JP2002305873A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 特に回路素子のインダクタンスが小さい回路
において、入力電圧や出力電圧が変化した場合であって
も出力電流を一定に制限し、安定して確実に過電流保護
を行うことができる安全性の高いスイッチング電源装置
を提供すること。 【解決手段】 スイッチング電源装置の過電流保護回路
において、入力電圧をスイッチング手段のオンオフ動作
によって矩形波電圧を形成し、その矩形波電圧をインダ
クタンス素子６とコンデンサ７により平滑して出力電圧
を形成するスイッチング電源装置において、スイッチン
グ手段に流れる電流のピーク電流を検出し、入力電圧Ｖ
inと出力電圧Ｖout及びスイッチング手段のオンオフ比
Ｄに比例する電圧とを用いて過電流を制限する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は産業用や民生用の電
子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装
置に関する。本発明は、特に、過負荷状態において、ス
イッチング電源装置自身や、スイッチング電源装置の入
力側や出力側に接続された機器に過大な電流が流れない
ように防止するスイッチング電源装置の過電流保護回路
に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、電子機器の低価格化・小型化・高
性能化・省エネルギー化に伴い、これらの電子機器に用
いられるスイッチング電源装置としては、出力の安定性
が高く、より小型で高効率のものが強く求められてい
る。また同時に、スイッチング電源装置としては安全性
の高い装置が電子機器分野において求められている。こ
のような要求に応じるスイッチング電源装置の過電流保
護回路としては、負荷となる電子回路に異常が発生し、
その入力インピーダンスが低くなった場合であっても、
負荷の電子回路を流れる電流を適切に制限して、その電
子回路を安全な状態に保つ働きを有する必要がある。

【０００３】以下、従来のスイッチング電源装置の過電
流保護回路について添付の図１２を用いて説明する。図
１２は従来の降圧型のスイッチング電源装置の過電流保
護回路を示す。図１２において、入力直流電源２０１は
商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成され
る。この入力直流電源２０１は入力端子２０２ａ，２０
２ｂに接続されている。カレントトランス２０３は１次
巻線２０３ａと２次巻線２０３ｂを有し、１次巻線２０
３ａの一端が入力端子２０２ａ，２０２ｂの一方（２０
２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線
２０３ａの他端にはスイッチング素子２０４の一端が接
続されている。スイッチング素子２０４の他端は整流ダ
イオード２０５のカソードに接続されている。また、ス
イッチング素子２０４の他端はインダクタンス素子２０
６の一端に接続されている。このように接続されたスイ
ッチング素子２０４は、オンオフ動作が繰り返えされる
よう構成されている。整流ダイオード２０５のアノード
は、他方の入力端子２０２ｂに接続されている。

【０００４】図１２に示すように、インダクタンス素子
２０６と平滑コンデンサ２０７は直列に接続されて直列
体が構成され、この直列体が整流ダイオード２０５の両
端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回
路は、整流ダイオード２０５の両端に発生する矩形波電
圧を平均化して直流電圧とする。図１２に示した従来の
スイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子２０
８ａ，２０８ｂからは平滑コンデンサ２０７による平均
化された電圧が出力される。出力端子２０８ａ，２０８
ｂには負荷２０９が接続され、スイッチング電源装置の
過電流保護回路からの電力を消費する。

【０００５】制御回路２１０は、出力端子２０８ａ，２
０８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにス
イッチング素子２０４のオンオフ比を制御する制御信号
を出力する。第１の抵抗２１１は、カレントトランス２
０３の２次巻線２０３ｂに並列に接続されている。スイ
ッチング素子２０４がオフの期間にカレントトランス２
０３の２次巻線２０３ｂに励磁電流を流して、カレント
トランス２０３の励磁エネルギーが消費される。スイッ
チング素子２０４がオン状態の時、カレントトランス２
０３の１次巻線２０３ａに流れる電流は、カレントトラ
ンス２０３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオ
ード２１２を通して第２の抵抗２１３に流される。これ
により、カレントトランス２０３の１次巻線２０３ａに
流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗２１３の両
端に発生する。

【０００６】第２の抵抗２１３の両端に発生する電圧Ｖ
ｓは、予め決めた基準電源２１４の基準電圧とコンパレ
ータ２１５において比較され、電圧Ｖｓが基準電圧に達
すると制御回路２１０を通してスイッチング素子２０４
をターンオフする。即ち、図１２に示したスイッチング
電源装置の過電流保護回路においては、スイッチング素
子２０４を流れる電流をリアルタイムで検出して、瞬時
電流が一定値を越えないようスイッチング素子２０４を
制御している。この過電流保護回路において、検出対象
であるスイッチング素子２０４を流れる電流は、インダ
クタンス素子２０６を通して出力電流となるので、スイ
ッチング素子２０４の制御動作は結果的に出力電流を制
限する動作となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記のように構成され
たスイッチング電源装置の過電流保護回路において、出
力電流Ｉoutはインダクタンス素子２０６に流れる電流
の平均値Ｉavである。また、スイッチング素子２０４を
流れる電流のピーク値、即ちインダクタンス素子２０６
を流れる電流のピーク値は、リアルタイムで制限されて
いる。インダクタンス素子２０６を流れる電流の変動幅
ΔＩは、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関数であ
り、次式（１）で与えられる。式（１）において、Ｄは
スイッチング素子２０４のオンオフ比であるデューティ
比であり、Ｔｓはスイッチング周期であり、Ｌｆはイン
ダクタンス素子２０６のインダクタンス値である。

【０００８】

【数１】

【０００９】従って、インダクタンス素子２０６を流れ
る電流のピーク値Ｉｐとインダクタンス素子２０６に流
れる電流の平均値Ｉavとの関係は次式（２）により示さ
れる。

【００１０】

【数２】

【００１１】図１３は従来の過電流保護回路の動作時の
電流波形を示す図である。出力電流を一定にしても、入
力電圧によってピーク電圧は異なっている。従って、従
来の過電流保護回路の構成では、インダクタンス素子２
０６を流れる電流のピーク値Ｉｐが一定になるように制
御するので、出力電圧Ｖoutや入力電圧Ｖinの変動と共
に出力電流Ｉoutが変化する特性となる。図１４は従来
の過電流保護回路における過電流垂下特性を示す波形図
である。図１４に示すように、出力電圧Ｖoutが低下し
た時には、出力電流Ｉoutが急激に増加する。特に、イ
ンダクタンス素子２０６のインダクタンス値Ｌｆが小さ
い場合には、インダクタンス素子２０６を流れる電流の
変動幅ΔＩが大きくなり、そのピーク値Ｉｐと平均値Ｉ
avとの差が大きくなる。その結果、この場合には垂下特
性がさらに悪化し、出力電流Ｉoutは増加する。このよ
うに出力電流Ｉoutが増加することにより、スイッチン
グ素子２０４及び整流ダイオード２０５に流れる電流は
増加する。このため、従来の過電流保護回路におけるス
イッチング素子２０４や整流ダイオード２０５には、大
きな破壊耐量を有する素子を用いる必要があり、回路が
高価で大型になるという問題が有った。

【００１２】本発明は、上記のような従来の過電流保護
回路における問題を解決するものであり、特に回路素子
のインダクタンスが小さい回路において、入力電圧や出
力電圧が変化した場合であっても出力電流を一定に制限
し、安定して確実に過電流保護を行うことができる安全
性の高いスイッチング電源装置を提供することを目的と
している。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るスイッチング電源装置は、入力電圧
（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するス
イッチング手段と、前記矩形波電圧をインダクタンス素
子とコンデンサにより平滑して出力電圧（Ｖout）を形
成する平滑回路と、前記スイッチング手段に流れる電流
のピーク電流を検出して、出力電流の制限を行う過電流
保護手段と、を具備し、前記過電流保護手段において、
入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）及びスイッチン
グ手段のオンオフ比（Ｄ）に比例する電圧とを用いて、
検出されたピーク電流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値
に比例した誤差信号により補正する。このように構成さ
れた本発明のスイッチング電源装置は、回路素子のイン
ダクタンスが小さい回路において、入力電圧や出力電圧
が変化した場合であっても出力電流を一定に制限し、安
定して確実に過電流保護を行うことができる。また、本
発明に係るスイッチング電源装置においては、誤差信号
を形成するために掛け算器を用いて構成してもよい。さ
らに、本発明に係るスイッチング電源装置においては、
前記過電流保護手段がピーク電圧保持手段をさらに有し
てもよい。

【００１４】他の観点の発明に係るスイッチング電源装
置は、入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電
圧に形成するスイッチング手段と、前記スイッチング手
段が接続された１次巻線と出力端子に接続された２次巻
線とを有し、巻数比がＮ：１である絶縁形のトランス
と、前記２次巻線に接続され、整流手段とインダクタン
ス素子とコンデンサとにより整流平滑して出力電圧を形
成する出力電圧形成手段と、前記スイッチング手段に流
れる電流のピーク電流を検出して、出力電流の制限を行
う過電流保護手段と、を具備し、前記過電流保護手段に
おいて、入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）及びス
イッチング手段のオンオフ比（Ｄ）を用いて、検出され
たピーク電流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に比例し
た誤差信号により補正する。このように構成された本発
明のスイッチング電源装置は、入力電圧および出力電圧
の変化に係らず、過電流保護手段の動作時の出力電流を
一定にできる。

【００１５】また、本発明のスイッチング電源装置は、
誤差信号を形成するために掛け算器を用いて構成しても
よい。さらに、本発明のスイッチング電源装置は、スイ
ッチング電源装置が絶縁型のトランスを有し、フルブリ
ッジコンバータで構成してもよい。また、本発明のスイ
ッチング電源装置は、交互にオンオフを繰り返す第１の
スイッチング手段と第２のスイッチング手段とを有し、
第１の接続点により直列に接続された第１の直列回路
と、交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段
と第４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点によ
り直列に接続された第２の直列回路と、前記第１の接続
点と前記第２の接続点との間に接続された１次巻線を有
するトランスと、前記トランスの１次巻線に矩形波電圧
を印加する矩形波電圧印加手段と、前記トランスの２次
巻線に誘起される電圧を整流する整流手段と、前記整流
手段からの矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデン
サにより平滑して出力する平滑回路と、前記第１の接続
点の電圧を平均化して出力電圧に比例した電圧を形成す
る回路と、を有するよう構成してもよい。

【００１６】また、本発明のスイッチング電源装置は、
交互にオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と第
２のスイッチング手段とを有し、第１の接続点により直
列に接続された第１の直列回路と、交互にオンオフを繰
り返す第３のスイッチング手段と第４のスイッチング手
段とを有し、第２の接続点により直列に接続された第２
の直列回路と、前記第１の接続点と前記第２の接続点と
の間に接続された１次巻線を有するトランスと、前記ト
ランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波電圧印
加手段と、前記トランスの２次巻線に誘起される矩形波
電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して
出力する平滑回路と、前記第１の接続点の電圧と前記第
２の接続点の電圧とをそれぞれ平均化して出力電圧に比
例した電圧を形成する平均化回路と、前記第１のスイッ
チング手段又は前記第３のスイッチング手段がオン状態
のとき前記入力電圧と出力電圧との差電圧を平均化する
ことにより得られる誤差信号を形成する誤差信号形成回
路と、を有するよう構成してもよい。

【００１７】また、本発明のスイッチング電源装置は、
検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代
えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝の値により補正してもよ
い。また、本発明のスイッチング電源装置は、検出され
たピーク電流を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ
×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝の値により補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピ
ーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖ
in−Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。ま
た、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピー
ク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin
−Ｎ×Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピ
ーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×
（Ｖin−Ｖout）｝に比例する値と、（Ｖin−Ｖout）に
比例する値の両方で補正してもよい。また、本発明のス
イッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖou
t−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖou
t）｝に比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例する
値の両方で補正してもよい。

【００１８】他の観点の発明に係るスイッチング電源装
置は、入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電
圧に形成するスイッチング手段と、前記スイッチング手
段がオン状態のとき入力電圧が印加されて励磁エネルギ
ーが蓄積され、前記スイッチング手段がオフ状態のとき
蓄積された励磁エネルギーを出力するインダクタンス素
子と、前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流
（Ｉｐ）を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護
手段と、を具備し、前記過電流保護手段において、検出
されたピーク電流Ｉｐに対して、Ｋを定数として、
｛（１−Ｄ）×（Ｉｐ＋Ｋ×Ｖout）｝の演算を行い、
その算出値を一定にするよう前記スイッチング手段のオ
ン期間を決定するよう構成されている。発明の新規な特
徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならない
が、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や
特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むこと
により、より良く理解され評価されるであろう。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明のスイッチング電源
装置の好ましい実施の形態について添付の図面を参照し
つつ説明する。

【００２０】《実施の形態１》図１は本発明に係る実施
の形態１におけるスイッチング電源装置の過電流保護回
路の構成を示す回路図である。図１において、入力直流
電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構
成されている。この入力直流電源１は入力端子２ａ，２
ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３
ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端
子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレン
トトランスの１次巻線３ａの他端にはスイッチング素子
４の一端が接続されている。スイッチング素子４の他端
は、整流ダイオード５のカソードと、インダクタンス素
子６の一端に接続されている。このように接続されたス
イッチング素子４は、後述する制御回路１０からの制御
信号によりオンオフ動作が繰り返えされる。整流ダイオ
ード５のアノードは、他方の入力端子２ｂに接続されて
いる。

【００２１】図１に示すように、インダクタンス素子６
と平滑コンデンサ７は直列に接続されて直列回路が構成
され、この直列回路が整流ダイオード５の両端に接続さ
れて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流
ダイオード５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して
直流電圧を形成する。図１に示した実施の形態１のスイ
ッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８
ｂからは平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出
力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、
スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消
費する。制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を
検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子
４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。第１の
抵抗１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並列に
接続されており、スイッチング素子４がオフの期間にカ
レントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、
カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。

【００２２】ダイオード１２はカレントトランス３の２
次巻線３ｂに誘起される電流を整流する。第２の抵抗１
３は、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流
に比例した電圧をリアルタイムに発生する。スイッチン
グ素子４がオン状態の時、カレントトランス３の１次巻
線３ａに流れる電流は、カレントトランス３の巻数比に
応じた電流に変換されて、ダイオード１２を通して第２
の抵抗１３に流される。これにより、カレントトランス
３の１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第
２の抵抗１３の両端に発生する。第２の抵抗１３の両端
に発生する電圧Ｖｓは、後述する補正電圧発生回路２９
からの電圧が加算されてコンパレータ１５の一方の端子
に入力される。コンパレータ１５の他方の端子には基準
電源１４からの基準電圧が入力される。補正電圧発生回
路２９により補正された電圧が基準電圧とコンパレータ
１５において比較され、補正された電圧が基準電圧に達
すると制御回路１０を通してスイッチング素子４をター
ンオフする。

【００２３】次に、実施の形態１における補正電圧発生
回路２９の構成について説明する。補正電圧発生回路２
９において、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出
力電圧Ｖoutが分割されている。また、第５の抵抗１８
と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１
０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ
比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成してい
る。掛け算器２１には電圧Ｖｄと出力電圧Ｖoutに比例
した電圧Ｖｏが入力され、その積が算出され電圧Ｖｍを
出力する。

【００２４】図１に示すように、補正電圧発生回路２９
において、第７の抵抗２２、第８の抵抗２３、第９の抵
抗２４、第１０の抵抗２５、及びオペアンプ２６が設け
られている。第７の抵抗２２は掛け算器２１とオペアン
プ２６の入力端子との間を接続している。第９の抵抗２
４は電圧Ｖｏが入力される掛け算器２１の入力端子とオ
ペアンプ２６の反転入力端子との間を接続している。ま
た、第８の抵抗２３はオペアンプ２６の反転入力端子と
オペアンプ２６の出力端子との間を接続している。第１
０の抵抗２５はオペアンプ２６の入力端子とアースとの
間を接続している。

【００２５】これらの抵抗２２、２３、２４、２５とオ
ペアンプ２６により、出力電圧Ｖoutに比例する電圧Ｖ
ｏと掛け算器２１の出力Ｖｍとの差を計算する。加算器
２７は、第２の抵抗１３に発生する電圧Ｖｓとオペアン
プ２６から出力された電圧との和を算出して、コンパレ
ータ１５へ出力する。コンパレータ１５には、加算器２
７の出力と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力され
る。コンパレータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを
比較して、スイッチング素子４のターンオフタイミング
を決定する。

【００２６】次に、上記のように構成された実施の形態
１のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動
作について説明する。制御回路１０からのオンオフ信号
である制御信号により、スイッチング素子４がオン状態
となると、カレントトランス３の１次巻線３ａとスイッ
チング素子４を介してインダクタンス素子６に入力電圧
Ｖinが印加される。この時、スイッチング素子４とカレ
ントトランス３の１次巻線に３ａには、インダクタンス
素子６に流れる電流と同じ電流値の電流が流れる。この
とき、カレントトランス３の２次巻線３ｂに電圧が生
じ、ダイオード１２はターンオンする。この結果、カレ
ントトランス３の２次巻線３ｂの電流は、ダイオード１
２を通して第２の抵抗１３に流れる。なお、第１の抵抗
１１は第２の抵抗１３に対して十分大きな抵抗値に設定
されており、第１の抵抗１１には第２の抵抗１３に比し
て十分小さな電流しか流れないよう構成されている。こ
のときカレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流
をＩｐ、カレントトランス３の巻数比を１次巻線（３
ａ）：２次巻線（３ｂ）＝１：Ｎｃとすると、第２の抵
抗１３（抵抗値Ｒｓ）に発生する電圧Ｖｓは、次の式
（３）により示される。

【００２７】

【数３】

【００２８】式（３）において、巻数比Ｎｃを十分に大
きくし、かつ抵抗値Ｒｓを小さく設定すると、カレント
トランス３の１次巻線３ａに発生する電圧は入力電圧Ｖ
inに対して十分に小さくなる。このため、インダクタン
ス素子６には、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの差電
圧（Ｖin−Ｖout）が印加される。このとき、インダク
タンス素子６（インダクタンス値：Ｌｆ）を流れる電流
は（Ｖin−Ｖout）／Ｌｆの傾きで増加する。次に、制
御回路１０の制御信号によりスイッチング素子４がオフ
状態となると、インダクタンス素子６を流れていた電流
により整流ダイオード５がオン状態となり、インダクタ
ンス素子６には出力電圧Ｖoutが印加される。この状態
において、インダクタンス素子６を流れる電流は、Ｖou
t／Ｌｆの傾きで減少する。この時、カレントトランス
３の１次巻線３ａには電流が流れず、カレントトランス
３の励磁電流は第１の抵抗１１を流れて、励磁エネルギ
ーを消費し、エネルギーゼロの状態にリセットされる。
スイッチング素子４のオン期間をＴon、オフ期間をＴof
fとするとインダクタンス素子６のオン期間に増加する
電流量とオフ期間に減少する電流量とを等しいとするこ
とにより、次式（４）が成立する。

【００２９】

【数４】

【００３０】従って、出力電圧Ｖoutは次式（５）のよ
うにスイッチング素子４のオンオフ比で算出される。

【００３１】

【数５】

【００３２】インダクタンス素子６を流れる電流のピー
ク値Ｉｐは、前述の従来の技術の欄において説明したよ
うに、次式（６）で示される。

【００３３】

【数６】

【００３４】式（６）において、インダクタンス素子６
に流れる電流の平均値Ｉavは出力電流Ｉoutと等価であ
るので、式（６）は次の式（７）により示される。

【００３５】

【数７】

【００３６】式（６）を参照すると、過電流領域におい
ては、出力電流を一定に保つために、入力電圧Ｖinと出
力電圧Ｖoutの変化にしたがって、制限すべき電流のピ
ーク値Ｉｐを式（６）のように変化させれば良いことが
分かる。即ち、式（６）の第２項の補正関数を過電流の
基準電圧に加えるか、または、実際に検出した電流波形
に式（７）の第２項の値との差を取れば良いことが分か
る。図１に示した過電流保護回路における補正電圧発生
回路２９では、検出された出力電圧Ｖoutに補正関数出
力の差を取っている。式（６）の第２項から補正量を得
るには、出力電圧Ｖoutの検出とデューティ比Ｄが必要
であることが理解できる。

【００３７】図１に示した補正電圧発生回路２９におい
て、出力電圧Ｖoutは出力端子８ａ，８ｂに接続された
第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により分割されて検出
している。デューティ比Ｄは制御回路１０の制御信号を
平均化することにより求められる。補正電圧発生回路２
９では、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ
２０とにより、制御回路１０の制御信号を分割平均化し
ている。式（６）の第２項に示す補正量は、デューティ
比Ｄと出力電圧Ｖoutとを積算し、その積算値と出力電
圧Ｖoutとの差により求められている。このため、実施
の形態１における補正電圧発生回路２９においては、掛
け算器２１により積算し、複数の抵抗２２，２３，２
４，２５とオペアンプ２６とによって構成される差動増
幅回路によって補正量を算出する構成である。

【００３８】図２は本発明に係る実施の形態１のスイッ
チング電源装置の補正電圧発生回路２９の過電流垂下特
性を示す波形図である。図２は、入力電圧Ｖinと出力電
圧Ｖoutが変化し、過電流保護回路が動作したとき、出
力電流が増加することなく、一定に制御されることを示
している。

【００３９】図３は本発明に係る実施の形態１の別のス
イッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路
図である。図３に示した過電流保護回路の構成におい
て、前述の図１の過電流保護回路と異なる点は、ピーク
保持回路２８が設けられている点と、制御回路２１０に
おいてピーク保持回路２８の出力と補正電圧発生回路２
９の出力との和が一定になるよう制御されている点であ
る。図３に示す過電流保護回路において、符号２１５は
エラーアンプであり、２１０は制御回路である。この過
電流保護回路においては、ピーク保持回路２８の出力と
補正電圧発生回路２９の出力の和と、基準電源１４の基
準電圧とがエラーアンプ２１５において誤差増幅されて
制御回路２１０に入力される。制御回路２１０は、その
誤差増幅信号を基にしてピーク保持回路２８の出力と補
正電圧発生回路２９の出力との和が一定になるよう制御
する。図３の過電流保護回路におけるその他の構成は、
図１に示した過電流保持回路の構成と同じであるためそ
の説明は省略する。図３において、第１の抵抗１１はカ
レントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されてお
り、スイッチング素子４のオフの期間にカレントトラン
ス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトラ
ンス３の励磁エネルギーを消費する。ダイオード１２は
カレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を
整流し、第２の抵抗１３はカレントトランス３の１次巻
線３ａを流れる電流に比例した電圧を発生する。

【００４０】図３に示すようにピーク保持回路２８は、
ダイオード２８１、コンデンサ２８２、抵抗２８３によ
り構成されている。このように構成されたピーク保持回
路２８は、第２の抵抗１３の後段に接続されて、カレン
トトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電
圧のピーク電圧を保持する。ピーク保持回路２８の出力
は、加算器２７の一方の端子に入力される。加算器２７
の他方の端子には補正電圧発生回路２９からの電圧が入
力される。図３に示した過電流保護回路においては、第
２の抵抗１３の両端電圧に表れたカレントトランス３の
１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧のピーク充電
により得られたピーク電圧に対して補正量を加えて過電
流保護の制御を行っている。このため、図３の過電流保
護回路は、出力電流を確実に一定に保持することができ
る。図１に示した過電流保護回路は、コンパレータ１５
やスイッチング素子４のターンオフ遅れ時間などで、タ
ーンオフ信号を受けてから、実際にオフするまでにスイ
ッチング電流が増加する。このため、図１の過電流保護
回路は出力電流が多くなる。しかし、図３に示した過電
流保護回路では、エラーアンプ２１５を用いることによ
り、負帰還により確実に出力電流を一定にできる。

【００４１】《実施の形態２》次に、本発明に係る実施
の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路につ
いて添付の図４を参照して説明する。図４は実施の形態
２のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示
す回路図である。図４において、前述の実施の形態１の
過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すも
のは同じ符号を付してその説明は省略する。なお、以下
の各実施の形態の説明において、過電流保護回路におけ
る各抵抗素子は機能的に同じものには同じ符号を付し、
その名称における番号は各実施の形態においてのみ統一
する。図４において、入力直流電源１は商用電源を整流
平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子２ａ，
２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線
３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力
端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレ
ントトランス３の１次巻線３ａの他端には複数のスイッ
チング素子群３６、３７，３８，３９とトランス４０で
構成されたスイッチング回路３１に接続されている。

【００４２】カレントトランス３の２次巻線３ｂには並
列に第１の抵抗１１が接続されており、ダイオード１２
はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流
を整流し、第２の抵抗１３の両端にはカレントトランス
３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧が生じる
よう構成されている。スイッチング回路３１には、第１
のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７
の直列回路、及び第３のスイッチング素子３８と第４の
スイッチング素子３９の直列回路を有している。それぞ
れの直列回路は、カレントトランス３の１次巻線３ａを
介して、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。第１の
スイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７
は、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されてい
る。また、第３のスイッチング素子３８と第４のスイッ
チング素子３９は、交互にオンオフ動作を繰り返すよう
構成されている。カレントトランス３の１次巻線３ａの
一端は、入力端子２ａに接続されており、他端は第１の
スイッチング素子３６と第３のスイッチング素子３８と
の接続点に接続されている。

【００４３】トランス４０は、１次巻線４０ａと第１の
２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃを有している。
１次巻線４０ａの一端は第１のスイッチング素子３６と
第２のスイッチング素子３７の接続点に接続されてお
り、１次巻線４０ａの他端は第３のスイッチング素子３
８と第４のスイッチング素子３９の接続点に接続されて
いる。トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２
次巻線４０ｃは直列に接続されている。トランス４０の
第１の２次巻線４０ｂの一端には第１の整流ダイオード
４１のアノードが接続されている。トランス４０の第２
の２次巻線４０ｃの一端には第２の整流ダイオード４２
のアノードが接続されている。第１の整流ダイオード４
１と第２の整流ダイオード４２のそれぞれのカソードは
互いに接続されて整流回路が構成されている。

【００４４】また、トランス４０の２次側には、インダ
クタンス素子４３と平滑コンデンサ４４の直列回路が設
けられている。インダクタンス素子４３と平滑コンデン
サ４４の直列回路により平滑回路が構成されている。こ
の平滑回路の一端はトランス４０の第１の２次巻線４０
ｂと第２の２次巻線４０ｃとの接続点に接続されてお
り、平滑回路の他端は第１の整流ダイオード４１と第２
の整流ダイオード４２との接続点に接続されている。平
滑コンデンサ４４の両端は出力端子８ａ，８ｂに接続さ
れている。出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ４
４により平均化された電圧が出力される。出力端子８
ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置
の過電流保護回路からの電力を消費する。

【００４５】図４において、制御回路４５はスイッチン
グ回路３１における各スイッチング素子３６，３７，３
８，３９のオンオフ動作を決定する制御信号を出力す
る。制御回路４５から出力される制御信号は、出力端子
８ａ，８ｂの電圧を一定にするか、過電流のターンオフ
信号に基づいてオンオフ比が決定される。実施の形態２
において、補正電圧発生回路３０には第３の抵抗４６、
第４の抵抗４７、第５の抵抗４８、第１のコンデンサ４
９が設けられている。第３の抵抗４６と第５の抵抗４８
の直列回路の一端は、第１のスイッチング素子３６と第
２のスイッチング素子３７との接続点に接続されてい
る。また、その直列回路の他端は、第２のスイッチング
素子３７と第４のスイッチング素子３９との接続点に接
続されている。第１のコンデンサ４９の一端は第２のス
イッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９との
接続点に接続されており、第１のコンデンサ４９の他端
は第４の抵抗４７に接続されている。

【００４６】第４の抵抗４７の一端は第３のスイッチン
グ素子３８と第４のスイッチング素子３９との接続点に
接続されている。第４の抵抗４７の他端は第３の抵抗４
６と第５の抵抗４８との接続点に接続されている。第１
のコンデンサ４９は第５の抵抗４８に並列に接続されて
いる。第１のコンデンサ４９の両端には、第２のスイッ
チング素子３７と第４のスイッチング素子３９のそれぞ
れの両端電圧を分圧して平均化した電圧が生じるよう構
成されている。また、実施の形態２における補正電圧発
生回路３０には、第６の抵抗５０、第７の抵抗５１、及
び第８の抵抗５２が設けられている。第６の抵抗５０と
第８の抵抗５２の直列回路の一端は、制御回路４５の第
１の出力端子４５ａに接続されており、その直列回路の
他端は第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチン
グ素子３９との接続点に接続されている。第７の抵抗５
１の一端は制御回路４５の第２の出力端子４５ｂに接続
されており、第７の抵抗５１の他端は第６の抵抗５０と
第８の抵抗５２との接続点に接続されている。第２のコ
ンデンサ５３は第８の抵抗５２に並列に接続されてい
る。第２のコンデンサ５３の両端には、制御回路４５の
第１の出力端子４５ａと第２の出力端子４５ｂとの出力
電圧が分割平均化されて、制御回路４５の出力のオンオ
フ比Ｄに比例した電圧が生じる。

【００４７】掛け算器２１は第１のコンデンサ４９に生
じる電圧Ｖｏと第２のコンデンサ５３に生じる電圧Ｖｄ
との積である電圧Ｖｍを算出する。また、実施の形態２
における補正電圧発生回路３０には、前述の実施の形態
１と同様に、複数の抵抗２２，２３，２４，２５とオペ
アンプ２６が設けられており、電圧Ｖｍと電圧Ｖｏとの
差を算出する。実施の形態２においては、オペアンプ２
６に接続されたこれらの抵抗を第９の抵抗２２、第１０
の抵抗２３、第１１の抵抗２４、第１２の抵抗２５と称
する。加算器２７は、第２の抵抗１３の両端に生じた電
圧Ｖｓと補正電圧発生回路３０からの電圧との和を出力
する。コンパレータ１５には基準電源１４の基準電圧
と、加算器２７から出力された和電圧とが入力されて比
較される。その比較により過電流状態と判断されたと
き、オペレータ１５は制御回路４５にターンオフ信号を
出力する。

【００４８】以上のように構成された、実施の形態２の
スイッチング電源装置について、図４及び図５を用いて
その動作を説明する。図５は実施の形態２におけるスイ
ッチング電源装置の動作を示す波形図である。制御回路
４５（図４）は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出し
て、出力電圧が一定になるようＰＷＭ信号を出力する。
この時の制御信号であるオンオフ信号は、それぞれ１８
０度の位相差で動作し最大デューティ比は５０％と設定
されている。制御回路４５のＰＷＭ信号は第１の駆動回
路５４と第２の駆動回路５５に出力される。第１の駆動
回路５４は、入力された第１のＰＷＭ信号のオンオフの
タイミングに同期して第１のスイッチング素子３６をオ
ンオフ動作するよう駆動信号を出力する。同時に、第１
の駆動回路５４は、第２のスイッチング素子３７が第１
のＰＷＭ信号と相補的にオンオフ動作を繰り返すよう駆
動信号を出力する。同様に、第２の駆動回路５５は第３
のスイッチング素子３８が第２のＰＷＭ信号に同期して
オンオフ動作するよう駆動信号を出力し、第４のスイッ
チング素子３９が第２のＰＷＭ信号と相補的にオンオフ
動作を繰り返すよう駆動信号を出力する。

【００４９】上記のように制御回路４５が第１の駆動回
路５４と第２の駆動回路５５とを駆動制御することによ
り、第２のスイッチング素子３７の印加電圧Ｖ２と第４
のスイッチング素子３９の印加電圧Ｖ４は図５の（５）
と（６）に示すような波形となる。従って、第１のスイ
ッチング素子３６がオンしている時（図５の（１）に示
す［Ｔ０−Ｔ１］期間）は、同時に第４のスイッチング
素子３９がオン状態となり（図５の（４）参照）、トラ
ンス４０の１次巻線４０ａに入力電圧Ｖinが印加され
る。このとき、トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと
第２の２次巻線４０ｃにはトランス４０の巻数比Ｎに応
じてＶin／Ｎの電圧が発生する。トランス４０の第１の
２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとに発生する電
圧により、第１の整流ダイオード４１はオン状態とな
り、第２の整流ダイオードはオフ状態となる。この結
果、インダクタンス素子４３には出力電圧との差電圧Ｖ
in／Ｎ−Ｖoutが印加される。

【００５０】図５に示すように、第１のスイッチング素
子３６（図５の（１））と第３のスイッチング素子３８
（図５の（３））が共にオフ状態の時は、第２のスイッ
チング素子３７（図５の（２））と第４のスイッチング
素子３９（図５の（４））は共にオン状態である。これ
により、第２のスイッチング素子３７の印加電圧Ｖ２と
第４のスイッチング素子３９の印加電圧Ｖ４は共に０Ｖ
となり、トランス４０の１次巻線４０ａは短絡され印加
電圧は０となる。この結果、トランス４０の２次巻線４
０ｂ、４０ｃには電圧が生じない。インダクタンス素子
４３を流れる電流は、第１の整流ダイオード４１と第２
の整流ダイオード４２を分流して流れるのでインダクタ
ンス素子４３に印加される電圧は出力電圧Ｖoutとな
る。

【００５１】第３のスイッチング素子３８がオン状態の
時（図５の（３）に示す［Ｔ２−Ｔ３］期間）は第２の
スイッチング素子３７がオン状態となるため、トランス
４０の１次巻線４０ａには期間［Ｔ０−Ｔ１］とは逆向
きに入力電圧Ｖinが印加される。これにより、トランス
４０の２次巻線４０ｂ、４０ｃには逆向きにＶin／Ｎが
発生し、第１の整流ダイオード４１がオフ状態となり、
第２の整流ダイオード４２がオン状態となり、インダク
タンス素子４３にはＶin／Ｎ−Ｖoutが印加される。従
って、第１のスイッチング素子３６のオン期間と第３の
スイッチング素子３８のオン期間を等しくＴonになるよ
うに制御した時、第１のスイッチング素子３６と第３の
スイッチング素子３８が共にオフとなる２つの期間［Ｔ
１−Ｔ２］、［Ｔ３−Ｔ４］は等しくＴoffとなる。定
常状態ではインダクタンス素子４３の励磁電流の増加と
減少分が等しくなるので以下の式が成り立つ。

【００５２】

【数８】

【００５３】従って、出力電圧Ｖoutは以下のようにな
る。

【００５４】

【数９】

【００５５】一方、第２のスイッチング素子３７の印加
電圧Ｖ２は、第１のスイッチング素子３６がオンである
期間のみ入力電圧が印加されるので、印加電圧Ｖ２の平
均電圧Ｖ2avは以下のようになる。

【００５６】

【数１０】

【００５７】従って、入力電圧Ｖinや出力電圧Ｖoutが
変化したとしても、出力電圧Ｖoutと平均電圧Ｖ2avは常
に比例する。同様に印加電圧Ｖ４の平均電圧Ｖ4avも出
力電圧Ｖoutに比例する。従って印加電圧Ｖ２と印加電
圧Ｖ４を第３の抵抗４６と第４の抵抗４７と第５の抵抗
４８と第１のコンデンサ４９で分割平均化して得られる
電圧Ｖｏは、出力電圧Ｖoutに比例する。また制御回路
４５のＰＷＭ出力の平均値はオンオフ比に比例するの
で、第６の抵抗５０と第７の抵抗５１と第８の抵抗５２
と第２のコンデンサ５３によって分割平均化して得られ
る電圧はＰＷＭ信号のオンオフ比に比例する。

【００５８】実施の形態２のスイッチング電源装置の過
電流保護回路において、インダクタンス素子４３のイン
ダクタンス値が小さい時、出力電流Ｉoutとインダクタ
ンス素子４３を流れる電流のピーク値Ｉｐとは異なり、
入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutによって出力電流Ｉoutと
ピーク値Ｉｐとの関係は変化する。インダクタンス素子
４３を流れる電流は、トランス４０を介して１次巻線４
０ａへ伝達され、カレントトランス３の１次巻線３ａに
流れる。従って、トランス４０の存在を除くと、前述の
実施の形態１に記載した内容とほぼ等価になり、この影
響を補正するには、出力電圧Ｖoutに比例した電圧と、
オンオフ比Ｄに比例した電圧によって、前述の実施の形
態１に記載したように補正を行うことで垂下特性を定電
流にすることが可能である。上記のように、実施の形態
２の過電流保護回路では、第１のコンデンサ４９に出力
電圧Ｖoutに比例した電圧が形成され、第２のコンデン
サ５３にオンオフ比Ｄに比例した電圧が形成される。こ
れにより、図４に示した実施の形態２の過電流保護回路
では、出力電圧Ｖoutとオンオフ比Ｄを考慮した補正量
を算出することにより、過電流状態においても出力電流
Ｉoutを定電流にすることが可能である。なお、実施の
形態２では、フルブリッジコンバータを例に取って説明
したが、実施の形態２におけるインダクタンス素子４３
と平滑コンデンサ４４に相当する構成要素の平滑回路を
有し、矩形波電圧を平均化して出力電圧を形成する構成
の装置であれば、上記実施の形態２と同様の効果が得ら
れる。また、実施の形態２においては、図４に示した印
加電圧Ｖ２とＶ４を平均化して出力電圧に比例する電圧
を得る構成で説明した。本発明はこのような構成に限定
されるものではなく、トランスに補助巻き線を追加し
て、補助巻き線に発生する電圧を整流し、インダクタン
ス素子と平滑コンデンサで平滑することにより出力電圧
に比例する電圧を得て、その電圧を補正に用いても良
い。

【００５９】《実施の形態３》次に、本発明に係る実施
の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路につ
いて添付の図６を参照して説明する。図６は実施の形態
３のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示
す回路図である。図６において、前述の実施の形態１の
過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すも
のは同じ符号を付してその説明は省略する。

【００６０】図６において、入力直流電源１は商用電源
を整流平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子
２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１
次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端
が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されてい
る。カレントトランス３の１次巻線３ａの他端には複数
のスイッチング素子群３６、３７，３８，３９と絶縁型
のトランス４０で構成されたスイッチング回路３１に接
続されている。第１のスイッチング素子３６と第２のス
イッチング素子３７との直列回路は、カレントトランス
３の１次巻線３ａを介して入力端子２ａに接続され、交
互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。第３
のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９
との直列回路は、カレントトランス３の１次巻線３ａを
介して入力端子２ａに接続され、交互にオンオフ動作を
繰り返すよう構成されている。

【００６１】絶縁型のトランス４０は、１次巻線４０ａ
と第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとを有
している。１次巻線４０ａの一端は第１のスイッチング
素子３６と第２のスイッチング素子３７の接続点（第１
の接続点）に接続されており、１次巻線４０ａの他端は
第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子
の接続点（第２の接続点）に接続されている。トランス
４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃは
直列に接続されている。第１のダイオード４１のアノー
ドはトランス４０の第１の２次巻線４０ｂに接続されて
おり、第２の整流ダイオード４２のアノードはトランス
４０の第２の２次巻線４０Ｃに接続されている。第１の
整流ダイオード４１のカソードと第２の整流ダイオード
４２のカソードは互いに直接的に接続されている。

【００６２】インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ
４４は直列に接続されており、インダクタンス素子４３
と平滑コンデンサ４４の直列回路により平滑回路が構成
されている。この平滑回路の一端は、トランス４０の第
１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとの接続点
に接続されている。平滑回路の他端は第１の整流ダイオ
ード４１と第２の整流ダイオード４２との接続点に接続
されている。平滑コンデンサ４４の両端は出力端子８
ａ，８ｂに接続されており、平滑コンデンサ４４の両端
の電圧が出力されるよう構成されている。出力端子８
ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置
の過電流保護回路からの電力を消費する。上記のよう
に、実施の形態３のスイッチング電源装置は、絶縁型の
トランス４０を用いており、複数のスイッチング素子を
有するフルブリッジコンバータで構成されている。

【００６３】カレントトランス３の２次巻線３ｂには並
列に第１の抵抗１１が接続されており、ダイオード１２
はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流
を整流し、第２の抵抗１３の両端にはカレントトランス
３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧が生じる
よう構成されている。以上の説明した実施の形態３にお
ける構成は、前述の実施の形態２のスイッチング電源装
置の過電流保護回路の構成と実質的に同じである。

【００６４】第２の抵抗１３の両端には、第３の抵抗６
０と第４の抵抗６１の直列回路が接続されており、第２
の抵抗１３に発生する電圧を分圧している。第１のコン
デンサ６２は、第４の抵抗６１に並列に接続されてお
り、第２の抵抗１３に発生するスパイク電圧を吸収す
る。第５の抵抗６３の一端は第１の接続点に接続され、
第６の抵抗６４の一端は第２の接続点に接続されてい
る。それぞれの抵抗６３，６４の他端は互いに直接接続
されている。第５の抵抗６３、第６の抵抗６４、及び第
２のコンデンサ６５により、第１の接続点と第２の接続
点の電圧を平均化して、出力電圧Ｖoutに比例した電圧
ＮＶout／２が第２のコンデンサ６５の両端に発生する
よう構成されている。

【００６５】第１の接続点には第７の抵抗６６の一端が
接続されており、第７の抵抗６６の他端には第２のダイ
オード６７が接続されている。また、第２のダイオード
６７と第３のダイオード６８と第４のダイオード６９と
第８の抵抗７０は直列に接続されている。第１のスイッ
チング素子３６がオン状態の時に第１の接続点に発生す
る入力電圧Ｖinが第７の抵抗６６と第８の抵抗７０で分
割されている。第２〜４のダイオード６７〜６９は後述
するトランジスタとダイオードの順方向電圧を補正する
ために設けられている。

【００６６】第１のトランジスタ７１は、第７の抵抗６
６と第８の抵抗７０で分割された電圧を低インピーダン
ス化して出力する。第１のトランジスタ７１のエミッタ
ーに接続された第５のダイオード７２は、第１のスイッ
チング素子３６がオフ状態の時、逆バイアスされ逆流電
流を阻止する。第５のダイオード７２のカソードに接続
された第９の抵抗７３は、第２のトランジスタ７４のエ
ミッタに接続されている。そして、第１のスイッチング
素子３６がオン状態の時、分割された電圧と出力電圧に
比例した電圧ＮＶout／２の差電圧を第９の抵抗７３に
より電流に変換して、第２のトランジスタ７４のコレク
タより出力する。

【００６７】ここで、各第２〜５のダイオード６７、６
８、６９、７２における電圧降下と第１のトランジスタ
７１の順バイアスのベース−エミッタ間電圧と第２のト
ランジスタ７４の順バイアスベース−エミッタ間電圧は
それぞれ等しく、その電圧をＶpnとし、第１のトランジ
スタ７１と第２のトランジスタ７４の電流増幅率が十分
に大きいと仮定する。このように仮定すると、第１のト
ランジスタ７１のベース電圧は、Ｖin／２＋３Ｖpnとな
り、第９の抵抗７３に印加される電圧は、Ｖpnがキャン
セルされてＶin／２−ＮＶout／２となる。従って、第
１のスイッチング素子３６がオン状態の期間だけ、（Ｖ
in−ＮＶout）／２Ｒｘの電流が第２のトランジスタ７
４のコレクタを流れる。ここで、第９の抵抗７３の抵抗
値をＲｘとする。

【００６８】上記と同様の回路構成が、第２の接続点に
も接続されている。第２の接続点に第１０の抵抗７５が
接続されており、この第１０の抵抗７５には第６のダイ
オード７６と第７のダイオード７７と第８のダイオード
７８と第１１の抵抗７９が直列に接続されている。第３
のトランジスタ８０のエミッタには第９のダイオード８
１が接続されており、この第９のダイオード８１のカソ
ードは第１２の抵抗８２を介して第４のトランジスタ８
３のエミッタに接続されている。第３のスイッチング素
子３８がオン状態の期間に、第４のトランジスタ８３の
コレクタには、前述説明したように（Ｖin−ＮＶout）
／２Ｒｘの電流が流れる。但し、ここで第１２の抵抗８
２の抵抗値を、第９の抵抗７３の抵抗値と同じくＲｘと
する。

【００６９】第２のトランジスタ７４と第４のトランジ
スタ８３のコレクタに接続された第１３の抵抗８４と第
３のコンデンサ８５は、第２のトランジスタ７４と第４
のトランジスタ８３のコレクタ電流を加算して、平均化
している。このようにコレクタ電流を平均化することに
より、第１のスイッチング素子３６と第３のスイッチン
グ素子３８のオン期間のデューティ比Ｄに応じた電圧Ｄ
・Ｒｙ（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘが得られる。但し、
ここでＲｙは第１３の抵抗８４の抵抗値を示す。上記の
ように得られた電圧Ｄ・Ｒｙ（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒ
ｘは、その電圧に比例した電流を第５のトランジスタ８
６と第１４の抵抗８７により形成して、第２の抵抗１３
で発生した電流信号に対して補正を加えるよう構成され
ている。

【００７０】図６に示すように、実施の形態３のスイッ
チング電源装置の過電流保護回路には、制御回路８８が
設けられている。制御回路８８は、通常動作時におい
て、出力端子８ａ，８ｂに発生する出力電圧を一定にす
るよう、第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５にＰ
ＷＭ信号を出力している。そして、制御回路８８は出力
端子８ａ，８ｂの電圧が一定電圧以上になると瞬時に第
１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５を駆動制御して
第１〜第４のスイッチング素子３６，３７，３８，３９
をターンオフする。

【００７１】第１の駆動回路５４は制御回路８８のＰＷ
Ｍ信号に応じて、第１のスイッチング素子３６のオンオ
フ動作を制御し、また第１のスイッチング素子３６と相
補的にオフオン動作するよう第２のスイッチング素子３
７のオンオフ動作を制御する。第２の駆動回路５５は、
制御回路８８のオンオフ比により第３のスイッチング素
子３８のオンオフ動作を制御し、また第３のスイッチン
グ素子３８と相補的にオフオンする第４のスイッチング
素子のオンオフ動作の制御を行う。以上のように構成さ
れた実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護
回路は、検出された電流ピーク値に対して、デューティ
比Ｄに応じた電圧Ｄ・Ｒｙ（Ｖin−Ｎ・Ｖout）／２Ｒ
ｘの値に比例した電流値によって補正することができる
ので、前述の実施の形態１及び２と同様の効果が得られ
る。

【００７２】《実施の形態４》次に、本発明に係る実施
の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路につ
いて添付の図７を参照して説明する。図７は実施の形態
４のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示
す回路図である。図７において、前述の実施の形態１の
過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すも
のは同じ符号を付してその説明は省略する。実施の形態
４のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、
前述の図１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異
なる点は、実施の形態４の基本回路構成が絶縁形のフラ
イバックコンバータであること、出力電圧の検出方法が
異なること、及び補正方法が異なることである。

【００７３】図７において、入力直流電源１は商用電源
を整流平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子
２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１
次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端
が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されてい
る。カレントトランス３の１次巻線３ａの他端はトラン
ス１００の一方の１次巻線１００ａに接続されている。
トランス１００は１次巻線１００ａと２次巻線１００ｂ
と補助巻線１００ｃとを有する。トランス１００の１次
巻線１００ａは、スイッチング素子４を介して他方の入
力端子２ｂに接続されている。トランス１００の２次巻
線１００ｂには第１の整流ダイオード１０１と平滑コン
デンサ７の直列回路が接続されている。平滑コンデンサ
７の両端は出力端子８ａ，８ｂにそれぞれ接続されてい
る。図８はトランス１００の１次巻線１００ａに流れる
電流Ｉ１と２次巻線１００ｂに流れる電流Ｉ２を示す波
形図である。

【００７４】スイッチング素子４がオン状態の時、入力
電圧Ｖｉｎがカレントトランス３の１次巻線３ａを通し
て、トランス１００の１次巻線１００ａに印加され、励
磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子４がオフ
状態の時、蓄積された励磁エネルギーはトランス１００
の２次巻線１００ｂ及び整流ダイオード１０１を通し
て、平滑コンデンサ７において放電される。このときカ
レントトランス３の１次巻線３ａに発生する電圧は、前
述の実施の形態１に示すように十分低くなるように設定
してある。

【００７５】平滑コンデンサ７の両端は出力端子８ａ，
８ｂに接続されており、平滑コンデンサ７の両端の電圧
が出力されるよう構成されている。出力端子８ａ，８ｂ
には負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流
保護回路からの電力を消費する。カレントトランス３の
２次巻線３ｂには並列に第１の抵抗１１が接続されてお
り、ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３
ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３の両端に
はカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比
例した電圧が生じるよう構成されている。第２の抵抗１
３には、第３の抵抗１６、第４の抵抗１７、第５の抵抗
１８、第６の抵抗１９、コンデンサ２０、及び演算回路
１０６で構成される補正電圧発生回路が接続されてい
る。この補正電圧発生回路には、コンパレータ１５及び
基準電源１４が接続されている。

【００７６】トランス１００の補助巻線１００ｃには、
第２の整流ダイオード１０２、第２の平滑コンデンサ１
０３、及び第２の負荷１０４が接続されている。第２の
整流ダイオード１０２は、スイッチング素子４がオフ状
態のとき、トランス１００の補助巻線１００ｃに発生す
る電圧を第２の平滑コンデンサ１０３に蓄積する。第２
の負荷１０４は、例えば制御回路１０５の電力消費を模
擬するものである。制御回路１０５は出力端子８ａ，８
ｂに接続されており、出力状態を検出してスイッチング
素子４のオンオフ制御を行っている。

【００７７】上記のように構成された過電流保護回路に
おいて、整流ダイオード１０１がオン状態の時、トラン
ス１００の２次巻線１００ｂに出力電圧Ｖoutが印加さ
れ、トランス１００の補助巻線１００ｃには出力電圧Ｖ
outに比例した電圧が発生する。第２の平滑コンデンサ
１０３に充電されるので、第２の平滑コンデンサ１０３
に発生する電圧は、出力電圧Ｖoutに比例した電圧にな
る。このように第２の平滑コンデンサ１０３に生じた電
圧は、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７で分割されて、
出力電圧Ｖoutに比例した電圧Ｖｏを形成している。

【００７８】図７に示した補正電圧発生回路において、
演算回路１０６は、後述する理論式に基づいて、出力電
圧Ｖoutに比例した電圧Ｖｏとデューティ比Ｄに比例し
た電圧Ｖｄとを用いて第２の抵抗１３により発生する電
圧Ｖｓを変換する。演算回路１０６の出力信号は、変換
された後の電圧のピーク値が一定となるように、コンパ
レータ１５に入力される。通常状態において、制御回路
１０５は出力端子８ａ，８ｂの電圧を安定化するようス
イッチング素子４のオンオフ比を決定し、オンオフ信号
をスイッチング素子４に出力する。過電流時において、
制御回路１０５はコンパレータ１５からの出力に応じて
オンオフ信号を発生し、スイッチング素子４へ出力す
る。

【００７９】次に、上記のように構成された実施の形態
４における過電流保護回路の動作を説明する。まず、ス
イッチング素子４を流れる電流のピーク値Ｉｐと出力電
流Ｉoutとの関係を導出する。出力電流Ｉoutは整流ダイ
オード１０１がオン状態のときのトランス１００の励磁
電流の平均値Ｉｍで与えられ、以下の式（１１）により
示される。

【００８０】

【数１１】

【００８１】即ち、平均値Ｉｍは式（１２）となる。

【００８２】

【数１２】

【００８３】トランス１００の励磁電流における変動幅
ΔＩｍは、以下の式（１３）により示される。式（１
３）において、Ｖinは入力電圧であり、Ｔonはスイッチ
ング素子４のオン期間であり、Ｌｍはトランス１００の
インダクタンス値である。

【００８４】

【数１３】

【００８５】従って、励磁電流のピーク値、即ちスイッ
チング素子４を流れる電流のピーク値Ｉｐは、次の式
（１４）により示される。

【００８６】

【数１４】

【００８７】従って、出力電流Ｉoutは次の式（１５）
のように示される。

【００８８】

【数１５】

【００８９】但し、フライバックコンバータの入出力変
換比は以下の式（１６）で表される。

【００９０】

【数１６】

【００９１】従って、基準電圧を式（１４）に従って変
更するか、又はスイッチング電流の検出波形に対して式
（１５）に示す演算を行い、そのピーク値を一定にする
ように制限することにより、定電流特性の過電流保護回
路を構成することができる。実施の形態４において用い
た過電流保護回路の補正方法は、スイッチング素子４の
オン期間Ｔonに磁性部品（トランス１００）に入力電圧
を印加してエネルギーを蓄積し、オフ期間Ｔoffに磁性
部品からエネルギーを取り出す構成では、式（１５）で
示された補正式により補正可能である。以上のように構
成された実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流
保護回路は、検出された電流のピーク値Ｉｐに対して適
正に補正することができるので、前述の実施の形態１、
２、及び３と同様の効果を有する。

【００９２】《実施の形態５》次に、本発明に係る実施
の形態５のスイッチング電源の過電流保護回路について
添付の図９を参照して説明する。図９は実施の形態５の
スイッチング電源の過電流保護回路の構成を示す回路図
である。図９において、前述の実施の形態１の過電流保
護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ
符号を付してその説明は省略する。実施の形態５のスイ
ッチング電源装置の過電流保護回路において、前述の図
１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異なる点
は、実施の形態５において用いる補正式が異なるため
に、補正を行う回路構成が異なることである。

【００９３】図９において、入力直流電源１は商用電源
を整流平滑する回路若しくは電池で構成されている。こ
の入力直流電源１は入力端子２ａ，２ｂに接続されてい
る。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂ
を有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一
方（２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次
巻線３ａの他端にはスイッチング素子４の一端が接続さ
れている。スイッチング素子４の他端は、整流ダイオー
ド５のカソードと、インダクタンス素子６の一端に接続
されている。このように接続されたスイッチング素子４
は、後述する制御回路１０からの制御信号によりオンオ
フ動作が繰り返えされる。整流ダイオード５のアノード
は、他方の入力端子２ｂに接続されている。

【００９４】図９に示すように、インダクタンス素子６
と平滑コンデンサ７は直列に接続されて直列回路が構成
され、この直列回路が整流ダイオード５の両端に接続さ
れて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流
ダイオード５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して
直流電圧を形成する。図９に示した実施の形態５のスイ
ッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８
ｂからは平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出
力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、
スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消
費する。

【００９５】制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電
圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング
素子４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。第
１の抵抗１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並
列に接続されており、スイッチング素子４がオフの期間
にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流し
て、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。
ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに
誘起される電流を整流する。第２の抵抗１３は、カレン
トトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電
圧をリアルタイムに発生する。

【００９６】スイッチング素子４がオン状態の時、カレ
ントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流は、カレン
トトランス３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイ
オード１２を通して第２の抵抗１３に流される。これに
より、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流
に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗１３の両端に発生す
る。第２の抵抗１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、後述
する補正電圧発生回路９４からの電圧が加算されてコン
パレータ１５の一方の端子に入力される。コンパレータ
１５の他方の端子には基準電源１４からの基準電圧が入
力される。補正電圧発生回路９４により補正された電圧
と基準電圧がコンパレータ１５において比較される。補
正された電圧が基準電圧に達すると制御回路１０を通し
てスイッチング素子４がターンオフされる。

【００９７】次に、実施の形態５における補正電圧発生
回路９４の構成について説明する。補正電圧発生回路９
４において、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出
力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形成している。ま
た、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０
により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を
平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電
圧Ｖｄを形成している。また、第９の抵抗８９と第１０
の抵抗９０により、入力電圧Ｖinが分割され電圧Ｖｉを
形成している。また、第７の抵抗２２と第８の抵抗２５
と第１１の抵抗９１と第１２の抵抗９２とオペアンプ２
６により差動増幅回路を構成し、電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）を
形成する。

【００９８】掛け算器２１には電圧Ｖｄと差動増幅回路
の出力（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、その積Ｖｄ×（Ｖｉ
−Ｖｏ）が算出される。加算器９３は、第２の抵抗１３
に発生する電圧Ｖｓと掛け算器２１から出力された電圧
の符号反転信号のとの和を算出して、コンパレータ１５
へ出力する。コンパレータ１５には、加算器９３の出力
と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力される。コンパ
レータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを比較して、
スイッチング素子４のターンオフタイミングを決定す
る。

【００９９】次に、上記のように構成された実施の形態
５のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動
作について説明する。スイッチング素子４のオンオフ動
作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに変換される
動作は実施の形態1のスイッチング電源装置と同じであ
るので、動作説明は省略する。同様に第２の抵抗１３の
両端の電圧によって、スイッチング素子を流れる電流を
リアルタイムに検出できる。この時、出力電流Ｉoutと
スイッチング電流のピーク電流の関係は式（７）のよう
に表されることは前述の実施の形態１で説明した。ここ
で、式（７）は、式（５）を用いると以下のような式
（１７）と等価になることが分かる。

【０１００】

【数１７】

【０１０１】即ち、出力電圧は、式（１７）の第２項の
補正関数で得られる補正電流に相当する補正電圧を基準
電圧Ｖｒに加えるか、または、実際に検出した電流波形
に比例する電圧Ｖｓと式（１７）の第２項の補正電流の
値に相当する補正電圧との差を取れば良いことが分か
る。図９に示した過電流保護回路における補正電圧発生
回路９４で得られる補正信号は、式（１７）の第２項に
示される補正値を表しており、必要な補正量が得られる
ことが分かる。このような回路構成で補正量を計算して
も、式（１７）で得られる補正量は本質的に、式（６）
で得られる補正量と同じになり実施の形態１と同様の効
果が得られる。なお、実施の形態５においては、降圧型
のコンバータを例にとって説明したが、本発明は前述の
実施の形態２で示したフルブリッジコンバータに代表さ
れるフォワードコンバータ等の絶縁型コンバータで構成
することもできる。すなわち、インダクタンス素子と平
滑コンデンサに相当する構成要素の平滑回路を有し、矩
形波電圧を平均化して出力電圧を形成する構成であれ
ば、トランスの巻数比をＮとしたとき、補正式でＶout
に相当する項をＮ×Ｖoutにすることにより補正が可能
となる。このような構成は上記実施の形態５と同様の効
果を有する。

【０１０２】《実施の形態６》次に、本発明に係る実施
の形態６のスイッチング電源の過電流保護回路について
添付の図１０を参照して説明する。図１０は実施の形態
６のスイッチング電源の過電流保護回路の構成を示す回
路図である。図１０において、前述の実施の形態１の過
電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すもの
は同じ符号を付してその説明は省略する。実施の形態６
のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、前
述の図１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異な
る点は、実施の形態６において用いる補正式が異なるた
めに、補正を行う回路構成が異なることである。

【０１０３】図１０において、入力直流電源１は商用電
源を整流平滑する回路若しくは電池で構成されている。
この入力直流電源１は入力端子２ａ，２ｂに接続されて
いる。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３
ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの
一方（２ａ）に接続されている。カレントトランスの１
次巻線３ａの他端にはスイッチング素子４の一端が接続
されている。スイッチング素子４の他端は、整流ダイオ
ード５のカソードと、インダクタンス素子６の一端に接
続されている。このように接続されたスイッチング素子
４は、後述する制御回路１０からの制御信号によりオン
オフ動作が繰り返えされる。整流ダイオード５のアノー
ドは、他方の入力端子２ｂに接続されている。図１０に
示すように、インダクタンス素子６と平滑コンデンサ７
は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路
が整流ダイオード５の両端に接続されて平滑回路が構成
されている。この平滑回路は、整流ダイオード５の両端
に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成す
る。

【０１０４】図１０に示した実施の形態６のスイッチン
グ電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８ｂから
は平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出力され
る。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッ
チング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費す
る。制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出
して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子４の
オンオフ比を制御する制御信号を発生する。第１の抵抗
１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続
されており、スイッチング素子４がオフの期間にカレン
トトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレ
ントトランス３の励磁エネルギーを消費する。ダイオー
ド１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起され
る電流を整流する。第２の抵抗１３は、カレントトラン
ス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧をリア
ルタイムに発生する。

【０１０５】スイッチング素子４がオン状態の時、カレ
ントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流は、カレン
トトランス３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイ
オード１２を通して第２の抵抗１３に流される。これに
より、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流
に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗１３の両端に発生す
る。第２の抵抗１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、後述
する補正電圧発生回路９５からの電圧との差を計算しコ
ンパレータ１５の一方の端子に入力される。コンパレー
タ１５の他方の端子には基準電源１４からの基準電圧が
入力される。補正電圧発生回路９５により補正された電
圧と基準電圧がコンパレータ１５において比較される。
補正された電圧が基準電圧に達すると、制御回路１０を
通してスイッチング素子４がターンオフする。

【０１０６】次に、実施の形態６における補正電圧発生
回路９５の構成について説明する。実施の形態６の補正
電圧発生回路９５は、基本的に、前述の実施の形態１の
補正電圧発生回路と同じである。補正電圧発生回路９５
においては、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出
力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形成している。ま
た、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０
により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を
平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電
圧Ｖｄを形成している。図１０において、第１１の抵抗
８９と第１２の抵抗９０を除くと図１の補正電圧発生回
路と同じであるので、式（７）に示した補正信号が補正
電圧発生回路９５において形成される。実施の形態６で
は、第１１の抵抗８９と第１２の抵抗９０により、入力
電圧Ｖinが分割され電圧Ｖｉを形成している。また、第
９の抵抗２４の抵抗値を調整することにより、ＶｉとＶ
ｏをオペアンプ２６に印加することで、電圧Ｖｉ−Ｖｏ
に比例した信号を誤差信号として印加することができ
る。

【０１０７】次に、上記のように構成された実施の形態
６のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動
作について説明する。スイッチング素子４のオンオフ動
作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに変換される
動作は前述の実施の形態１のスイッチング電源装置と同
じであるので、ここではその動作説明を省略する。実施
の形態１と同様に第２の抵抗１３の両端の電圧によっ
て、スイッチング素子を流れる電流をリアルタイムに検
出できる。実施の形態１において説明したように、この
時、スイッチング電流のピーク電流は式（６）の第２項
に示される。

【０１０８】これまでの各実施の形態においては、コン
パレータ１５と制御回路１０とスイッチング手段４の遅
れ時間は、スイッチング周期と比較して十分に小さく無
視できるとして説明してきた。しかし、この遅れ時間が
無視できない時は、補正された電流信号が基準電圧に達
しても、瞬時にスイッチング手段４を流れる電流をオフ
できないので、遅れ時間Ｔｄに対応して、スイッチング
電流のピーク値は、Ｔｄ×（Ｖin−Ｖout）／Ｌｆの分
だけ増加する。このピーク電圧の増加に対応するため
に、実施の形態６では、予め増加する電流分だけ補正量
を増加させて過電流レベルを下げておくことで対応して
いる。すなわち、オペアンプ２６の正入力端子に抵抗を
介して入力電圧Ｖinを印加し、同時に負入力端子に抵抗
を介して出力電圧Ｖoutを印加することで（Ｖin−Ｖou
t）の値に比例する補正量を得ることができる。このよ
うにすることで、一定の遅れ時間を考慮しても、過電流
制限特性を一定にすることが可能になる。

【０１０９】図１１は本発明に係る実施の形態６の他の
構成のスイッチング電源の過電流保護回路を示す回路図
である。このスイッチング電源の過電流保護における補
正電圧発生回路９４０には、倍率器３００と加算器３０
１がオペアンプ２６の出力側に設けられている。図１１
に示す補正電圧発生回路９４０の構成について説明す
る。補正電圧発生回路９４０においては、図１０の補正
電圧発生回路９５と同様に、第３の抵抗１６と第４の抵
抗１７により出力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形
成している。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９と
コンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号で
ある制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）
Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。また、第９の抵
抗８９と第１０の抵抗９０により、入力電圧Ｖinが分割
され電圧Ｖｉを形成している。第７の抵抗２２と第８の
抵抗２５と第１１の抵抗９１と第１２の抵抗９２とオペ
アンプ２６により差動増幅回路を構成し、電圧（Ｖｉ−
Ｖｏ）が形成されている。

【０１１０】掛け算器２１には電圧Ｖｄと差動増幅回路
の出力（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、その積Ｖｄ×（Ｖｉ
−Ｖｏ）が算出される。また、差動増幅回路の出力（Ｖ
ｉ−Ｖｏ）は倍率器３００に入力され、定数倍されて加
算器３０１に出力される。この加算器３０１には掛け算
器２１からのＶｄ×（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、（Ｖｉ
−Ｖｏ）に加算される。加算器９３は、第２の抵抗１３
に発生する電圧Ｖｓと加算器３０１から出力された電圧
の符号反転信号のとの和を算出して、コンパレータ１５
へ出力する。コンパレータ１５には、加算器９３の出力
と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力される。コンパ
レータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを比較して、
スイッチング素子４のターンオフタイミングを決定す
る。上記のように構成された図１１のスイッチング電源
装置における過電流保護回路において、スイッチング素
子４のオンオフ動作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖ
outに変換される動作は実施の形態１のスイッチング電
源装置と同じである。したがって、この実施の形態にお
いても、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutが変化し、過電
流保護回路が動作したとき、出力電流が増加することな
く、一定に制御される効果を有する。なお、前述の実施
の形態５において示したが、実施の形態６においても、
フルブリッジコンバータに代表されるフォワードコンバ
ータ等の絶縁型コンバータで構成することもできる。す
なわち、インダクタンス素子と平滑コンデンサに相当す
る構成要素の平滑回路を有し、矩形波電圧を平均化して
出力電圧を形成する構成であれば、トランスの巻数比を
Ｎとしたとき、補正式でＶoutに相当する項をＮ×Ｖout
にすることにより補正が可能となる。このような構成は
上記実施の形態６と同様の効果を有する。

【０１１１】

【発明の効果】以上、実施の形態について詳細に説明し
たところから明らかなように、本発明は次の効果を有す
る。本発明によれば、入力電圧Ｖin及び出力電圧Ｖout
の変化に係らず、過電流保護回路の動作時の出力電流を
一定にできるので、安全で安定したスイッチング電源装
置を提供することができる。本発明は、従来の過電流保
護回路における種々の問題を解決するものであり、特に
回路素子のインダクタンスが小さい回路において、入力
電圧や出力電圧が変化した場合であっても出力電流を一
定に制限し、安定して確実に過電流保護を行うことがで
きる安全性の高いスイッチング電源装置の過電流保護回
路を提供する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る実施の形態１におけるスイッチン
グ電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図であ
る。

【図２】実施の形態１の過電流保護回路における過電流
垂下特性を示す説明図である。

【図３】実施の形態１の他の構成の過電流保護回路を示
すの回路図である。

【図４】本発明に係る実施の形態２におけるスイッチン
グ電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図であ
る。

【図５】実施の形態２の過電流保護回路における動作波
形を示す説明図である。

【図６】本発明に係る実施の形態３におけるスイッチン
グ電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図であ
る。

【図７】本発明に係る実施の形態４におけるスイッチン
グ電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図であ
る。

【図８】実施の形態４の過電流保護回路における動作波
形を示す説明図である。

【図９】本発明に係る実施の形態５におけるスイッチン
グ電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図であ
る。

【図１０】本発明に係る実施の形態６におけるスイッチ
ング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図であ
る。

【図１１】本発明に係る実施の形態６におけるスイッチ
ング電源装置の他の過電流保護回路の構成を示す回路図
である。

【図１２】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回
路の構成を示す回路図である。

【図１３】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回
路における動作波形を示す説明図である。

【図１４】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回
路における垂下特性を示す説明図である。

【符号の説明】

１ 入力直流電源 ２ａ 入力端子 ２ｂ 入力端子 ３ カレントトランス ４ スイッチング素子 ５ 整流ダイオード ６ インダクタンス素子 ７ 平滑コンデンサ ８ａ 出力端子 ８ｂ 出力端子 ９ 負荷 １０ 制御回路 １１ 第１の抵抗 １２ ダイオード １３ 第２の抵抗 １４ 基準電源 １５ コンパレータ １６ 第３の抵抗 １７ 第４の抵抗 １８ 第５の抵抗 １９ 第６の抵抗 ２０ コンデンサ ２１ 掛け算器 ２２ 第７の抵抗 ２３ 第８の抵抗 ２４ 第９の抵抗 ２５ 第１０の抵抗 ２６ オペアンプ ２７ 加算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA20 AS01 BB13 BB23 BB27 BB43 BB55 BB57 BB77 DD04 DD22 DD26 EE02 EE07 EE08 EE59 FD01 FD11 FD41 FG01 FG05 XX03 XX15 XX23 XX32 XX35 XX47

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により
   矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、 前記矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサによ
   り平滑して出力電圧（Ｖout）を形成する平滑回路と、 前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流を検出
   して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備
   し、 前記過電流保護手段において、入力電圧（Ｖin）と出力
   電圧（Ｖout）及びスイッチング手段のオンオフ比
   （Ｄ）に比例する電圧とを用いて、検出されたピーク電
   流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に比例した誤差信号
   により補正するよう構成されたスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 誤差信号を形成するために掛け算器を用
   いて構成された請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記過電流保護手段がピーク電圧保持手
   段をさらに有する請求項１記載のスイッチング電源装
   置。
4. 【請求項４】 入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により
   矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、 前記スイッチング手段が接続された１次巻線と出力端子
   に接続された２次巻線とを有し、巻数比がＮ：１である
   絶縁形のトランスと、 前記２次巻線に接続され、整流手段とインダクタンス素
   子とコンデンサとにより整流平滑して出力電圧を形成す
   る出力電圧形成手段と、 前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流を検出
   して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備
   し、 前記過電流保護手段において、入力電圧（Ｖin）と出力
   電圧（Ｖout）及びスイッチング手段のオンオフ比
   （Ｄ）を用いて、検出されたピーク電流値を、（Ｖout
   −Ｄ×Ｖout）の値に比例した誤差信号により補正する
   よう構成されたスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】 誤差信号を形成するために掛け算器を用
   いて構成された請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 【請求項６】 スイッチング電源装置が絶縁型のトラン
   スを有し、フルブリッジコンバータで構成された請求項
   ４記載のスイッチング電源装置。
7. 【請求項７】 交互にオンオフを繰り返す第１のスイッ
   チング手段と第２のスイッチング手段とを有し、第１の
   接続点により直列に接続された第１の直列回路と、 交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段と第
   ４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点により直
   列に接続された第２の直列回路と、 前記第１の接続点と前記第２の接続点との間に接続され
   た１次巻線を有するトランスと、 前記トランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波
   電圧印加手段と、 前記トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流する整
   流手段と、 前記整流手段からの矩形波電圧をインダクタンス素子と
   コンデンサにより平滑して出力する平滑回路と、 前記第１の接続点の電圧を平均化して出力電圧に比例し
   た電圧を形成する回路と、を有する請求項６記載のスイ
   ッチング電源装置。
8. 【請求項８】 交互にオンオフを繰り返す第１のスイッ
   チング手段と第２のスイッチング手段とを有し、第１の
   接続点により直列に接続された第１の直列回路と、 交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段と第
   ４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点により直
   列に接続された第２の直列回路と、 前記第１の接続点と前記第２の接続点との間に接続され
   た１次巻線を有するトランスと、 前記トランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波
   電圧印加手段と、 前記トランスの２次巻線に誘起される矩形波電圧をイン
   ダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力する平
   滑回路と、 前記第１の接続点の電圧と前記第２の接続点の電圧とを
   それぞれ平均化して出力電圧に比例した電圧を形成する
   平均化回路と、 前記第１のスイッチング手段又は前記第３のスイッチン
   グ手段がオン状態のとき前記入力電圧と出力電圧との差
   電圧を平均化することにより得られる誤差信号を形成す
   る誤差信号形成回路と、を有する請求項７記載のスイッ
   チング電源装置。
9. 【請求項９】 検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ×
   Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝の値によ
   り補正する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
10. 【請求項１０】 検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ
    ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝の
    値により補正する請求項４に記載のスイッチング電源装
    置。
11. 【請求項１１】 検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ
    ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin−Ｖout）に比例する
    値の両方で補正することを特徴とする請求項１に記載の
    スイッチング電源装置。
12. 【請求項１２】 検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ
    ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例
    する値の両方で補正することを特徴とする請求項４に記
    載のスイッチング電源装置。
13. 【請求項１３】 検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ
    ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝に比例
    する値と、（Ｖin−Ｖout）に比例する値の両方で補正
    することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
    源装置。
14. 【請求項１４】 検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ
    ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝に
    比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例する値の両
    方で補正することを特徴とする請求項４に記載のスイッ
    チング電源装置。
15. 【請求項１５】 入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作によ
    り矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、 前記スイッチング手段がオン状態のとき入力電圧が印加
    されて励磁エネルギーが蓄積され、前記スイッチング手
    段がオフ状態のとき蓄積された励磁エネルギーを出力す
    るインダクタンス素子と、 前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流（Ｉ
    ｐ）を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段
    と、を具備し、 前記過電流保護手段において、検出されたピーク電流Ｉ
    ｐに対して、Ｋを定数として、｛（１−Ｄ）×（Ｉｐ＋
    Ｋ×Ｖout）｝の演算を行い、その算出値を一定にする
    よう前記スイッチング手段のオン期間を決定するよう構
    成されたスイッチング電源装置。