TWI434499B - 電源轉換器的頻率抖動控制器及頻率抖動控制方法 - Google Patents

Description

電源轉換器的頻率抖動控制器及頻率抖動控制方法

本發明是有關於一種電源轉換器，且特別是有關於一種具有低電磁干擾的電源轉換器。

電源轉換器用於將未調節的電源轉換成調節的電壓或電流。一般來說，電源轉換器中的控制電路會產生切換信號來調整電源轉換器的輸出電壓或電流，藉以調整並穩定電源轉換器的功率。其中，切換信號的工作週期(duty cycle)是根據電源轉換器的輸出而進行調變的，且切換信號的切換頻率通常是在電源轉換器之控制電路中內部自我決定的。在最近的發展中，針對電源轉換器已經提出了很多脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)控制電路，以便節省功率損耗。

電源轉換器依照電路結構的不同可分為線性式和切換式電源轉換器兩種。其中，切換式電源轉換器在電路結構上比線性式電源轉換器來得複雜，電磁干擾(EMI)也比較大，但切換式電源轉換器之優點是轉換效率高、空載時耗電小、重量輕。整體而言，切換式電源轉換器優於線性式電源轉換器，故目前電源轉換器的市場以切換式電源轉換器為主流。然而，切換式電源轉換器所產生的電磁干擾除了造成電源上的雜訊而影響其他電子器材外，也會因向外輻射而影響到鄰近的通訊器材或無線電、電視訊號之 傳輸等。

傳統減少電磁干擾之方法為在電源之輸入端增加一電磁干擾濾波器。電磁干擾濾波器一般由電感、電容及電阻等被動元件所組成，藉以實現濾除電磁干擾的目的。然而電磁干擾越大，所需的電磁干擾濾波器也就越大，故而不但會造成電路成本的增加，而且電磁干擾濾波器也無法處理電磁干擾的輻射。

本發明提供一種電源轉換器的頻率抖動控制器，可降低切換電源轉換器中開關元件時所產生的電磁干擾。

本發明提出一種電源轉換器的頻率抖動控制器，包括第一電容單元、第二電容單元、第一充放電控制單元、第二充放電控制單元、比較單元以及控制單元。其中，第一充放電控制單元耦接第一電容單元，用以於充電期間將第一電容單元充電至交會電壓，並於放電期間將第一電容單元放電至參考電壓。第二充放電控制單元耦接第二電容單元，用以於充電期間將第二電容單元充電至交會電壓，並於放電期間將第二電容單元放電至箝位電壓。

比較單元之第一輸入端、第二輸入端以及第三輸入端分別耦接第一電容單元、第二電容單元以及參考電壓，且比較單元之輸出端則輸出一脈衝訊號。比較單元用以於充電期間比較第一電容單元與第二電容單元之電壓，並於放電期間比較第一電容單元之電壓與參考電壓。另外，控制 單元則耦接比較單元的輸出端，用以依據脈衝訊號產生頻率抖動控制訊號來調整第二電容單元之電壓的上升速率，藉以改變脈衝訊號的頻率。

在本發明之一實施例中，上述之第一充放電控制單元包括第一電流源、第一開關以及第二開關。其中，第一電流源耦接操作電壓。第一開關耦接於第一電流源與比較單元的第一輸入端之間，且第一開關之導通狀態受控於第一開關訊號。第二開關耦接於比較單元的第一輸入端與接地之間，且第二開關之導通狀態受控於第二開關訊號。

在本發明之一實施例中，上述之第二充放電控制單元包括第二電流源、第三開關、緩衝單元以及第四開關。其中，第二電流源耦接操作電壓。第三開關耦接於第二電流源與比較單元的第二輸入端之間，且第三開關之導通狀態受控於第三開關訊號。緩衝單元耦接箝位電壓，用以緩衝箝位電壓。另外，第四開關耦接於比較單元的第二輸入端與緩衝單元之間，且第四開關之導通狀態受控於第四開關訊號。

在本發明之一實施例中，上述之緩衝單元包括一運算放大器。運算放大器之正輸入端耦接箝位電壓，運算放大器之負輸入端耦接運算放大器的輸出端，而運算放大器的輸出端則耦接第四開關。

在本發明之一實施例中，電源轉換器的頻率抖動控制器更包括一切換單元，其耦接比較單元之輸出端，用以依據脈衝訊號產生上述第一至第四開關訊號，藉以控制上述 第一至第四開關的導通狀態。

在本發明之一實施例中，於充電期間，第一與第三開關為導通狀態，而第二與第四開關為斷開狀態。另外，於放電期間，第一與第三開關為斷開狀態，而第二與第四開關為導通狀態。

在本發明之一實施例中，上述之第一電容單元包括第一電容，其耦接於比較單元的第一輸入端與接地之間。

在本發明之一實施例中，上述之第二電容單元包括第五開關、多個第二電容、多個第六開關、第七開關、多個第三電容，以及多個第八開關。其中，第五開關耦接於比較單元的第二輸入端與第一節點之間。上述第六開關分別對應上述第二電容，且各第二電容與其對應的第六開關串接於第一節點與與接地之間，其中頻率抖動控制訊號控制上述第五開關與第六開關之導通狀態，藉以改變第二電容單元的電容值，從而調整第二電容單元之電壓的上升速率。第七開關耦接於比較單元的第二輸入端與第二節點之間。上述第八開關分別對應上述第三電容，且各第三電容與其對應的第八開關串接於第二節點與接地之間，其中頻率抖動控制訊號控制上述第七與第八開關之導通狀態，藉以改變第二電容單元的電容值，從而調整第二電容單元之電壓的上升速率。

在本發明之一實施例中，上述之交會電壓之電壓值隨第二電容單元之電容值增大而減小。反之，上述之交會電壓之電壓值隨第二電容單元之電容值變小而增加。

在本發明之一實施例中，上述之第二電容單元包括第二電容，耦接於比較單元的第二輸入端與接地之間。

在本發明之一實施例中，上述之第二充放電控制單元更包括一充電電流輔助單元，與第二電流源並接，且受控於控制單元以輔助第二電流源而對第二電容單元進行充電，從而調整第二電容單元之電壓的上升速率。

在本發明之一實施例中，上述之充電電流輔助單元包括多個第三電流源、多個第五開關、第六開關、多個第四電流源、多個第七開關，以及第八開關。其中，上述第五開關分別對應上述第三電流源，且各第三電流源與其對應的第五開關串接於操作電壓與第一節點之間。上述第六開關耦接於第一節點與第二電流源之間，且頻率抖動控制訊號控制上述第五與第六開關之導通狀態，藉以改變第二充放電控制單元對第二電容單元進行充電的充電電流。上述第七開關分別對應上述第四電流源，且各第四電流源與其對應的第七開關串接於操作電壓與第二節點之間。上述第八開關耦接於第二節點與第二電流源之間，且頻率抖動控制訊號控制上述第七與第八開關之導通狀態，藉以改變第二充放電控制單元對第二電容單元進行充電的充電電流。

在本發明之一實施例中，上述交會電壓之電壓值隨第二電容單元的充電電流變大而增大。反之，上述交會電壓之電壓值隨第二電容單元的充電電流變小而減小。

本發明提出一種電源轉換器的頻率抖動控制方法。首先，提供一第一電容單元與一第二電容單元。接著，於充 電期間將第一電容單元與第二電容單元充電至交會電壓，並且比較第一電容單元與第二電容單元之電壓。然後，於放電期間將第一電容單元與第二電容單元分別放電至參考電壓與箝位電壓，並且比較第一電容單元之電壓與參考電壓。繼之，依據充電期間與放電期間的比較結果產生脈衝訊號，藉以提供關聯於脈衝訊號的頻率抖動控制訊號。最後，依據頻率抖動控制訊號來調整第二電容單元之電壓的上升速率(可以調整對第二電容單元進行充電的充電電流，或者調整第二電容單元的電容值)，藉以改變第一電容單元與第二電容單元於充電期間充電至交會電壓的時間，從而改變脈衝訊號的頻率。

基於上述，本發明利用頻率抖動控制器中之控制單元所輸出的頻率抖動控制訊號來調整第二電容單元之電壓的上升速率，藉以改變第二電容單元的充電速率，從而提早或延後比較單元所輸出之脈衝訊號的轉態時間。如此一來，即可改變脈衝訊號的頻率，進而將切換頻率展開在一個較大的頻寬，從而降低切換電源轉換器中開關元件所產生的電磁干擾。

為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

現將詳細參考本發明之示範性實施例，在附圖中說明所述示範性實施例之實例。另外，凡可能之處，在圖式 及實施方式中使用相同標號的元件/構件代表相同或類似部分。

圖1繪示為本發明一實施例之電源轉換器(power converter)的示意圖。請參照圖1，電源轉換器100用來將一未調節電源轉換成一調節之電壓或電流，例如將圖1之輸入電壓Vin轉換為經調節的輸出電壓Vout。電源轉換器100包括頻率抖動控制器(frequency jitter controller)102、脈寬調變(PWM)訊號產生器104、變壓器106、回授單元108，以及電晶體Q1。其中，脈寬調變訊號產生器104耦接於電晶體Q1的閘極與頻率抖動控制器102之間；電晶體Q1耦接於變壓器106之一次側(primary side)與接地(ground)GND之間；而回授單元108則耦接於變壓器106之二次側(secondary side)與脈寬調變訊號產生器104之間。

於本實施例中，變壓器106透過其一次側接收輸入電壓Vin以於其二次側輸出經調節的輸出電壓Vout。脈寬調變訊號產生器104用以輸出一脈寬調變訊號PW1來控制電晶體Q1的開啟(turn on)與關閉(turn off)，進而控制流經變壓器106之一次側的電流，以調整於變壓器106之二次側所輸出的輸出電壓Vout。回授單元108依據電源轉換器100的輸出電壓Vout而輸出一回授訊號Vfb至脈寬調變訊號產生器104，藉以使得脈寬調變訊號產生器104依據回授訊號Vfb來調整脈寬調變訊號PW1的工作週期(duty cycle)，從而決定電源轉換器100之輸入端傳送到電源轉 換器100之輸出端的功率。

舉例來說，當電源轉換器100之輸出端的負載(load)處於重載(heavy loading)時，脈寬調變訊號產生器104增大脈寬調變訊號PW1的工作週期；而當電源轉換器100之輸出端的負載處於輕載(light loading)時，脈寬調變訊號產生器104減小脈寬調變訊號PW1的工作週期。

另外，頻率抖動控制器102用以輸出一具有抖動頻率的脈衝訊號PLS至脈寬調變訊號產生器104，藉以改變脈寬調變訊號產生器104所產生之脈寬調變訊號PW1的頻率，進而將電晶體Q1的切換頻率展開在一個較大的頻寬，從而降低切換電源轉換器100中開關元件(例如電晶體Q1，但可能不僅於此)所產生的電磁干擾(EMI)。

詳細來說，圖1之頻率抖動控制器102可如圖2所示。圖2繪示為本發明一實施例之頻率抖動控制器102的示意圖。請參照圖2，頻率抖動控制器102包括第一充放電控制單元202、第二充放電控制單元204、第一電容單元206、第二電容單元208、控制單元210，以及比較單元212。其中，第一充放電控制單元202與第二充放電控制單元204分別耦接至第一電容單元206與第二電容單元208。第一電容單元206耦接於比較單元212的第一輸入端與接地GND之間；而第二電容單元208則耦接於比較單元212的第二輸入端與接地GND之間。比較單元212的第三輸入端耦接一參考電壓Vr。另外，控制單元210耦接於比較單元212的輸出端與第二電容單元208之間。

於本實施例中，第一充放電控制單元202與第二充放電控制單元204分別用以對第一電容單元206與第二電容單元208進行充電或放電。控制單元210用以依據比較單元212所輸出之脈衝訊號PLS而產生一頻率抖動控制訊號CON1，藉以調整第二電容單元208之電壓的上升速率(亦即斜率)。比較單元212用以比較第一電容單元206上的第一電壓V1、第二電容單元208上的第二電壓V2以及參考電壓Vr，並據以輸出脈衝訊號PLS。

圖3繪示為圖2實施例之第一電壓、第二電壓與脈衝訊號的波形圖。請參照圖3，在第一電容單元206與第二電容單元208處於充電期間(charging phase)時，第一電容單元206與第二電容單元208分別反應於第一充放電控制單元202與第二充放電控制單元204的運作而被充電(容後再詳述)，從而使得第一電壓V1與第二電壓V2的電壓準位持續上升。其中，第一電容單元206與第二電容單元208上的電壓初始值分別為參考電壓Vr與箝位電壓Vc。在第一電壓V1與第二電壓V2的電壓準位持續上升的同時，比較單元212比較第一電壓V1與第二電壓V2的電壓準位，並據以輸出脈衝訊號PLS。於本實施例中，當第一電壓V1的電壓值小於第二電壓V2時，比較單元212所輸出的脈衝訊號PLS為低電壓準位。

另外，當第一電壓V1與第二電壓V2上升至同一電壓準位(亦即交會電壓Vx)時，比較單元212轉為比較第一電壓V1與參考電壓Vr的電壓準位，因而致使比較單元 212所輸出的脈衝訊號PLS轉為高電壓準位。此時，第一電容單元206與第二電容單元208會進入放電期間(discharging phase)，並且分別反應於第一充放電控制單元202與第二充放電控制單元204的運作而被放電至參考電壓Vr與箝位電壓Vc(容後再詳述)。

於本實施例中，當第一電容單元206上的電壓(亦即第一電壓V1)被放電至小於參考電壓Vr時，比較單元212轉為比較第一電壓V1與第二電壓V2，因而致使比較單元212所輸出的脈衝訊號PLS轉回低電壓準位，同時電容單元206與第二電容單元208再度進入充電期間，以分別反應於第一充放電控制單元202與第二充放電控制單元204的運作而又被充電。

如上所述，脈衝訊號PLS的上升緣轉態時間點即為圖3中第一電壓V1與第二電壓V2上升曲線的交叉點(亦即交會電壓Vx)。因此，只要改變第二電壓V2上升曲線的斜率(亦即改變第二電容單元208之電壓的上升速率)，即可提早或延後第一電壓V1與第二電壓V2上升曲線交叉的時間點，亦即可提早或延後脈衝訊號PLS的上升緣轉態時間點。

舉例來說，當控制單元210提高第二電容單元208的電容值時，第二電壓V2的曲線斜率將變得比較平緩(如圖3中之曲線V2A)，從而使得第一電壓V1與第二電壓V2的上升曲線交會時間提早，此時比較單元212所輸出的脈衝訊號為提早轉態為高電壓準位的脈衝訊號PLSA。類 似地，當控制單元210降低第二電容單元208的電容值時，第二電壓V2的曲線斜率將變得比較陡峭(如圖3中之曲線V2B)，從而使得第一電壓V1與第二電壓V2的上升曲線交會時間延後，此時比較單元212所輸出的脈衝訊號為延後轉態為高電壓準位的脈衝訊號PLSB。

另一方面，圖4繪示為圖3實施例之第二電壓與脈衝訊號在頻域(frequency domain)下的示意圖。請同時參照圖3與圖4，當第二電容單元208的電容值越小時，圖2中第二電壓V2的上升曲線越陡峭，且第二電壓V2的頻率F2越高，而圖3中第二電壓V2與第一電壓V1上升曲線的交會點電壓值越大(亦即交會電壓Vx越大)，從而使得第二電壓V2與第一電壓V1上升至同一電壓準位所需花費的時間拉長。因此，比較單元212所對應輸出的脈衝訊號PLS的頻率越小。

相反地，當第二電容單元208的電容值越大時，圖2中第二電壓V2的上升曲線越平緩，且第二電壓V2的頻率F2越低，而圖3中第二電壓V2與第一電壓V1上升曲線的交會點電壓值越小(亦即交會電壓Vx越小)，從而使得第二電壓V2與第一電壓V1上升至同一電壓準位所需花費的時間縮短。因此，比較單元212所對應輸出的脈衝訊號PLS的頻率越大。依此類推，只要透過不斷地改變第二電容單元208的電容值大小，就能改變第二電壓V2的上升曲線斜率，藉以提前或延後脈衝訊號PLS的轉態時間。如此一來，便可改變脈衝訊號PLS的頻率，藉以達到展頻 (spread spectrum)的效果，從而改善切換電源轉換器100中開關元件時所產生的電磁干擾。

進一步來說，圖2所示之頻率抖動控制器102可以圖5的電路來實現。圖5繪示為本發明另一實施例之頻率抖動控制器的示意圖。請參照圖5，在本實施例中，第一充放電控制單元202包括開關SW1、SW2以及電流源I1；而第一電容單元206包括電容C1。其中，開關SW1、SW2以及電流源I1串接於操作電壓VDD與接地GND之間，且開關SW1與SW2的共同接點(common node)NC耦接至比較單元212的第一輸入端，而電容C1耦接於比較單元212的第一輸入端與接地GND之間。

第二充放電控制單元204包括電流源I2、開關SW3、SW4，以及緩衝單元504。其中，電流源I2與開關SW3串接於操作電壓VDD與比較單元212的第二輸入端之間；而開關SW4與緩衝單元504則串接於比較單元212的第二輸入端與箝位電壓Vc之間。其中，緩衝單元504用以緩衝箝位電壓Vc。在本實施例中，緩衝單元504包括運算放大器(operational amplifier)A1，其正(+)與負(-)輸入端分別耦接箝位電壓Vc與運算放大器A1的輸出端，而運算放大器A1的輸出端則耦接開關SW4。

另外，本實施例之頻率抖動控制器502相較於圖2之頻率抖動控制器102更包括一切換單元(switching unit)506，其耦接於比較單元212的輸出端，用以依據比較單元212的輸出訊號PLS產生開關訊號S1~S4來分別控制開關 SW1~SW4的導通狀態。較佳地，切換單元506所產生的開關訊號S1~S4盡量不要讓開關SW1與SW2同時導通外，而且也要盡量不要讓開關SW3與SW4同時導通，但並不限制於此條件。除此之外，在本發明其他實施例中，切換單元506為非必要的元件/構件。換言之，切換單元506可以省略。如此一來，開關SW1~SW4即可透過外部控制機制來進行切換。

另一方面，第二電容單元208包括開關SWA、SWB、SW1A~SW7A以及SW1B~SW7B，以及電容C1A~C7A。其中，開關SWA耦接於比較單元212的第二輸入端與第一節點N1之間。開關SW1A~SW7A分別對應電容C1A~C7A(亦即開關SW1A對應電容C1A；開關SW2A對應電容C2A，請依此類推)，且各電容C1A~C7A與其對應的開關SW1A~SW7A串接於第一節點N1與接地GND之間。類似地，開關SWB耦接於比較單元212的第二輸入端與第二節點N2之間。開關SW1B~SW7B分別對應電容C1B~C7B(亦即開關SW1B對應電容C1B；開關SW2B對應電容C2B，請依此類推)，且各電容C1B~C7B與其對應的開關SW1B~SW7B串接於第二節點N2與接地GND之間。於本實施例中，開關SWA、SWB、SW1A~SW7A以及SW1B~SW7B之導通狀態受控於控制單元210所產生的頻率抖動控制訊號CON1。如此一來，第二電容單元208的電容值即會被改變，從而得以調整第二電容單元208之電壓的上升速率。

更清楚來說，在第一電容單元206與第二電容單元208處於充電期間時，開關SW1、SW3為導通狀態，而開關SW2、SW4為斷開的狀態，此時操作電壓VDD便可分別透過電流源I1與I2對電容C1與第二電容單元208中的電容進行充電，從而使得第一電壓V1與第二電壓V2依照圖2中的曲線上升至同一電壓準位(亦即交會電壓Vx)。

另外，在第一電容單元206與第二電容單元208處於放電期間時，開關SW2、SW4為導通狀態，而開關SW1、SW3為斷開的狀態，此時電容C1可透過開關SW2對接地GND放電，從而使得第一電壓V1依照圖2中的曲線下降至參考電壓Vr。另一方面，第二電容單元208中的電容則可透過開關SW4而對運算放大器A1的輸出端進行放電以下降至箝位電壓Vc。當第一電壓V1與第二電壓V2分別下降至參考電壓Vr與箝位電壓Vc時，開關SW1~SW4的導通狀態便回到充電期間的狀態，藉以進行下一次對電容進行充電的事宜。

在本實施例中，電容C1A~C7A分別具有不同的電容值(但並不限制於此)，而電容C1B~C7B的電容值則分別等於電容C1A~C7A。另外，控制單元210所輸出的頻率抖動控制訊號CON1控制開關SWA、開關SWB、開關SW1A~SW7A、開關SW1B~SW7B的導通狀態，以及開關SW1A~SW7A和開關SW1B~SW7B的導通次序。

舉例來說，頻率抖動控制訊號CON1可為控制開關SWB以及開關SW1B~SW7B導通狀態的位元訊號。其中， 當開關所對應的位元值為“1”時，開關為導通狀態，而當開關所對應的位元值為“0”時，開關為斷開狀態。另外，開關SW1B~SW7B的導通次序則藉由頻率抖動控制訊號CON1的位元值的變化來決定。

例如，假設電容C1B~C7B的電容值依序為由大到小，當欲使第二電容單元208的電容值由小到大變化時，可使頻率抖動控制訊號CON1的位元值以“0000000”→“0000001”→“0000010”→…→“1111111”的上數順序變化，但欲使第二電容單元208的電容值由大到小變化時，則可使頻率抖動控制訊號CON1的位元值以“1111111”→“1111110”→“1111101”→…→“0000000”的下數順序變化。如此一來，藉由控制頻率抖動控制訊號CON1的位元值上數或下數即可使對應的開關SW1B~SW7B依序導通或斷開，從而可使第二電容單元208的電容值上升或下降。類似地，開關SWA以及SW1A~SW7A亦可利用同樣的方式控制其導通狀態，因此不再贅述。

以下將說明改變第二電容單元208的電容值對脈衝訊號PLS頻率的影響，請同時參照圖4與圖5，當開關SWA以及開關SW1A~SW7A為導通狀態，而開關SWB以及開關SW1B~SW7B為斷開狀態時，圖4中第二電壓V2的頻率F2會落於頻率最大值與頻率最低值之間的一半位置(亦即點A)。另外，當頻率抖動控制訊號CON1控制開關SWB為導通狀態，且與電容C1B~C7B耦接的開關SW1B~SW7B受到頻率抖動控制訊號CON1的控制而依序導通時，則可 使第二電容單元208的電容值漸漸上升，從而使得圖4中第二電壓V2的頻率F2隨之漸漸下降。此外，當開關SWB以及開關SW1B~SW7B全部導通時，圖4中第二電壓V2的頻率F2會落於頻率最低值的位置，而此時對應的脈衝訊號PLS頻率為最大值。

接著，當開關SW1B~SW7B受控於頻率抖動控制訊號CON1而依序斷開時，第二電容單元208的電容值漸漸下降，從而使得圖4中第二電壓V2的頻率F2隨之漸漸上升。當開關SWB以及開關SW1B~SW7B全部斷開時，圖4中第二電壓V2的頻率F2也會落於頻率最大值與頻率最低值之間一半位置(亦即點B)。之後，為了使第二電壓V2可達到更高的頻率，開關SW1A~SW7A受控於頻率抖動控制訊號CON1而依序被斷開，從而使得第二電容單元208的電容值繼續下降。因此，圖4中第二電壓V2的頻率F2會隨之繼續上升。

當開關SW1A~SW7A全部斷開時，圖4中第二電壓V2的頻率F2會落於頻率最大值的位置，而此時對應的脈衝訊號PLS頻率為最小值。依此類推，透過控制第二電容單元208中兩組開關(開關SWA與SW1A~SW7A，以及開關SWB與SW1B~SW7B)的導通狀態，即可改變第二電容單元208的電容值，進而改變脈衝訊號PLS的頻率。

於此值得注意的是，本實施例雖以開關SWA、SWB、SW1A~SW7A、SW1B~SW7B以及電容C1A~C7A、C1B~C7B為例進行調整第二電容單元208之電容值的說 明，然不以此為限，本領域具通常知識者亦可利用不同的開關與電容配置，或以其他元件來實現第二電容單元208的電容值的調整，以變化圖3中第二電壓V2的曲線，進而改變脈衝訊號PLS的頻率。如此一來，即可降低切換電源轉換器100中開關元件時所產生的電磁干擾。

除了上述利用改變第二電容單元208的電容值來調整第二電容單元208之電壓的上升速率外，在本發明的其它實施例中，亦可藉由改變對第二電容單元208進行充電的充電電流來調整第二電容單元208之電壓的上升速率。

更清楚來說，圖6繪示為本發明另一實施例之頻率抖動控制器的示意圖。請參照圖6，本實施例之頻率抖動控制器602與圖5之頻率抖動控制器502的不同之處在於，頻率抖動控制器602之第二電容單元208內僅具有一個電容C2而已，其電容值可依實際設計需求決定。另外，圖6所示之第二充放電控制單元204更包括有一充電電流輔助單元604，其與電流源I2並接(connected/coupled in parallel)，且受控於控制單元210以輔助第二電流源I2而對第二電容單元208進行充電，從而調整第二電容單元208之電壓的上升速率(亦即調整第二電壓V2的上升曲線斜率)。

在本實施例中，充電電流輔助單元604包括電流源I21A~I27A、電流源I21B~I27B、開關SWA、SWB、SW1A~SW7A以及SW1B~SW7B。其中，開關SW1A~SW7A分別對應電流源I21A~I27A，且各電流源I21A~I27A與其 對應的開關SW1A~SW7A串接於操作電壓VDD與第一節點N1之間。另外，開關SWA耦接於第一節點N1與第二電流源I2之間。類似地，開關SW1B~SW7B分別對應電流源I21B~I27B，且各電流源I21B~I27B與其對應的開關SW1B~SW7B串接於操作電壓VDD與第二節點N2之間。另外，開關SWB耦接於第二節點N2與第二電流源I2之間。於本實施例中，開關SWA、SWB、SW1A~SW7A以及SW1B~SW7B之導通狀態受控於控制單元210所產生的頻率抖動控制訊號CON1。如此一來，第二充放電控制單元204對第二電容單元208進行充電的充電電流即會被改變，從而得以調整第二電容單元208之電壓的上升速率。

在此值得一提的是，本實施例之開關SW1~SW4、SWA、SWB、SW1A~SW7A以及SW1B~SW7B之導通狀態的控制方式類似於圖5實施例中開關SWA、SWB、SW1A~SW7A以及SW1B~SW7B的控制方式。然而，本實施例與圖5實施例不同的地方在於，圖5實施例為利用切換SW1A~SW7A以及SW1B~SW7B的導通狀態來改變第二電容單元208的電容值，以調整第二電容單元208之電壓的上升速率，但是本實施例卻是利用切換SW1A~SW7A以及SW1B~SW7B的導通狀態來改變第二充放電控制單元204對第二電容單元208進行充電的充電電流，藉以調整第二電容單元208之電壓的上升速率。除此之外，圖6實施例仍可達到與圖5實施例類似的技術功效，故而在此並不再加以贅述之。

依據上述實施例所揭露的內容，以下提出一種電源轉換器的頻率抖動控制方法，如圖7所示。首先，提供一第一電容單元與一第二電容單元(步驟S702)。接著，於充電期間將第一電容單元與第二電容單元充電至一交會電壓，並且比較第一電容單元與第二電容單元之電壓(步驟S704)。於本實施例中，第一電容單元與第二電容單元上的電壓初始值分別為參考電壓與箝位電壓。之後，於放電期間將第一電容單元與第二電容單元分別放電至參考電壓與箝位電壓，並且比較第一電容單元之電壓與參考電壓(步驟S706)。

然後，依據充電期間與放電期間的比較結果產生一脈衝訊號，藉以提供關聯於此脈衝訊號的一頻率抖動控制訊號(步驟S708)。於本實施例中，在充電期間，當第一電容單元上的電壓小於第二電容單元上的電壓時，產生的脈衝訊號為低電壓準位；而在放電期間，脈衝訊號轉為高電壓準位，直到第一電容單元之電壓放電至參考電壓為止。最後，依據頻率抖動控制訊號來調整第二電容單元之電壓的上升速率，藉以改變第一電容單元與第二電容單元於充電期間充電至交會電壓的時間，從而改變脈衝訊號的頻率(步驟S710)。

於本實施例中，調整第二電容單元之電壓的上升速率的方式可以藉由調整第二電容單元的電容值或是調整對第二電容單元進行充電的充電電流來實現。其中，當以調整第二電容單元之電容值來改變第二電容單元之電壓的上升 速率時，若第二電容單元之電容值變大，則上述交會電壓之電壓值與第二電容單元上電壓之頻率將隨之減小，以至於第一電容單元與第二電容單元充電至交會電壓所需的時間變短，從而使得脈衝訊號的頻率將隨之增大。相反地，若第二電容單元之電容值變小，則上述交會電壓之電壓值與第二電容單元上電壓之頻率將隨之增大，以至於第一電容單元與第二電容單元充電至交會電壓所需的時間變長，從而使得脈衝訊號的頻率將隨之減小。

另一方面，當以調整對第二電容單元進行充電的充電電流來改變第二電容單元之電壓的上升速率時，若充電電流變大，則上述交會電壓之電壓值與第二電容單元上電壓之頻率將隨之增大，以至於第一電容單元與第二電容單元充電至交會電壓所需的時間變長，從而使得脈衝訊號的頻率將隨之減小。相反地，若充電電流變小，則上述交會電壓之電壓值與第二電容單元上電壓之頻率將隨之減小，以至於第一電容單元與第二電容單元充電至交會電壓所需的時間變短，從而使得脈衝訊號的頻率將隨之增大。

由此可知，無論是藉由調整第二電容單元的電容值，或是調整對第二電容單元進行充電的充電電流，都可以達到改變脈衝訊號之頻率的目的。因此，即可降低切換電源轉換器100中開關元件時所產生的電磁干擾。

綜上所述，本發明利用頻率抖動控制器中之控制單元所輸出的頻率抖動控制訊號來調整第二電容單元之電壓的上升速率，從而提早或延後比較單元所輸出之脈衝訊號的 轉態時間。如此一來，即可改變脈衝訊號的頻率，進而將切換頻率展開在一個較大的頻寬，從而降低切換電源轉換器中開關元件所產生的電磁干擾。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧電源轉換器

102、502、602‧‧‧頻率抖動控制器

104‧‧‧脈寬調變訊號產生器

106‧‧‧變壓器

108‧‧‧回授單元

202‧‧‧第一充放電控制單元

204‧‧‧第二充放電控制單元

206‧‧‧第一電容單元

208‧‧‧第二電容單元

210‧‧‧控制單元

212‧‧‧比較單元

504‧‧‧緩衝單元

506‧‧‧切換單元

604‧‧‧充電電流輔助單元

V1‧‧‧第一電壓

V2、V2A、V2B‧‧‧第二電壓

F2‧‧‧第二電壓的頻率

Vr‧‧‧參考電壓

PLS、PLSA、PLSB‧‧‧脈衝訊號

GND‧‧‧接地

CON1‧‧‧頻率抖動控制訊號

Vin‧‧‧輸入電壓

Vout‧‧‧輸出電壓

Q1‧‧‧電晶體

PW1‧‧‧脈寬調變訊號

Vfb‧‧‧回授訊號

Vx‧‧‧交會電壓

Vc‧‧‧箝位電壓

C1、C2、C1A~C7A、C1B~C7B‧‧‧電容

I1、I2、I21A~I27A、I21B~I27B‧‧‧電流源

SW1~SW4、SWA、SWB、SW1A~SW7A、SW1B~SW7B‧‧‧開關

S1~S4‧‧‧開關訊號

A1‧‧‧運算放大器

VDD‧‧‧操作電壓

S702~S710‧‧‧本發明一實施例之電源轉換器的頻率抖動控制方法流程圖各步驟

圖1繪示為本發明一實施例之電源轉換器的示意圖。

圖2繪示為本發明一實施例之頻率抖動控制器的示意圖。

圖3繪示為圖2實施例之第一電壓、第二電壓與脈衝訊號的波形圖。

圖4繪示為圖3實施例之第二電壓與脈衝訊號在頻域下的示意圖。

圖5繪示為本發明另一實施例之頻率抖動控制器的示意圖。

圖6繪示為本發明另一實施例之頻率抖動控制器的示意圖。

圖7繪示為本發明一實施例之電源轉換器的頻率抖動控制方法流程圖。

102‧‧‧頻率抖動控制器

202‧‧‧第一充放電控制單元

204‧‧‧第二充放電控制單元

206‧‧‧第一電容單元

208‧‧‧第二電容單元

210‧‧‧控制單元

212‧‧‧比較單元

V1‧‧‧第一電壓

V2‧‧‧第二電壓

Vr‧‧‧參考電壓

PLS‧‧‧脈衝訊號

GND‧‧‧接地

CON1‧‧‧頻率抖動控制訊號

Claims (20)

1. 一種電源轉換器的頻率抖動控制器，包括：一第一電容單元；一第二電容單元；一第一充放電控制單元，耦接該第一電容單元，於一充電期間將該第一電容單元充電至一交會電壓，並於一放電期間將該第一電容單元放電至一參考電壓，其中該交會電壓的最大值關聯於第二電容單元之電壓的上升速率；一第二充放電控制單元，耦接該第二電容單元，於該充電期間將該第二電容單元充電至該交會電壓，並於一放電期間將該第二電容單元放電至一箝位電壓；一比較單元，其第一輸入端、第二輸入端以及第三輸入端分別耦接該第一電容單元、該第二電容單元以及該參考電壓，該比較單元之輸出端則輸出一脈衝訊號，其中該比較單元於該充電期間比較該第一電容單元與該第二電容單元之電壓，並於該放電期間比較該第一電容單元之電壓與該參考電壓；以及一控制單元，耦接該比較單元的輸出端，依據該脈衝訊號產生一頻率抖動控制訊號來調整該第二電容單元之電壓的上升速率，藉以改變該脈衝訊號的頻率。
2. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該第一充放電控制單元包括：一第一電流源，耦接一操作電壓；一第一開關，耦接於該第一電流源與該比較單元的第 一輸入端之間，其中該第一開關之導通狀態受控於一第一開關訊號；以及一第二開關，耦接於該比較單元的第一輸入端與一接地之間，其中該第二開關之導通狀態受控於一第二開關訊號。
3. 如申請專利範圍第2項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該第二充放電控制單元包括：一第二電流源，耦接該操作電壓；一第三開關，耦接於該第二電流源與該比較單元的第二輸入端之間，其中該第三開關之導通狀態受控於一第三開關訊號；一緩衝單元，耦接該箝位電壓，用以緩衝該箝位電壓；以及一第四開關，耦接於該比較單元的第二輸入端與該緩衝單元之間，其中該第四開關之導通狀態受控於一第四開關訊號。
4. 如申請專利範圍第3項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該緩衝單元包括：一運算放大器，其正輸入端耦接該箝位電壓，其負輸入端耦接該運算放大器的輸出端，而該運算放大器的輸出端則耦接該第四開關。
5. 如申請專利範圍第4項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，更包括：一切換單元，耦接該比較單元之輸出端，依據該脈衝 訊號產生該第一至該第四開關訊號，藉以控制該第一至該第四開關的導通狀態。
6. 如申請專利範圍第5項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中於該充電期間，該第一與該第三開關為導通狀態，而該第二與該第四開關為斷開狀態；以及於該放電期間，該第一與該第三開關為斷開狀態，而該第二與該第四開關為導通狀態。
7. 如申請專利範圍第3項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該第一電容單元包括：一第一電容，耦接於該比較單元的第一輸入端與一接地之間。
8. 如申請專利範圍第7項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該第二電容單元包括：一第五開關，耦接於該比較單元的第二輸入端與一第一節點之間；多個第二電容；多個第六開關，分別對應該些第二電容，且各該第二電容與其對應的第六開關串接於該第一節點與該接地之間，其中該頻率抖動控制訊號控制該些第五開關與該第六開關之導通狀態，藉以改變該第二電容單元的電容值，從而調整該第二電容單元之電壓的上升速率；一第七開關，耦接於該比較單元的第二輸入端與一第二節點之間；多個第三電容；以及 多個第八開關，分別對應該些第三電容，且各該第三電容與其對應的第八開關串接於該第二節點與該接地之間，其中該頻率抖動控制訊號控制該些第七開關與該第八開關之導通狀態，藉以改變該第二電容單元的電容值，從而調整該第二電容單元之電壓的上升速率。
9. 如申請專利範圍第8項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該交會電壓之電壓值隨該第二電容單元之電容值變大而減小，且該交會電壓之電壓值隨該第二電容單元之電容值變小而增大。
10. 如申請專利範圍第7項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該第二電容單元包括：一第二電容，耦接於該比較單元的第二輸入端與該接地之間。
11. 如申請專利範圍第10項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該第二充放電控制單元更包括：一充電電流輔助單元，與該第二電流源並接，且受控於該控制單元以輔助該第二電流源而對該第二電容單元進行充電，從而調整該第二電容單元之電壓的上升速率。
12. 如申請專利範圍第11項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該充電電流輔助單元包括：多個第三電流源；多個第五開關，分別對應該些第三電流源，且各該第三電流源與其對應的第五開關串接於該操作電壓與一第一節點之間； 一第六開關，耦接於該第一節點與該第二電流源之間，且該頻率抖動控制訊號控制該些第五開關與該第六開關之導通狀態，藉以改變該第二充放電控制單元對該第二電容單元進行充電的一充電電流；多個第四電流源；多個第七開關，分別對應該些第四電流源，且各該第四電流源與其對應的第七開關串接於該操作電壓與一第二節點之間；以及一第八開關，耦接於該第二節點與該第二電流源之間，且該頻率抖動控制訊號控制該些第七開關與該第八開關之導通狀態，藉以改變該第二充放電控制單元對該第二電容單元進行充電的該充電電流。
13. 如申請專利範圍第12項所述之電源轉換器的頻率抖動控制器，其中該交會電壓之電壓值隨該充電電流變大而增大，且該交會電壓之電壓值隨該充電電流變小而減小。
14. 一種電源轉換器的頻率抖動控制方法，包括：提供一第一電容單元與一第二電容單元；於一充電期間將該第一電容單元與該第二電容單元充電至一交會電壓，並且比較該第一電容單元與該第二電容單元之電壓，其中該交會電壓的最大值關聯於第二電容單元之電壓的上升速率；於一放電期間將該第一電容單元與該第二電容單元分別放電至一參考電壓與一箝位電壓，並且比較該第一電 容單元之電壓與該參考電壓；依據該充電期間與該放電期間的比較結果產生一脈衝訊號，藉以提供關聯於該脈衝訊號的一頻率抖動控制訊號；以及依據該頻率抖動控制訊號來調整該第二電容單元之電壓的上升速率，藉以改變該第一電容單元與該第二電容單元於該充電期間充電至該交會電壓的時間，從而改變該脈衝訊號的頻率。
15. 如申請專利範圍第14項所述之電源轉換器的頻率抖動控制方法，其中調整該第二電容單元之電壓的上升速率的步驟包括：調整對該第二電容單元進行充電的一充電電流。
16. 如申請專利範圍第15項所述之電源轉換器的頻率抖動控制方法，其中該交會電壓之電壓值與該第二電容單元上電壓之頻率隨該充電電流變大而增大，且該脈衝訊號的頻率隨該充電電流變大而減小。
17. 如申請專利範圍第15項所述之電源轉換器的頻率抖動控制方法，其中該交會電壓之電壓值與該第二電容單元上電壓之頻率隨該充電電流變小而減小，且該脈衝訊號的頻率隨該充電電流變小而增大。
18. 如申請專利範圍第14項所述之電源轉換器的頻率抖動控制方法，其中調整該第二電容單元之電壓的上升速率的步驟包括：調整該第二電容單元的電容值。
19. 如申請專利範圍第18項所述之電源轉換器的頻率抖動控制方法，其中該交會電壓之電壓值與該第二電容單元上電壓之頻率隨該第二電容單元之電容值變大而減小，且該脈衝訊號的頻率隨該第二電容單元之電容值變大而增大。
20. 如申請專利範圍第18項所述之電源轉換器的頻率抖動控制方法，其中該交會電壓之電壓值與該第二電容單元上電壓之頻率隨該第二電容單元之電容值變小而增大，且該脈衝訊號的頻率隨該第二電容單元之電容值變小而減小。