JP6824362B1

JP6824362B1 - 電力変換装置

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Publication number: JP6824362B1
Application number: JP2019194845A
Authority: JP
Inventors: 孝太松井
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-10-28
Filing date: 2019-10-28
Publication date: 2021-02-03
Anticipated expiration: 2039-10-28
Also published as: JP2021069242A

Abstract

【課題】いかなるインピーダンス成分を含む負荷に接続された場合でも出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化することが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００、平滑用コンデンサ２、およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００を備えるとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００から負荷３への出力電流を検出する出力電流検出器２３および比例積分制御により出力電流が目標電流に追従するようにＤＣ／ＤＣコンバータ２００の半導体スイッチング素子９〜１２をオンオフ制御する制御部４を有し、かつ制御部４は、出力電流検出器２３で検出した出力電流のリプル量が予め設定された閾値よりも大きい場合には、比例積分制御に基づくゲインを、予め設定された第１のゲインから当該第１のゲインよりも大きな値をもつ第２のゲインに変更する。【選択図】図１

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

コンバータ等の電力変換装置は、半導体スイッチング素子を用いてリアクトルに印加する電圧を変化させることにより、入出力電流が目標値に追従するように制御しつつ電力変換を行う。電流が目標値に追従するように半導体スイッチング素子の駆動を制御する方法として、リアクトルの直流重畳特性に基づいて設定したゲインを用いた比例積分制御（ＰＩ制御）による電流フィードバック制御が知られている（例えば、下記の特許文献１参照）。

また、従来の電力変換装置には、交流電源を入力として交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、このＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑用コンデンサと、この平滑用コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、上記の各コンバータ部を構成する半導体スイッチング素子のＤｕｔｙ制御により各コンバータ部を制御する制御部とを備えたものがある。

この構成の電力変換装置において、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力電圧は、交流電圧が整流、平滑された電圧であるため、直流電圧に交流電源の倍周波数成分のリプルを含んだ電圧となる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ部の入力電圧は、直流電圧に交流電源の倍周波数成分のリプルを含んだ電圧であるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ部から安定化された直流電流を出力するには、交流電源の倍周波数成分による変動を抑制するように半導体スイッチング素子の動作を制御する必要がある。すなわち、所定の周波数の電流成分を抑制するための電流応答性が得られるよう、制御部における比例積分制御のゲインを適切に設定する必要がある。

特開２０１７−９９１９６号公報

しかしながら、上述した従来の各種の電力変換装置においては、リアクトルの特性のみでなく、負荷側のインピーダンスの影響によって、出力の電流応答性が変化する点について十分に考慮されていない。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑用コンデンサと、半導体スイッチング素子を備えて前記平滑用コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記負荷への出力電流を検出する出力電流検出器と、比例積分制御により前記出力電流が目標電流に追従するように前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記出力電流検出器で検出した前記出力電流のリプル量が予め設定された閾値よりも大きい場合には、前記比例積分制御に基づくゲインを、予め設定された第１のゲインから当該第１のゲインよりも大きな値をもつ第２のゲインに変更するものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減することが可能となる。

実施の形態１に係る電力変換装置を示す回路構成図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ部を構成する半導体スイッチング素子をパルス幅変調制御する場合の制御部の機能ブロック図である。交流電源の電圧波形とＤＣ／ＤＣコンバータ部からの出力電流波形との関係を示す波形図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ部を構成する半導体スイッチング素子をパルス幅変調制御する場合の制御部の機能ブロック図である。ゲイン補正部の動作内容を説明するためのタイミングチャートである。図４のゲイン補正部による補正量ΔＫｐの設定例を示す説明図である。負荷側のインピーダンスの影響も含めた電流フィードバック制御の一巡伝達関数のゲイン−周波数の関係を示す特性図である。

ここで、本願の実施の形態の説明に入る前に、前述したように、電力変換装置において、リアクトルの特性のみでなく、負荷側のインピーダンスの影響によって、出力の電流応答性が変化する点について説明する。

図７は、負荷側のインピーダンスの影響も含めた電流フィードバック制御の一巡伝達関数のゲイン−周波数の関係を示す特性図である。

図７から分るように、負荷に含まれる抵抗成分が大きくなるほど、リアクトルの特性に対して抵抗成分の影響が増大し、電流フィードバック制御系のゲインが０ｄＢとなるクロスオーバー周波数が低下する。すなわち、電流応答性が低下するため、所定の周波数成分の電流を抑制できず、リプル電流が増加する。このため、安定した出力が得られず、特に負荷としてバッテリが接続される場合は、リプル電流によりバッテリ寿命が低下するという課題があった。

これに対して、以下に説明する実施の形態に係る電力変換装置は、出力のリプル電流を検出し、そのリプル電流量に応じて電流制御における比例積分制御時のゲインを調整することにより電流応答性を向上させ、これにより、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減することが可能となる。

実施の形態１．
図１は、本願の実施の形態１における電力変換装置を示す回路構成図である。
この実施の形態１の電力変換装置１０００は、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部１００、このＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の出力を平滑化する平滑用コンデンサ２、この平滑用コンデンサ２の直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷３に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ部２００、およびＡＣ／ＤＣコンバータ部１００ならびにＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の動作を共に制御する制御部４を備えている。なお、本例では、負荷３は高圧バッテリとしているが、これに限定されものではない。

ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００は、交流電源１と平滑用コンデンサ２との間に配置されている。すなわち、交流電源１は整流回路としてのダイオードブリッジ回路５に接続され、ダイオードブリッジ回路５の出力は、限流回路としてのリアクトル６に接続されている。リアクトル６の後段には半導体スイッチング素子７の一端および整流ダイオード８が接続され、整流ダイオード８のカソード側が出力段の平滑用コンデンサ２の正極に接続され、さらに半導体スイッチング素子７の他端は、平滑用コンデンサ２の負極に接続されている。

この場合の上記の半導体スイッチング素子７は、例えばソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｅｒ）が適用される。

また、ダイオードブリッジ回路５の入力側には、交流電源１に並列に接続されて交流電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器（ＳＶ１）２０、および交流電源１に直列に接続されて交流電源１からの交流の入力電流Ｉｉｎを検出する入力電流検出器（ＳＩ１）２１が設けられており、また平滑用コンデンサ２に並列して平滑用コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出器（ＳＶ２）２２が接続されている。

一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００は、平滑用コンデンサ２と負荷３との間に設けられている。すなわち、平滑用コンデンサ２の後段には、４つの半導体スイッチング素子９〜１２がフルブリッジ型に接続されている。この場合の各々の半導体スイッチング素子９〜１２は、前述の半導体スイッチング素子７と同様、例えばＭＯＳＦＥＴが適用される。

そして、半導体スイッチング素子９、１１のドレインは、平滑用コンデンサ２の正極側に接続され、半導体スイッチング素子１０、１２のソースは、平滑用コンデンサ２の負極側に接続されている。また、トランス１３の一次巻線の一端が、半導体スイッチング素子９のソースと半導体スイッチング素子１０のドレインとの接続点に接続されており、トランス１３の一次巻線の他端が、半導体スイッチング素子１１のソースと半導体スイッチング素子１２のドレインとの接続点に接続されている。

また、トランス１３の二次巻線には、整流用ダイオード１４〜１７がフルブリッジ構成で接続されている。整流用ダイオード１４〜１７の後段には、平滑用リアクトル１８および出力電流Ｉｏｕｔを検出する出力電流検出器（ＳＩ２）２３が接続されると共に、平滑用コンデンサ１９が接続されている。そして、この平滑用コンデンサ１９に並列して、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出器（ＳＶ３）２４が接続されている。

上記の各々の検出器２０〜２４で検出された電流値および電圧値は、制御部４へ送られる。制御部４は、電流目標値として、入力電流の振幅指令値ならびに出力電流の目標値を生成し、検出された電流値が電流目標値に追従するようＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の半導体スイッチング素子７、ならびにＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の各々の半導体スイッチング素子９〜１２をパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御と表記）する。

次に、制御部４によるＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の制御内容について説明する。
図２は、制御部４において、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の半導体スイッチング素子７をＰＷＭ制御する部分の構成を示す機能ブロック図である。

制御部４は、出力電圧検出器（ＳＶ３）２４で検出される出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００が高効率で動作するように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の平滑用コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを調整している。

すなわち、図２において、差分器１０１は、直流電圧検出器（ＳＶ２）２２が検出した直流電圧Ｖｄｃと予め設定された平滑用コンデンサ２の直流電圧目標値Ｖｄｃ＊との差分ΔＶ１を求める。次に、比例積分器１０２は、この差分ΔＶ１をフィードバック量として比例積分（ＰＩ）制御した値を振幅指令値Ｓａとして出力する。また、交流電源同期正弦波発生器１０３からは、入力電圧検出器（ＳＶ１）２０が検出した交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎに同期した振幅「１」の信号を同期正弦波Ｓｂとして出力する。乗算器１０４は、上記の振幅指令値Ｓａを上記同期正弦波Ｓｂに乗算して目標電流値Ｉｉｎ＊として生成する。

次に、差分器１０５は、上記の目標電流値Ｉｉｎ＊と入力電流検出器（ＳＩ１）２１で検出された入力電流Ｉｉｎとの差分ΔＩ１を求め、続いて、比例積分器１０６は、この差分ΔＩ１をフィードバック量として比例積分（ＰＩ）制御した値をリアクトル６への印加電圧としての目標値である目標電圧ＶＬｉｎとして出力する。

次に、半導体スイッチング素子７が任意のデューティ比Ｄ１で動作するとき、半導体スイッチング素子７のスイッチング周期の１周期分について、入力電圧検出器（ＳＶ１）２０で検出された入力電圧Ｖｉｎ、直流電圧検出器（ＳＶ２）２２で検出された直流電圧Ｖｄｃ、および目標電圧ＶＬｉｎの関係は、以下の式で表わされる。

Ｖｉｎ＝ＶＬｉｎ＋Ｖｄｃ・（１−Ｄ１）（１）

これより、ゲート信号生成器１０７は、次の式（２）に従ってデューティ比Ｄ１を演算し、このデューティ比Ｄ１に従ってＰＷＭ制御すべきゲート信号Ｇ７を半導体スイッチング素子７へ出力する。

Ｄ１＝１−（Ｖｉｎ−ＶＬｉｎ）／Ｖｄｃ（２）

次に、制御部４によるＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の制御内容について説明する。
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流Ｉｏｕｔのリプル量を検出する方法について説明する。

図３は入力電圧検出器（ＳＶ１）２０で検出される交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの波形と、出力電流検出器（ＳＩ２）２３で検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ部２００からの出力電流Ｉｏｕｔの波形との関係を示す波形図である。

制御部４は、交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１毎に、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００からの出力電流Ｉｏｕｔの最大値Ｉｏｕｔ＿ｍａｘおよび最小値Ｉｏｕｔ＿ｍｉｎを記憶する。このとき、次の式（３）に従って求めた両者Ｉｏｕｔ＿ｍａｘ、Ｉｏｕｔ＿ｍｉｎの差分ΔＩｏｕｔを出力電流Ｉｏｕｔのリプル量ΔＩｏｕｔとして検出する。

ΔＩｏｕｔ＝（Ｉｏｕｔ＿ｍａｘ）−（Ｉｏｕｔ＿ｍｉｎ）（３）

このリプル量ΔＩｏｕｔは、交流周期Ｔ１毎に更新する。ここで、出力電流Ｉｏｕｔは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００により交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎを整流、平滑化して得られる直流電圧Ｖｄｃを入力として、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００により出力される電流であるため、出力電流Ｉｏｕｔは少なくとも入力電圧Ｖｉｎの倍周波数成分を含む波形となる。したがって、リプル量ΔＩｏｕｔを上記のように交流周期Ｔ１毎に更新することにより、入力電圧Ｖｉｎの倍周波数成分を含んだリプル量を検出することができる。

次に、制御部４によるリプル量ΔＩｏｕｔに応じたＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流制御、すなわち、比例積分制御（ＰＩ制御）のゲインを調整しつつ出力電流Ｉｏｕｔが目標電流に追従するように前記半導体スイッチング素子９〜１２をオンオフ制御する内容について説明する。

図４は、制御部４においてＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の半導体スイッチング素子９〜１２をＰＷＭ制御する部分の構成を示す機能ブロックである。

差分器２０１は、出力電流検出器（ＳＩ２）２３により検出した出力電流Ｉｏｕｔと予め設定された出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊との差分ΔＩ２を求める。次に、比例積分器２０２は、この差分ΔＩ２をフィードバック量として比例積分（ＰＩ）制御した値を平滑用リアクトル１８に対する印加電圧としての目標値である目標電圧ＶＬｏｕｔとして出力する。このとき、比例積分器２０２が比例積分制御（ＰＩ制御）する場合のゲインＫｐは、前述の式（３）により求まるリプル量ΔＩｏｕｔおよび予め設定した閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈに基づいてゲイン補正部２０３により設定される。この場合のゲイン補正部２０３によるゲインＫｐの設定動作については、後に詳述する。

次に、半導体スイッチング素子９〜１２がデューティ比Ｄ２となるよう動作するとき、トランス１３の一次側の巻き数をＮ１、二次側の巻き数をＮ２とすると、半導体スイッチング素子９〜１２のスイッチング周期の１周期分について、出力電圧検出器（ＳＶ３）２４で検出される出力電圧Ｖｏｕｔ、直流電圧検出器（ＳＶ２）２２で検出される直流電圧Ｖｄｃ、および目標電圧ＶＬｏｕｔの関係は、以下の式（４）で表わされる。

Ｖｏｕｔ＝（Ｎ２／Ｎ１）・Ｖｄｃ・Ｄ２―ＶＬｏｕｔ（４）

これより、ゲート信号生成器２０４は、以下に示される式（５）に従ってデューティ比Ｄ２を演算し、このデューティ比Ｄ２に従ってＰＷＭ制御すべきゲート信号Ｇ９〜Ｇ１２を半導体スイッチング素子９〜１２へ個別に出力する。

Ｄ２＝（Ｎ１／Ｎ２）・（Ｖｏｕｔ＋ＶＬｏｕｔ）／Ｖｄｃ（５）

ここで、制御部４がＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流制御を行う場合の、比例積分制御（ＰＩ制御）のゲインを設定するゲイン補正部２０３の動作について説明する。

図５（図５Ａ〜図５Ｅ）はゲイン補正部２０３の動作内容を説明するためのタイミングチャートである。なお、図５Ａは交流電源１による入力電圧Ｖｉｎの波形、図５ＢはＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流Ｉｏｕｔの波形、図５Ｃは前述の式（３）で得られるリプル量ΔＩｏｕｔ、図５Ｄはゲイン補正部２０３がリプル量ΔＩｏｕｔと予め設定した閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて設定する補正量ΔＫｐ、図５Ｅはゲイン補正部２０３が比例積分器２０２に出力する補正後のゲインＫｐの値を、それぞれ時間経過に伴って示している。

前述のように、制御部４は、交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１毎に式（３）に基づいてリプル量ΔＩｏｕｔを算出するが、これに合わせてゲイン補正部２０３も交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１毎に比例積分器２０２に出力するゲインＫｐの値を更新する。

この場合、ゲイン補正部２０３は、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ以上（ΔＩｏｕｔ≧ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ）の場合、リプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて補正量ΔＫｐを、以下の式（６）に基づいて算出する。ただし、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈより小さくなった場合（ΔＩｏｕｔ＜ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ）には、補正量ΔＫｐを零とする（ΔＫｐ＝０）。

ΔＫｐ＝Ａ・（ΔＩｏｕｔ−ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ）（６）
ここに、Ａは正の比例定数である。

具体的にゲイン補正部２０３の時間経過に伴う動作について説明すると、制御部４は、交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１の経過前（図５の時刻ｔ０〜ｔ１の期間）では、リプル量ΔＩｏｕｔは更新しておらず、初期値「０」を設定している（ΔＩｏｕｔ＝０）。このとき、補正量ΔＫｐ１＝０となるため、ゲイン補正部２０３は、比例積分器２０２に与えるゲインＫｐ（＝Ｋｐ１）を、予め決定した第１のゲインＫｐ１に設定する（Ｋｐ＝Ｋｐ１＝Ｋｐ１＋０）。

次の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１（時刻ｔ１〜ｔ２）では、ゲイン補正部２０３は、比例積分器２０２に与えるゲインＫｐ（＝Ｋｐ２）として、式（６）で得られた今回の補正量ΔＫｐ２を前回設定したゲインＫｐ１に加算してこれを今回のゲインとして設定する（Ｋｐ＝Ｋｐ２＝Ｋｐ１＋ΔＫｐ２）。

次の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１（時刻ｔ２〜ｔ３）では、ゲイン補正部２０３は、比例積分器２０２に与えるゲインＫｐ（＝Ｋｐ３）として、式（６）で得られた今回の補正量ΔＫｐ３を前回設定したゲインＫｐ２に加算してこれを今回のゲインとして設定する（Ｋｐ＝Ｋｐ３＝Ｋｐ２＋ΔＫｐ３）。

次の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１（時刻ｔ３〜ｔ４）では、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈより小さくなる（ΔＩｏｕｔ＜ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ）。このためゲイン補正部２０３は、補正量ΔＫｐを零に設定し（ΔＫｐ＝０）、比例積分器２０２に与えるゲインＫｐ（＝Ｋｐ４）として、前回設定したゲインＫｐ３の値をそのまま維持する（Ｋｐ＝Ｋｐ４＝Ｋｐ３＋０）。
以降は、入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１毎に同様の処理が継続される。

このように、ゲイン補正部２０３は、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈより小さくなるまで比例積分制御（ＰＩ制御）におけるゲインＫｐを増加させるため、電流応答性を改善可能であり、出力電流Ｉｏｕｔのリプル量を低減でき、安定した出力を得ることができる。

上述の通り、ゲイン補正部２０３は、リプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて比例積分器２０２に与えるゲインＫｐが増加するように、第２のゲインＫｐ２を設定したが、比例積分器２０２のゲインＫｐが過大となると制御が不安定となる。よって、前述の式（７）で設定される第２のゲインＫｐ２が予め決められた上限値Ｋｐ＿ｌｉｍを超えるような場合、制御部４は半導体スイッチング素子７ならびに半導体スイッチング素子９〜１２をオフにして電力変換を停止する。以上により制御不安定化することなく安定した出力を得ることができる。

なお、上記の説明では、前述の（６）式に基づいて補正量ΔＫｐを求めた上で、（７）式に基づいて第１のゲインＫｐ１に補正量ΔＫｐを加えた値を第２のゲインＫｐ２として設定しているが、これに限らず、第２のゲインＫｐ２は、補正量ΔＫｐに応じて増加するように設定すればよく、具体的には次のようにして第２のゲインＫｐ２を設定することもできる。

例えば、以下の式（８）のように、第１のゲインＫｐ１に補正量ΔＫｐを乗じた値を第２のゲインＫｐ２として設定し、この第２のゲインＫｐ２を比例積分器２０２に対するゲインＫｐとして出力してもよい。

Ｋｐ＝Ｋｐ２＝Ｋｐ１・ΔＫｐ（８）

さらに、上記実施の形態では、ゲイン補正部２０３は、補正量ΔＫｐについて、前述の式（６）に示したように、リプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて線形（比例定数Ａ）に増加するよう算出したが、補正量ΔＫｐはリプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて単調増加するよう設定されればよく、例えば、図６に示すように、リプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に対して非線形に増加するように補正量ΔＫｐを設定してもよい。

この場合でも、ゲイン補正部２０３は、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈより小さくなるまで比例積分制御（ＰＩ制御）時のゲインを増加させるため、電流応答性を改善可能であり、出力電流Ｉｏｕｔのリプル量を低減して安定した出力を得ることができる。

以上のように、本願によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流Ｉｏｕｔのリプル量ΔＩｏｕｔを検出し、そのリプル量ΔＩｏｕｔに応じて電流制御における比例積分制御（ＰＩ制御）時のゲインを調整することにより電流応答性を向上させるので、これにより、いかなるインピーダンス成分を含む負荷３が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して出力電流を安定化することができる。このため、負荷３として例えば高圧バッテリが接続される場合でもリプル電流によるバッテリ寿命の低下を抑制することができ、ユーザー保守費用を軽減することが可能となる。

なお、上記の実施の形態１では、本願の内容の理解を容易にするために、制御部４の構成として、図２および図４に機能ブロック図としてのハードウェア構成を示したが、これに限らず、コンビュータが備える記憶装置に所定のプログラムをインストールすることにより、ソフトウェアとして構成することも可能である。

また、本願は、例示的な実施の形態が記載されているが、この実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能はこの実施の形態の適用に限られるものではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。

したがって、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも一つの構成要素を変形する場合、追加する場合、または省略する場合が含まれものとする。

１０００電力変換装置、１００ＡＣ／ＤＣコンバータ部、
２００ＤＣ／ＤＣコンバータ部、１交流電源、２平滑用コンデンサ、
３負荷（高圧バッテリ）、４制御部、６リアクトル、
７半導体スイッチング素子、９，１０，１１，１２半導体スイッチング素子、
１３トランス、１８平滑用リアクトル、１９平滑用コンデンサ、
２０入力電圧検出器（ＳＶ１）、２１入力電流検出器（ＳＩ１）、
２２直流電圧検出器（ＳＶ２）、２３出力電流検出器（ＳＩ２）、
２４出力電圧検出器（ＳＶ３）。

Claims

交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑用コンデンサと、半導体スイッチング素子を備えて前記平滑用コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記負荷への出力電流を検出する出力電流検出器と、比例積分制御により前記出力電流が目標電流に追従するように前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記出力電流検出器で検出した前記出力電流のリプル量が予め設定された閾値よりも大きい場合には、前記比例積分制御に基づくゲインを、予め設定された第１のゲインから当該第１のゲインよりも大きな値をもつ第２のゲインに変更する、電力変換装置。
前記制御部は、前記第２のゲインを、前記リプル量と前記閾値との差分に応じて増加する補正量を前記第１のゲインに加えた値に設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記第２のゲインを、前記リプル量と前記閾値との差分に応じて増加する補正量を前記第１のゲインに乗じた値に設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記交流電圧の交流周期毎に、前記出力電流の最大値と前記出力電流の最小値とに基づいて前記リプル量を検出する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記第２のゲインが予め設定された上限値よりも大きくなった場合には、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を構成する前記半導体スイッチング素子をオフに制御する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。