CN109217668B - 可调整电感电流阈值的切换式电源供应器及控制方法 - Google Patents

可调整电感电流阈值的切换式电源供应器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出一种可调整电感电流阈值的切换式电源供应器及控制方法。控制方法包含：(S1)判断输出电压是否大于参考电压或判断功率级的切换频率是否小于默认频率下限。当步骤(S1)判断是，调整电感电流阈值，使得该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于一拟不连续导通模式，由此，该切换频率不小于该默认频率下限。由此，当处于轻载模式时，其整体功率消耗与切换噪声干扰之间取得最佳的平衡。

Description

可调整电感电流阈值的切换式电源供应器及控制方法
技术领域
本发明涉及一种可调整电感电流阈值的切换式电源供应器及控制方法，特别是指一种通过调整可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的功率级的电感电流阈值，由此使得当可调整电感电流阈值的切换式电源供应器处于轻载模式(light load mode)甚至是极度轻载模式(ultra-light load mode)时，其整体功率消耗与切换噪声干扰之间取得最佳的平衡。
背景技术
在现有技术中，切换式电源供应器可以操作在不连续导通模式(discontinuousconduction mode，DCM)或是连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)，以对负载提供所需的电力。
现有技术的缺点在于：在一方面，当现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于连续导通模式(CCM)时且当其处于轻载模式时，电感电流会包含负值，而导致对现有技术的切换式电源供应器的效率有不良影响的不利(请参考图4示出的前案1中，标示为CCM的曲线)。
在另一方面，当现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于不连续导通模式(DCM)时且当其处于轻载模式时，由于其具有零电流侦测的机制，因此，当电感流通的电感电流降为零时，下桥晶体管开关会马上不导通，让电感上的电感电流不会变成负值(请参考图4示出的前案2中，标示为DCM的曲线)。然而，缺点是：在极轻载时，切换式电源供应器的切换频率会开始下降，这在例如通信系统的应用上会造成切换噪声干扰的问题。
由上可知，现有技术的切换式电源供应器不论是操作在不连续导通模式(DCM)或是连续导通模式(CCM)下，都将导致噪声干扰或欠佳的轻载效率的两难。然而，由于现今许多通信系统，例如智能型手机等应用，其中的切换式电源供应器都经常需运行于轻载状态，因此如何在轻载状态下，使得切换式电源供应器取得电源转换效率与切换噪声干扰之间的平衡是极度需要被解决的。
有鉴于此，本发明提出一种能够通过调整切换式电源供应器的功率级的电感电流阈值，由此使得当切换式电源供应器处于轻载模式(light load mode)甚至是极度轻载模式(ultra-light load mode)时，其电源转换效率与切换噪声干扰之间具有最佳平衡。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足与缺陷，提出一种可调整电感电流阈值的切换式电源供应器及控制方法，其能够通过调整切换式电源供应器的功率级的电感电流阈值，使得当切换式电源供应器处于轻载模式甚至是极度轻载模式时，其电源转换效率与切换噪声干扰之间具有最佳平衡。
为了实现上述发明目的，就其中一观点而言，本发明提供了一种具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，其中该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器用以将一输入电源转换为一输出电源且提供该输出电源至一外接的负载，该切换式电源供应器包含一脉宽调制(pulse width modulation，PWM)控制器以及一功率级，该功率级包括互相耦接的一电感，一第一功率晶体管以及一第二功率晶体管，该PWM控制器切换该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管以将该输入电源转换为该输出电源，其中，当该电感的一电感电流达到一电感电流阈值时，该PWM控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通，该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法包含：(S1)判断该输出电压是否大于一参考电压或判断该功率级的一切换频率是否小于一默认频率下限；以及(S2)当步骤(S1)的判断为是，调整该电感电流阈值，使得该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于一拟不连续导通模式(pseudo discontinuousconduction mode，PDCM)，由此，该切换频率不小于该默认频率下限。
在一种较佳的实施型态中，步骤(S2)还包括：降低该电感电流阈值至零以下。
在一种较佳的实施型态中，具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，还包含：(S3)当步骤(S1)的判断为否，调升该电感电流阈值。
在一种较佳的实施型态中，该电感电流阈值至多调升为零。
在一种较佳的实施型态中，调升该电感电流阈值的步骤包括：调升一预设的电流差值，降低该电感电流阈值的步骤包括：降低一预设的电流差值。
在一种较佳的实施型态中，通过步骤(S2)及/或步骤(S3)的调整该电感电流阈值，使得该功率级的该切换频率大致上为一固定频率。
在一种较佳的实施型态中，当该电感电流达到该电感电流阈值时，该PWM控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通的步骤还包括：在控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通之前，导通该第一功率晶体管与该第二功率晶体管中可使该电感电流上升者，直到该电感电流达到零时，才控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通。
就另一观点而言，本发明提供了一种具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器用以将一输入电源转换为一输出电源且提供该输出电源至一外接的负载，该切换式电源供应器包含：一功率级，其包括互相耦接的一电感、一第一功率晶体管以及一第二功率晶体管；以及一PWM控制器，该PWM控制器切换该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管，以将该输入电源转换为该输出电源；其中，当该电感的一电感电流达到一电感电流阈值时，该PWM控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通；该PWM控制器包括：一驱动电路，根据一PWM信号而操作该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管；以及一操作电路，用以根据下列步骤而产生该PWM信号，以控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器：(S1)判断该输出电压是否大于一参考电压或判断该功率级的一切换频率是否小于一默认频率下限；以及(S2)当步骤(S1)的判断为是，调整该电感电流阈值，使得该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于一拟不连续导通模式(pseudo discontinuous conduction mode，PDCM)，由此，该切换频率不小于该默认频率下限。
在一种较佳的实施型态中，步骤(S2)还包括：降低该电感电流阈值至零以下。
在一种较佳的实施型态中，该操作电路还以下列步骤控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器：(S3)当步骤(S1)的判断为否，调升该电感电流阈值。
在一种较佳的实施型态中，该电感电流阈值至多调升为零。
在一种较佳的实施型态中，调升该电感电流阈值的步骤包括：调升一预设的电流差值，降低该电感电流阈值的步骤包括：降低一预设的电流差值。
在一种较佳的实施型态中，通过步骤(S2)及/或步骤(S3)的调整该电感电流阈值，使得该功率级的该切换频率大致上为一固定频率。
在一种较佳的实施型态中，当该电感电流达到该电感电流阈值时，该PWM控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通的步骤还包括：在控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通之前，导通该第一功率晶体管与该第二功率晶体管中可使该电感电流上升者，直到该电感电流达到零时，才控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通。
在一种较佳的实施型态中，该操作电路包括：一放大电路，用以根据该输出电压与该参考电压的差值而于一基准节点产生一基准信号，其中该基准信号对应于该电感电流阈值；以及一比较电路，比较该基准信号与一电感电流相关信号而产生一拟零电流信号(pseudo zero current)，其中该拟零电流信号用以表示该电感电流已达到该电感电流阈值。
在一种较佳的实施型态中，该操作电路还包括一单向导通电路，串接于该放大电路与该基准节点之间，用以控制该放大电路的一输出端的电流方向，以控制该电感电流阈值至多调升为零。
就另一观点而言，本发明提供了一种PWM控制器，用以控制一具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器用以将一输入电源转换为一输出电源且提供该输出电源至一外接的负载，该切换式电源供应器包含：一功率级，其包括互相耦接的一电感、一第一功率晶体管以及一第二功率晶体管；其中该PWM控制器切换该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管以将该输入电源转换为该输出电源；其中，当该电感的一电感电流达到一电感电流阈值时，该PWM控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通；该PWM控制器包含：一驱动电路，根据一PWM信号而操作该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管；以及一操作电路，用以根据下列步骤而产生该PWM信号，以控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器：(S1)判断该输出电压是否大于一参考电压或判断该功率级的一切换频率是否小于一默认频率下限；以及(S2)当步骤(S1)的判断为是，调整该电感电流阈值，使得该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于一拟不连续导通模式(pseudo discontinuous conductionmode，PDCM)，由此，该切换频率不小于该默认频率下限。
在一种较佳的实施型态中，步骤(S2)还包括：降低该电感电流阈值至零以下。
在一种较佳的实施型态中，该操作电路还以下列步骤控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器：(S3)当步骤(S1)的判断为否，调升该电感电流阈值。
在一种较佳的实施型态中，该电感电流阈值至多调升为零。
在一种较佳的实施型态中，调升该电感电流阈值的步骤包括：调升一预设的电流差值，降低该电感电流阈值的步骤包括：降低一预设的电流差值。
在一种较佳的实施型态中，通过步骤(S2)及/或步骤(S3)的调整该电感电流阈值，使得该功率级的该切换频率大致上为一固定频率。
在一种较佳的实施型态中，当该电感电流达到该电感电流阈值时，该PWM控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通的步骤还包括：在控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通之前，导通该第一功率晶体管与该第二功率晶体管中可使该电感电流上升者，直到该电感电流达到零时，才控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通。
在一种较佳的实施型态中，该操作电路包括：一放大电路，用以根据该输出电压与该参考电压的差值而于一基准节点产生一基准信号，其中该基准信号对应于该电感电流阈值；以及一比较电路，比较该基准信号与一电感电流相关信号而产生一拟零电流信号(pseudo zero current)，其中该拟零电流信号用以表示该电感电流已达到该电感电流阈值。
在一种较佳的实施型态中，该操作电路还包括一单向导通电路，串接于该放大电路与该基准节点之间，用以控制该放大电路的一输出端的电流方向，以控制该电感电流阈值至多调升为零。
以下通过具体实施例详加说明，应当更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的功效。
附图说明
图1示出本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的一实施例的方块示意图；
图2A-2C示出同步的降压型、升压型或升降压型转换电路；
图3A示出本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法的一实施例的步骤流程图；
图3B示出本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法的另一实施例的步骤流程图；
图4示出本发明与现有技术之间的差异的示意图；
图5A-5C示出本发明的电感电流阈值为可调整的示意图；
图6A标出现有技术的操作模式处于连续导通模式(continuous conductionmode，CCM)时，当其处于重载模式(对应图4的负载状况LC1)下，其电感电流的波形图；
图6B标出现有技术的操作模式处于不连续导通模式(discontinuous conductionmode，DCM)时，当其处于重载模式(对应图4的负载状况LC1)下，其电感电流的波形图；
图6C示出本发明处于重载模式(对应图4的负载状况LC1)下，其电感电流的波形图；
图7A标出现有技术的操作模式处于连续导通模式(continuous conductionmode，CCM)时，当其处于一轻载模式(对应图4的负载状况LC2)下，其电感电流的波形图；
图7B标出现有技术的操作模式处于不连续导通模式(discontinuous conductionmode，DCM)时，当其处于一轻载模式(对应图4的负载状况LC2)下，其电感电流的波形图；
图7C示出本发明处于一轻载模式(对应图4的负载状况LC2)下，其电感电流的波形图；
图8A标出现有技术的操作模式处于连续导通模式(continuous conductionmode，CCM)时，当其处于另一轻载模式(对应图4的负载状况LC3)下，其电感电流的波形图；
图8B标出现有技术的操作模式处于不连续导通模式(discontinuous conductionmode，DCM)时，当其处于另一轻载模式(对应图4的负载状况LC3)下，其电感电流的波形图；
图8C示出本发明处于另一轻载模式(对应图4的负载状况LC3)下，其电感电流的波形图；
图9A标出现有技术的操作模式处于连续导通模式(continuous conductionmode，CCM)时，当其处于又一轻载模式(对应图4的负载状况LC4)下，其电感电流的波形图；
图9B标出现有技术的操作模式处于不连续导通模式(discontinuous conductionmode，DCM)时，当其处于又一轻载模式(对应图4的负载状况LC4)下，其电感电流的波形图；
图9C示出本发明处于又一轻载模式(对应图4的负载状况LC4)下，其电感电流的波形图；
图10A-10B示出本发明通过调整电感电流阈值，使得本发明能与现有技术(CCM)实现相同功效，由此本发明的切换频率为一固定频率；
图11显示本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器中，PWM控制器的一具体实施例；
图12显示本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器中，操作电路的一具体实施例。
图中符号说明
10 具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器
11 PWM控制器
12 功率级
13 反馈电路
19 负载
A～E 波形
FB 反馈信号
F1～F5 频率
IL 电感电流
IL1～IL5 电感电流
-IL1、-IL2 电感电流
Iin 输入电流
Iout 输出电流
Izc 电感电流阈值
-Ia～-Id 调整后的电感电流阈值
L 电感
LC1～LC4 负载状况
LTS 下桥晶体管开关
S11 步骤
S21 步骤
S12～S14 步骤
SF 切换频率
SFth 默认频率下限
Vin 输入电压
Vout 输出电压
Vref 参考电压
ΔI 电流差值
具体实施方式
有关本发明的前述及其他技术内容、特点与功效，在以下配合参考附图的一较佳实施例的详细说明中，将可清楚地呈现。
本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。
请参考图1，其示出本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的一实施例的方块示意图。
本实施例的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10包含：一功率级12、一反馈电路13以及一脉宽调制(pulse width modulation，PWM)控制器11。功率级12包括互相耦接的一电感，一第一功率晶体管以及一第二功率晶体管，功率级12用以根据一脉宽调制(pulse width modulation，PWM)信号，切换一第一功率晶体管以及一第二功率晶体管以将一输入电源转换为一输出电源，其中第一功率晶体管以及第二功率晶体管以及一电感进行同步切换式电源转换。在一实施例中，输入电源例如但不限于可包括一输入电压Vin与一输入电流Iin，而输出电源例如但不限于可包括一输出电压Vout与一输出电流Iout。PWM控制器11控制切换功率级12中第一功率晶体管以及第二功率晶体管以将输入电源(输入电压Vin或输入电流Iin)转换为输出电源(输出电压Vout或输出电流Iout)。功率级12例如但不限于可为同步的降压型、升压型或升降压型转换电路，如图2A-2C所示。
请再回到图1，反馈电路13产生与输出电压Vout相关的反馈信号FB并将此反馈信号FB输入PWM控制器11，以使PWM控制器11可控制功率级12以调节输出电源(输出电压Vout或输出电流Iout)至欲达到的目标。在一实施例中，本实施例的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10可与一负载19耦接，并提供输出电源(输出电压Vout或输出电流Iout)至负载19。在一实施例中，负载19例如但不限于可为一电池。
请参考图4并对照图6A-6C。图4示出本发明与现有技术之间的差异的示意图。
如图4所示，负载19的负载状况可以是处在重载模式，如图4的线条LC1所示。此外，负载19的负载状况也可以是处在轻载模式，如图4的线条LC2、LC3或LC4所示。其中，图4的线条LC4所示的负载状况表示负载19处在一极度轻载模式(ultra-light load mode)。
图6A-6C所示的电感电流的波形图都是对应于图4的负载状况LC1，意即图6A-6C所示的电感电流的波形图都是指负载19的负载状况是处在重载模式下。图6A标出现有技术的操作模式处于连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)时，当其处于重载模式(对应图4的负载状况LC1)下，其电感电流的波形图。图6B标出现有技术的操作模式具有不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)时，当其处于重载模式(对应图4的负载状况LC1)下，其电感电流的波形图。图6C示出本发明处于重载模式(对应图4的负载状况LC1)下，其电感电流的波形图。
比较图6A-6C所示的电感电流的波形图，发现：当现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于连续导通模式(CCM)时且当其处于重载模式时，电感电流IL的波谷值不会为零，其在零以上，如图6A所示。
此外，当现有技术的切换式电源供应器的操作模式具有不连续导通模式(DCM)时且当其处于重载模式时，电感电流IL的波谷值也不会为零，其在零以上，如图6B所示。
再者，当本实施例的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于重载模式时，其电感电流IL的波谷值也不会为零，其在零以上，如图6C所示。
因此，根据图6A-6C所示的电感电流的波形图，可知无论现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于连续导通模式(CCM)或具有不连续导通模式(DCM)，或是本申请的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10，只要切换式电源供应器处于重载模式，其整体功率消耗的效率与操作频率并不会有差别。
但是，当现有技术的切换式电源供应器处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2、LC3或LC4)时，对现有技术的切换式电源供应器而言，其效率与操作频率便会出现各自的优劣之处。
例如，当现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于连续导通模式(CCM)且处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2、LC3或LC4)时，由于电感电流可为负电流且无限制，因此会造成额外的功率损耗，特别是电感电流为负电流时的导通功率损耗(conductionloss)(请参考图4示出的前案1(CCM)的那条曲线)。
此外，又例如，请参考图2A示出同步的降压型转换电路。在此以图2A所示的同步的降压型转换电路为例子来说明。
当现有技术的切换式电源供应器的操作模式具有不连续导通模式(DCM)且处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2、LC3或LC4)时，现有技术的切换式电源供应器会操作于不连续导通模式(DCM)，在此情况下，下桥晶体管开关LTS会在电感L上的电感电流IL降低至零时转为不导通，在此情况下，由于不会有负电流，整体电源转换效率因此得以提高，然而当负载电流较低时，例如负载状况LC3或LC4，现有技术的切换式电源供应器于不连续导通模式(DCM)下，其频率会开始降低，因而会造成切换噪声干扰的问题(请参考图4示出的前案2(DCM)的那条曲线)。
有鉴于此，本发明正是为了解决现有技术的缺陷，因而提出一种能够通过调整本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10的功率级12的电感电流阈值Izc，由此使得当本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式(light load mode)(如图4所示的负载状况LC2或LC3)甚至是极度轻载模式(ultra-lightload mode)(如图4所示的负载状况LC4)时，其整体功率消耗具有最佳效率，且不会造成切换频率的变化而导致噪声干扰。
请参考图5A-5C，其示出本发明的电感电流阈值为可调整的示意图。根据图5A-5C，可以了解本发明如何通过调整具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10的功率级12的电感电流阈值Izc，由此使得当本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2)甚至是极度轻载模式(如图4所示的负载状况LC3或LC4)时，其整体功率消耗能够具有最佳效率，且不会造成切换频率的变化而导致噪声干扰。
如图5A-5C所示，当本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2)甚至是极度轻载模式(如图4所示的负载状况LC3或LC4)时，具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10的功率级12的电感电流阈值Izc为可调整的。
如图5A所示，在一实施例中，当本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于一轻载模式(如图4所示的负载状况LC2)时，则此时的电感电流阈值Izc例如但不限于可等于零(意即：Izc＝0)。此时电感电流IL于下降至0时，第一功率晶体管与第二功率晶体管会同时控制为不导通。
如图5B所示，在另一实施例中，当本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于另一更轻载模式(如图4所示的负载状况LC3)时，则此时的电感电流阈值Izc例如但不限于可为-Ic(意即：Izc＝-Ic)，其中，-Ic与0之间例如但不限于可有一个预设的电流差值ΔI(意即：0-ΔI＝-Ic)。此时电感电流IL于下降至-Ic时，第一功率晶体管与第二功率晶体管会同时控制为不导通。
如图5C所示，在又一实施例中，当本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于另一极度轻载模式(如图4所示的负载状况LC4)时，则此时的电感电流阈值Izc例如但不限于可为-Id(意即：Izc＝-Id)，其中，-Ic与-Id之间例如但不限于可有一个预设的电流差值ΔI(意即：-Ic-ΔI＝-Id)。此时电感电流IL于下降至-Id时，第一功率晶体管与第二功率晶体管会同时控制为不导通。
值的注意的是，本发明不限于-Ic与0之间的电流差值为ΔI，-Ic与0之间的电流差值也可为2倍的ΔI、3倍的ΔI或其他任意倍数的电流差值ΔI。此外，本发明不限于-Ic与-Id之间的电流差值为ΔI，-Ic与-Id之间的电流差值也可为2倍的ΔI、3倍的ΔI或其他任意倍数的电流差值ΔI。
又，值得注意的是，本发明不限于-Ic与0之间的电流差值与-Ic与-Id之间的电流差值都须同样为ΔI。在一实施例中，本发明可以是-Ic与0之间的电流差值为ΔI，而-Ic与-Id之间的电流差值为2倍的ΔI。在另一实施例中，本发明可以是-Ic与0之间的电流差值为ΔI，而-Ic与-Id之间的电流差值为3倍的ΔI。意即，-Ic与0之间的电流差值与-Ic与-Id之间的电流差值彼此不相同也属于本发明的范围。
此外，根据本发明，在一实施例中，上述的电流差值为ΔI可为离散式数值，使得如图4中的电感电流阈值的曲线为步阶型态，而在另一实施例中，上述的电流差值为ΔI可为连续模拟式数值，使得电感电流阈值的曲线对应负载电流的变化曲线也为连续模拟的型态，其实施例细节稍后详述。
简而言之，如图5A-5C所示，当本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式时，PWM控制器11可用以调整功率级12的电感电流阈值Izc(关于本发明的PWM控制器11如何调整功率级12的电感电流阈值Izc的特征及细节，稍后详述)。
以下内容乃是以图2A所示的同步的降压型转换电路为例子来说明本发明的PWM控制器11如何调整功率级12的电感电流阈值Izc的特征及细节。
请参考图3A-3B并对照图7A-7C。图3A示出本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法的一实施例的步骤流程图。图3B示出本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法的另一实施例的步骤流程图。图7A标出现有技术的操作模式处于连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)时，当其处于一轻载模式(对应图4的负载状况LC2)下，其电感电流的波形图。图7B标出现有技术的操作模式处于不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)时，当其处于一轻载模式(对应图4的负载状况LC2)下，其电感电流的波形图。图7C示出本发明处于一轻载模式(对应图4的负载状况LC2)下，其电感电流的波形图。
根据本发明，在一实施例中，可判断输出电压Vout是否大于一参考电压Vref，当输出电压Vout大于参考电压Vref时，可调整电感电流阈值Izc，使得该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于一拟不连续导通模式(pseudo discontinuousconduction mode，PDCM)，由此，该切换频率不小于该默认频率下限。在一实施例中，也可判断切换频率是否小于一默认频率下限，当切换频率是小于一默认频率下限时，进行上述的电感电流阈值Izc调整。
请继续参阅图3A-3B，当具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于重载模式下(对应图4的负载状况LC1)，由于Vout不会大于参考电压Vref，而切换频率也不会小于默认频率下限(一般而言可维持固定)，则本发明的PWM控制器11可用以使功率级12中与电感电流IL相关的电感电流阈值Izc调整为零(如图6C所示)。简而言之，由于当本实施例的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于重载模式时，其电感电流的波谷值不会为零，其在零以上(如图6C所示)，因此，当处于重载模式时，电感电流阈值Izc调整为零(如图6C所示)。
当具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式，与功率级12中的电感电流IL相关的电感电流阈值Izc为可调整的，其中，电感电流阈值Izc的调整步骤例如但不限于可如图3A所示。
当负载由重载转为轻载模式时，输出电压Vout可能会大于一参考电压Vref，而切换频率SF也可能会小于一默认频率下限SFth，如图3A所示，本发明的PWM控制器11判断输出电压Vout是否大于一参考电压Vref(如图3A的步骤S11所示)。在另一实施例中，如图3B所示，本发明的PWM控制器11判断功率级12的一切换频率SF是否小于一默认频率下限SFth(如图3B的步骤S21所示)。
当图3A的步骤S11或图3B的步骤S21的判断为是，本发明的PWM控制器11可用以调整功率级12的电感电流阈值Izc，在一较佳实施例中，电感电流阈值Izc被调整降低，在一较佳实施例中，电感电流阈值Izc被调整降低至零以下。
当图3A的步骤S11或图3B的步骤S21的判断为否，本发明的PWM控制器11可用以使功率级12的电感电流阈值Izc调升。在一实施例中，电感电流阈值Izc至多调升为零，也就是，若电感电流阈值Izc已为零，则维持不变。
图7A-7C所示的电感电流的波形图都是对应于图4的负载状况LC2，意即图7A-7C所示的电感电流的波形图都是指负载19的负载状况是处在轻载模式下。
比较图7A-7C所示的电感电流的波形图，发现：如图7A所示，当现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于连续导通模式(CCM)时且当其处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2)时，电感电流IL可具有负值，也就是电感电流IL的波谷值会低于零(例如：电感电流IL的波谷值为-Ia)，如前所述，这会导致对现有技术的切换式电源供应器的效率有不良影响的不利。
此外，当现有技术的切换式电源供应器的操作模式具有不连续导通模式(DCM)，且当其处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2)时，当电感电流IL降至零时，上桥开关HTS及下桥开关LTS(以图2A为例，下同)会同时控制为不导通，使得电感电流IL维持于零直到下个切换周期，在如负载状况LC2的情况下，虽然现有技术的切换式电源供应器已操作于DCM，但如图7B所示，操作频率SF仍未改变，然而，若是负载状况变得更为轻载(例如：负载状况LC3或LC4)，则如图8B或9B所示，其切换周期会延长，也就是，其切换频率SF会下降，这会造成噪声干扰。
请继续参阅图7C，根据本发明，当本实施例的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于一般轻载模式(如图4所示的负载状况LC2)时，由于此时的负载电流虽处于轻载，但仍不致造成输出电压Vout大于参考电压Vref，或不致造成切换频率小于默认频率下限(在部分轻载状况下频率仍可维持固定)，因此根据本发明，在此情况下，电感电流阈值Izc调整为零，其操作类似于典型的DCM模式，也就是，当电感电流IL降至零时，上桥开关HTS及下桥开关LTS(以图2A为例)会同时控制为不导通，使得电感电流IL维持于零直到下个切换周期。就另一观点而言，当输出电压Vout未大于参考电压Vref，或切换频率未小于默认频率下限，且电感电流阈值Izc为零时，则电感电流阈值Izc无须再调整，换而言之，该电感电流阈值Izc至多调升为零。
请参考图3A-3B并对照图8A-8C。图8A标出现有技术的操作模式处于连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)时，当其处于另一轻载模式(对应图4的负载状况LC3)下，其电感电流的波形图。图8B标出现有技术的操作模式具有不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)时，当其处于另一轻载模式(对应图4的负载状况LC3)下，其电感电流的波形图。图8C示出本发明处于另一轻载模式(对应图4的负载状况LC3)下，其电感电流的波形图。
当处于轻载模式时，在一实施例中，如图3A所示，本发明的PWM控制器11判断输出电压Vout是否大于一参考电压Vref(如图3A的步骤S11所示)。当处于轻载模式时，在另一实施例中，如图3B所示，本发明的PWM控制器11判断功率级12的一切换频率SF是否小于一默认频率下限SFth(如图3B的步骤S21所示)。
当图3A的步骤S11或图3B的步骤S21的判断为是，本发明的PWM控制器11可用以调整功率级12的电感电流阈值Izc至零以下。
当图3A的步骤S11或图3B的步骤S21的判断为否，本发明的PWM控制器11可用以使功率级12的电感电流阈值Izc调整至至多为零。
图8A-8C所示的电感电流的波形图都是对应于图4的负载状况LC3，意即图8A-8C所示的电感电流的波形图都是指负载19的负载状况是处在轻载模式下。
比较图8A-8C所示的电感电流的波形图，发现：当现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于连续导通模式(CCM)时且当其处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC3)时，其电感电流IL的形式与导致的效率问题与图7A类似。
此外，图8B显示当现有技术的切换式电源供应器的操作模式具有不连续导通模式(DCM)时且当其处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC3)时，其电感电流IL的波形。比较图7B与图8B所示的电感电流IL的波形图，图8B的现有技术的电感电流IL的波形的频率比图7B的现有技术的电感电流IL的波形的频率来得低。意即，当现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于不连续导通模式(DCM)时且当其处于更为轻载模式(如图4所示的负载状况LC3)时，其电感电流IL的波形的频率为变频，导致噪声干扰，另一方面，也将会造成输出涟漪(ripple)过大的缺点。
再者，当本实施例的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于更为轻载模式(如图4所示的负载状况LC3)时，电感电流IL的波谷值为-Ic，如图8C所示。此时，图8C所示的状况正是对应于上述的“当图3A的步骤S11或图3B的步骤S21的判断为是”，本发明的PWM控制器11可用以调整功率级12的电感电流阈值Izc，使得具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于“拟不连续导通模式”(pseudo discontinuous conductionmode，PDCM)。在一较佳实施例中，“当图3A的步骤S11或图3B的步骤S21的判断为是”时，可降低功率级12的电感电流阈值Izc，在一较佳实施例中，可降低电感电流阈值Izc至零以下。换而言之，当切换式电源供应器10处于更为轻载模式(如图4所示的负载状况LC3)时，输出电压Vout会因而大于参考电压Vref，或切换频率开始变化而小于默认频率下限，因而启动了上述的电感电流阈值Izc的调整。
所述的“拟不连续导通模式”是指，根据本发明，可调整电感电流阈值Izc使其不为典型的0电流，而是其他阈值(例如图8C的-Ic)，使得电感电流IL达到电感电流阈值Izc时(如图8C所示，下降至-Ic时)，方将上桥开关HTS及下桥开关LTS(以图2A为例)控制都为不导通，值到下一个切换周期开始时。
根据本发明，使切换式电源供应器10得以操作于“拟不连续导通模式”的好处是，电感电流IL达到电感电流阈值Izc时(如-Ic)后，上桥开关HTS及下桥开关LTS都不导通，因此，相较于现有技术的CCM操作模式而言，可降低例如但不限于导通能损，提高电源转换效率，另一方面，又由于电感电流阈值Izc为可调整，因此，可使得操作频率SF不低于一默认频率下限，在一较佳实施例中，可使切换频率SF大致上维持于一固定频率，例如可维持与重载时的切换频率相同，另一方面，也可有效抑制轻载时的输出电压涟漪。
需说明的是：因电路零件的本身的寄生效应或是零件间相互的匹配不一定为理想，因此，虽然欲使切换频率SF大致上为一固定频率，但实际产生的切换频率SF可能并不是准确的固定频率，而仅是接近固定频率，也就是，根据本发明，可接受由于电路的不理想性而造成切换频率SF具有一定程度的误差，此即前述的切换频率SF“大致上”为一固定频率之意，本文中其他提到“大致上”之处也相同。
根据本发明，在某些轻载状况下(如LC3)，电感电流IL达到不为零的电感电流阈值Izc时(如-Ic)后，上桥开关HTS及下桥开关LTS都控制为不导通，但此时电感电流IL不为零，因此，如图8C所示，电感电流IL可通过例如但不限于上桥开关HTS的本体二极管，由-Ic增加至零(如图中的时点t3-t4)后，才维持零电感电流直到下一次切换(如图中的时点t5)。在一实施例中，可通过例如但不限于控制上桥开关HTS及下桥开关LTS可使该电感电流上升者(以图2A为例为上桥开关HTS)，而使电感电流IL由-Ic增加至零(如图中的时点t3-t4)，接着再控制上桥开关HTS及下桥开关LTS都为不导通，维持零电感电流直到下一次切换(如图中的时点t5)，以进一步降低能损。
在一实施例中，本发明的PWM控制器11例如但不限于可将电感电流阈值Izc减去一电流差值ΔI(如图3A及图3B的步骤S12所示)，由此降低电感电流阈值Izc。在一实施例中，如图8C所示，如上所述，电感电流阈值Izc例如但不限于可为-Ic(意即：Izc＝-Ic)，其中，-Ic与0之间例如但不限于可有一个电流差值ΔI(意即：0-ΔI＝-Ic)。
请参考图3A-3B并对照图9A-9C。图9A标出现有技术的操作模式处于连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)时，当其处于又一更为轻载模式(对应图4的负载状况LC4)下，其电感电流的波形图。图9B标出现有技术的操作模式处于不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)时，当其处于又一更为轻载模式(对应图4的负载状况LC4)下，其电感电流的波形图。图9C示出本发明处于又一更为轻载模式(对应图4的负载状况LC4)下，其电感电流的波形图。
图9A-9C分别类似于图8A-8C，如图9A所示，由于处于极度轻载的状况下(LC4)，操作于CCM的现有技术中，其电感电流IL的波谷相较于图8A为更低的负值。而如图9B所示，由于处于极度轻载的状况下(LC4)，操作于DCM的现有技术中，其切换频率相较于图8B为更低的频率。而根据本发明，由于处于极度轻载的状况下(LC4)，因此对应于图3A的步骤S11或图3B的步骤S21的判断仍为是，如图9C所示，本发明的PWM控制器11调整功率级12的电感电流阈值Izc至-Id，相较于图8C而言为更低的负值，然而类似的，电感电流IL达到电感电流阈值Izc时(如图9C所示，下降至-Id时)，PWM控制器11将上桥开关HTS及下桥开关LTS(以图2A为例)控制都为不导通，值到下一个切换周期开始时，也就是，切换式电源供应器10操作于“拟不连续导通模式”。
在一实施例中，本发明的PWM控制器11例如但不限于可将电感电流阈值Izc减去一电流差值ΔI(如图3A及图3B的步骤S12所示)，由此降低电感电流阈值Izc至零以下。在一实施例中，如图9C所示，当负载状况从LC3变为LC4时，比较图8C与图9C，此时，图8C所示的电感电流阈值Izc(例如但不限于可为-Ic)可再减去一电流差值ΔI(如图3A及图3B的步骤S12所示)。如图9C所示，此时，电感电流阈值Izc例如但不限于可为-Id(意即：Izc＝-Id)，其中，-Id与-Ic之间例如但不限于可有一个电流差值ΔI(意即：-Ic-ΔI＝-Id)。
本申请还有一大优点及特征，那就是：本发明的PWM控制器11还可根据负载状况的变化(例如：负载状况从LC4变成LC3，负载状况从极度轻载变成轻载)，而使电感电流阈值Izc在数值为零或零以下被调升或被降低(也可参考图5A-5C所示)。
请比较图9C、图8C及图7C所示的电感电流的波形图(其中，图9C、图8C及图7C分别对应图4所示的负载状况LC4、LC3及LC2)。
在一实施例中，负载状况LC4、LC3及LC2的关系例如但不限于可为：负载状况LC4<负载状况LC3<负载状况LC2。
首先，在图9C所示的实施例的状况下(对照参考图5A-5C所示)，当图3A的步骤S11或图3B的步骤S21的判断为否，本发明的PWM控制器11可继续判断电感电流阈值Izc是否等于零(如吐3A及图3B的步骤S13所示)。
当图3A及图3B的步骤S13的判断为是，本发明的PWM控制器11可回到图3A的步骤S11以继续判断输出电压Vout是否大于参考电压Vref；或者，本发明的PWM控制器11可回到图3B的步骤S21，以继续判断判断功率级12的切换频率SF是否小于一默认频率下限SFth。
然而，特别的是，当图3A及图3B的步骤S13的判断为否，本发明的PWM控制器11可将功率级12的电感电流阈值Izc加上电流差值ΔI(如图3A及图3B的步骤S14所示)，由此调升电感电流阈值Izc。
请比较图8C与图9C。在一实施例中，当负载状况从图9C所对应的LC4变为图8C所对应的LC3时，此时，当图3A及图3B的步骤S13的判断为否(意即：负载状况从LC4变成LC3，负载状况从极度轻载的LC4变成轻载的LC3，图9C所示的电感电流阈值Izc(例如但不限于可为-Id)例如但不限于可从图9C所示的-Id调升回到图8C所示的–Ic(意即：-Id+ΔI＝–Ic)。
请比较图7C与图8C。在另一实施例中，当负载状况从图8C所对应的LC3变为图7C所对应的LC2时，此时，当图3A及图3B的步骤S13的判断为否(意即：负载状况从LC3变成LC2，负载状况从较轻载的LC3变成轻载的LC2，图8C所示的电感电流阈值Izc(例如但不限于可为-Ic)例如但不限于可从图8C所示的-Ic调升回到图7C所示的0(意即：-Ic+ΔI＝0)。
由此可见，本申请还有一大优点及特征，那就是：在本发明中，当具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2、LC3或LC4)时，本发明的PWM控制器11不仅可以调整电感电流阈值Izc，且，本发明的PWM控制器11还可根据负载状况的变化(例如：负载状况从极度轻载的LC4变成轻载的LC3、或、负载状况从较轻载的LC3变成轻载的LC2)，而使电感电流阈值Izc在数值为零或零以下被调升或被降低(也可参考图5A-5C所示)。由此，使得当具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2或LC3)甚至是极度轻载模式(如图4所示的负载状况LC4)时，其整体功率消耗具有最佳效率，且可有效抑制噪声干扰与输出电压涟漪。
根据本发明，电感电流阈值Izc，并不限于如前所述，通过预设的电流差值ΔI，以步阶式或杂散式方式调升或降低，在一实施例中，也可以连续且模拟的方式来调整电感电流阈值Izc。
请参考图11，图11显示本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器中，PWM控制器的一具体实施例(PWM控制器11)。PWM控制器11包括驱动电路15以及操作电路16，其中驱动电路15根据一PWM信号SPWM而操作功率级12的第一功率晶体管以及第二功率晶体管；操作电路16则用以根据前述的步骤而产生该PWM信号，以控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，以获得前述本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的各种功能。
请参考图12，图12显示本发明的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器中，操作电路的一具体实施例(操作电路16)。操作电路16包括一跨导(transconductance)放大电路161以及一比较电路162，跨导(transconductance)放大电路161用以根据输出电压Vout与参考电压Vref的差值而于基准节点NB产生基准信号V1(本实施例中通过电阻R1转换而得)，其中该基准信号对应于电感电流阈值Izc，比较电路162则比较基准信号V1与电感电流相关信号VS而产生拟零电流信号(pseudo zero current)PZC，其中拟零电流信号PZC用以表示电感电流IL已达到如前述的电感电流阈值Izc，此时PWM控制器11例如可将上桥开关HTS及下桥开关LTS控制都为不导通，以实现前述的“拟不连续导通模式”的操作；其中电感电流相关信号VS可如图所示，例如由电感电流感测信号Isen转换而得(本实施例中通过电阻R2转换而得)，其中电感电流感测信号Isen相关于电感电流IL，例如可通过感测电感电流IL而得，而其中跨导放大电路161所产生的基准信号V1即对应于前述的电感电流阈值Izc，本实施例中，跨导放大电路161根据输出电压Vout与参考电压Vref的差值的大小而连续且模拟式的调整基准信号V1(对应于电感电流阈值Izc)，以实现前述的操作。此外，在一实施例中，操作电路16还可包括一二极管D1，用以限制基准信号V1，使对应的电感电流阈值Izc至多调整至0。
请参考图10A-10B，其示出本发明通过调整电感电流阈值，使得本发明能与现有技术(CCM)实现相同功效，由此本发明的切换频率为一固定频率。
比较图10A-10B所示的电感电流的波形图，发现：当现有技术的切换式电源供应器的操作模式处于连续导通模式(CCM)时且当其处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2、LC3或LC4)时，电感电流IL的波谷值会低于零，如图10A所示。这样的缺点是：会增加例如但不限于导通能损。虽然，图10A的现有技术有上述的缺点，但是，当图10A的现有技术的操作模式处于连续导通模式(CCM)时且当其处于轻载模式，至少其功率级的切换频率为一固定频率，而不是一变频，因而典型DCM因为降频而造成的噪声干扰问题。
本申请还有另一大优点及特征，那就是：在本发明中，根据图10B所示，当具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2、LC3或LC4)时，本发明的PWM控制器11不仅可以调整功率级12的电感电流阈值Izc，本发明的PWM控制器11还可以通过调整功率级12的电感电流阈值Izc，使得具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式时，功率级12的切换频率SF为一固定频率。请比较图10A-10B所示的电感电流的波形图，可发现：本申请的功率级12的切换频率SF和图10A的现有技术都具有固定频率的切换频率SF，而不是一变频。由此，使得当具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器10处于轻载模式(如图4所示的负载状况LC2或LC3)甚至是极度轻载模式(如图4所示的负载状况LC4)时，其整体功率消耗具有最佳效率，且可有效抑制噪声干扰与输出电压涟漪。
以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化。例如，所示直接连接的电路元件间，可插置不影响电路主要功能的电路元件，如开关等。又如，前述操作电路中的跨导放大电路，在其他实施例中，也可以以其他形式的放大电路取代，例如减法放大器等。再举一例，前述实施例操作细节是以降压型切换式电源供应器进行功能操作说明，然根据本发明，也可应用于其他切换式电源供应器，在应用于其他型态的切换式电源供应器时，本领域技术人员应当可根据本发明的教示而对电路的极性等进行适应性的调整，因此，前述诸如“至多”、“降低”或“调升”等对电感电流阈值具有极性的操作方式，也不应视为限制本发明的范畴。凡此种种，都可根据本发明的教示类推而得。此外，所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，例如但不限于将两实施例并用。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。此外，本发明的任一实施型态不必需实现所有的目的或优点，因此，权利要求的任一项也不应以此为限。

Claims (25)

1.一种具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，其特征在于，其中该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器用以将一输入电源转换为一输出电源且提供该输出电源至一外接的负载，该切换式电源供应器包含一脉宽调制控制器以及一功率级，该功率级包括互相耦接的一电感，一第一功率晶体管以及一第二功率晶体管，该脉宽调制控制器切换该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管以将该输入电源转换为该输出电源，其中，当该电感的一电感电流达到一电感电流阈值时，该脉宽调制控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通，该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法包含：
(S1)判断该输出电压是否大于一参考电压或判断该功率级的一切换频率是否小于一默认频率下限；以及
(S2)当步骤(S1)的判断为是，调整该电感电流阈值，使得该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于一拟不连续导通模式，由此，该切换频率不小于该默认频率下限。
2.如权利要求1所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，其中，步骤(S2)还包括：降低该电感电流阈值至零以下。
3.如权利要求1至2中的任一项所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，其中，还包含：
(S3)当步骤(S1)的判断为否，调升该电感电流阈值。
4.如权利要求3所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，其中，该电感电流阈值至多调升为零。
5.如权利要求3所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，其中，调升该电感电流阈值的步骤包括：调升一预设的电流差值，降低该电感电流阈值的步骤包括：降低一预设的电流差值。
6.如权利要求3所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，其中，通过步骤(S2)及/或步骤(S3)的调整该电感电流阈值，使得该功率级的该切换频率大致上为一固定频率。
7.如权利要求1所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器的控制方法，其中，当该电感电流达到该电感电流阈值时，该脉宽调制控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通的步骤还包括：在控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通之前，导通该第一功率晶体管与该第二功率晶体管中可使该电感电流上升者，直到该电感电流达到零时，才控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通。
8.一种具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其特征在于，其中该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器用以将一输入电源转换为一输出电源且提供该输出电源至一外接的负载，该切换式电源供应器包含：
一功率级，其包括互相耦接的一电感、一第一功率晶体管以及一第二功率晶体管；以及
一脉宽调制控制器，该脉宽调制控制器切换该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管，以将该输入电源转换为该输出电源；
其中，当该电感的一电感电流达到一电感电流阈值时，该脉宽调制控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通；该脉宽调制控制器包括：
一驱动电路，根据一脉宽调制信号而操作该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管；以及
一操作电路，用以根据下列步骤而产生该脉宽调制信号，以控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器：
(S1)判断该输出电压是否大于一参考电压或判断该功率级的一切换频率是否小于一默认频率下限；以及
(S2)当步骤(S1)的判断为是，调整该电感电流阈值，使得该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于一拟不连续导通模式，由此，该切换频率不小于该默认频率下限。
9.如权利要求8所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中，步骤(S2)还包括：降低该电感电流阈值至零以下。
10.如权利要求8至9中的任一项所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中，该操作电路还以下列步骤控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器：(S3)当步骤(S1)的判断为否，调升该电感电流阈值。
11.如权利要求10所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中，该电感电流阈值至多调升为零。
12.如权利要求10所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中，调升该电感电流阈值的步骤包括：调升一预设的电流差值，降低该电感电流阈值的步骤包括：降低一预设的电流差值。
13.如权利要求10所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中，通过步骤(S2)及/或步骤(S3)的调整该电感电流阈值，使得该功率级的该切换频率大致上为一固定频率。
14.如权利要求8所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中，当该电感电流达到该电感电流阈值时，该脉宽调制控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通的步骤还包括：在控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通之前，导通该第一功率晶体管与该第二功率晶体管中可使该电感电流上升者，直到该电感电流达到零时，才控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通。
15.如权利要求11所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中，该操作电路包括：
一放大电路，用以根据该输出电压与该参考电压的差值而于一基准节点产生一基准信号，其中该基准信号对应于该电感电流阈值；以及
一比较电路，比较该基准信号与一电感电流相关信号而产生一拟零电流信号，其中该拟零电流信号用以表示该电感电流已达到该电感电流阈值。
16.如权利要求15所述的具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其中，该操作电路还包括一单向导通电路，串接于该放大电路与该基准节点之间，用以控制该放大电路的一输出端的电流方向，以控制该电感电流阈值至多调升为零。
17.一种脉宽调制控制器，用以控制一具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器，其特征在于，其中该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器用以将一输入电源转换为一输出电源且提供该输出电源至一外接的负载，该切换式电源供应器包含：一功率级，其包括互相耦接的一电感、一第一功率晶体管以及一第二功率晶体管；其中该脉宽调制控制器切换该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管以将该输入电源转换为该输出电源；其中，当该电感的一电感电流达到一电感电流阈值时，该脉宽调制控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通；该脉宽调制控制器包含：
一驱动电路，根据一脉宽调制信号而操作该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管；以及
一操作电路，用以根据下列步骤而产生该脉宽调制信号，以控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器：
(S1)判断该输出电压是否大于一参考电压或判断该功率级的一切换频率是否小于一默认频率下限；以及
(S2)当步骤(S1)的判断为是，调整该电感电流阈值，使得该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器得以操作于一拟不连续导通模式，由此，该切换频率不小于该默认频率下限。
18.如权利要求17所述的脉宽调制控制器，其中，步骤(S2)还包括：降低该电感电流阈值至零以下。
19.如权利要求17至18中的任一项所述的脉宽调制控制器，其中，该操作电路还以下列步骤控制该具有可调整电感电流阈值的切换式电源供应器：(S3)当步骤(S1)的判断为否，调升该电感电流阈值。
20.如权利要求19所述的脉宽调制控制器，其中，该电感电流阈值至多调升为零。
21.如权利要求19所述的脉宽调制控制器，其中，调升该电感电流阈值的步骤包括：调升一预设的电流差值，降低该电感电流阈值的步骤包括：降低一预设的电流差值。
22.如权利要求19所述的脉宽调制控制器，其中，通过步骤(S2)及/或步骤(S3)的调整该电感电流阈值，使得该功率级的该切换频率大致上为一固定频率。
23.如权利要求17所述的脉宽调制控制器，其中，当该电感电流达到该电感电流阈值时，该脉宽调制控制器控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通的步骤还包括：在控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通之前，导通该第一功率晶体管与该第二功率晶体管中可使该电感电流上升者，直到该电感电流达到零时，才控制该第一功率晶体管以及该第二功率晶体管都为不导通。
24.如权利要求20所述的脉宽调制控制器，其中，该操作电路包括：
一放大电路，用以根据该输出电压与该参考电压的差值而于一基准节点产生一基准信号，其中该基准信号对应于该电感电流阈值；以及
一比较电路，比较该基准信号与一电感电流相关信号而产生一拟零电流信号，其中该拟零电流信号用以表示该电感电流已达到该电感电流阈值。
25.如权利要求24所述的脉宽调制控制器，其中，该操作电路还包括一单向导通电路，串接于该放大电路与该基准节点之间，用以控制该放大电路的一输出端的电流方向，以控制该电感电流阈值至多调升为零。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10811978B1 (en) * 2019-06-24 2020-10-20 Dialog Semiconductor Inc. Multi-mode control for multi-output voltage power converter
CN112769332B (zh) * 2020-12-25 2022-05-24 南京矽力微电子技术有限公司 功率变换器
CN116404869A (zh) * 2021-12-27 2023-07-07 圣邦微电子（北京）股份有限公司 一种开关电源及其音频噪声抑制方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101056055A (zh) * 2006-04-14 2007-10-17 圆创科技股份有限公司 可自动修正参考基准的逆向电流防止电路
CN101621251A (zh) * 2007-03-19 2010-01-06 立锜科技股份有限公司 降低切换式电源供应器中之切换震荡的方法与电路
CN101689805A (zh) * 2007-05-29 2010-03-31 凌特公司 开关调节器的改进的电流模式控制
CN103051181A (zh) * 2012-01-10 2013-04-17 成都芯源系统有限公司 一种开关电源电路及其控制方法
CN104201887A (zh) * 2014-09-01 2014-12-10 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 降压型变换器的过零调节电路及方法
CN105186872A (zh) * 2015-08-10 2015-12-23 开曼群岛威睿电通股份有限公司 电源供应器、电源供应系统以及电压调整方法
CN106130325A (zh) * 2016-07-13 2016-11-16 成都芯源系统有限公司 一种降噪开关变换器以及控制电路和方法
CN106558978A (zh) * 2015-09-30 2017-04-05 立锜科技股份有限公司 切换式电源供应器及其控制电路与控制方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200841565A (en) * 2007-04-04 2008-10-16 Richtek Techohnology Corp Device for detecting zero current applied in switching regulator and method thereof
US8159202B2 (en) * 2009-06-22 2012-04-17 Seagate Technology Llc Quasi-continuous voltage regulator with dual polarity outputs

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101056055A (zh) * 2006-04-14 2007-10-17 圆创科技股份有限公司 可自动修正参考基准的逆向电流防止电路
CN101621251A (zh) * 2007-03-19 2010-01-06 立锜科技股份有限公司 降低切换式电源供应器中之切换震荡的方法与电路
CN101689805A (zh) * 2007-05-29 2010-03-31 凌特公司 开关调节器的改进的电流模式控制
CN103051181A (zh) * 2012-01-10 2013-04-17 成都芯源系统有限公司 一种开关电源电路及其控制方法
CN104201887A (zh) * 2014-09-01 2014-12-10 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 降压型变换器的过零调节电路及方法
CN105186872A (zh) * 2015-08-10 2015-12-23 开曼群岛威睿电通股份有限公司 电源供应器、电源供应系统以及电压调整方法
CN106558978A (zh) * 2015-09-30 2017-04-05 立锜科技股份有限公司 切换式电源供应器及其控制电路与控制方法
CN106130325A (zh) * 2016-07-13 2016-11-16 成都芯源系统有限公司 一种降噪开关变换器以及控制电路和方法

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