CN103036432A - 基于纹波的pwm滞环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于纹波的PWM滞环控制方法，在传统滞环控制的基础上，通过引入电感纹波电流和电容寄生电阻纹波电压的反馈，使滞环控制的瞬态响应得到了很大的提高，有了更好的抗负载扰动能力和动态特性。由于提出的控制方法只需要一个滞环比较器和反馈调节电阻，控制电路的元器件数量大幅减少，成本和体积均得到了较大改善。而且，由于没有使用误差放大器，在消除了补偿电路带来的相位延迟问题的同时，有效提高了控制电路的动态特性。具有输出电压的瞬态响应快，超调量低，收敛时间短的特性。

Description

基于纹波的PWM滞环控制方法

技术领域

本发明涉及一种直流开关电源控制方法，特别涉及一种基于纹波的PWM滞环控制方法。

背景技术

随着通信技术的快速发展，直流开关变换器的体积越来越小、效率越来越高、功率密度越来越大、动态负载性能要求越来越严格。特别是在低压大电流应用场合, 如何设计满足要求的电源是电力电子领域面临的一大挑战。这些挑战都对直流开关变换器的电压调节模块(Voltage Regulator Module,VRM)提出了更高的要求：(1)负载动态响应速度快(2)稳压精度高(3)功率变换效率高。这些给直流变换电路的控制技术提出了新的挑战。传统型PWM电压控制方法由于其满足稳定性和控制精度的基本要求，而广泛的应用于通信电源中。但是，这种控制方法在负载发生突变时，由于控制电路中电压误差放大器的补偿电路带来的延时滞后，不仅造成了其瞬态响应慢，降低了其动态特性。并且，电压误差放大器的补偿电路在设计和调试时较为复杂。以上这些问题给控制电路的设计带了了很大的困难。

传统型PWM电压控制方法中，使用了三角载波产生电路和运算放大器以及相应的补偿电路，这些使变换电路的体积增大，难以实现小型化和轻量化；运算放大器的误差特性严重影响控制电路的性能。使设计者在解决运算放大器的稳定问题时，耗费大量的时间和人力物力；传统型PWM电压控制方法中调整相位补偿电路是通过误差放大器的增益和频宽改善负载变动特性，这些设计都是比较复杂的，并不容易做到；传统滞环PWM控制方法中没有利用电感电流纹波和电容寄生电阻纹波电压的思想引出反馈。使直流变换电路的性能不能达到最优。                                                                                       

发明内容

本发明是针对传统型PWM电压控制方法难以满足输出高速瞬态响应、小型化、轻量化、低成本、高效率的技术指标的问题，提出了一种基于纹波的PWM滞环控制方法，在负载扰动时，具有快速瞬态响应特性的新型滞环控制方式。在传统滞环控制的基础上，利用电感电流和电容寄生电阻电压的纹波思想，提出了新型的滞环控制方式。通过引入电感纹波电流和电容寄生电阻纹波电压的反馈，使滞环控制的瞬态响应得到了很大的提高，有了更好的抗负载扰动能力和动态特性。

本发明的技术方案为：一种基于纹波的PWM滞环控制方法，输入直流电源正负极两端接串联的两个MOSFET开关管，驱动器接两个MOSFET开关管控制极，两个MOSFET开关管串联连接点与直流电源负极间接电感电容滤波电路，负载并在串联的滤波电容和滤波电容寄生电阻上，输出电压接串联的第一反馈调整电阻和电容，电容电压输入比较器输入一端，同时经过第二反馈调整电阻接比较器输出端，比较器输出和地之间接上下限阀值大小调整电阻，上下限阀值大小调整电阻分压值，即滞环比较器阀值电压接比较器输入另一端，比较器输出接驱动器，通过电阻组成一个反馈旁路对电容进行充放电。

所述反馈旁路为电感输出经电感电流反馈增益，再经过第三反馈调整电阻到电容，给电容充放电，输出电压                                               

  ，            

其中：

， K _L 为电感电流反馈增益，R _L 为第三反馈调整电阻，R _f 为第一反馈调整电阻，R为第二反馈调整电阻，V _L 和V _H  为滞环比较器阀值电压（低电平，高电平），V _i 为输入直流电源电压。

所述反馈旁路为滤波电容寄生电阻的电压输出经过第四反馈调整电阻到电容，给电容充放电，输出电压

  ，      

其中：

， R _C 为第四反馈调整电阻，R _f 为第一反馈调整电阻，R为第二反馈调整电阻，V _L 和V _H  为滞环比较器阀值电压（低电平，高电平），V _i 为输入直流电源电压，V _ESR 为滤波电容寄生电阻输出电压。

所述反馈旁路为电感输出经电感电流反馈增益，再经过第三反馈调整电阻到电容，同时滤波电容寄生电阻的电压输出经过第四反馈调整电阻到电容，纹波电感电流和电容寄生电阻纹波电压反馈同时对电容进行充放电，输出电压

，

其中：

，K _L 为电感电流反馈增益，R _L 为第三反馈调整电阻，R _C 为第四反馈调整电阻，R _f 为第一反馈调整电阻，R为第二反馈调整电阻，V _L 和V _H  为滞环比较器阀值电压（低电平，高电平），V _i 为输入直流电源电压。

本发明的有益效果在于：本发明基于纹波的PWM滞环控制方法，在传统滞环控制的基础上，通过引入电感纹波电流和电容寄生电阻纹波电压的反馈，使滞环控制的瞬态响应得到了很大的提高，有了更好的抗负载扰动能力和动态特性。由于提出的控制方法只需要一个滞环比较器和反馈调节电阻，控制电路的元器件数量大幅减少，成本和体积均得到了较大改善。而且，由于没有使用误差放大器，在消除了补偿电路带来的相位延迟问题的同时，有效提高了控制电路的动态特性。具有输出电压的瞬态响应快，超调量低，收敛时间短的特性。

附图说明

图1为传统型滞环控制方法图；

图2为本发明电感纹波电流反馈的滞环控制方法图；

图3为本发明电容寄生电阻纹波电压反馈的滞环控制方法图；

图4为本发明纹波电感电流和电容寄生电阻纹波电压反馈的滞环控制方法图；

图5为负载电流Io跃降一倍时传统型控制瞬态响应曲线图；

图6为本发明负载电流Io跃降一倍时电感纹波电流反馈的滞环控制方法瞬态响应曲线图；

图7为本发明负载电流Io跃降一倍时电容寄生电阻纹波电压反馈的滞环控制方法瞬态响应曲图；

图8为本发明负载电流Io跃降一倍时纹波电感电流和电容寄生电阻纹波电压反馈的滞环控制方法瞬态响应曲图；

图9为负载电流Io跃升一倍时传统型控制瞬态响应曲线图；

图10为本发明负载电流Io跃升一倍时电感纹波电流反馈的滞环控制方法瞬态响应曲线图；

图11为本发明负载电流Io跃升一倍时电容寄生电阻纹波电压反馈的滞环控制方法瞬态响应曲线图；

图12为本发明负载电流Io跃升一倍时纹波电感电流和电容寄生电阻纹波电压反馈的滞环控制方法瞬态响应曲线图；

图13为本发明滞环控制的动作原理图。

具体实施方式

如图1所示为传统型滞环控制方法图，V _o 为输出电圧；Io为负载电流；R _o 为负载；R _f 和R为反馈调整电阻；V _i 为输入电压；S ₁ ，S ₂ 为开关管MOSFET；L为滤波电感；C为电容；V _f 为电容C上的电压；C _o 为滤波电容；R _ESR 为滤波电容寄生电阻，V _ESR 为滤波电容寄生电阻R _ESR 上的电压；V _L 和V _H  为滞环比较器阀值电压（低电平，高电平）为图中的V _HL , V _ref 为参考电压；R ₁ ，R ₂ 为上下限阀值大小调整电阻。输入直流电源正负极两端接串联的两个MOSFET开关管S ₁ 和S ₂ ，驱动器接两个MOSFET开关管S ₁ 和S ₂ 控制极，两个MOSFET开关管串联连接点与直流电源负极间接LC _o 滤波电路，负载R _o 并在串联的滤波电容和滤波电容寄生电阻上，输出电压V _o 接串联的反馈调整电阻R _f 和电容C接地，电容C电压输入比较器输入一端，同时经过反馈调整电阻R接比较器输出端，比较器输出和地之间接上下限阀值大小调整电阻R ₁ ，R ₂ ，上下限阀值大小调整电阻R ₁ ，R ₂ 分压值，即滞环比较器阀值电压V _HL 接比较器输入另一端，比较器输出接驱动器。

输出电圧

；               （1）

其中：

，

基于传统滞环控制的方法上，本发明利用纹波思想提出了三种新型的滞环控制方法。方法1为如图2所示电感纹波电流反馈的滞环控制方法，输出电压

              　（2）

其中：

， K _L 为电感电流反馈增益，R _L 为反馈调整电阻。

方法1利用了电感电流的纹波信号，通过一个反馈调整电阻R _L 组成一个反馈旁路对电容C进行充放电，使控制电路的瞬态响应变得更快。

方法2为如图3所示电容寄生电阻纹波电压反馈的滞环控制方法：

        　　　　　　 （3）

其中：

   ， R _C 为反馈调整电阻。

方法2利用了滤波电容C _o 寄生电阻R _ESR 的电压纹波信号V _ESR ，通过一个反馈调整电阻R _C 组成一个反馈旁路对电容C进行充放电，使控制电路的瞬态响应得到提高。

方法3如图4所示纹波电感电流和电容寄生电阻纹波电压反馈的滞环控制方法，

                    （4）

其中：

。

方法3综合了方法1和方法2的优点，通过对电容C进行充放电，实现了优于方法1和方法2的最佳瞬态响应。

 对于传统滞环控制，当负载发生突变时，仅仅利用了输出电压变化量的反馈信号来调节电容的充放电时间，从而调节占空比，使输出电压维持稳定。而对于本发明中提出的新型滞环控制方法，在负载突变时，不仅仅通过输出电压的变化量来调节电容的充放电时间，还增加了电感纹波电流和滤波电容寄生电阻纹波电压的反馈旁路，通过它们反馈到电容C的纹波信号，加快了电容的充放电时间，提高了占空比的动态调节能力，使输出电压在更短的时间实现了稳定。如图5～8为负载电流Io跃降一倍时，传统型控制和本发明3中控制方法瞬态响应曲线图，图9～12负载电流Io跃升一倍时，传统型控制和本发明3中控制方法瞬态响应曲线图，图13为本发明滞环控制的动作原理图。通过理论分析和仿真比较可以看出，本发明提出的新型滞环控制方法都具有了输出电压的瞬态响应快，超调量低，收敛时间短的特性。

新型控制方法1，2和3具有的共同优点与效果：

1)    没有运算放大器和三角载波发生电路，实现了输出电压的精确控制；

2)    只用到一个滞环比较器，控制电路元器件减少了很多，控制电路结构简单；

3)    没有误差放大器，没有反馈相位延迟，不需要设计相位补偿电路；

4)    负载的瞬态响应速度快，稳压精度高；

5)    具有相对稳定的开关频率；

6） 与传统型PWM电压控制方法相比，瞬态响应快，超调量低，收敛时间短。

新型控制方法1,2和3的比较：负载增大或减小时，方法1和方法2的超调量和调节时间都很小，在最佳控制参数的情况下，两者瞬态响应差不多，同时并都有较好的静态特性。方法3的超调量最小和收敛时间最短，瞬态响应速度最快，静态特性最好。

Claims (4)

1.一种基于纹波的PWM滞环控制方法，输入直流电源（V _i ）正负极两端接串联的两个MOSFET开关管，驱动器接两个MOSFET开关管（S ₁ 、S ₂ ）控制极，两个MOSFET开关管（S ₁ 、S ₂ ）串联连接点与直流电源负极间接电感电容（L、C ₀ ）滤波电路，负载（R ₀ ）并在串联的滤波电容（C ₀ ）和滤波电容寄生电阻(R _ESR ）上，输出电压（V _o ）接串联的第一反馈调整电阻（R _f ）和电容（C），电容（C）电压输入比较器输入一端，同时经过第二反馈调整电阻（R）接比较器输出端，比较器输出和地之间接上下限阀值大小调整电阻（R ₁ ，R ₂ ），上下限阀值大小调整电阻（R ₁ ，R ₂ ）分压值，即滞环比较器阀值电压（V _HL ）接比较器输入另一端，比较器输出接驱动器，其特征在于，通过电阻组成一个反馈旁路对电容（C）进行充放电。

2.根据权利要求1所述基于纹波的PWM滞环控制方法，其特征在于，所述反馈旁路为电感输出经电感电流反馈增益，再经过第三反馈调整电阻（R _L ）到电容（C），给电容充放电，输出电压                                               

  ，            

其中：

， K _L 为电感电流反馈增益，R _L 为第三反馈调整电阻，R _f 为第一反馈调整电阻，R为第二反馈调整电阻，V _L 和V _H  为滞环比较器阀值电压（低电平，高电平），V _i 为输入直流电源电压。

3.根据权利要求1所述基于纹波的PWM滞环控制方法，其特征在于，所述反馈旁路为滤波电容寄生电阻(R _ESR ）的电压输出经过第四反馈调整电阻（R _C ）到电容（C），给电容充放电，输出电压

  ，      

其中：

， R _C 为第四反馈调整电阻，R _f 为第一反馈调整电阻，R为第二反馈调整电阻，V _L 和V _H  为滞环比较器阀值电压（低电平，高电平），V _i 为输入直流电源电压，V _ESR 为滤波电容寄生电阻输出电压。

4.根据权利要求1所述基于纹波的PWM滞环控制方法，其特征在于，所述反馈旁路为电感输出经电感电流反馈增益，再经过第三反馈调整电阻（R _L ）到电容（C），同时滤波电容寄生电阻(R _ESR ）的电压输出经过第四反馈调整电阻（R _C ）到电容（C），纹波电感电流和电容寄生电阻纹波电压反馈同时对电容（C）进行充放电，输出电压

，

其中：

，K _L 为电感电流反馈增益，R _L 为第三反馈调整电阻，R _C 为第四反馈调整电阻，R _f 为第一反馈调整电阻，R为第二反馈调整电阻，V _L 和V _H  为滞环比较器阀值电压（低电平，高电平），V _i 为输入直流电源电压。

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