通，而所有其他的三个开关都关断。在电感器150中没有电流通路。在不同的控制信号下升降压调节器100可以从一个状态切换到另一个状态。例如，当第一PWM比较器230向逻辑电路220输出升压停止信号时，升降压调节器100可以借助该升压停止信号从充电阶段710切换到放电阶段720。升降压调节器100可以直接从放电阶段720切换到充电阶段710或者借由零Xing阶段730从放电阶段720切换到充电阶段710。在放电阶段720，由P1电流传感器250监测电感器150中的电流。当电感器150中的电流变为零或者非常接近零时，将第二开关120(P2)配置为关断，并且使升降压调节器100能够进入零Xing阶段730。零电感电流期间的关断时刻防止了电感器进入不连续的导电状态及其引起的RF噪声。在某些实施例中，升降压调节器100可以以单向的方式从放电阶段720切换到零Xing阶段730，并且可以以单向的方式从零Xing阶段切断到充电阶段710。在某些实施例中，当升降压调节器在升压模式下运行时，仅在关断第四开关140(N2)之后开始零Xing阶段730，其中，充电阶段结束。
图9示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在降压模式下的三种可能的阶段(两个运行阶段和一个过渡阶段)。在充电阶段810，第一开关110(P1)和第二开关120(P2)接收控制信号而接通。第三开关130(N1)和第四开关140(N2)接收控制信号而关断。电感器150具有从DC电压输入160到负载170的充电电流通路。在放电阶段820，第一开关110(P1)和第四开关140(N2)接收控制信号而关断；第三开关130(N1)和第二开关120(P2)接收控制信号而接通。当第二PWM比较器240向逻辑电路220输出降压停止信号时，升降压调节器100可以借由该降压停止信号从充电阶段810切换到放电阶段820。电感器150具有从负载170到地的放电电流通路。在过零(零Xing)阶段830(充电阶段810和放电阶段7920之间的可选的过渡阶段)，仅第三开关130(N1)接收控制信号而接通，而所有其他的三个开关都关断。在放电阶段820，由P1电流传感器250监测电感器150中的电流。当电感器150中的电流为零或非常接近零时，将第二开关120(P2)配置为关断状态，并且使升降压调节器进入零Xing状态830。在某些实施例中，升降压调节器100可以以单向的方式从放电阶段820切换到零Xing阶段830，并且可以以单向的方式从零Xing阶段830切换到充电阶段810。在某些实施例中，当升降压调节器在降压模式下运行时，仅在关断第四开关140(N2)之后开始零Xing阶段830，其中，充电阶段结束。
图10示出了根据本发明的各个实施例的升降压调节器在升降压模式下的三种可能的常规阶段。升降压调节器100要么可以在阶段1(910)、阶段2(920)下运行，要么可以在阶段3(930)下运行。升降压调节器100在从阶段3过渡到阶段1期间也可以处于可选的过渡零Xing阶段(940)。在阶段1，第一开关110(P1)和第四开关140(N2)接收控制信号而接通。第二开关120(P2)和第三开关130(N1)接收控制信号而关断。在阶段2，第一开关110和第二开关120接收控制信号而接通。第三开关130和第四开关140接收控制信号而关断。在阶段3，第一开关110和第四开关140接收控制信号而关断。第二开关120和第三开关130接收控制信号而接通。在不同的控制信号下，升降压调节器100可以从一个阶段切换到另一个阶段。在某些实施例中，当第一PWM比较器230向逻辑电路220输出增压停止信号时，升降压调节器100可以借由该增压停止信号以单向的方式从阶段1(910)切换到阶段2(920)。当第二PWM比较器240向逻辑电路220输入降压停止信号时，升降压调节器100也可以借由降压停止信号以单向的方式从阶段2(920)切换到阶段3(930)。
在一些其他的实施例中，升降压调节器100可以以单向的方式从阶段3(930)切换到零Xing阶段(940)，并且可以以单向的方式从零Xing阶段(940)切换到阶段1(910)。当升降压调节器在阶段3(930)下运行时，由P1电流传感器250监测电感器150中的电流。当电感器150中的电流变为零或非常接近零时，将第二开关120(P2)配置为关断，并且使升降压调节器100进入零Xing阶段940。在某些实施例中，当升降压调节器在升降压模式下运行时，仅在关断第一开关110(P1)之后开始零Xing阶段940，其中，充电阶段结束。
图11公开了示出从三个阶段的增压模式到两个阶段的增压模式的过渡的多个示例性的多个波形。图11包括电感电流1002的波形、电流循环控制信号Vc262、VSUM_BST254和VSUM_BCK258。该波形对应于图3中所示的升降压转换器的拓扑。从电感电流1002的波形清楚地看出升降压转换器从三个阶段的升压模式过渡到两个阶段的升压模式。电流循环控制信号Vc262实际上是放大器260的输出，所述放大器260从参考电压和输出反馈电压接收输入。VSUM_BST254是来自P1电流传感器250的电流信号和第一电压斜坡信号(Ibst)252的总和。VSUM_BCK258是来自P1电流传感器250的电流信号和第二电压斜坡信号(Ibuck)256的总和。通常，将第一斜坡信号(Ibst)252和第二电压斜坡信号(Ibuck)用作“斜坡补偿”以避免任何电流模式DC-DC转换调节器中的分谐波失真。在一个实施例中，第一斜坡信号(Ibst)252和第二电压斜坡信号(Ibuck)256是来自电压比较器210的输出信号。当升降压转换器在三个阶段的模式下运行时，将VSUM_BST254和VSUM_BCK258信号用于逻辑电路220的控制。过渡之后，升降压转换器在两个阶段的升压模式下运行。为了优化线路瞬变，VSUM_BCK258信号消失，而仅将VSUM_BST254用于逻辑电路220和偏移量的变化的控制来最小化电流循环控制信号Vc262的变量。
本领域的技术人员也应当认识到在升降压调节器中转换DC电压的各个实施例。本发明的各方面也适用于用于升降压调节器的装置和方法的三个阶段的控制器。出于清晰和易于理解的目的描述了本发明的以上说明。这并非旨在将本发明限于所公开的精确形式。各种变形也可能在所附权利要求书的范围及其等效形式之内。

Claims (20)

1.一种升降压调节器，包括：
DC转换电路，所述DC转换电路被耦合在电压源与负载之间；
电压比较器，所述电压比较器在来自所述电压源的输入电压与至所述负载的输出电压之间进行至少一次电压比较；以及
控制器，所述控制器从所述电压比较器接收所述至少一次电压比较结果，并且基于所述至少一次电压比较结果来使所述DC转换电路运行在包括降压模式、升压模式和升降压模式的三种模式中的一种模式下。
2.根据权利要求1所述的升降压调节器，其中，所述DC转换电路包括至少一个能量储存部件和由所述控制器控制的多个可控开关。
3.根据权利要求1所述的升降压调节器，其中，当所述输入电压低于所述输出电压的第一阈值时，所述控制器使所述DC转换电路运行在升压模式下。
4.根据权利要求3所述的升降压调节器，其中，所述第一阈值是所述输出电压的80％、85％、90％或95％。
5.根据权利要求1所述的升降压调节器，其中，当所述输入电压高于所述输出电压的第二阈值时，所述控制器使所述DC转换电路运行在降压模式下。
6.根据权利要求5所述的升降压调节器，其中，所述第二阈值是所述输出电压的105％、110％、115％或120％。
7.根据权利要求1所述的升降压调节器，其中，当所述输入电压和所述输出电压之间的差值在一定范围内时，所述控制器使所述DC转换电路运行在升降压模式下。
8.根据权利要求7所述的升降压调节器，其中，所述一定范围被定义为所述输入电压在所述输出电压的90％和110％之间。
9.一种操作升降压调节器的方法，包括：
利用一个或多个电压比较器在至升降压调节器的输入电压与来自所述升降压调节器的输出电压之间进行至少一次电压比较；以及
在控制器处从所述一个或多个电压比较器接收所述至少一次电压比较结果；以及
基于所述至少一次电压比较结果借助所述控制器来使所述升降压调节器运行在包括降压模式、升压模式和升降压模式的三种模式中一种模式下。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，当所述输入电压低于所述输出电压的第一阈值时，使所述升降压调节器运行在升压模式下。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述第一阈值是所述输出电压的80％、85％、90％或95％。
12.根据权利要求9所述的方法，其中，当所述输入电压高于所述输出电压的第二阈值时，使所述升降压调节器运行在降压模式下。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述第二阈值是所述输出电压的105％、110％、115％或120％。
14.根据权利要求9所述的方法，其中，当所述输入电压与所述输出电压之间的差值在一定范围内时，使所述升降压调节器运行在所述升降压模式下。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述一定范围被定义为所述输出电压在所述输出电压的90％和110％之间。
16.一种升降压调节器，包括：
DC转换电路，所述DC转换电路被耦合在电压源与负载之间，所述DC转换电路包括至少一个能量存储部件和多个可控开关；
电流传感器，所述电流传感器测量在所述至少一个能量存储部件中的电流；
电压比较器，所述电压比较器在来自所述电压源的输入电压与至所述负载的输出电压之间进行至少一次电压比较；以及
控制器，所述控制器接收来自所述电压比较器的所述至少一次电压比较结果和来自所述电流传感器的所述电流测量结果，并且基于所述至少一次电压比较结果和所述电流测量结果来切换所述多个可控开关中的一个或多个可控开关。
17.根据权利要求16所述的升降压调节器，其中，当所述输入电压与所述输出电压之间的差值在一定范围内时，所述控制器使所述升降压调节器运行在升降压模式下。
18.根据权利要求17所述的升降压调节器，其中，在所述升降压模式下，所述升降压调节器运行在一个时钟周期内的三个阶段中的一个阶段下。
19.根据权利要求17所述的升降压调节器，其中，在所述升降压模式下，所述升降压调节器以单向的方式从所述三个阶段中的一个阶段切换到所述三个阶段中的另一个阶段。
20.根据权利要求17所述的升降压调节器，其中，在所述升降压模式下，所述升降压调节器借助过渡的过零阶段以单向的方式从所述三个阶段中的一个阶段切换到所述三个阶段中的另一个阶段，其中，仅当来自所述电流传感器的所述电流测量结果变为零或非常接近零时所述升降压调节器进入所述过零阶段。
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