CN103346663A - 一种Boost变换器的滞环控制方法 - Google Patents

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刘永晓
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Abstract

本发明涉及一种Boost变换器的滞环控制方法，电路输出通过反馈调整电阻和充电电容接地，通过充电电容的充放电控制滞环比较器输出高电平和低电平，滞环比较器输出信号接驱动电路，驱动电路根据输入信号控制输出PWM信号频率，从而控制电路开关管导通和关闭时间，调整输出负载电压。本发明具有较好的负载调节能力；没有使用误差放大器，没有反馈相位延迟，完全不需要相位补偿电路，电路设计简单，无需耗费较大的人力物力；负载发生跃升或跃降时，能够以较快的调节时间和较小的超调量达到较好的动态调节；实现Boost直流转换器输入输出高速瞬态响应、小型、低成本、高效率的要求；具有准恒频特性，方便电磁兼容设计，不易引起电磁干扰问题。

Description

一种Boost变换器的滞环控制方法
技术领域
本发明涉及一种直流变换控制方法，特别涉及一种Boost变换器的滞环控制方法。
背景技术
直流-直流变流电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。直接直流变流电路也称斩波电路，它的功能是将直流电变换为另一固定电压或可调电压的直流电，种类较多主要包括Buck，Boost，Buck-Boost等斩波电路。Boost电路输出电压高于输入电压，作为一种基本的DC/DC变换器，已广泛地应用于如混合动力汽车、航空电源、新能源开发等各类直流升压场合。随着应用场合的逐渐增多，对Boost变换器性能指标的要求也随之提高。针对于Boost控制电路，如果以输出电容的电压作为输出量进行反馈控制时，Boost变换器是一个非最小相位系统，因此采用传统的控制方法会导致系统带宽较窄，动态响应缓慢，无法满足当前对Boost变换器性能指标的苛刻要求。
传统型PWM电压控制方法中，必须使用运算放大器和三角载波产生电路以及其它补偿电路，这些易造成直流-直流变换器的制造成本上升，难以实现小型化和轻量化；运算放大器的误差特性将严重影响控制电路的性能。这样设计者在解决运算放大器的稳定问题时，必须耗费大量的时间和人力物力；以输出电容的电压作为输出量进行反馈控制时，Boost变换器是一个非最小相位系统，采用传统的控制方法会导致系统带宽较窄，动态响应缓慢，无法满足当前对Boost变换器性能指标的苛刻要求；传统滞环控制在负载跃升或跃降时能够快速响应进行调节，具有良好的动态调节性能，但所需控制器件较多；传统滞环控制负载变化易引起主电路开关频率的变化，给电磁兼容设计带来困难，易引起电磁干扰问题。
发明内容
本发明是针对传统Boost控制方法难以满足对其诸如快速调节，良好动态调节性能等效果的问题，提出了一种Boost变换器的滞环控制方法，是一种基于电容充放电特性的滞环控制方法，使用该方法的控制电路不仅所需器件较少，有利于满足变换器的轻小薄要求，易于集成，功率密度高；而且在动态响应特性中，该控制电路在负载跃升和跃降时超调量好和收敛时间均优于传统PWM控制电路。同时具有较宽的功率输出范围，弥补了常规滞环控制的变频问题，具有准恒频特性。
本发明的技术方案为：一种Boost变换器的滞环控制方法，具体包括如下步骤：
1）建立Boost变换器的滞环控制电路：电感串联第一开关管后并联在输入电压两端，电感和第一开关管连接点通过第二开关管与并联的滤波电容和负载接输入电压负极，第一和第二开关管控制极接驱动电路输出，负载输出电压经过串联的反馈调整电阻和充电电容接地，充电电容电压接滞环比较器反相输入端，滞环比较器输出端和反相输入端之间接支路电阻，滞环比较器输出端通过经比例控制环节再通过第二电阻接同相输入端，参考电压通过第一电阻接滞环比较器同相输入端，滞环比较器输出接驱动电路输入；
2）计算滞环比较器低阀值电压V L 和高阈值电压V H ：
Figure 2013102963381100002DEST_PATH_IMAGE001
，
Figure 473979DEST_PATH_IMAGE002
，其中
Figure 2013102963381100002DEST_PATH_IMAGE003
为参考电压，R1 、R2分别为第一、第二电阻，k为比例控制环节中比例系数；
3）计算驱动电路输出PWM信号开关周期：
，
Figure 279441DEST_PATH_IMAGE005
，
Figure 272804DEST_PATH_IMAGE006
，
其中，
Figure 463352DEST_PATH_IMAGE008
，R f 为反馈调整电阻，R为支路电阻,C为充电电容值，
Figure 2013102963381100002DEST_PATH_IMAGE009
为负载输出电压，V i 为输入电压。
本发明的有益效果在于：本发明Boost变换器的滞环控制方法，负载电流变化范围较大时，输出电压仍能保持恒定，具有较好的负载调节能力，具有宽输出电流范围；只需要一个滞环比较器和反馈电阻，控制电路器件大大减少，电路拓扑结构简单，利于集成，功率密度高；没有使用误差放大器，没有反馈相位延迟，完全不需要相位补偿电路，电路设计简单，无需耗费较大的人力物力；负载发生跃升或跃降时，能够以较快的调节时间和较小的超调量达到较好的动态调节，调节后仍具有较好的稳态性能；与传统型Boost直流转换器相比，所提出的滞环控制方法可实现Boost直流转换器输入输出高速瞬态响应、小型、低成本、高效率的要求；所提出滞环控制可弥补传统PWM控制方法动态响应性能不足和常规滞环控制的变频问题，具有准恒频特性，方便电磁兼容设计，不易引起电磁干扰问题。
附图说明
图1为传统PWM控制电路图；
图2为本发明Boost变换器的滞环控制电路图；
图3为本发明Boost变换器的滞环控制方法动作原理图；
图4为本发明滞环控制性Boost变换器稳态输出电压图；
图5为本发明负载电流Io跃降一半时传统PWM控制与新型控制瞬态响应图；
图6为本发明负载电流Io跃升一倍时传统PWM控制与新型控制瞬态响应图；
图7为本发明Boost变换器的滞环控制方法的输出特性图；
图8为本发明Boost变换器的滞环控制方法的开关频率与负载输出特性图。
具体实施方式
如图1所示传统PWM控制电路图，Vi为输入电压，S 1 、S 2 为主开关管，L为电感，Co为滤波电容，C 1 为补偿网络电容，f c 为三角载波，V rc 为参考电压，V o 1 为输出电压。
如图2本发明Boost变换器的滞环控制电路图。Vi为输入电压，S 1 、 S 2 为主开关管，L为电感，C为充电电容，Co为滤波电容，R 1 、R 2 为上下限阀值大小调整电阻，R f 为反馈调整电阻，V ref ，V rc ：参考电压，R o 为负载，R为支路电阻，R f 为反馈电阻，Vo为输出电压，V L 、V H 为滞环比较器低阀值电压和高阈值电压；
V n 为滞环比较器输出电压，k为比例系数，V t, 、V f  为滞环比较器的同相输入端电压和反相输入端电压，V pwm 为驱动电路输出电压。该控制电路由滞环比较器U，支路电阻R，反馈电阻R f 构成。滞环比较器U的工作原理如图3所示。输出电压经过电阻R f 反馈到电容C，滞环比较器输出电压V n 通过电阻R与电容C相连，根据电阻R支路和反馈电阻支路R f 的变化对电容C进行充放电和电流大小的控制。另外，滞环比较器输出电压V n 经比例控制环节k并通过电阻R 2 与滞环比较器同相输入端相连，与参考电压V ref 和电阻R 1 共同产生高阈值电压V H 和低阈值电压V L 。这里，阈值电压的设定有效利用了滞环比较器输出电压的翻转特性。
当输出电压变大（小）时，开关S1关断模式下电容C的充电电流将增加（减小），开关S1导通模式下电容C的放电电流将减小（增大）。这样S1的导通时间变小（增大），关断时间变大（减小）。同理，当输入电压变大（小）时，S1的导通时间亦会变小（增大），关断时间亦会变大（减小），从而控制电路的输出电压快速调整。最终输出的电压的动态调节时间较小，超调量较小，波动较小，稳定性较高，从而具有了非常好的动态性能指标。
控制方法公式：
Figure 200364DEST_PATH_IMAGE010
 
 
Figure 723749DEST_PATH_IMAGE001
；
Figure 2013102963381100002DEST_PATH_IMAGE011
；
Figure 91277DEST_PATH_IMAGE012
；
Figure 2013102963381100002DEST_PATH_IMAGE013
  
Figure 332902DEST_PATH_IMAGE014
 
其中
Figure 608026DEST_PATH_IMAGE008
。C是充电电容电容值，k是图中比例系数，T on 和T off 分别是S1的导通时间和关断时间，fs是开关频率，Vi是输入电压。
所提出的滞环控制方法动作原理如上图3所示。当开关管S 1 导通时，此时驱动电路控制开关管S 1 的（驱动电路电压）V pwm  为高电平，控制电路电容C通过电阻R支路和R f 支路对外放电，电容C两端电压V f 减小。当电压V f 电压达到滞环阈值低电压V L 时，滞环比较器输出至驱动电路的电压V pwm 变为低电平，开关管S 1 关断，S 2 导通，电源与电感共同对输出负载释放能量，同时控制电路中控制电容C亦开始经由电阻R支路和R f 支路两支路被充电，电压开始逐渐增大。当电压V f 增大至高阈值电压V H 时，比较器翻转输出至驱动电路的V pwm 电压再次变为高电平，重复进行上述电容的充放电，进而控制开关管S 1 和S 2 的通断，最终达到Boost变换器的稳定电压输出。
传统PWM控制输出电压电流分变为Vo1和Io1，基于电容充放电特性的滞环控制方法输出电压电流分别为Vo和Io。
图4给出了所提出控制电路的稳态特能，从中可以看出，滞环控制型电路有较好的稳态效果，纹波小，输出稳定。
图5和图6分别给出了负载电流跃降一半和跃升一倍时，传统PWM控制和所提出的滞环控制方法Boost电路的动态特性，从中看出所提出的控制动态调节时间和输出电压超调量均优于传统PWM控制，从而说明所提出的控制具有更好的动态响应特性。
图7给出了所提出的滞环控制方法的输出特性，从中可看出输出电压在负载电流从1A到10A变化时仍可保持恒定，进而说明所提出的控制方法在Boost电路中具有较宽的负载电流输出范围，适用于较宽输出功率范围运用。
图8示出了开关频率与负载输出特性，当负载电流在1A和10A变化时，主电路的开关频率仍可保持恒定，具有准恒频特性，弥补了传统滞环控制的易变频特性。

Claims (1)

1.一种Boost变换器的滞环控制方法，其特征在于，具体包括如下步骤：
1）建立Boost变换器的滞环控制电路：电感串联第一开关管后并联在输入电压两端，电感和第一开关管连接点通过第二开关管与并联的滤波电容和负载接输入电压负极，第一和第二开关管控制极接驱动电路输出，负载输出电压经过串联的反馈调整电阻和充电电容接地，充电电容电压接滞环比较器反相输入端，滞环比较器输出端和反相输入端之间接支路电阻，滞环比较器输出端通过经比例控制环节再通过第二电阻接同相输入端，参考电压通过第一电阻接滞环比较器同相输入端，滞环比较器输出接驱动电路输入；
2）计算滞环比较器低阀值电压V L 和高阈值电压V H ：
Figure 2013102963381100001DEST_PATH_IMAGE001
，
Figure 575131DEST_PATH_IMAGE002
，其中
Figure 2013102963381100001DEST_PATH_IMAGE003
为参考电压，R1 、R2分别为第一、第二电阻，k为比例控制环节中比例系数；
3）计算驱动电路输出PWM信号开关周期：
Figure 492271DEST_PATH_IMAGE004
，
，
，
其中
Figure 2013102963381100001DEST_PATH_IMAGE007
，
Figure 103436DEST_PATH_IMAGE008
，R f 为反馈调整电阻，R为支路电阻,C为充电电容值，
Figure 2013102963381100001DEST_PATH_IMAGE009
为负载输出电压，V i 为输入电压。
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