JP4104868B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関する。本発明は、特に、過負荷状態において、スイッチング電源装置自身や、スイッチング電源装置の入力側や出力側に接続された機器に過大な電流が流れないように防止するスイッチング電源装置の過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、これらの電子機器に用いられるスイッチング電源装置としては、出力の安定性が高く、より小型で高効率のものが強く求められている。また同時に、スイッチング電源装置としては安全性の高い装置が電子機器分野において求められている。このような要求に応じるスイッチング電源装置の過電流保護回路としては、負荷となる電子回路に異常が発生し、その入力インピーダンスが低くなった場合であっても、負荷の電子回路を流れる電流を適切に制限して、その電子回路を安全な状態に保つ働きを有する必要がある。
【０００３】
以下、従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路について添付の図１２を用いて説明する。図１２は従来の降圧型のスイッチング電源装置の過電流保護回路を示す。
図１２において、入力直流電源２０１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成される。この入力直流電源２０１は入力端子２０２ａ，２０２ｂに接続されている。カレントトランス２０３は１次巻線２０３ａと２次巻線２０３ｂを有し、１次巻線２０３ａの一端が入力端子２０２ａ，２０２ｂの一方（２０２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線２０３ａの他端にはスイッチング素子２０４の一端が接続されている。スイッチング素子２０４の他端は整流ダイオード２０５のカソードに接続されている。また、スイッチング素子２０４の他端はインダクタンス素子２０６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子２０４は、オンオフ動作が繰り返えされるよう構成されている。整流ダイオード２０５のアノードは、他方の入力端子２０２ｂに接続されている。
【０００４】
図１２に示すように、インダクタンス素子２０６と平滑コンデンサ２０７は直列に接続されて直列体が構成され、この直列体が整流ダイオード２０５の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流ダイオード２０５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧とする。
図１２に示した従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子２０８ａ，２０８ｂからは平滑コンデンサ２０７による平均化された電圧が出力される。出力端子２０８ａ，２０８ｂには負荷２０９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
【０００５】
制御回路２１０は、出力端子２０８ａ，２０８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子２０４のオンオフ比を制御する制御信号を出力する。第１の抵抗２１１は、カレントトランス２０３の２次巻線２０３ｂに並列に接続されている。スイッチング素子２０４がオフの期間にカレントトランス２０３の２次巻線２０３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス２０３の励磁エネルギーが消費される。
スイッチング素子２０４がオン状態の時、カレントトランス２０３の１次巻線２０３ａに流れる電流は、カレントトランス２０３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオード２１２を通して第２の抵抗２１３に流される。これにより、カレントトランス２０３の１次巻線２０３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗２１３の両端に発生する。
【０００６】
第２の抵抗２１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、予め決めた基準電源２１４の基準電圧とコンパレータ２１５において比較され、電圧Ｖｓが基準電圧に達すると制御回路２１０を通してスイッチング素子２０４をターンオフする。即ち、図１２に示したスイッチング電源装置の過電流保護回路においては、スイッチング素子２０４を流れる電流をリアルタイムで検出して、瞬時電流が一定値を越えないようスイッチング素子２０４を制御している。この過電流保護回路において、検出対象であるスイッチング素子２０４を流れる電流は、インダクタンス素子２０６を通して出力電流となるので、スイッチング素子２０４の制御動作は結果的に出力電流を制限する動作となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように構成されたスイッチング電源装置の過電流保護回路において、出力電流Ｉoutはインダクタンス素子２０６に流れる電流の平均値Ｉavである。また、スイッチング素子２０４を流れる電流のピーク値、即ちインダクタンス素子２０６を流れる電流のピーク値は、リアルタイムで制限されている。インダクタンス素子２０６を流れる電流の変動幅ΔＩは、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関数であり、次式（１）で与えられる。式（１）において、Ｄはスイッチング素子２０４のオンオフ比であるデューティ比であり、Ｔｓはスイッチング周期であり、Ｌｆはインダクタンス素子２０６のインダクタンス値である。
【０００８】
【数１】
【０００９】
従って、インダクタンス素子２０６を流れる電流のピーク値Ｉｐとインダクタンス素子２０６に流れる電流の平均値Ｉavとの関係は次式（２）により示される。
【００１０】
【数２】
【００１１】
図１３は従来の過電流保護回路の動作時の電流波形を示す図である。出力電流を一定にしても、入力電圧によってピーク電圧は異なっている。従って、従来の過電流保護回路の構成では、インダクタンス素子２０６を流れる電流のピーク値Ｉｐが一定になるように制御するので、出力電圧Ｖoutや入力電圧Ｖinの変動と共に出力電流Ｉoutが変化する特性となる。図１４は従来の過電流保護回路における過電流垂下特性を示す波形図である。図１４に示すように、出力電圧Ｖoutが低下した時には、出力電流Ｉoutが急激に増加する。特に、インダクタンス素子２０６のインダクタンス値Ｌｆが小さい場合には、インダクタンス素子２０６を流れる電流の変動幅ΔＩが大きくなり、そのピーク値Ｉｐと平均値Ｉavとの差が大きくなる。その結果、この場合には垂下特性がさらに悪化し、出力電流Ｉoutは増加する。このように出力電流Ｉoutが増加することにより、スイッチング素子２０４及び整流ダイオード２０５に流れる電流は増加する。このため、従来の過電流保護回路におけるスイッチング素子２０４や整流ダイオード２０５には、大きな破壊耐量を有する素子を用いる必要があり、回路が高価で大型になるという問題が有った。
【００１２】
本発明は、上記のような従来の過電流保護回路における問題を解決するものであり、特に回路素子のインダクタンスが小さい回路において、入力電圧や出力電圧が変化した場合であっても出力電流を一定に制限し、安定して確実に過電流保護を行うことができる安全性の高いスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力電圧（Ｖout）を形成する平滑回路と、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）及びスイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）に比例する電圧とを用いて、検出されたピーク電流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に比例した誤差信号により補正する。
このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、回路素子のインダクタンスが小さい回路において、入力電圧や出力電圧が変化した場合であっても出力電流を一定に制限し、安定して確実に過電流保護を行うことができる。
また、本発明に係るスイッチング電源装置においては、誤差信号を形成するために掛け算器を用いて構成してもよい。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置においては、前記過電流保護手段がピーク電圧保持手段をさらに有してもよい。
【００１４】
他の観点の発明に係るスイッチング電源装置は、入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段が接続された１次巻線と出力端子に接続された２次巻線とを有し、巻数比がＮ：１である絶縁形のトランスと、
前記２次巻線に接続され、整流手段とインダクタンス素子とコンデンサとにより整流平滑して出力電圧を形成する出力電圧形成手段と、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）及びスイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）を用いて、検出されたピーク電流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に比例した誤差信号により補正する。
このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、入力電圧および出力電圧の変化に係らず、過電流保護手段の動作時の出力電流を一定にできる。
【００１５】
また、本発明のスイッチング電源装置は、誤差信号を形成するために掛け算器を用いて構成してもよい。
さらに、本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング電源装置が絶縁型のトランスを有し、フルブリッジコンバータで構成してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、交互にオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段とを有し、第１の接続点により直列に接続された第１の直列回路と、
交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段と第４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点により直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の接続点と前記第２の接続点との間に接続された１次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波電圧印加手段と、
前記トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流する整流手段と、
前記整流手段からの矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力する平滑回路と、
前記第１の接続点の電圧を平均化して出力電圧に比例した電圧を形成する回路と、を有するよう構成してもよい。
【００１６】
また、本発明のスイッチング電源装置は、交互にオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段とを有し、第１の接続点により直列に接続された第１の直列回路と、
交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段と第４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点により直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の接続点と前記第２の接続点との間に接続された１次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波電圧印加手段と、
前記トランスの２次巻線に誘起される矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力する平滑回路と、
前記第１の接続点の電圧と前記第２の接続点の電圧とをそれぞれ平均化して出力電圧に比例した電圧を形成する平均化回路と、
前記第１のスイッチング手段又は前記第３のスイッチング手段がオン状態のとき前記入力電圧と出力電圧との差電圧を平均化することにより得られる誤差信号を形成する誤差信号形成回路と、を有するよう構成してもよい。
【００１７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝の値により補正してもよい。また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝の値により補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin−Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝に比例する値と、（Ｖin−Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝に比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
【００１８】
他の観点の発明に係るスイッチング電源装置は、入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段がオン状態のとき入力電圧が印加されて励磁エネルギーが蓄積され、前記スイッチング手段がオフ状態のとき蓄積された励磁エネルギーを出力するインダクタンス素子と、
前記出力された励磁エネルギーを整流平滑し出力電圧（Ｖ out ）を得る整流ダイオードと平滑コンデンサと、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流（Ｉｐ）を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、検出されたピーク電流（Ｉｐ）、前記出力電圧（Ｖ out ）、及び前記スイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）に対して、Ｋを定数として、｛（１−Ｄ）×（Ｉｐ＋Ｋ×Ｖout）｝の演算を行い、その算出値を一定にするよう前記スイッチング手段のオン期間を決定するよう構成されている。
発明の新規な特徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならないが、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解され評価されるであろう。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のスイッチング電源装置の好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００２０】
《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
図１において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成されている。この入力直流電源１は入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線３ａの他端にはスイッチング素子４の一端が接続されている。スイッチング素子４の他端は、整流ダイオード５のカソードと、インダクタンス素子６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子４は、後述する制御回路１０からの制御信号によりオンオフ動作が繰り返えされる。整流ダイオード５のアノードは、他方の入力端子２ｂに接続されている。
【００２１】
図１に示すように、インダクタンス素子６と平滑コンデンサ７は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路が整流ダイオード５の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流ダイオード５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成する。
図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。第１の抵抗１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されており、スイッチング素子４がオフの期間にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。
【００２２】
ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流する。第２の抵抗１３は、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧をリアルタイムに発生する。
スイッチング素子４がオン状態の時、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流は、カレントトランス３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオード１２を通して第２の抵抗１３に流される。これにより、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗１３の両端に発生する。
第２の抵抗１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、後述する補正電圧発生回路２９からの電圧が加算されてコンパレータ１５の一方の端子に入力される。コンパレータ１５の他方の端子には基準電源１４からの基準電圧が入力される。補正電圧発生回路２９により補正された電圧が基準電圧とコンパレータ１５において比較され、補正された電圧が基準電圧に達すると制御回路１０を通してスイッチング素子４をターンオフする。
【００２３】
次に、実施の形態１における補正電圧発生回路２９の構成について説明する。補正電圧発生回路２９において、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出力電圧Ｖoutが分割されている。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。
掛け算器２１には電圧Ｖｄと出力電圧Ｖoutに比例した電圧Ｖｏが入力され、その積が算出され電圧Ｖｍを出力する。
【００２４】
図１に示すように、補正電圧発生回路２９において、第７の抵抗２２、第８の抵抗２３、第９の抵抗２４、第１０の抵抗２５、及びオペアンプ２６が設けられている。第７の抵抗２２は掛け算器２１とオペアンプ２６の入力端子との間を接続している。第９の抵抗２４は電圧Ｖｏが入力される掛け算器２１の入力端子とオペアンプ２６の反転入力端子との間を接続している。また、第８の抵抗２３はオペアンプ２６の反転入力端子とオペアンプ２６の出力端子との間を接続している。第１０の抵抗２５はオペアンプ２６の入力端子とアースとの間を接続している。
【００２５】
これらの抵抗２２、２３、２４、２５とオペアンプ２６により、出力電圧Ｖoutに比例する電圧Ｖｏと掛け算器２１の出力Ｖｍとの差を計算する。加算器２７は、第２の抵抗１３に発生する電圧Ｖｓとオペアンプ２６から出力された電圧との和を算出して、コンパレータ１５へ出力する。コンパレータ１５には、加算器２７の出力と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力される。コンパレータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを比較して、スイッチング素子４のターンオフタイミングを決定する。
【００２６】
次に、上記のように構成された実施の形態１のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動作について説明する。
制御回路１０からのオンオフ信号である制御信号により、スイッチング素子４がオン状態となると、カレントトランス３の１次巻線３ａとスイッチング素子４を介してインダクタンス素子６に入力電圧Ｖinが印加される。この時、スイッチング素子４とカレントトランス３の１次巻線に３ａには、インダクタンス素子６に流れる電流と同じ電流値の電流が流れる。このとき、カレントトランス３の２次巻線３ｂに電圧が生じ、ダイオード１２はターンオンする。この結果、カレントトランス３の２次巻線３ｂの電流は、ダイオード１２を通して第２の抵抗１３に流れる。なお、第１の抵抗１１は第２の抵抗１３に対して十分大きな抵抗値に設定されており、第１の抵抗１１には第２の抵抗１３に比して十分小さな電流しか流れないよう構成されている。
このときカレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流をＩｐ、カレントトランス３の巻数比を１次巻線（３ａ）：２次巻線（３ｂ）＝１：Ｎｃとすると、第２の抵抗１３（抵抗値Ｒｓ）に発生する電圧Ｖｓは、次の式（３）により示される。
【００２７】
【数３】
【００２８】
式（３）において、巻数比Ｎｃを十分に大きくし、かつ抵抗値Ｒｓを小さく設定すると、カレントトランス３の１次巻線３ａに発生する電圧は入力電圧Ｖinに対して十分に小さくなる。このため、インダクタンス素子６には、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの差電圧（Ｖin−Ｖout）が印加される。このとき、インダクタンス素子６（インダクタンス値：Ｌｆ）を流れる電流は（Ｖin−Ｖout）／Ｌｆの傾きで増加する。
次に、制御回路１０の制御信号によりスイッチング素子４がオフ状態となると、インダクタンス素子６を流れていた電流により整流ダイオード５がオン状態となり、インダクタンス素子６には出力電圧Ｖoutが印加される。この状態において、インダクタンス素子６を流れる電流は、Ｖout／Ｌｆの傾きで減少する。この時、カレントトランス３の１次巻線３ａには電流が流れず、カレントトランス３の励磁電流は第１の抵抗１１を流れて、励磁エネルギーを消費し、エネルギーゼロの状態にリセットされる。スイッチング素子４のオン期間をＴon、オフ期間をＴoffとするとインダクタンス素子６のオン期間に増加する電流量とオフ期間に減少する電流量とを等しいとすることにより、次式（４）が成立する。
【００２９】
【数４】
【００３０】
従って、出力電圧Ｖoutは次式（５）のようにスイッチング素子４のオンオフ比で算出される。
【００３１】
【数５】
【００３２】
インダクタンス素子６を流れる電流のピーク値Ｉｐは、前述の従来の技術の欄において説明したように、次式（６）で示される。
【００３３】
【数６】
【００３４】
式（６）において、インダクタンス素子６に流れる電流の平均値Ｉavは出力電流Ｉoutと等価であるので、式（６）は次の式（７）により示される。
【００３５】
【数７】
【００３６】
式（６）を参照すると、過電流領域においては、出力電流を一定に保つために、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutの変化にしたがって、制限すべき電流のピーク値Ｉｐを式（６）のように変化させれば良いことが分かる。
即ち、式（６）の第２項の補正関数を過電流の基準電圧に加えるか、または、実際に検出した電流波形に式（７）の第２項の値との差を取れば良いことが分かる。
図１に示した過電流保護回路における補正電圧発生回路２９では、検出された出力電圧Ｖoutに補正関数出力の差を取っている。式（６）の第２項から補正量を得るには、出力電圧Ｖoutの検出とデューティ比Ｄが必要であることが理解できる。
【００３７】
図１に示した補正電圧発生回路２９において、出力電圧Ｖoutは出力端子８ａ，８ｂに接続された第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により分割されて検出している。デューティ比Ｄは制御回路１０の制御信号を平均化することにより求められる。補正電圧発生回路２９では、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０とにより、制御回路１０の制御信号を分割平均化している。式（６）の第２項に示す補正量は、デューティ比Ｄと出力電圧Ｖoutとを積算し、その積算値と出力電圧Ｖoutとの差により求められている。このため、実施の形態１における補正電圧発生回路２９においては、掛け算器２１により積算し、複数の抵抗２２，２３，２４，２５とオペアンプ２６とによって構成される差動増幅回路によって補正量を算出する構成である。
【００３８】
図２は本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置の補正電圧発生回路２９の過電流垂下特性を示す波形図である。図２は、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutが変化し、過電流保護回路が動作したとき、出力電流が増加することなく、一定に制御されることを示している。
【００３９】
図３は本発明に係る実施の形態１の別のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図３に示した過電流保護回路の構成において、前述の図１の過電流保護回路と異なる点は、ピーク保持回路２８が設けられている点と、制御回路２１０においてピーク保持回路２８の出力と補正電圧発生回路２９の出力との和が一定になるよう制御されている点である。図３に示す過電流保護回路において、符号２１５はエラーアンプであり、２１０は制御回路である。この過電流保護回路においては、ピーク保持回路２８の出力と補正電圧発生回路２９の出力の和と、基準電源１４の基準電圧とがエラーアンプ２１５において誤差増幅されて制御回路２１０に入力される。制御回路２１０は、その誤差増幅信号を基にしてピーク保持回路２８の出力と補正電圧発生回路２９の出力との和が一定になるよう制御する。図３の過電流保護回路におけるその他の構成は、図１に示した過電流保持回路の構成と同じであるためその説明は省略する。
図３において、第１の抵抗１１はカレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されており、スイッチング素子４のオフの期間にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３はカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧を発生する。
【００４０】
図３に示すようにピーク保持回路２８は、ダイオード２８１、コンデンサ２８２、抵抗２８３により構成されている。このように構成されたピーク保持回路２８は、第２の抵抗１３の後段に接続されて、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧のピーク電圧を保持する。ピーク保持回路２８の出力は、加算器２７の一方の端子に入力される。加算器２７の他方の端子には補正電圧発生回路２９からの電圧が入力される。図３に示した過電流保護回路においては、第２の抵抗１３の両端電圧に表れたカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧のピーク充電により得られたピーク電圧に対して補正量を加えて過電流保護の制御を行っている。このため、図３の過電流保護回路は、出力電流を確実に一定に保持することができる。
図１に示した過電流保護回路は、コンパレータ１５やスイッチング素子４のターンオフ遅れ時間などで、ターンオフ信号を受けてから、実際にオフするまでにスイッチング電流が増加する。このため、図１の過電流保護回路は出力電流が多くなる。しかし、図３に示した過電流保護回路では、エラーアンプ２１５を用いることにより、負帰還により確実に出力電流を一定にできる。
【００４１】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路について添付の図４を参照して説明する。図４は実施の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図４において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。なお、以下の各実施の形態の説明において、過電流保護回路における各抵抗素子は機能的に同じものには同じ符号を付し、その名称における番号は各実施の形態においてのみ統一する。
図４において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランス３の１次巻線３ａの他端には複数のスイッチング素子群３６、３７，３８，３９とトランス４０で構成されたスイッチング回路３１に接続されている。
【００４２】
カレントトランス３の２次巻線３ｂには並列に第１の抵抗１１が接続されており、ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３の両端にはカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧が生じるよう構成されている。
スイッチング回路３１には、第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７の直列回路、及び第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９の直列回路を有している。それぞれの直列回路は、カレントトランス３の１次巻線３ａを介して、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７は、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。また、第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９は、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。
カレントトランス３の１次巻線３ａの一端は、入力端子２ａに接続されており、他端は第１のスイッチング素子３６と第３のスイッチング素子３８との接続点に接続されている。
【００４３】
トランス４０は、１次巻線４０ａと第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃを有している。１次巻線４０ａの一端は第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７の接続点に接続されており、１次巻線４０ａの他端は第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９の接続点に接続されている。トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃは直列に接続されている。
トランス４０の第１の２次巻線４０ｂの一端には第１の整流ダイオード４１のアノードが接続されている。トランス４０の第２の２次巻線４０ｃの一端には第２の整流ダイオード４２のアノードが接続されている。第１の整流ダイオード４１と第２の整流ダイオード４２のそれぞれのカソードは互いに接続されて整流回路が構成されている。
【００４４】
また、トランス４０の２次側には、インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４の直列回路が設けられている。インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４の直列回路により平滑回路が構成されている。この平滑回路の一端はトランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとの接続点に接続されており、平滑回路の他端は第１の整流ダイオード４１と第２の整流ダイオード４２との接続点に接続されている。平滑コンデンサ４４の両端は出力端子８ａ，８ｂに接続されている。出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ４４により平均化された電圧が出力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
【００４５】
図４において、制御回路４５はスイッチング回路３１における各スイッチング素子３６，３７，３８，３９のオンオフ動作を決定する制御信号を出力する。制御回路４５から出力される制御信号は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を一定にするか、過電流のターンオフ信号に基づいてオンオフ比が決定される。
実施の形態２において、補正電圧発生回路３０には第３の抵抗４６、第４の抵抗４７、第５の抵抗４８、第１のコンデンサ４９が設けられている。第３の抵抗４６と第５の抵抗４８の直列回路の一端は、第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７との接続点に接続されている。また、その直列回路の他端は、第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９との接続点に接続されている。第１のコンデンサ４９の一端は第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９との接続点に接続されており、第１のコンデンサ４９の他端は第４の抵抗４７に接続されている。
【００４６】
第４の抵抗４７の一端は第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９との接続点に接続されている。第４の抵抗４７の他端は第３の抵抗４６と第５の抵抗４８との接続点に接続されている。第１のコンデンサ４９は第５の抵抗４８に並列に接続されている。第１のコンデンサ４９の両端には、第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９のそれぞれの両端電圧を分圧して平均化した電圧が生じるよう構成されている。
また、実施の形態２における補正電圧発生回路３０には、第６の抵抗５０、第７の抵抗５１、及び第８の抵抗５２が設けられている。第６の抵抗５０と第８の抵抗５２の直列回路の一端は、制御回路４５の第１の出力端子４５ａに接続されており、その直列回路の他端は第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９との接続点に接続されている。第７の抵抗５１の一端は制御回路４５の第２の出力端子４５ｂに接続されており、第７の抵抗５１の他端は第６の抵抗５０と第８の抵抗５２との接続点に接続されている。第２のコンデンサ５３は第８の抵抗５２に並列に接続されている。第２のコンデンサ５３の両端には、制御回路４５の第１の出力端子４５ａと第２の出力端子４５ｂとの出力電圧が分割平均化されて、制御回路４５の出力のオンオフ比Ｄに比例した電圧が生じる。
【００４７】
掛け算器２１は第１のコンデンサ４９に生じる電圧Ｖｏと第２のコンデンサ５３に生じる電圧Ｖｄとの積である電圧Ｖｍを算出する。
また、実施の形態２における補正電圧発生回路３０には、前述の実施の形態１と同様に、複数の抵抗２２，２３，２４，２５とオペアンプ２６が設けられており、電圧Ｖｍと電圧Ｖｏとの差を算出する。実施の形態２においては、オペアンプ２６に接続されたこれらの抵抗を第９の抵抗２２、第１０の抵抗２３、第１１の抵抗２４、第１２の抵抗２５と称する。
加算器２７は、第２の抵抗１３の両端に生じた電圧Ｖｓと補正電圧発生回路３０からの電圧との和を出力する。コンパレータ１５には基準電源１４の基準電圧と、加算器２７から出力された和電圧とが入力されて比較される。その比較により過電流状態と判断されたとき、オペレータ１５は制御回路４５にターンオフ信号を出力する。
【００４８】
以上のように構成された、実施の形態２のスイッチング電源装置について、図４及び図５を用いてその動作を説明する。図５は実施の形態２におけるスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。
制御回路４５（図４）は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出して、出力電圧が一定になるようＰＷＭ信号を出力する。この時の制御信号であるオンオフ信号は、それぞれ１８０度の位相差で動作し最大デューティ比は５０％と設定されている。制御回路４５のＰＷＭ信号は第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５に出力される。第１の駆動回路５４は、入力された第１のＰＷＭ信号のオンオフのタイミングに同期して第１のスイッチング素子３６をオンオフ動作するよう駆動信号を出力する。同時に、第１の駆動回路５４は、第２のスイッチング素子３７が第１のＰＷＭ信号と相補的にオンオフ動作を繰り返すよう駆動信号を出力する。同様に、第２の駆動回路５５は第３のスイッチング素子３８が第２のＰＷＭ信号に同期してオンオフ動作するよう駆動信号を出力し、第４のスイッチング素子３９が第２のＰＷＭ信号と相補的にオンオフ動作を繰り返すよう駆動信号を出力する。
【００４９】
上記のように制御回路４５が第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５とを駆動制御することにより、第２のスイッチング素子３７の印加電圧Ｖ２と第４のスイッチング素子３９の印加電圧Ｖ４は図５の（５）と（６）に示すような波形となる。従って、第１のスイッチング素子３６がオンしている時（図５の（１）に示す［Ｔ０−Ｔ１］期間）は、同時に第４のスイッチング素子３９がオン状態となり（図５の（４）参照）、トランス４０の１次巻線４０ａに入力電圧Ｖinが印加される。このとき、トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃにはトランス４０の巻数比Ｎに応じてＶin／Ｎの電圧が発生する。トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとに発生する電圧により、第１の整流ダイオード４１はオン状態となり、第２の整流ダイオードはオフ状態となる。この結果、インダクタンス素子４３には出力電圧との差電圧Ｖin／Ｎ−Ｖoutが印加される。
【００５０】
図５に示すように、第１のスイッチング素子３６（図５の（１））と第３のスイッチング素子３８（図５の（３））が共にオフ状態の時は、第２のスイッチング素子３７（図５の（２））と第４のスイッチング素子３９（図５の（４））は共にオン状態である。これにより、第２のスイッチング素子３７の印加電圧Ｖ２と第４のスイッチング素子３９の印加電圧Ｖ４は共に０Ｖとなり、トランス４０の１次巻線４０ａは短絡され印加電圧は０となる。この結果、トランス４０の２次巻線４０ｂ、４０ｃには電圧が生じない。インダクタンス素子４３を流れる電流は、第１の整流ダイオード４１と第２の整流ダイオード４２を分流して流れるのでインダクタンス素子４３に印加される電圧は出力電圧Ｖoutとなる。
【００５１】
第３のスイッチング素子３８がオン状態の時（図５の（３）に示す［Ｔ２−Ｔ３］期間）は第２のスイッチング素子３７がオン状態となるため、トランス４０の１次巻線４０ａには期間［Ｔ０−Ｔ１］とは逆向きに入力電圧Ｖinが印加される。これにより、トランス４０の２次巻線４０ｂ、４０ｃには逆向きにＶin／Ｎが発生し、第１の整流ダイオード４１がオフ状態となり、第２の整流ダイオード４２がオン状態となり、インダクタンス素子４３にはＶin／Ｎ−Ｖoutが印加される。
従って、第１のスイッチング素子３６のオン期間と第３のスイッチング素子３８のオン期間を等しくＴonになるように制御した時、第１のスイッチング素子３６と第３のスイッチング素子３８が共にオフとなる２つの期間［Ｔ１−Ｔ２］、［Ｔ３−Ｔ４］は等しくＴoffとなる。定常状態ではインダクタンス素子４３の励磁電流の増加と減少分が等しくなるので以下の式が成り立つ。
【００５２】
【数８】
【００５３】
従って、出力電圧Ｖoutは以下のようになる。
【００５４】
【数９】
【００５５】
一方、第２のスイッチング素子３７の印加電圧Ｖ２は、第１のスイッチング素子３６がオンである期間のみ入力電圧が印加されるので、印加電圧Ｖ２の平均電圧Ｖ2avは以下のようになる。
【００５６】
【数１０】
【００５７】
従って、入力電圧Ｖinや出力電圧Ｖoutが変化したとしても、出力電圧Ｖoutと平均電圧Ｖ2avは常に比例する。同様に印加電圧Ｖ４の平均電圧Ｖ4avも出力電圧Ｖoutに比例する。従って印加電圧Ｖ２と印加電圧Ｖ４を第３の抵抗４６と第４の抵抗４７と第５の抵抗４８と第１のコンデンサ４９で分割平均化して得られる電圧Ｖｏは、出力電圧Ｖoutに比例する。
また制御回路４５のＰＷＭ出力の平均値はオンオフ比に比例するので、第６の抵抗５０と第７の抵抗５１と第８の抵抗５２と第２のコンデンサ５３によって分割平均化して得られる電圧はＰＷＭ信号のオンオフ比に比例する。
【００５８】
実施の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、インダクタンス素子４３のインダクタンス値が小さい時、出力電流Ｉoutとインダクタンス素子４３を流れる電流のピーク値Ｉｐとは異なり、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutによって出力電流Ｉoutとピーク値Ｉｐとの関係は変化する。インダクタンス素子４３を流れる電流は、トランス４０を介して１次巻線４０ａへ伝達され、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる。従って、トランス４０の存在を除くと、前述の実施の形態１に記載した内容とほぼ等価になり、この影響を補正するには、出力電圧Ｖoutに比例した電圧と、オンオフ比Ｄに比例した電圧によって、前述の実施の形態１に記載したように補正を行うことで垂下特性を定電流にすることが可能である。
上記のように、実施の形態２の過電流保護回路では、第１のコンデンサ４９に出力電圧Ｖoutに比例した電圧が形成され、第２のコンデンサ５３にオンオフ比Ｄに比例した電圧が形成される。これにより、図４に示した実施の形態２の過電流保護回路では、出力電圧Ｖoutとオンオフ比Ｄを考慮した補正量を算出することにより、過電流状態においても出力電流Ｉoutを定電流にすることが可能である。
なお、実施の形態２では、フルブリッジコンバータを例に取って説明したが、実施の形態２におけるインダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４に相当する構成要素の平滑回路を有し、矩形波電圧を平均化して出力電圧を形成する構成の装置であれば、上記実施の形態２と同様の効果が得られる。また、実施の形態２においては、図４に示した印加電圧Ｖ２とＶ４を平均化して出力電圧に比例する電圧を得る構成で説明した。本発明はこのような構成に限定されるものではなく、トランスに補助巻き線を追加して、補助巻き線に発生する電圧を整流し、インダクタンス素子と平滑コンデンサで平滑することにより出力電圧に比例する電圧を得て、その電圧を補正に用いても良い。
【００５９】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路について添付の図６を参照して説明する。図６は実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図６において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。
【００６０】
図６において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランス３の１次巻線３ａの他端には複数のスイッチング素子群３６、３７，３８，３９と絶縁型のトランス４０で構成されたスイッチング回路３１に接続されている。
第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７との直列回路は、カレントトランス３の１次巻線３ａを介して入力端子２ａに接続され、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９との直列回路は、カレントトランス３の１次巻線３ａを介して入力端子２ａに接続され、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。
【００６１】
絶縁型のトランス４０は、１次巻線４０ａと第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとを有している。１次巻線４０ａの一端は第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７の接続点（第１の接続点）に接続されており、１次巻線４０ａの他端は第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子の接続点（第２の接続点）に接続されている。トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃは直列に接続されている。第１のダイオード４１のアノードはトランス４０の第１の２次巻線４０ｂに接続されており、第２の整流ダイオード４２のアノードはトランス４０の第２の２次巻線４０Ｃに接続されている。第１の整流ダイオード４１のカソードと第２の整流ダイオード４２のカソードは互いに直接的に接続されている。
【００６２】
インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４は直列に接続されており、インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４の直列回路により平滑回路が構成されている。この平滑回路の一端は、トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとの接続点に接続されている。平滑回路の他端は第１の整流ダイオード４１と第２の整流ダイオード４２との接続点に接続されている。平滑コンデンサ４４の両端は出力端子８ａ，８ｂに接続されており、平滑コンデンサ４４の両端の電圧が出力されるよう構成されている。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
上記のように、実施の形態３のスイッチング電源装置は、絶縁型のトランス４０を用いており、複数のスイッチング素子を有するフルブリッジコンバータで構成されている。
【００６３】
カレントトランス３の２次巻線３ｂには並列に第１の抵抗１１が接続されており、ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３の両端にはカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧が生じるよう構成されている。
以上の説明した実施の形態３における構成は、前述の実施の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成と実質的に同じである。
【００６４】
第２の抵抗１３の両端には、第３の抵抗６０と第４の抵抗６１の直列回路が接続されており、第２の抵抗１３に発生する電圧を分圧している。第１のコンデンサ６２は、第４の抵抗６１に並列に接続されており、第２の抵抗１３に発生するスパイク電圧を吸収する。
第５の抵抗６３の一端は第１の接続点に接続され、第６の抵抗６４の一端は第２の接続点に接続されている。それぞれの抵抗６３，６４の他端は互いに直接接続されている。第５の抵抗６３、第６の抵抗６４、及び第２のコンデンサ６５により、第１の接続点と第２の接続点の電圧を平均化して、出力電圧Ｖoutに比例した電圧ＮＶout／２が第２のコンデンサ６５の両端に発生するよう構成されている。
【００６５】
第１の接続点には第７の抵抗６６の一端が接続されており、第７の抵抗６６の他端には第２のダイオード６７が接続されている。また、第２のダイオード６７と第３のダイオード６８と第４のダイオード６９と第８の抵抗７０は直列に接続されている。第１のスイッチング素子３６がオン状態の時に第１の接続点に発生する入力電圧Ｖinが第７の抵抗６６と第８の抵抗７０で分割されている。第２〜４のダイオード６７〜６９は後述するトランジスタとダイオードの順方向電圧を補正するために設けられている。
【００６６】
第１のトランジスタ７１は、第７の抵抗６６と第８の抵抗７０で分割された電圧を低インピーダンス化して出力する。第１のトランジスタ７１のエミッターに接続された第５のダイオード７２は、第１のスイッチング素子３６がオフ状態の時、逆バイアスされ逆流電流を阻止する。第５のダイオード７２のカソードに接続された第９の抵抗７３は、第２のトランジスタ７４のエミッタに接続されている。そして、第１のスイッチング素子３６がオン状態の時、分割された電圧と出力電圧に比例した電圧ＮＶout／２の差電圧を第９の抵抗７３により電流に変換して、第２のトランジスタ７４のコレクタより出力する。
【００６７】
ここで、各第２〜５のダイオード６７、６８、６９、７２における電圧降下と第１のトランジスタ７１の順バイアスのベース−エミッタ間電圧と第２のトランジスタ７４の順バイアスベース−エミッタ間電圧はそれぞれ等しく、その電圧をＶpnとし、第１のトランジスタ７１と第２のトランジスタ７４の電流増幅率が十分に大きいと仮定する。このように仮定すると、第１のトランジスタ７１のベース電圧は、Ｖin／２＋３Ｖpnとなり、第９の抵抗７３に印加される電圧は、ＶpnがキャンセルされてＶin／２−ＮＶout／２となる。従って、第１のスイッチング素子３６がオン状態の期間だけ、（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘの電流が第２のトランジスタ７４のコレクタを流れる。ここで、第９の抵抗７３の抵抗値をＲｘとする。
【００６８】
上記と同様の回路構成が、第２の接続点にも接続されている。第２の接続点に第１０の抵抗７５が接続されており、この第１０の抵抗７５には第６のダイオード７６と第７のダイオード７７と第８のダイオード７８と第１１の抵抗７９が直列に接続されている。第３のトランジスタ８０のエミッタには第９のダイオード８１が接続されており、この第９のダイオード８１のカソードは第１２の抵抗８２を介して第４のトランジスタ８３のエミッタに接続されている。第３のスイッチング素子３８がオン状態の期間に、第４のトランジスタ８３のコレクタには、前述説明したように（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘの電流が流れる。但し、ここで第１２の抵抗８２の抵抗値を、第９の抵抗７３の抵抗値と同じくＲｘとする。
【００６９】
第２のトランジスタ７４と第４のトランジスタ８３のコレクタに接続された第１３の抵抗８４と第３のコンデンサ８５は、第２のトランジスタ７４と第４のトランジスタ８３のコレクタ電流を加算して、平均化している。このようにコレクタ電流を平均化することにより、第１のスイッチング素子３６と第３のスイッチング素子３８のオン期間のデューティ比Ｄに応じた電圧Ｄ・Ｒｙ（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘが得られる。但し、ここでＲｙは第１３の抵抗８４の抵抗値を示す。
上記のように得られた電圧Ｄ・Ｒｙ（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘは、その電圧に比例した電流を第５のトランジスタ８６と第１４の抵抗８７により形成して、第２の抵抗１３で発生した電流信号に対して補正を加えるよう構成されている。
【００７０】
図６に示すように、実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路には、制御回路８８が設けられている。制御回路８８は、通常動作時において、出力端子８ａ，８ｂに発生する出力電圧を一定にするよう、第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５にＰＷＭ信号を出力している。そして、制御回路８８は出力端子８ａ，８ｂの電圧が一定電圧以上になると瞬時に第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５を駆動制御して第１〜第４のスイッチング素子３６，３７，３８，３９をターンオフする。
【００７１】
第１の駆動回路５４は制御回路８８のＰＷＭ信号に応じて、第１のスイッチング素子３６のオンオフ動作を制御し、また第１のスイッチング素子３６と相補的にオフオン動作するよう第２のスイッチング素子３７のオンオフ動作を制御する。第２の駆動回路５５は、制御回路８８のオンオフ比により第３のスイッチング素子３８のオンオフ動作を制御し、また第３のスイッチング素子３８と相補的にオフオンする第４のスイッチング素子のオンオフ動作の制御を行う。
以上のように構成された実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路は、検出された電流ピーク値に対して、デューティ比Ｄに応じた電圧Ｄ・Ｒｙ（Ｖin−Ｎ・Ｖout）／２Ｒｘの値に比例した電流値によって補正することができるので、前述の実施の形態１及び２と同様の効果が得られる。
【００７２】
《実施の形態４》
次に、本発明に係る実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路について添付の図７を参照して説明する。図７は実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図７において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。
実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、前述の図１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異なる点は、実施の形態４の基本回路構成が絶縁形のフライバックコンバータであること、出力電圧の検出方法が異なること、及び補正方法が異なることである。
【００７３】
図７において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランス３の１次巻線３ａの他端はトランス１００の一方の１次巻線１００ａに接続されている。トランス１００は１次巻線１００ａと２次巻線１００ｂと補助巻線１００ｃとを有する。トランス１００の１次巻線１００ａは、スイッチング素子４を介して他方の入力端子２ｂに接続されている。トランス１００の２次巻線１００ｂには第１の整流ダイオード１０１と平滑コンデンサ７の直列回路が接続されている。平滑コンデンサ７の両端は出力端子８ａ，８ｂにそれぞれ接続されている。
図８はトランス１００の１次巻線１００ａに流れる電流Ｉ１と２次巻線１００ｂに流れる電流Ｉ２を示す波形図である。
【００７４】
スイッチング素子４がオン状態の時、入力電圧Ｖｉｎがカレントトランス３の１次巻線３ａを通して、トランス１００の１次巻線１００ａに印加され、励磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子４がオフ状態の時、蓄積された励磁エネルギーはトランス１００の２次巻線１００ｂ及び整流ダイオード１０１を通して、平滑コンデンサ７において放電される。このときカレントトランス３の１次巻線３ａに発生する電圧は、前述の実施の形態１に示すように十分低くなるように設定してある。
【００７５】
平滑コンデンサ７の両端は出力端子８ａ，８ｂに接続されており、平滑コンデンサ７の両端の電圧が出力されるよう構成されている。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
カレントトランス３の２次巻線３ｂには並列に第１の抵抗１１が接続されており、ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３の両端にはカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧が生じるよう構成されている。
第２の抵抗１３には、第３の抵抗１６、第４の抵抗１７、第５の抵抗１８、第６の抵抗１９、コンデンサ２０、及び演算回路１０６で構成される補正電圧発生回路が接続されている。この補正電圧発生回路には、コンパレータ１５及び基準電源１４が接続されている。
【００７６】
トランス１００の補助巻線１００ｃには、第２の整流ダイオード１０２、第２の平滑コンデンサ１０３、及び第２の負荷１０４が接続されている。第２の整流ダイオード１０２は、スイッチング素子４がオフ状態のとき、トランス１００の補助巻線１００ｃに発生する電圧を第２の平滑コンデンサ１０３に蓄積する。第２の負荷１０４は、例えば制御回路１０５の電力消費を模擬するものである。制御回路１０５は出力端子８ａ，８ｂに接続されており、出力状態を検出してスイッチング素子４のオンオフ制御を行っている。
【００７７】
上記のように構成された過電流保護回路において、整流ダイオード１０１がオン状態の時、トランス１００の２次巻線１００ｂに出力電圧Ｖoutが印加され、トランス１００の補助巻線１００ｃには出力電圧Ｖoutに比例した電圧が発生する。第２の平滑コンデンサ１０３に充電されるので、第２の平滑コンデンサ１０３に発生する電圧は、出力電圧Ｖoutに比例した電圧になる。このように第２の平滑コンデンサ１０３に生じた電圧は、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７で分割されて、出力電圧Ｖoutに比例した電圧Ｖｏを形成している。
【００７８】
図７に示した補正電圧発生回路において、演算回路１０６は、後述する理論式に基づいて、出力電圧Ｖoutに比例した電圧Ｖｏとデューティ比Ｄに比例した電圧Ｖｄとを用いて第２の抵抗１３により発生する電圧Ｖｓを変換する。演算回路１０６の出力信号は、変換された後の電圧のピーク値が一定となるように、コンパレータ１５に入力される。
通常状態において、制御回路１０５は出力端子８ａ，８ｂの電圧を安定化するようスイッチング素子４のオンオフ比を決定し、オンオフ信号をスイッチング素子４に出力する。過電流時において、制御回路１０５はコンパレータ１５からの出力に応じてオンオフ信号を発生し、スイッチング素子４へ出力する。
【００７９】
次に、上記のように構成された実施の形態４における過電流保護回路の動作を説明する。まず、スイッチング素子４を流れる電流のピーク値Ｉｐと出力電流Ｉoutとの関係を導出する。出力電流Ｉoutは整流ダイオード１０１がオン状態のときのトランス１００の励磁電流の平均値Ｉｍで与えられ、以下の式（１１）により示される。
【００８０】
【数１１】
【００８１】
即ち、平均値Ｉｍは式（１２）となる。
【００８２】
【数１２】
【００８３】
トランス１００の励磁電流における変動幅ΔＩｍは、以下の式（１３）により示される。式（１３）において、Ｖinは入力電圧であり、Ｔonはスイッチング素子４のオン期間であり、Ｌｍはトランス１００のインダクタンス値である。
【００８４】
【数１３】
【００８５】
従って、励磁電流のピーク値、即ちスイッチング素子４を流れる電流のピーク値Ｉｐは、次の式（１４）により示される。
【００８６】
【数１４】
【００８７】
従って、出力電流Ｉoutは次の式（１５）のように示される。
【００８８】
【数１５】
【００８９】
但し、フライバックコンバータの入出力変換比は以下の式（１６）で表される。
【００９０】
【数１６】
【００９１】
従って、基準電圧を式（１４）に従って変更するか、又はスイッチング電流の検出波形に対して式（１５）に示す演算を行い、そのピーク値を一定にするように制限することにより、定電流特性の過電流保護回路を構成することができる。実施の形態４において用いた過電流保護回路の補正方法は、スイッチング素子４のオン期間Ｔonに磁性部品（トランス１００）に入力電圧を印加してエネルギーを蓄積し、オフ期間Ｔoffに磁性部品からエネルギーを取り出す構成では、式（１５）で示された補正式により補正可能である。
以上のように構成された実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路は、検出された電流のピーク値Ｉｐに対して適正に補正することができるので、前述の実施の形態１、２、及び３と同様の効果を有する。
【００９２】
《実施の形態５》
次に、本発明に係る実施の形態５のスイッチング電源の過電流保護回路について添付の図９を参照して説明する。図９は実施の形態５のスイッチング電源の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図９において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。
実施の形態５のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、前述の図１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異なる点は、実施の形態５において用いる補正式が異なるために、補正を行う回路構成が異なることである。
【００９３】
図９において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成されている。この入力直流電源１は入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線３ａの他端にはスイッチング素子４の一端が接続されている。スイッチング素子４の他端は、整流ダイオード５のカソードと、インダクタンス素子６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子４は、後述する制御回路１０からの制御信号によりオンオフ動作が繰り返えされる。整流ダイオード５のアノードは、他方の入力端子２ｂに接続されている。
【００９４】
図９に示すように、インダクタンス素子６と平滑コンデンサ７は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路が整流ダイオード５の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流ダイオード５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成する。
図９に示した実施の形態５のスイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
【００９５】
制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。第１の抵抗１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されており、スイッチング素子４がオフの期間にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。
ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流する。第２の抵抗１３は、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧をリアルタイムに発生する。
【００９６】
スイッチング素子４がオン状態の時、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流は、カレントトランス３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオード１２を通して第２の抵抗１３に流される。これにより、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗１３の両端に発生する。
第２の抵抗１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、後述する補正電圧発生回路９４からの電圧が加算されてコンパレータ１５の一方の端子に入力される。コンパレータ１５の他方の端子には基準電源１４からの基準電圧が入力される。補正電圧発生回路９４により補正された電圧と基準電圧がコンパレータ１５において比較される。補正された電圧が基準電圧に達すると制御回路１０を通してスイッチング素子４がターンオフされる。
【００９７】
次に、実施の形態５における補正電圧発生回路９４の構成について説明する。補正電圧発生回路９４において、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形成している。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。
また、第９の抵抗８９と第１０の抵抗９０により、入力電圧Ｖinが分割され電圧Ｖｉを形成している。
また、第７の抵抗２２と第８の抵抗２５と第１１の抵抗９１と第１２の抵抗９２とオペアンプ２６により差動増幅回路を構成し、電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）を形成する。
【００９８】
掛け算器２１には電圧Ｖｄと差動増幅回路の出力（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、その積Ｖｄ×（Ｖｉ−Ｖｏ）が算出される。
加算器９３は、第２の抵抗１３に発生する電圧Ｖｓと掛け算器２１から出力された電圧の符号反転信号のとの和を算出して、コンパレータ１５へ出力する。コンパレータ１５には、加算器９３の出力と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力される。コンパレータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを比較して、スイッチング素子４のターンオフタイミングを決定する。
【００９９】
次に、上記のように構成された実施の形態５のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動作について説明する。
スイッチング素子４のオンオフ動作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに変換される動作は実施の形態1のスイッチング電源装置と同じであるので、動作説明は省略する。同様に第２の抵抗１３の両端の電圧によって、スイッチング素子を流れる電流をリアルタイムに検出できる。
この時、出力電流Ｉoutとスイッチング電流のピーク電流の関係は式（７）のように表されることは前述の実施の形態１で説明した。ここで、式（７）は、式（５）を用いると以下のような式（１７）と等価になることが分かる。
【０１００】
【数１７】
【０１０１】
即ち、出力電圧は、式（１７）の第２項の補正関数で得られる補正電流に相当する補正電圧を基準電圧Ｖｒに加えるか、または、実際に検出した電流波形に比例する電圧Ｖｓと式（１７）の第２項の補正電流の値に相当する補正電圧との差を取れば良いことが分かる。
図９に示した過電流保護回路における補正電圧発生回路９４で得られる補正信号は、式（１７）の第２項に示される補正値を表しており、必要な補正量が得られることが分かる。このような回路構成で補正量を計算しても、式（１７）で得られる補正量は本質的に、式（６）で得られる補正量と同じになり実施の形態１と同様の効果が得られる。
なお、実施の形態５においては、降圧型のコンバータを例にとって説明したが、本発明は前述の実施の形態２で示したフルブリッジコンバータに代表されるフォワードコンバータ等の絶縁型コンバータで構成することもできる。すなわち、インダクタンス素子と平滑コンデンサに相当する構成要素の平滑回路を有し、矩形波電圧を平均化して出力電圧を形成する構成であれば、トランスの巻数比をＮとしたとき、補正式でＶoutに相当する項をＮ×Ｖoutにすることにより補正が可能となる。このような構成は上記実施の形態５と同様の効果を有する。
【０１０２】
《実施の形態６》
次に、本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源の過電流保護回路について添付の図１０を参照して説明する。図１０は実施の形態６のスイッチング電源の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図１０において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。
実施の形態６のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、前述の図１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異なる点は、実施の形態６において用いる補正式が異なるために、補正を行う回路構成が異なることである。
【０１０３】
図１０において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成されている。この入力直流電源１は入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線３ａの他端にはスイッチング素子４の一端が接続されている。スイッチング素子４の他端は、整流ダイオード５のカソードと、インダクタンス素子６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子４は、後述する制御回路１０からの制御信号によりオンオフ動作が繰り返えされる。整流ダイオード５のアノードは、他方の入力端子２ｂに接続されている。
図１０に示すように、インダクタンス素子６と平滑コンデンサ７は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路が整流ダイオード５の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流ダイオード５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成する。
【０１０４】
図１０に示した実施の形態６のスイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。第１の抵抗１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されており、スイッチング素子４がオフの期間にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。
ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流する。第２の抵抗１３は、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧をリアルタイムに発生する。
【０１０５】
スイッチング素子４がオン状態の時、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流は、カレントトランス３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオード１２を通して第２の抵抗１３に流される。これにより、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗１３の両端に発生する。
第２の抵抗１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、後述する補正電圧発生回路９５からの電圧との差を計算しコンパレータ１５の一方の端子に入力される。コンパレータ１５の他方の端子には基準電源１４からの基準電圧が入力される。補正電圧発生回路９５により補正された電圧と基準電圧がコンパレータ１５において比較される。補正された電圧が基準電圧に達すると、制御回路１０を通してスイッチング素子４がターンオフする。
【０１０６】
次に、実施の形態６における補正電圧発生回路９５の構成について説明する。実施の形態６の補正電圧発生回路９５は、基本的に、前述の実施の形態１の補正電圧発生回路と同じである。補正電圧発生回路９５においては、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形成している。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。図１０において、第１１の抵抗８９と第１２の抵抗９０を除くと図１の補正電圧発生回路と同じであるので、式（７）に示した補正信号が補正電圧発生回路９５において形成される。
実施の形態６では、第１１の抵抗８９と第１２の抵抗９０により、入力電圧Ｖinが分割され電圧Ｖｉを形成している。
また、第９の抵抗２４の抵抗値を調整することにより、ＶｉとＶｏをオペアンプ２６に印加することで、電圧Ｖｉ−Ｖｏに比例した信号を誤差信号として印加することができる。
【０１０７】
次に、上記のように構成された実施の形態６のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動作について説明する。
スイッチング素子４のオンオフ動作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに変換される動作は前述の実施の形態１のスイッチング電源装置と同じであるので、ここではその動作説明を省略する。実施の形態１と同様に第２の抵抗１３の両端の電圧によって、スイッチング素子を流れる電流をリアルタイムに検出できる。
実施の形態１において説明したように、この時、スイッチング電流のピーク電流は式（６）の第２項に示される。
【０１０８】
これまでの各実施の形態においては、コンパレータ１５と制御回路１０とスイッチング手段４の遅れ時間は、スイッチング周期と比較して十分に小さく無視できるとして説明してきた。しかし、この遅れ時間が無視できない時は、補正された電流信号が基準電圧に達しても、瞬時にスイッチング手段４を流れる電流をオフできないので、遅れ時間Ｔｄに対応して、スイッチング電流のピーク値は、Ｔｄ×（Ｖin−Ｖout）／Ｌｆの分だけ増加する。このピーク電圧の増加に対応するために、実施の形態６では、予め増加する電流分だけ補正量を増加させて過電流レベルを下げておくことで対応している。すなわち、オペアンプ２６の正入力端子に抵抗を介して入力電圧Ｖinを印加し、同時に負入力端子に抵抗を介して出力電圧Ｖoutを印加することで（Ｖin−Ｖout）の値に比例する補正量を得ることができる。このようにすることで、一定の遅れ時間を考慮しても、過電流制限特性を一定にすることが可能になる。
【０１０９】
図１１は本発明に係る実施の形態６の他の構成のスイッチング電源の過電流保護回路を示す回路図である。このスイッチング電源の過電流保護における補正電圧発生回路９４０には、倍率器３００と加算器３０１がオペアンプ２６の出力側に設けられている。
図１１に示す補正電圧発生回路９４０の構成について説明する。
補正電圧発生回路９４０においては、図１０の補正電圧発生回路９５と同様に、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形成している。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。
また、第９の抵抗８９と第１０の抵抗９０により、入力電圧Ｖinが分割され電圧Ｖｉを形成している。第７の抵抗２２と第８の抵抗２５と第１１の抵抗９１と第１２の抵抗９２とオペアンプ２６により差動増幅回路を構成し、電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）が形成されている。
【０１１０】
掛け算器２１には電圧Ｖｄと差動増幅回路の出力（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、その積Ｖｄ×（Ｖｉ−Ｖｏ）が算出される。また、差動増幅回路の出力（Ｖｉ−Ｖｏ）は倍率器３００に入力され、定数倍されて加算器３０１に出力される。この加算器３０１には掛け算器２１からのＶｄ×（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、（Ｖｉ−Ｖｏ）に加算される。
加算器９３は、第２の抵抗１３に発生する電圧Ｖｓと加算器３０１から出力された電圧の符号反転信号のとの和を算出して、コンパレータ１５へ出力する。コンパレータ１５には、加算器９３の出力と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力される。コンパレータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを比較して、スイッチング素子４のターンオフタイミングを決定する。
上記のように構成された図１１のスイッチング電源装置における過電流保護回路において、スイッチング素子４のオンオフ動作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに変換される動作は実施の形態１のスイッチング電源装置と同じである。したがって、この実施の形態においても、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutが変化し、過電流保護回路が動作したとき、出力電流が増加することなく、一定に制御される効果を有する。
なお、前述の実施の形態５において示したが、実施の形態６においても、フルブリッジコンバータに代表されるフォワードコンバータ等の絶縁型コンバータで構成することもできる。すなわち、インダクタンス素子と平滑コンデンサに相当する構成要素の平滑回路を有し、矩形波電圧を平均化して出力電圧を形成する構成であれば、トランスの巻数比をＮとしたとき、補正式でＶoutに相当する項をＮ×Ｖoutにすることにより補正が可能となる。このような構成は上記実施の形態６と同様の効果を有する。
【０１１１】
【発明の効果】
以上、実施の形態について詳細に説明したところから明らかなように、本発明は次の効果を有する。
本発明によれば、入力電圧Ｖin及び出力電圧Ｖoutの変化に係らず、過電流保護回路の動作時の出力電流を一定にできるので、安全で安定したスイッチング電源装置を提供することができる。
本発明は、従来の過電流保護回路における種々の問題を解決するものであり、特に回路素子のインダクタンスが小さい回路において、入力電圧や出力電圧が変化した場合であっても出力電流を一定に制限し、安定して確実に過電流保護を行うことができる安全性の高いスイッチング電源装置の過電流保護回路を提供する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る実施の形態１におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１の過電流保護回路における過電流垂下特性を示す説明図である。
【図３】実施の形態１の他の構成の過電流保護回路を示すの回路図である。
【図４】本発明に係る実施の形態２におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図５】実施の形態２の過電流保護回路における動作波形を示す説明図である。
【図６】本発明に係る実施の形態３におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明に係る実施の形態４におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図８】実施の形態４の過電流保護回路における動作波形を示す説明図である。
【図９】本発明に係る実施の形態５におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態６におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明に係る実施の形態６におけるスイッチング電源装置の他の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１２】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１３】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路における動作波形を示す説明図である。
【図１４】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路における垂下特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 入力直流電源
２ａ 入力端子
２ｂ 入力端子
３ カレントトランス
４ スイッチング素子
５ 整流ダイオード
６ インダクタンス素子
７ 平滑コンデンサ
８ａ 出力端子
８ｂ 出力端子
９ 負荷
１０ 制御回路
１１ 第１の抵抗
１２ ダイオード
１３ 第２の抵抗
１４ 基準電源
１５ コンパレータ
１６ 第３の抵抗
１７ 第４の抵抗
１８ 第５の抵抗
１９ 第６の抵抗
２０ コンデンサ
２１ 掛け算器
２２ 第７の抵抗
２３ 第８の抵抗
２４ 第９の抵抗
２５ 第１０の抵抗
２６ オペアンプ
２７ 加算器
【発明の属する技術分野】
本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関する。本発明は、特に、過負荷状態において、スイッチング電源装置自身や、スイッチング電源装置の入力側や出力側に接続された機器に過大な電流が流れないように防止するスイッチング電源装置の過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、これらの電子機器に用いられるスイッチング電源装置としては、出力の安定性が高く、より小型で高効率のものが強く求められている。また同時に、スイッチング電源装置としては安全性の高い装置が電子機器分野において求められている。このような要求に応じるスイッチング電源装置の過電流保護回路としては、負荷となる電子回路に異常が発生し、その入力インピーダンスが低くなった場合であっても、負荷の電子回路を流れる電流を適切に制限して、その電子回路を安全な状態に保つ働きを有する必要がある。
【０００３】
以下、従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路について添付の図１２を用いて説明する。図１２は従来の降圧型のスイッチング電源装置の過電流保護回路を示す。
図１２において、入力直流電源２０１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成される。この入力直流電源２０１は入力端子２０２ａ，２０２ｂに接続されている。カレントトランス２０３は１次巻線２０３ａと２次巻線２０３ｂを有し、１次巻線２０３ａの一端が入力端子２０２ａ，２０２ｂの一方（２０２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線２０３ａの他端にはスイッチング素子２０４の一端が接続されている。スイッチング素子２０４の他端は整流ダイオード２０５のカソードに接続されている。また、スイッチング素子２０４の他端はインダクタンス素子２０６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子２０４は、オンオフ動作が繰り返えされるよう構成されている。整流ダイオード２０５のアノードは、他方の入力端子２０２ｂに接続されている。
【０００４】
図１２に示すように、インダクタンス素子２０６と平滑コンデンサ２０７は直列に接続されて直列体が構成され、この直列体が整流ダイオード２０５の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流ダイオード２０５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧とする。
図１２に示した従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子２０８ａ，２０８ｂからは平滑コンデンサ２０７による平均化された電圧が出力される。出力端子２０８ａ，２０８ｂには負荷２０９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
【０００５】
制御回路２１０は、出力端子２０８ａ，２０８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子２０４のオンオフ比を制御する制御信号を出力する。第１の抵抗２１１は、カレントトランス２０３の２次巻線２０３ｂに並列に接続されている。スイッチング素子２０４がオフの期間にカレントトランス２０３の２次巻線２０３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス２０３の励磁エネルギーが消費される。
スイッチング素子２０４がオン状態の時、カレントトランス２０３の１次巻線２０３ａに流れる電流は、カレントトランス２０３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオード２１２を通して第２の抵抗２１３に流される。これにより、カレントトランス２０３の１次巻線２０３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗２１３の両端に発生する。
【０００６】
第２の抵抗２１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、予め決めた基準電源２１４の基準電圧とコンパレータ２１５において比較され、電圧Ｖｓが基準電圧に達すると制御回路２１０を通してスイッチング素子２０４をターンオフする。即ち、図１２に示したスイッチング電源装置の過電流保護回路においては、スイッチング素子２０４を流れる電流をリアルタイムで検出して、瞬時電流が一定値を越えないようスイッチング素子２０４を制御している。この過電流保護回路において、検出対象であるスイッチング素子２０４を流れる電流は、インダクタンス素子２０６を通して出力電流となるので、スイッチング素子２０４の制御動作は結果的に出力電流を制限する動作となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように構成されたスイッチング電源装置の過電流保護回路において、出力電流Ｉoutはインダクタンス素子２０６に流れる電流の平均値Ｉavである。また、スイッチング素子２０４を流れる電流のピーク値、即ちインダクタンス素子２０６を流れる電流のピーク値は、リアルタイムで制限されている。インダクタンス素子２０６を流れる電流の変動幅ΔＩは、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関数であり、次式（１）で与えられる。式（１）において、Ｄはスイッチング素子２０４のオンオフ比であるデューティ比であり、Ｔｓはスイッチング周期であり、Ｌｆはインダクタンス素子２０６のインダクタンス値である。
【０００８】
【数１】
従って、インダクタンス素子２０６を流れる電流のピーク値Ｉｐとインダクタンス素子２０６に流れる電流の平均値Ｉavとの関係は次式（２）により示される。
【００１０】
【数２】
図１３は従来の過電流保護回路の動作時の電流波形を示す図である。出力電流を一定にしても、入力電圧によってピーク電圧は異なっている。従って、従来の過電流保護回路の構成では、インダクタンス素子２０６を流れる電流のピーク値Ｉｐが一定になるように制御するので、出力電圧Ｖoutや入力電圧Ｖinの変動と共に出力電流Ｉoutが変化する特性となる。図１４は従来の過電流保護回路における過電流垂下特性を示す波形図である。図１４に示すように、出力電圧Ｖoutが低下した時には、出力電流Ｉoutが急激に増加する。特に、インダクタンス素子２０６のインダクタンス値Ｌｆが小さい場合には、インダクタンス素子２０６を流れる電流の変動幅ΔＩが大きくなり、そのピーク値Ｉｐと平均値Ｉavとの差が大きくなる。その結果、この場合には垂下特性がさらに悪化し、出力電流Ｉoutは増加する。このように出力電流Ｉoutが増加することにより、スイッチング素子２０４及び整流ダイオード２０５に流れる電流は増加する。このため、従来の過電流保護回路におけるスイッチング素子２０４や整流ダイオード２０５には、大きな破壊耐量を有する素子を用いる必要があり、回路が高価で大型になるという問題が有った。
【００１２】
本発明は、上記のような従来の過電流保護回路における問題を解決するものであり、特に回路素子のインダクタンスが小さい回路において、入力電圧や出力電圧が変化した場合であっても出力電流を一定に制限し、安定して確実に過電流保護を行うことができる安全性の高いスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力電圧（Ｖout）を形成する平滑回路と、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）及びスイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）に比例する電圧とを用いて、検出されたピーク電流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に比例した誤差信号により補正する。
このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、回路素子のインダクタンスが小さい回路において、入力電圧や出力電圧が変化した場合であっても出力電流を一定に制限し、安定して確実に過電流保護を行うことができる。
また、本発明に係るスイッチング電源装置においては、誤差信号を形成するために掛け算器を用いて構成してもよい。
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置においては、前記過電流保護手段がピーク電圧保持手段をさらに有してもよい。
【００１４】
他の観点の発明に係るスイッチング電源装置は、入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段が接続された１次巻線と出力端子に接続された２次巻線とを有し、巻数比がＮ：１である絶縁形のトランスと、
前記２次巻線に接続され、整流手段とインダクタンス素子とコンデンサとにより整流平滑して出力電圧を形成する出力電圧形成手段と、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）及びスイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）を用いて、検出されたピーク電流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に比例した誤差信号により補正する。
このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、入力電圧および出力電圧の変化に係らず、過電流保護手段の動作時の出力電流を一定にできる。
【００１５】
また、本発明のスイッチング電源装置は、誤差信号を形成するために掛け算器を用いて構成してもよい。
さらに、本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング電源装置が絶縁型のトランスを有し、フルブリッジコンバータで構成してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、交互にオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段とを有し、第１の接続点により直列に接続された第１の直列回路と、
交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段と第４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点により直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の接続点と前記第２の接続点との間に接続された１次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波電圧印加手段と、
前記トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流する整流手段と、
前記整流手段からの矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力する平滑回路と、
前記第１の接続点の電圧を平均化して出力電圧に比例した電圧を形成する回路と、を有するよう構成してもよい。
【００１６】
また、本発明のスイッチング電源装置は、交互にオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段とを有し、第１の接続点により直列に接続された第１の直列回路と、
交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段と第４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点により直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の接続点と前記第２の接続点との間に接続された１次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波電圧印加手段と、
前記トランスの２次巻線に誘起される矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力する平滑回路と、
前記第１の接続点の電圧と前記第２の接続点の電圧とをそれぞれ平均化して出力電圧に比例した電圧を形成する平均化回路と、
前記第１のスイッチング手段又は前記第３のスイッチング手段がオン状態のとき前記入力電圧と出力電圧との差電圧を平均化することにより得られる誤差信号を形成する誤差信号形成回路と、を有するよう構成してもよい。
【００１７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝の値により補正してもよい。また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝の値により補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin−Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝に比例する値と、（Ｖin−Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
また、本発明のスイッチング電源装置は、検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝に比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例する値の両方で補正してもよい。
【００１８】
他の観点の発明に係るスイッチング電源装置は、入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段がオン状態のとき入力電圧が印加されて励磁エネルギーが蓄積され、前記スイッチング手段がオフ状態のとき蓄積された励磁エネルギーを出力するインダクタンス素子と、
前記出力された励磁エネルギーを整流平滑し出力電圧（Ｖ out ）を得る整流ダイオードと平滑コンデンサと、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流（Ｉｐ）を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、検出されたピーク電流（Ｉｐ）、前記出力電圧（Ｖ out ）、及び前記スイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）に対して、Ｋを定数として、｛（１−Ｄ）×（Ｉｐ＋Ｋ×Ｖout）｝の演算を行い、その算出値を一定にするよう前記スイッチング手段のオン期間を決定するよう構成されている。
発明の新規な特徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならないが、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解され評価されるであろう。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のスイッチング電源装置の好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００２０】
《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
図１において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成されている。この入力直流電源１は入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線３ａの他端にはスイッチング素子４の一端が接続されている。スイッチング素子４の他端は、整流ダイオード５のカソードと、インダクタンス素子６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子４は、後述する制御回路１０からの制御信号によりオンオフ動作が繰り返えされる。整流ダイオード５のアノードは、他方の入力端子２ｂに接続されている。
【００２１】
図１に示すように、インダクタンス素子６と平滑コンデンサ７は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路が整流ダイオード５の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流ダイオード５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成する。
図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。第１の抵抗１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されており、スイッチング素子４がオフの期間にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。
【００２２】
ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流する。第２の抵抗１３は、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧をリアルタイムに発生する。
スイッチング素子４がオン状態の時、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流は、カレントトランス３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオード１２を通して第２の抵抗１３に流される。これにより、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗１３の両端に発生する。
第２の抵抗１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、後述する補正電圧発生回路２９からの電圧が加算されてコンパレータ１５の一方の端子に入力される。コンパレータ１５の他方の端子には基準電源１４からの基準電圧が入力される。補正電圧発生回路２９により補正された電圧が基準電圧とコンパレータ１５において比較され、補正された電圧が基準電圧に達すると制御回路１０を通してスイッチング素子４をターンオフする。
【００２３】
次に、実施の形態１における補正電圧発生回路２９の構成について説明する。補正電圧発生回路２９において、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出力電圧Ｖoutが分割されている。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。
掛け算器２１には電圧Ｖｄと出力電圧Ｖoutに比例した電圧Ｖｏが入力され、その積が算出され電圧Ｖｍを出力する。
【００２４】
図１に示すように、補正電圧発生回路２９において、第７の抵抗２２、第８の抵抗２３、第９の抵抗２４、第１０の抵抗２５、及びオペアンプ２６が設けられている。第７の抵抗２２は掛け算器２１とオペアンプ２６の入力端子との間を接続している。第９の抵抗２４は電圧Ｖｏが入力される掛け算器２１の入力端子とオペアンプ２６の反転入力端子との間を接続している。また、第８の抵抗２３はオペアンプ２６の反転入力端子とオペアンプ２６の出力端子との間を接続している。第１０の抵抗２５はオペアンプ２６の入力端子とアースとの間を接続している。
【００２５】
これらの抵抗２２、２３、２４、２５とオペアンプ２６により、出力電圧Ｖoutに比例する電圧Ｖｏと掛け算器２１の出力Ｖｍとの差を計算する。加算器２７は、第２の抵抗１３に発生する電圧Ｖｓとオペアンプ２６から出力された電圧との和を算出して、コンパレータ１５へ出力する。コンパレータ１５には、加算器２７の出力と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力される。コンパレータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを比較して、スイッチング素子４のターンオフタイミングを決定する。
【００２６】
次に、上記のように構成された実施の形態１のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動作について説明する。
制御回路１０からのオンオフ信号である制御信号により、スイッチング素子４がオン状態となると、カレントトランス３の１次巻線３ａとスイッチング素子４を介してインダクタンス素子６に入力電圧Ｖinが印加される。この時、スイッチング素子４とカレントトランス３の１次巻線に３ａには、インダクタンス素子６に流れる電流と同じ電流値の電流が流れる。このとき、カレントトランス３の２次巻線３ｂに電圧が生じ、ダイオード１２はターンオンする。この結果、カレントトランス３の２次巻線３ｂの電流は、ダイオード１２を通して第２の抵抗１３に流れる。なお、第１の抵抗１１は第２の抵抗１３に対して十分大きな抵抗値に設定されており、第１の抵抗１１には第２の抵抗１３に比して十分小さな電流しか流れないよう構成されている。
このときカレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流をＩｐ、カレントトランス３の巻数比を１次巻線（３ａ）：２次巻線（３ｂ）＝１：Ｎｃとすると、第２の抵抗１３（抵抗値Ｒｓ）に発生する電圧Ｖｓは、次の式（３）により示される。
【００２７】
【数３】
式（３）において、巻数比Ｎｃを十分に大きくし、かつ抵抗値Ｒｓを小さく設定すると、カレントトランス３の１次巻線３ａに発生する電圧は入力電圧Ｖinに対して十分に小さくなる。このため、インダクタンス素子６には、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの差電圧（Ｖin−Ｖout）が印加される。このとき、インダクタンス素子６（インダクタンス値：Ｌｆ）を流れる電流は（Ｖin−Ｖout）／Ｌｆの傾きで増加する。
次に、制御回路１０の制御信号によりスイッチング素子４がオフ状態となると、インダクタンス素子６を流れていた電流により整流ダイオード５がオン状態となり、インダクタンス素子６には出力電圧Ｖoutが印加される。この状態において、インダクタンス素子６を流れる電流は、Ｖout／Ｌｆの傾きで減少する。この時、カレントトランス３の１次巻線３ａには電流が流れず、カレントトランス３の励磁電流は第１の抵抗１１を流れて、励磁エネルギーを消費し、エネルギーゼロの状態にリセットされる。スイッチング素子４のオン期間をＴon、オフ期間をＴoffとするとインダクタンス素子６のオン期間に増加する電流量とオフ期間に減少する電流量とを等しいとすることにより、次式（４）が成立する。
【００２９】
【数４】
従って、出力電圧Ｖoutは次式（５）のようにスイッチング素子４のオンオフ比で算出される。
【００３１】
【数５】
インダクタンス素子６を流れる電流のピーク値Ｉｐは、前述の従来の技術の欄において説明したように、次式（６）で示される。
【００３３】
【数６】
式（６）において、インダクタンス素子６に流れる電流の平均値Ｉavは出力電流Ｉoutと等価であるので、式（６）は次の式（７）により示される。
【００３５】
【数７】
式（６）を参照すると、過電流領域においては、出力電流を一定に保つために、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutの変化にしたがって、制限すべき電流のピーク値Ｉｐを式（６）のように変化させれば良いことが分かる。
即ち、式（６）の第２項の補正関数を過電流の基準電圧に加えるか、または、実際に検出した電流波形に式（７）の第２項の値との差を取れば良いことが分かる。
図１に示した過電流保護回路における補正電圧発生回路２９では、検出された出力電圧Ｖoutに補正関数出力の差を取っている。式（６）の第２項から補正量を得るには、出力電圧Ｖoutの検出とデューティ比Ｄが必要であることが理解できる。
【００３７】
図１に示した補正電圧発生回路２９において、出力電圧Ｖoutは出力端子８ａ，８ｂに接続された第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により分割されて検出している。デューティ比Ｄは制御回路１０の制御信号を平均化することにより求められる。補正電圧発生回路２９では、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０とにより、制御回路１０の制御信号を分割平均化している。式（６）の第２項に示す補正量は、デューティ比Ｄと出力電圧Ｖoutとを積算し、その積算値と出力電圧Ｖoutとの差により求められている。このため、実施の形態１における補正電圧発生回路２９においては、掛け算器２１により積算し、複数の抵抗２２，２３，２４，２５とオペアンプ２６とによって構成される差動増幅回路によって補正量を算出する構成である。
【００３８】
図２は本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置の補正電圧発生回路２９の過電流垂下特性を示す波形図である。図２は、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutが変化し、過電流保護回路が動作したとき、出力電流が増加することなく、一定に制御されることを示している。
【００３９】
図３は本発明に係る実施の形態１の別のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図３に示した過電流保護回路の構成において、前述の図１の過電流保護回路と異なる点は、ピーク保持回路２８が設けられている点と、制御回路２１０においてピーク保持回路２８の出力と補正電圧発生回路２９の出力との和が一定になるよう制御されている点である。図３に示す過電流保護回路において、符号２１５はエラーアンプであり、２１０は制御回路である。この過電流保護回路においては、ピーク保持回路２８の出力と補正電圧発生回路２９の出力の和と、基準電源１４の基準電圧とがエラーアンプ２１５において誤差増幅されて制御回路２１０に入力される。制御回路２１０は、その誤差増幅信号を基にしてピーク保持回路２８の出力と補正電圧発生回路２９の出力との和が一定になるよう制御する。図３の過電流保護回路におけるその他の構成は、図１に示した過電流保持回路の構成と同じであるためその説明は省略する。
図３において、第１の抵抗１１はカレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されており、スイッチング素子４のオフの期間にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３はカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧を発生する。
【００４０】
図３に示すようにピーク保持回路２８は、ダイオード２８１、コンデンサ２８２、抵抗２８３により構成されている。このように構成されたピーク保持回路２８は、第２の抵抗１３の後段に接続されて、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧のピーク電圧を保持する。ピーク保持回路２８の出力は、加算器２７の一方の端子に入力される。加算器２７の他方の端子には補正電圧発生回路２９からの電圧が入力される。図３に示した過電流保護回路においては、第２の抵抗１３の両端電圧に表れたカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧のピーク充電により得られたピーク電圧に対して補正量を加えて過電流保護の制御を行っている。このため、図３の過電流保護回路は、出力電流を確実に一定に保持することができる。
図１に示した過電流保護回路は、コンパレータ１５やスイッチング素子４のターンオフ遅れ時間などで、ターンオフ信号を受けてから、実際にオフするまでにスイッチング電流が増加する。このため、図１の過電流保護回路は出力電流が多くなる。しかし、図３に示した過電流保護回路では、エラーアンプ２１５を用いることにより、負帰還により確実に出力電流を一定にできる。
【００４１】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路について添付の図４を参照して説明する。図４は実施の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図４において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。なお、以下の各実施の形態の説明において、過電流保護回路における各抵抗素子は機能的に同じものには同じ符号を付し、その名称における番号は各実施の形態においてのみ統一する。
図４において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランス３の１次巻線３ａの他端には複数のスイッチング素子群３６、３７，３８，３９とトランス４０で構成されたスイッチング回路３１に接続されている。
【００４２】
カレントトランス３の２次巻線３ｂには並列に第１の抵抗１１が接続されており、ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３の両端にはカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧が生じるよう構成されている。
スイッチング回路３１には、第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７の直列回路、及び第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９の直列回路を有している。それぞれの直列回路は、カレントトランス３の１次巻線３ａを介して、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７は、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。また、第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９は、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。
カレントトランス３の１次巻線３ａの一端は、入力端子２ａに接続されており、他端は第１のスイッチング素子３６と第３のスイッチング素子３８との接続点に接続されている。
【００４３】
トランス４０は、１次巻線４０ａと第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃを有している。１次巻線４０ａの一端は第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７の接続点に接続されており、１次巻線４０ａの他端は第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９の接続点に接続されている。トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃは直列に接続されている。
トランス４０の第１の２次巻線４０ｂの一端には第１の整流ダイオード４１のアノードが接続されている。トランス４０の第２の２次巻線４０ｃの一端には第２の整流ダイオード４２のアノードが接続されている。第１の整流ダイオード４１と第２の整流ダイオード４２のそれぞれのカソードは互いに接続されて整流回路が構成されている。
【００４４】
また、トランス４０の２次側には、インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４の直列回路が設けられている。インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４の直列回路により平滑回路が構成されている。この平滑回路の一端はトランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとの接続点に接続されており、平滑回路の他端は第１の整流ダイオード４１と第２の整流ダイオード４２との接続点に接続されている。平滑コンデンサ４４の両端は出力端子８ａ，８ｂに接続されている。出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ４４により平均化された電圧が出力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
【００４５】
図４において、制御回路４５はスイッチング回路３１における各スイッチング素子３６，３７，３８，３９のオンオフ動作を決定する制御信号を出力する。制御回路４５から出力される制御信号は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を一定にするか、過電流のターンオフ信号に基づいてオンオフ比が決定される。
実施の形態２において、補正電圧発生回路３０には第３の抵抗４６、第４の抵抗４７、第５の抵抗４８、第１のコンデンサ４９が設けられている。第３の抵抗４６と第５の抵抗４８の直列回路の一端は、第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７との接続点に接続されている。また、その直列回路の他端は、第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９との接続点に接続されている。第１のコンデンサ４９の一端は第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９との接続点に接続されており、第１のコンデンサ４９の他端は第４の抵抗４７に接続されている。
【００４６】
第４の抵抗４７の一端は第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９との接続点に接続されている。第４の抵抗４７の他端は第３の抵抗４６と第５の抵抗４８との接続点に接続されている。第１のコンデンサ４９は第５の抵抗４８に並列に接続されている。第１のコンデンサ４９の両端には、第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９のそれぞれの両端電圧を分圧して平均化した電圧が生じるよう構成されている。
また、実施の形態２における補正電圧発生回路３０には、第６の抵抗５０、第７の抵抗５１、及び第８の抵抗５２が設けられている。第６の抵抗５０と第８の抵抗５２の直列回路の一端は、制御回路４５の第１の出力端子４５ａに接続されており、その直列回路の他端は第２のスイッチング素子３７と第４のスイッチング素子３９との接続点に接続されている。第７の抵抗５１の一端は制御回路４５の第２の出力端子４５ｂに接続されており、第７の抵抗５１の他端は第６の抵抗５０と第８の抵抗５２との接続点に接続されている。第２のコンデンサ５３は第８の抵抗５２に並列に接続されている。第２のコンデンサ５３の両端には、制御回路４５の第１の出力端子４５ａと第２の出力端子４５ｂとの出力電圧が分割平均化されて、制御回路４５の出力のオンオフ比Ｄに比例した電圧が生じる。
【００４７】
掛け算器２１は第１のコンデンサ４９に生じる電圧Ｖｏと第２のコンデンサ５３に生じる電圧Ｖｄとの積である電圧Ｖｍを算出する。
また、実施の形態２における補正電圧発生回路３０には、前述の実施の形態１と同様に、複数の抵抗２２，２３，２４，２５とオペアンプ２６が設けられており、電圧Ｖｍと電圧Ｖｏとの差を算出する。実施の形態２においては、オペアンプ２６に接続されたこれらの抵抗を第９の抵抗２２、第１０の抵抗２３、第１１の抵抗２４、第１２の抵抗２５と称する。
加算器２７は、第２の抵抗１３の両端に生じた電圧Ｖｓと補正電圧発生回路３０からの電圧との和を出力する。コンパレータ１５には基準電源１４の基準電圧と、加算器２７から出力された和電圧とが入力されて比較される。その比較により過電流状態と判断されたとき、オペレータ１５は制御回路４５にターンオフ信号を出力する。
【００４８】
以上のように構成された、実施の形態２のスイッチング電源装置について、図４及び図５を用いてその動作を説明する。図５は実施の形態２におけるスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。
制御回路４５（図４）は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出して、出力電圧が一定になるようＰＷＭ信号を出力する。この時の制御信号であるオンオフ信号は、それぞれ１８０度の位相差で動作し最大デューティ比は５０％と設定されている。制御回路４５のＰＷＭ信号は第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５に出力される。第１の駆動回路５４は、入力された第１のＰＷＭ信号のオンオフのタイミングに同期して第１のスイッチング素子３６をオンオフ動作するよう駆動信号を出力する。同時に、第１の駆動回路５４は、第２のスイッチング素子３７が第１のＰＷＭ信号と相補的にオンオフ動作を繰り返すよう駆動信号を出力する。同様に、第２の駆動回路５５は第３のスイッチング素子３８が第２のＰＷＭ信号に同期してオンオフ動作するよう駆動信号を出力し、第４のスイッチング素子３９が第２のＰＷＭ信号と相補的にオンオフ動作を繰り返すよう駆動信号を出力する。
【００４９】
上記のように制御回路４５が第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５とを駆動制御することにより、第２のスイッチング素子３７の印加電圧Ｖ２と第４のスイッチング素子３９の印加電圧Ｖ４は図５の（５）と（６）に示すような波形となる。従って、第１のスイッチング素子３６がオンしている時（図５の（１）に示す［Ｔ０−Ｔ１］期間）は、同時に第４のスイッチング素子３９がオン状態となり（図５の（４）参照）、トランス４０の１次巻線４０ａに入力電圧Ｖinが印加される。このとき、トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃにはトランス４０の巻数比Ｎに応じてＶin／Ｎの電圧が発生する。トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとに発生する電圧により、第１の整流ダイオード４１はオン状態となり、第２の整流ダイオードはオフ状態となる。この結果、インダクタンス素子４３には出力電圧との差電圧Ｖin／Ｎ−Ｖoutが印加される。
【００５０】
図５に示すように、第１のスイッチング素子３６（図５の（１））と第３のスイッチング素子３８（図５の（３））が共にオフ状態の時は、第２のスイッチング素子３７（図５の（２））と第４のスイッチング素子３９（図５の（４））は共にオン状態である。これにより、第２のスイッチング素子３７の印加電圧Ｖ２と第４のスイッチング素子３９の印加電圧Ｖ４は共に０Ｖとなり、トランス４０の１次巻線４０ａは短絡され印加電圧は０となる。この結果、トランス４０の２次巻線４０ｂ、４０ｃには電圧が生じない。インダクタンス素子４３を流れる電流は、第１の整流ダイオード４１と第２の整流ダイオード４２を分流して流れるのでインダクタンス素子４３に印加される電圧は出力電圧Ｖoutとなる。
【００５１】
第３のスイッチング素子３８がオン状態の時（図５の（３）に示す［Ｔ２−Ｔ３］期間）は第２のスイッチング素子３７がオン状態となるため、トランス４０の１次巻線４０ａには期間［Ｔ０−Ｔ１］とは逆向きに入力電圧Ｖinが印加される。これにより、トランス４０の２次巻線４０ｂ、４０ｃには逆向きにＶin／Ｎが発生し、第１の整流ダイオード４１がオフ状態となり、第２の整流ダイオード４２がオン状態となり、インダクタンス素子４３にはＶin／Ｎ−Ｖoutが印加される。
従って、第１のスイッチング素子３６のオン期間と第３のスイッチング素子３８のオン期間を等しくＴonになるように制御した時、第１のスイッチング素子３６と第３のスイッチング素子３８が共にオフとなる２つの期間［Ｔ１−Ｔ２］、［Ｔ３−Ｔ４］は等しくＴoffとなる。定常状態ではインダクタンス素子４３の励磁電流の増加と減少分が等しくなるので以下の式が成り立つ。
【００５２】
【数８】
従って、出力電圧Ｖoutは以下のようになる。
【００５４】
【数９】
一方、第２のスイッチング素子３７の印加電圧Ｖ２は、第１のスイッチング素子３６がオンである期間のみ入力電圧が印加されるので、印加電圧Ｖ２の平均電圧Ｖ2avは以下のようになる。
【００５６】
【数１０】
従って、入力電圧Ｖinや出力電圧Ｖoutが変化したとしても、出力電圧Ｖoutと平均電圧Ｖ2avは常に比例する。同様に印加電圧Ｖ４の平均電圧Ｖ4avも出力電圧Ｖoutに比例する。従って印加電圧Ｖ２と印加電圧Ｖ４を第３の抵抗４６と第４の抵抗４７と第５の抵抗４８と第１のコンデンサ４９で分割平均化して得られる電圧Ｖｏは、出力電圧Ｖoutに比例する。
また制御回路４５のＰＷＭ出力の平均値はオンオフ比に比例するので、第６の抵抗５０と第７の抵抗５１と第８の抵抗５２と第２のコンデンサ５３によって分割平均化して得られる電圧はＰＷＭ信号のオンオフ比に比例する。
【００５８】
実施の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、インダクタンス素子４３のインダクタンス値が小さい時、出力電流Ｉoutとインダクタンス素子４３を流れる電流のピーク値Ｉｐとは異なり、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutによって出力電流Ｉoutとピーク値Ｉｐとの関係は変化する。インダクタンス素子４３を流れる電流は、トランス４０を介して１次巻線４０ａへ伝達され、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる。従って、トランス４０の存在を除くと、前述の実施の形態１に記載した内容とほぼ等価になり、この影響を補正するには、出力電圧Ｖoutに比例した電圧と、オンオフ比Ｄに比例した電圧によって、前述の実施の形態１に記載したように補正を行うことで垂下特性を定電流にすることが可能である。
上記のように、実施の形態２の過電流保護回路では、第１のコンデンサ４９に出力電圧Ｖoutに比例した電圧が形成され、第２のコンデンサ５３にオンオフ比Ｄに比例した電圧が形成される。これにより、図４に示した実施の形態２の過電流保護回路では、出力電圧Ｖoutとオンオフ比Ｄを考慮した補正量を算出することにより、過電流状態においても出力電流Ｉoutを定電流にすることが可能である。
なお、実施の形態２では、フルブリッジコンバータを例に取って説明したが、実施の形態２におけるインダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４に相当する構成要素の平滑回路を有し、矩形波電圧を平均化して出力電圧を形成する構成の装置であれば、上記実施の形態２と同様の効果が得られる。また、実施の形態２においては、図４に示した印加電圧Ｖ２とＶ４を平均化して出力電圧に比例する電圧を得る構成で説明した。本発明はこのような構成に限定されるものではなく、トランスに補助巻き線を追加して、補助巻き線に発生する電圧を整流し、インダクタンス素子と平滑コンデンサで平滑することにより出力電圧に比例する電圧を得て、その電圧を補正に用いても良い。
【００５９】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路について添付の図６を参照して説明する。図６は実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図６において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。
【００６０】
図６において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランス３の１次巻線３ａの他端には複数のスイッチング素子群３６、３７，３８，３９と絶縁型のトランス４０で構成されたスイッチング回路３１に接続されている。
第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７との直列回路は、カレントトランス３の１次巻線３ａを介して入力端子２ａに接続され、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子３９との直列回路は、カレントトランス３の１次巻線３ａを介して入力端子２ａに接続され、交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。
【００６１】
絶縁型のトランス４０は、１次巻線４０ａと第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとを有している。１次巻線４０ａの一端は第１のスイッチング素子３６と第２のスイッチング素子３７の接続点（第１の接続点）に接続されており、１次巻線４０ａの他端は第３のスイッチング素子３８と第４のスイッチング素子の接続点（第２の接続点）に接続されている。トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃは直列に接続されている。第１のダイオード４１のアノードはトランス４０の第１の２次巻線４０ｂに接続されており、第２の整流ダイオード４２のアノードはトランス４０の第２の２次巻線４０Ｃに接続されている。第１の整流ダイオード４１のカソードと第２の整流ダイオード４２のカソードは互いに直接的に接続されている。
【００６２】
インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４は直列に接続されており、インダクタンス素子４３と平滑コンデンサ４４の直列回路により平滑回路が構成されている。この平滑回路の一端は、トランス４０の第１の２次巻線４０ｂと第２の２次巻線４０ｃとの接続点に接続されている。平滑回路の他端は第１の整流ダイオード４１と第２の整流ダイオード４２との接続点に接続されている。平滑コンデンサ４４の両端は出力端子８ａ，８ｂに接続されており、平滑コンデンサ４４の両端の電圧が出力されるよう構成されている。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
上記のように、実施の形態３のスイッチング電源装置は、絶縁型のトランス４０を用いており、複数のスイッチング素子を有するフルブリッジコンバータで構成されている。
【００６３】
カレントトランス３の２次巻線３ｂには並列に第１の抵抗１１が接続されており、ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３の両端にはカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧が生じるよう構成されている。
以上の説明した実施の形態３における構成は、前述の実施の形態２のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成と実質的に同じである。
【００６４】
第２の抵抗１３の両端には、第３の抵抗６０と第４の抵抗６１の直列回路が接続されており、第２の抵抗１３に発生する電圧を分圧している。第１のコンデンサ６２は、第４の抵抗６１に並列に接続されており、第２の抵抗１３に発生するスパイク電圧を吸収する。
第５の抵抗６３の一端は第１の接続点に接続され、第６の抵抗６４の一端は第２の接続点に接続されている。それぞれの抵抗６３，６４の他端は互いに直接接続されている。第５の抵抗６３、第６の抵抗６４、及び第２のコンデンサ６５により、第１の接続点と第２の接続点の電圧を平均化して、出力電圧Ｖoutに比例した電圧ＮＶout／２が第２のコンデンサ６５の両端に発生するよう構成されている。
【００６５】
第１の接続点には第７の抵抗６６の一端が接続されており、第７の抵抗６６の他端には第２のダイオード６７が接続されている。また、第２のダイオード６７と第３のダイオード６８と第４のダイオード６９と第８の抵抗７０は直列に接続されている。第１のスイッチング素子３６がオン状態の時に第１の接続点に発生する入力電圧Ｖinが第７の抵抗６６と第８の抵抗７０で分割されている。第２〜４のダイオード６７〜６９は後述するトランジスタとダイオードの順方向電圧を補正するために設けられている。
【００６６】
第１のトランジスタ７１は、第７の抵抗６６と第８の抵抗７０で分割された電圧を低インピーダンス化して出力する。第１のトランジスタ７１のエミッターに接続された第５のダイオード７２は、第１のスイッチング素子３６がオフ状態の時、逆バイアスされ逆流電流を阻止する。第５のダイオード７２のカソードに接続された第９の抵抗７３は、第２のトランジスタ７４のエミッタに接続されている。そして、第１のスイッチング素子３６がオン状態の時、分割された電圧と出力電圧に比例した電圧ＮＶout／２の差電圧を第９の抵抗７３により電流に変換して、第２のトランジスタ７４のコレクタより出力する。
【００６７】
ここで、各第２〜５のダイオード６７、６８、６９、７２における電圧降下と第１のトランジスタ７１の順バイアスのベース−エミッタ間電圧と第２のトランジスタ７４の順バイアスベース−エミッタ間電圧はそれぞれ等しく、その電圧をＶpnとし、第１のトランジスタ７１と第２のトランジスタ７４の電流増幅率が十分に大きいと仮定する。このように仮定すると、第１のトランジスタ７１のベース電圧は、Ｖin／２＋３Ｖpnとなり、第９の抵抗７３に印加される電圧は、ＶpnがキャンセルされてＶin／２−ＮＶout／２となる。従って、第１のスイッチング素子３６がオン状態の期間だけ、（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘの電流が第２のトランジスタ７４のコレクタを流れる。ここで、第９の抵抗７３の抵抗値をＲｘとする。
【００６８】
上記と同様の回路構成が、第２の接続点にも接続されている。第２の接続点に第１０の抵抗７５が接続されており、この第１０の抵抗７５には第６のダイオード７６と第７のダイオード７７と第８のダイオード７８と第１１の抵抗７９が直列に接続されている。第３のトランジスタ８０のエミッタには第９のダイオード８１が接続されており、この第９のダイオード８１のカソードは第１２の抵抗８２を介して第４のトランジスタ８３のエミッタに接続されている。第３のスイッチング素子３８がオン状態の期間に、第４のトランジスタ８３のコレクタには、前述説明したように（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘの電流が流れる。但し、ここで第１２の抵抗８２の抵抗値を、第９の抵抗７３の抵抗値と同じくＲｘとする。
【００６９】
第２のトランジスタ７４と第４のトランジスタ８３のコレクタに接続された第１３の抵抗８４と第３のコンデンサ８５は、第２のトランジスタ７４と第４のトランジスタ８３のコレクタ電流を加算して、平均化している。このようにコレクタ電流を平均化することにより、第１のスイッチング素子３６と第３のスイッチング素子３８のオン期間のデューティ比Ｄに応じた電圧Ｄ・Ｒｙ（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘが得られる。但し、ここでＲｙは第１３の抵抗８４の抵抗値を示す。
上記のように得られた電圧Ｄ・Ｒｙ（Ｖin−ＮＶout）／２Ｒｘは、その電圧に比例した電流を第５のトランジスタ８６と第１４の抵抗８７により形成して、第２の抵抗１３で発生した電流信号に対して補正を加えるよう構成されている。
【００７０】
図６に示すように、実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路には、制御回路８８が設けられている。制御回路８８は、通常動作時において、出力端子８ａ，８ｂに発生する出力電圧を一定にするよう、第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５にＰＷＭ信号を出力している。そして、制御回路８８は出力端子８ａ，８ｂの電圧が一定電圧以上になると瞬時に第１の駆動回路５４と第２の駆動回路５５を駆動制御して第１〜第４のスイッチング素子３６，３７，３８，３９をターンオフする。
【００７１】
第１の駆動回路５４は制御回路８８のＰＷＭ信号に応じて、第１のスイッチング素子３６のオンオフ動作を制御し、また第１のスイッチング素子３６と相補的にオフオン動作するよう第２のスイッチング素子３７のオンオフ動作を制御する。第２の駆動回路５５は、制御回路８８のオンオフ比により第３のスイッチング素子３８のオンオフ動作を制御し、また第３のスイッチング素子３８と相補的にオフオンする第４のスイッチング素子のオンオフ動作の制御を行う。
以上のように構成された実施の形態３のスイッチング電源装置の過電流保護回路は、検出された電流ピーク値に対して、デューティ比Ｄに応じた電圧Ｄ・Ｒｙ（Ｖin−Ｎ・Ｖout）／２Ｒｘの値に比例した電流値によって補正することができるので、前述の実施の形態１及び２と同様の効果が得られる。
【００７２】
《実施の形態４》
次に、本発明に係る実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路について添付の図７を参照して説明する。図７は実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図７において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。
実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、前述の図１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異なる点は、実施の形態４の基本回路構成が絶縁形のフライバックコンバータであること、出力電圧の検出方法が異なること、及び補正方法が異なることである。
【００７３】
図７において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成され、入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランス３の１次巻線３ａの他端はトランス１００の一方の１次巻線１００ａに接続されている。トランス１００は１次巻線１００ａと２次巻線１００ｂと補助巻線１００ｃとを有する。トランス１００の１次巻線１００ａは、スイッチング素子４を介して他方の入力端子２ｂに接続されている。トランス１００の２次巻線１００ｂには第１の整流ダイオード１０１と平滑コンデンサ７の直列回路が接続されている。平滑コンデンサ７の両端は出力端子８ａ，８ｂにそれぞれ接続されている。
図８はトランス１００の１次巻線１００ａに流れる電流Ｉ１と２次巻線１００ｂに流れる電流Ｉ２を示す波形図である。
【００７４】
スイッチング素子４がオン状態の時、入力電圧Ｖｉｎがカレントトランス３の１次巻線３ａを通して、トランス１００の１次巻線１００ａに印加され、励磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子４がオフ状態の時、蓄積された励磁エネルギーはトランス１００の２次巻線１００ｂ及び整流ダイオード１０１を通して、平滑コンデンサ７において放電される。このときカレントトランス３の１次巻線３ａに発生する電圧は、前述の実施の形態１に示すように十分低くなるように設定してある。
【００７５】
平滑コンデンサ７の両端は出力端子８ａ，８ｂに接続されており、平滑コンデンサ７の両端の電圧が出力されるよう構成されている。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
カレントトランス３の２次巻線３ｂには並列に第１の抵抗１１が接続されており、ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流し、第２の抵抗１３の両端にはカレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧が生じるよう構成されている。
第２の抵抗１３には、第３の抵抗１６、第４の抵抗１７、第５の抵抗１８、第６の抵抗１９、コンデンサ２０、及び演算回路１０６で構成される補正電圧発生回路が接続されている。この補正電圧発生回路には、コンパレータ１５及び基準電源１４が接続されている。
【００７６】
トランス１００の補助巻線１００ｃには、第２の整流ダイオード１０２、第２の平滑コンデンサ１０３、及び第２の負荷１０４が接続されている。第２の整流ダイオード１０２は、スイッチング素子４がオフ状態のとき、トランス１００の補助巻線１００ｃに発生する電圧を第２の平滑コンデンサ１０３に蓄積する。第２の負荷１０４は、例えば制御回路１０５の電力消費を模擬するものである。制御回路１０５は出力端子８ａ，８ｂに接続されており、出力状態を検出してスイッチング素子４のオンオフ制御を行っている。
【００７７】
上記のように構成された過電流保護回路において、整流ダイオード１０１がオン状態の時、トランス１００の２次巻線１００ｂに出力電圧Ｖoutが印加され、トランス１００の補助巻線１００ｃには出力電圧Ｖoutに比例した電圧が発生する。第２の平滑コンデンサ１０３に充電されるので、第２の平滑コンデンサ１０３に発生する電圧は、出力電圧Ｖoutに比例した電圧になる。このように第２の平滑コンデンサ１０３に生じた電圧は、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７で分割されて、出力電圧Ｖoutに比例した電圧Ｖｏを形成している。
【００７８】
図７に示した補正電圧発生回路において、演算回路１０６は、後述する理論式に基づいて、出力電圧Ｖoutに比例した電圧Ｖｏとデューティ比Ｄに比例した電圧Ｖｄとを用いて第２の抵抗１３により発生する電圧Ｖｓを変換する。演算回路１０６の出力信号は、変換された後の電圧のピーク値が一定となるように、コンパレータ１５に入力される。
通常状態において、制御回路１０５は出力端子８ａ，８ｂの電圧を安定化するようスイッチング素子４のオンオフ比を決定し、オンオフ信号をスイッチング素子４に出力する。過電流時において、制御回路１０５はコンパレータ１５からの出力に応じてオンオフ信号を発生し、スイッチング素子４へ出力する。
【００７９】
次に、上記のように構成された実施の形態４における過電流保護回路の動作を説明する。まず、スイッチング素子４を流れる電流のピーク値Ｉｐと出力電流Ｉoutとの関係を導出する。出力電流Ｉoutは整流ダイオード１０１がオン状態のときのトランス１００の励磁電流の平均値Ｉｍで与えられ、以下の式（１１）により示される。
【００８０】
【数１１】
即ち、平均値Ｉｍは式（１２）となる。
【００８２】
【数１２】
トランス１００の励磁電流における変動幅ΔＩｍは、以下の式（１３）により示される。式（１３）において、Ｖinは入力電圧であり、Ｔonはスイッチング素子４のオン期間であり、Ｌｍはトランス１００のインダクタンス値である。
【００８４】
【数１３】
従って、励磁電流のピーク値、即ちスイッチング素子４を流れる電流のピーク値Ｉｐは、次の式（１４）により示される。
【００８６】
【数１４】
従って、出力電流Ｉoutは次の式（１５）のように示される。
【００８８】
【数１５】
但し、フライバックコンバータの入出力変換比は以下の式（１６）で表される。
【００９０】
【数１６】
従って、基準電圧を式（１４）に従って変更するか、又はスイッチング電流の検出波形に対して式（１５）に示す演算を行い、そのピーク値を一定にするように制限することにより、定電流特性の過電流保護回路を構成することができる。実施の形態４において用いた過電流保護回路の補正方法は、スイッチング素子４のオン期間Ｔonに磁性部品（トランス１００）に入力電圧を印加してエネルギーを蓄積し、オフ期間Ｔoffに磁性部品からエネルギーを取り出す構成では、式（１５）で示された補正式により補正可能である。
以上のように構成された実施の形態４のスイッチング電源装置の過電流保護回路は、検出された電流のピーク値Ｉｐに対して適正に補正することができるので、前述の実施の形態１、２、及び３と同様の効果を有する。
【００９２】
《実施の形態５》
次に、本発明に係る実施の形態５のスイッチング電源の過電流保護回路について添付の図９を参照して説明する。図９は実施の形態５のスイッチング電源の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図９において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。
実施の形態５のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、前述の図１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異なる点は、実施の形態５において用いる補正式が異なるために、補正を行う回路構成が異なることである。
【００９３】
図９において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成されている。この入力直流電源１は入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線３ａの他端にはスイッチング素子４の一端が接続されている。スイッチング素子４の他端は、整流ダイオード５のカソードと、インダクタンス素子６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子４は、後述する制御回路１０からの制御信号によりオンオフ動作が繰り返えされる。整流ダイオード５のアノードは、他方の入力端子２ｂに接続されている。
【００９４】
図９に示すように、インダクタンス素子６と平滑コンデンサ７は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路が整流ダイオード５の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流ダイオード５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成する。
図９に示した実施の形態５のスイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
【００９５】
制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。第１の抵抗１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されており、スイッチング素子４がオフの期間にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。
ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流する。第２の抵抗１３は、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧をリアルタイムに発生する。
【００９６】
スイッチング素子４がオン状態の時、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流は、カレントトランス３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオード１２を通して第２の抵抗１３に流される。これにより、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗１３の両端に発生する。
第２の抵抗１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、後述する補正電圧発生回路９４からの電圧が加算されてコンパレータ１５の一方の端子に入力される。コンパレータ１５の他方の端子には基準電源１４からの基準電圧が入力される。補正電圧発生回路９４により補正された電圧と基準電圧がコンパレータ１５において比較される。補正された電圧が基準電圧に達すると制御回路１０を通してスイッチング素子４がターンオフされる。
【００９７】
次に、実施の形態５における補正電圧発生回路９４の構成について説明する。補正電圧発生回路９４において、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形成している。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。
また、第９の抵抗８９と第１０の抵抗９０により、入力電圧Ｖinが分割され電圧Ｖｉを形成している。
また、第７の抵抗２２と第８の抵抗２５と第１１の抵抗９１と第１２の抵抗９２とオペアンプ２６により差動増幅回路を構成し、電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）を形成する。
【００９８】
掛け算器２１には電圧Ｖｄと差動増幅回路の出力（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、その積Ｖｄ×（Ｖｉ−Ｖｏ）が算出される。
加算器９３は、第２の抵抗１３に発生する電圧Ｖｓと掛け算器２１から出力された電圧の符号反転信号のとの和を算出して、コンパレータ１５へ出力する。コンパレータ１５には、加算器９３の出力と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力される。コンパレータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを比較して、スイッチング素子４のターンオフタイミングを決定する。
【００９９】
次に、上記のように構成された実施の形態５のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動作について説明する。
スイッチング素子４のオンオフ動作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに変換される動作は実施の形態1のスイッチング電源装置と同じであるので、動作説明は省略する。同様に第２の抵抗１３の両端の電圧によって、スイッチング素子を流れる電流をリアルタイムに検出できる。
この時、出力電流Ｉoutとスイッチング電流のピーク電流の関係は式（７）のように表されることは前述の実施の形態１で説明した。ここで、式（７）は、式（５）を用いると以下のような式（１７）と等価になることが分かる。
【０１００】
【数１７】
即ち、出力電圧は、式（１７）の第２項の補正関数で得られる補正電流に相当する補正電圧を基準電圧Ｖｒに加えるか、または、実際に検出した電流波形に比例する電圧Ｖｓと式（１７）の第２項の補正電流の値に相当する補正電圧との差を取れば良いことが分かる。
図９に示した過電流保護回路における補正電圧発生回路９４で得られる補正信号は、式（１７）の第２項に示される補正値を表しており、必要な補正量が得られることが分かる。このような回路構成で補正量を計算しても、式（１７）で得られる補正量は本質的に、式（６）で得られる補正量と同じになり実施の形態１と同様の効果が得られる。
なお、実施の形態５においては、降圧型のコンバータを例にとって説明したが、本発明は前述の実施の形態２で示したフルブリッジコンバータに代表されるフォワードコンバータ等の絶縁型コンバータで構成することもできる。すなわち、インダクタンス素子と平滑コンデンサに相当する構成要素の平滑回路を有し、矩形波電圧を平均化して出力電圧を形成する構成であれば、トランスの巻数比をＮとしたとき、補正式でＶoutに相当する項をＮ×Ｖoutにすることにより補正が可能となる。このような構成は上記実施の形態５と同様の効果を有する。
【０１０２】
《実施の形態６》
次に、本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源の過電流保護回路について添付の図１０を参照して説明する。図１０は実施の形態６のスイッチング電源の過電流保護回路の構成を示す回路図である。図１０において、前述の実施の形態１の過電流保護回路における部品と同じ機能、構成を示すものは同じ符号を付してその説明は省略する。
実施の形態６のスイッチング電源装置の過電流保護回路において、前述の図１に示した実施の形態１の過電流保護回路と異なる点は、実施の形態６において用いる補正式が異なるために、補正を行う回路構成が異なることである。
【０１０３】
図１０において、入力直流電源１は商用電源を整流平滑する回路若しくは電池で構成されている。この入力直流電源１は入力端子２ａ，２ｂに接続されている。カレントトランス３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３ａの一端が入力端子２ａ，２ｂの一方（２ａ）に接続されている。カレントトランスの１次巻線３ａの他端にはスイッチング素子４の一端が接続されている。スイッチング素子４の他端は、整流ダイオード５のカソードと、インダクタンス素子６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子４は、後述する制御回路１０からの制御信号によりオンオフ動作が繰り返えされる。整流ダイオード５のアノードは、他方の入力端子２ｂに接続されている。
図１０に示すように、インダクタンス素子６と平滑コンデンサ７は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路が整流ダイオード５の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、整流ダイオード５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成する。
【０１０４】
図１０に示した実施の形態６のスイッチング電源装置の過電流保護回路の出力端子８ａ，８ｂからは平滑コンデンサ７による平均化された電圧が出力される。出力端子８ａ，８ｂには負荷９が接続され、スイッチング電源装置の過電流保護回路からの電力を消費する。
制御回路１０は、出力端子８ａ，８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。第１の抵抗１１は、カレントトランスの２次巻線３ｂに並列に接続されており、スイッチング素子４がオフの期間にカレントトランス３の２次巻線３ｂに励磁電流を流して、カレントトランス３の励磁エネルギーを消費する。
ダイオード１２はカレントトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電流を整流する。第２の抵抗１３は、カレントトランス３の１次巻線３ａを流れる電流に比例した電圧をリアルタイムに発生する。
【０１０５】
スイッチング素子４がオン状態の時、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流は、カレントトランス３の巻数比に応じた電流に変換されて、ダイオード１２を通して第２の抵抗１３に流される。これにより、カレントトランス３の１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧Ｖｓが第２の抵抗１３の両端に発生する。
第２の抵抗１３の両端に発生する電圧Ｖｓは、後述する補正電圧発生回路９５からの電圧との差を計算しコンパレータ１５の一方の端子に入力される。コンパレータ１５の他方の端子には基準電源１４からの基準電圧が入力される。補正電圧発生回路９５により補正された電圧と基準電圧がコンパレータ１５において比較される。補正された電圧が基準電圧に達すると、制御回路１０を通してスイッチング素子４がターンオフする。
【０１０６】
次に、実施の形態６における補正電圧発生回路９５の構成について説明する。実施の形態６の補正電圧発生回路９５は、基本的に、前述の実施の形態１の補正電圧発生回路と同じである。補正電圧発生回路９５においては、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形成している。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。図１０において、第１１の抵抗８９と第１２の抵抗９０を除くと図１の補正電圧発生回路と同じであるので、式（７）に示した補正信号が補正電圧発生回路９５において形成される。
実施の形態６では、第１１の抵抗８９と第１２の抵抗９０により、入力電圧Ｖinが分割され電圧Ｖｉを形成している。
また、第９の抵抗２４の抵抗値を調整することにより、ＶｉとＶｏをオペアンプ２６に印加することで、電圧Ｖｉ−Ｖｏに比例した信号を誤差信号として印加することができる。
【０１０７】
次に、上記のように構成された実施の形態６のスイッチング電源装置における過電流保護回路の動作について説明する。
スイッチング素子４のオンオフ動作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに変換される動作は前述の実施の形態１のスイッチング電源装置と同じであるので、ここではその動作説明を省略する。実施の形態１と同様に第２の抵抗１３の両端の電圧によって、スイッチング素子を流れる電流をリアルタイムに検出できる。
実施の形態１において説明したように、この時、スイッチング電流のピーク電流は式（６）の第２項に示される。
【０１０８】
これまでの各実施の形態においては、コンパレータ１５と制御回路１０とスイッチング手段４の遅れ時間は、スイッチング周期と比較して十分に小さく無視できるとして説明してきた。しかし、この遅れ時間が無視できない時は、補正された電流信号が基準電圧に達しても、瞬時にスイッチング手段４を流れる電流をオフできないので、遅れ時間Ｔｄに対応して、スイッチング電流のピーク値は、Ｔｄ×（Ｖin−Ｖout）／Ｌｆの分だけ増加する。このピーク電圧の増加に対応するために、実施の形態６では、予め増加する電流分だけ補正量を増加させて過電流レベルを下げておくことで対応している。すなわち、オペアンプ２６の正入力端子に抵抗を介して入力電圧Ｖinを印加し、同時に負入力端子に抵抗を介して出力電圧Ｖoutを印加することで（Ｖin−Ｖout）の値に比例する補正量を得ることができる。このようにすることで、一定の遅れ時間を考慮しても、過電流制限特性を一定にすることが可能になる。
【０１０９】
図１１は本発明に係る実施の形態６の他の構成のスイッチング電源の過電流保護回路を示す回路図である。このスイッチング電源の過電流保護における補正電圧発生回路９４０には、倍率器３００と加算器３０１がオペアンプ２６の出力側に設けられている。
図１１に示す補正電圧発生回路９４０の構成について説明する。
補正電圧発生回路９４０においては、図１０の補正電圧発生回路９５と同様に、第３の抵抗１６と第４の抵抗１７により出力電圧Ｖoutが分割され、電圧Ｖｏを形成している。また、第５の抵抗１８と第６の抵抗１９とコンデンサ２０により、制御回路１０のオンオフ信号である制御信号を平均化してオンオフ比（デューティ比）Ｄに比例した電圧Ｖｄを形成している。
また、第９の抵抗８９と第１０の抵抗９０により、入力電圧Ｖinが分割され電圧Ｖｉを形成している。第７の抵抗２２と第８の抵抗２５と第１１の抵抗９１と第１２の抵抗９２とオペアンプ２６により差動増幅回路を構成し、電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）が形成されている。
【０１１０】
掛け算器２１には電圧Ｖｄと差動増幅回路の出力（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、その積Ｖｄ×（Ｖｉ−Ｖｏ）が算出される。また、差動増幅回路の出力（Ｖｉ−Ｖｏ）は倍率器３００に入力され、定数倍されて加算器３０１に出力される。この加算器３０１には掛け算器２１からのＶｄ×（Ｖｉ−Ｖｏ）が入力され、（Ｖｉ−Ｖｏ）に加算される。
加算器９３は、第２の抵抗１３に発生する電圧Ｖｓと加算器３０１から出力された電圧の符号反転信号のとの和を算出して、コンパレータ１５へ出力する。コンパレータ１５には、加算器９３の出力と、基準電源１４の基準電圧Ｖｒが入力される。コンパレータ１５は、電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとを比較して、スイッチング素子４のターンオフタイミングを決定する。
上記のように構成された図１１のスイッチング電源装置における過電流保護回路において、スイッチング素子４のオンオフ動作により、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに変換される動作は実施の形態１のスイッチング電源装置と同じである。したがって、この実施の形態においても、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutが変化し、過電流保護回路が動作したとき、出力電流が増加することなく、一定に制御される効果を有する。
なお、前述の実施の形態５において示したが、実施の形態６においても、フルブリッジコンバータに代表されるフォワードコンバータ等の絶縁型コンバータで構成することもできる。すなわち、インダクタンス素子と平滑コンデンサに相当する構成要素の平滑回路を有し、矩形波電圧を平均化して出力電圧を形成する構成であれば、トランスの巻数比をＮとしたとき、補正式でＶoutに相当する項をＮ×Ｖoutにすることにより補正が可能となる。このような構成は上記実施の形態６と同様の効果を有する。
【０１１１】
【発明の効果】
以上、実施の形態について詳細に説明したところから明らかなように、本発明は次の効果を有する。
本発明によれば、入力電圧Ｖin及び出力電圧Ｖoutの変化に係らず、過電流保護回路の動作時の出力電流を一定にできるので、安全で安定したスイッチング電源装置を提供することができる。
本発明は、従来の過電流保護回路における種々の問題を解決するものであり、特に回路素子のインダクタンスが小さい回路において、入力電圧や出力電圧が変化した場合であっても出力電流を一定に制限し、安定して確実に過電流保護を行うことができる安全性の高いスイッチング電源装置の過電流保護回路を提供する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る実施の形態１におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１の過電流保護回路における過電流垂下特性を示す説明図である。
【図３】実施の形態１の他の構成の過電流保護回路を示すの回路図である。
【図４】本発明に係る実施の形態２におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図５】実施の形態２の過電流保護回路における動作波形を示す説明図である。
【図６】本発明に係る実施の形態３におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明に係る実施の形態４におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図８】実施の形態４の過電流保護回路における動作波形を示す説明図である。
【図９】本発明に係る実施の形態５におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態６におけるスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明に係る実施の形態６におけるスイッチング電源装置の他の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１２】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１３】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路における動作波形を示す説明図である。
【図１４】従来のスイッチング電源装置の過電流保護回路における垂下特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 入力直流電源
２ａ 入力端子
２ｂ 入力端子
３ カレントトランス
４ スイッチング素子
５ 整流ダイオード
６ インダクタンス素子
７ 平滑コンデンサ
８ａ 出力端子
８ｂ 出力端子
９ 負荷
１０ 制御回路
１１ 第１の抵抗
１２ ダイオード
１３ 第２の抵抗
１４ 基準電源
１５ コンパレータ
１６ 第３の抵抗
１７ 第４の抵抗
１８ 第５の抵抗
１９ 第６の抵抗
２０ コンデンサ
２１ 掛け算器
２２ 第７の抵抗
２３ 第８の抵抗
２４ 第９の抵抗
２５ 第１０の抵抗
２６ オペアンプ
２７ 加算器
Claims (15)
- 入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力電圧（Ｖout）を形成する平滑回路と、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）及びスイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）に比例する電圧とを用いて、検出されたピーク電流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に比例した誤差信号により補正するよう構成されたスイッチング電源装置。 - 誤差信号を形成するために掛け算器を用いて構成された請求項１記載のスイッチング電源装置。
- 前記過電流保護手段がピーク電圧保持手段をさらに有する請求項１記載のスイッチング電源装置。
- 入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段が接続された１次巻線と出力端子に接続された２次巻線とを有し、巻数比がＮ：１である絶縁形のトランスと、
前記２次巻線に接続され、整流手段とインダクタンス素子とコンデンサとにより整流平滑して出力電圧を形成する出力電圧形成手段と、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）及びスイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）を用いて、検出されたピーク電流値を、（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に比例した誤差信号により補正するよう構成されたスイッチング電源装置。 - 誤差信号を形成するために掛け算器を用いて構成された請求項４記載のスイッチング電源装置。
- スイッチング電源装置が絶縁型のトランスを有し、フルブリッジコンバータで構成された請求項４記載のスイッチング電源装置。
- 交互にオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段とを有し、第１の接続点により直列に接続された第１の直列回路と、
交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段と第４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点により直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の接続点と前記第２の接続点との間に接続された１次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波電圧印加手段と、
前記トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流する整流手段と、
前記整流手段からの矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力する平滑回路と、
前記第１の接続点の電圧を平均化して出力電圧に比例した電圧を形成する回路と、を有する請求項６記載のスイッチング電源装置。 - 交互にオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段とを有し、第１の接続点により直列に接続された第１の直列回路と、
交互にオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段と第４のスイッチング手段とを有し、第２の接続点により直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の接続点と前記第２の接続点との間に接続された１次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線に矩形波電圧を印加する矩形波電圧印加手段と、
前記トランスの２次巻線に誘起される矩形波電圧をインダクタンス素子とコンデンサにより平滑して出力する平滑回路と、
前記第１の接続点の電圧と前記第２の接続点の電圧とをそれぞれ平均化して出力電圧に比例した電圧を形成する平均化回路と、
前記第１のスイッチング手段又は前記第３のスイッチング手段がオン状態のとき前記入力電圧と出力電圧との差電圧を平均化することにより得られる誤差信号を形成する誤差信号形成回路と、を有する請求項７記載のスイッチング電源装置。 - 検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝の値により補正する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 検出されたピーク電流を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝の値により補正する請求項４に記載のスイッチング電源装置。
- 検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin−Ｖout）に比例する値の両方で補正することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）に比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例する値の両方で補正することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
- 検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｖout）｝に比例する値と、（Ｖin−Ｖout）に比例する値の両方で補正することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 検出されたピーク電圧を（Ｖout−Ｄ×Ｖout）の値に代えて｛Ｄ×（Ｖin−Ｎ×Ｖout）｝に比例する値と、（Ｖin−Ｎ×Ｖout）に比例する値の両方で補正することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
- 入力電圧（Ｖin）をオンオフ動作により矩形波電圧に形成するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段がオン状態のとき入力電圧が印加されて励磁エネルギーが蓄積され、前記スイッチング手段がオフ状態のとき蓄積された励磁エネルギーを出力するインダクタンス素子と、
前記出力された励磁エネルギーを整流平滑し出力電圧（Ｖ out ）を得る整流ダイオードと平滑コンデンサと、
前記スイッチング手段に流れる電流のピーク電流（Ｉｐ）を検出して、出力電流の制限を行う過電流保護手段と、を具備し、
前記過電流保護手段において、検出されたピーク電流（Ｉｐ）、前記出力電圧（Ｖ out ）、及び前記スイッチング手段のオンオフ比（Ｄ）に対して、Ｋを定数として、｛（１−Ｄ）×（Ｉｐ＋Ｋ×Ｖout）｝の演算を行い、その算出値を一定にするよう前記スイッチング手段のオン期間を決定するよう構成されたスイッチング電源装置。
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