JP5738777B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流指令と変圧器の１次巻線に流れる電流に基づいてスイッチ手段を駆動する電力変換装置に関する。

従来、電流指令と変圧器の１次巻線に流れる電流に基づいてスイッチ手段を制御する電力変換装置として例えば文献１に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータがある。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、目標電圧と出力電圧の差分電圧に基づいて目標電流を求める。目標電流が所定値以下のときには、所定デューティ比のパルス信号を生成し出力する。一方、目標電流が所定値より大きくなると、デューティ比が所定デューティ比より小さい、デューティ比の制限されたパルス信号を生成し出力する。そして、トランスの１次巻線に流れる電流が目標電流より小さいときには、生成したパルス信号に基づいてトランジスタを制御する。一方、トランスの１次巻線に流れる電流が目標電流以上になると、パルス信号の出力を停止してトランジスタをオフする。

また、別のＤＣ−ＤＣコンバータがある。この別のＤＣ−ＤＣコンバータは、目標電圧と出力電圧の差分電圧に基づいて目標電流を求める。そして、トランジスタを制御してトランスの１次巻線に通電する。目標電流が定格値以下であり、出力電圧を目標電圧に制御する定電圧制御領域においては、１次巻線に流れる電流のピーク値が目標電流に達すると１次巻線への通電を停止する。一方、目標電流が定格値より大きくなり、出力電流を定格値に制御する定電流制御領域においては、１次巻線に流れる電流のピーク値が定格値に達すると１次巻線への通電を停止する。

特開２００９−１３１１１６号公報

ところで、トランスの１次巻線に流れる電流は、インダクタンスの影響により時間とともに増加する。ここで、１次巻線に流れる電流の時間に対する傾きは、トランスのＴ型等価回路を用いた解析から明らかなように、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧によって変化する。

前述したように、定電流制御領域では、１次巻線に流れる電流のピーク値が定格値に達すると１次巻線への通電を停止する。定格値が一定値である場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧が変化すると、１次巻線に流れる電流の傾きが変化する。その結果、１次巻線に流れる電流の平均値が変化してしまう。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧の変化によって、定電流制御領域におけるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流特性が変化してしまう。この場合、出力電流特性のばらつきを考慮して素子等の電流容量を大きめに設定しなければならない。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータが大型化するとともにコストアップしてしまうという問題があった。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、定電流制御領域において、入出力電圧の変化によって発生する出力電流特性のばらつきを抑えることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

そこで、本発明者らは、この課題を解決すべく鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、電力変換装置の入出力電圧に基づいて最大電流指令を調整することで、定電流制御領域において、入力出力電圧の変化によって発生する出力電流特性のばらつきを抑えられることを見出し、本発明を完成するに至った。

すなわち、請求項１に記載の電力変換装置は、１次巻線と２次巻線を有する変圧器と、１次巻線に接続され、スイッチングすることで入力される直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線に印加するスイッチ手段と、２次巻線に接続され、２次巻線の交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換手段と、電圧指令と変換手段の出力する出力電圧に基づいて電流指令を求めるとともに、電流指令が最大電流指令以下のときには電流指令と１次巻線に流れる電流に基づいて、電流指令が最大電流指令より大きいときには最大電流指令と１次巻線に流れる電流に基づいてスイッチ手段を制御する制御手段と、を備えた電力変換装置において、制御手段は、スイッチ手段に入力される入力電圧と変換手段の出力する出力電圧に基づいて最大電流指令を調整することを特徴とする。

前述したように、定電流制御領域における特性のばらつきは、電力変換装置の入出力電圧が変化することによって発生する。しかし、この構成によれば、制御手段は、電力変換装置の入出力電圧に基づいてスイッチング手段を制御するための最大電流指令を調整する。そのため、定電流制御領域において、入出力電圧の変化によって発生する出力電流特性のばらつきを抑えることができる。

請求項２に記載の電力変換装置は、１次巻線と２次巻線を有する変圧器と、１次巻線に接続され、スイッチングすることで入力される直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線に印加するスイッチ手段と、２次巻線に接続され、２次巻線の交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換手段と、電圧指令と変換手段の出力する出力電圧に基づいてデューティ指令を求めるとともに、１次巻線に流れる電流が最大電流指令以下のときにはデューティ指令に基づいて、１次巻線に流れる電流が最大電流指令より大きいときには１次巻線に流れる電流と最大電流指令に基づいてスイッチ手段を制御する制御手段と、を備えた電力変換装置において、制御手段は、スイッチ手段に入力される入力電圧と変換手段の出力する出力電圧に基づいて最大電流指令を調整することを特徴とする。この構成によれば、制御手段が、電力変換装置の入出力電圧に基づいてスイッチング手段を制御するための最大電流指令を調整する。そのため、定電流制御領域において、入出力電圧の変化によって発生する出力電流特性のばらつきを抑えることができる。

請求項３に記載の電力変換装置は、制御手段は、変換手段の出力する出力電流の増加に伴って出力電圧が垂下する垂下特性の傾きを指示する垂下特性傾き指令に基づいて最大電流指令を調整することを特徴とする。この構成によれば、定電流制御領域において、入出力電圧の変化に伴って発生する、出力電流に対する出力電圧の傾きのばらつきを確実に抑えることができる。

請求項４に記載の電力変換装置は、制御手段は、スイッチ手段に入力される入力電力に対する変換手段の出力する出力電力の割合である電力変換効率に基づいて最大電流指令を調整することを特徴とする。この構成によれば、入出力電圧の変化に伴って発生する、定電流制御領域の開始点における出力電流のばらつきを確実に抑えることができる。

請求項５に記載の電力変換装置は、制御手段は、１次巻線に流れる電流を補正するための補償ランプ波の傾きを指示するスロープ補償傾き指令に基づいて最大電流指令を調整することを特徴とする。この構成によれば、スロープ補償傾き指令の違いによる出力電流特性のばらつきを抑えることができる。

請求項６に記載の電力変換装置は、制御手段は、遅延時間に基づいて最大電流指令を調整することを特徴とする。この構成によれば、遅延時間の違いによる出力電流特性のばらつきを抑えることができる。

請求項７に記載の電力変換装置は、車両に搭載されることを特徴とする。この構成によれば、車両に搭載される電力変換装置で、定電流制御領域において、入出力電圧の変化によって発生する特性のばらつきを抑えることができる。

第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。 電流参照値が最大電流参照値以下である、定電圧制御領域における動作を説明するためのタイミングチャートである。 電流参照値が最大電流参照値より大きい、定電流制御領域における動作を説明するためのタイミングチャートである。 入力側回路の入力電圧及び出力側回路の出力電圧と、入力側回路の入力電流の傾きの関係を説明するためのグラフである。 定電流制御領域における、入力側回路の入力電流の傾きと１次巻線に流れる電流の平均値の関係を説明するためのグラフである。 最大電流参照値が一定値である場合の出力電流−出力電圧特性のグラフである。 第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力電流−出力電圧特性のグラフである。 第２実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。 別の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。

次に、実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。本実施形態では、本発明に係る電力変換装置を、車両に搭載されバッテリの電圧を絶縁して降圧し電子装置に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置に適用した例を示す。
（第１実施形態）
次に、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置について説明する。まず、図１を参照して第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成について説明する。ここで、図１は、第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置１（電力変換装置）は、バッテリＢ１の直流電圧を絶縁して降圧し、車両に搭載された電子装置Ｓ１に供給するフルブリッジ式コンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１は、トランス１０（変圧器）と、入力側回路１１（スイッチ手段）と、出力側回路１２（変換手段）と、制御回路１３（制御手段）とを備えている。

トランス１０は、１次側に入力される交流電圧を絶縁した状態で降圧し２次側から出力する素子である。トランス１０は、１次巻線１００と、２次巻線１０１、１０２とを備えている。１次巻線１００と２次巻線１０１、１０２の巻数比は、ｎ１：ｎ２に設定されている。つまり、巻線比がｎ１／ｎ２に設定されている。１次巻線１００の一端と他端は、入力側回路１１に接続されている。２次巻線１０１、１０２は、直列接続されている。具体的には、２次巻線１０１の一端と２次巻線１０２の一端が接続されている。２次巻線１０１、１０２の他端、及び、２次巻線１０１、１０２の直列接続点は、出力側回路１２にそれぞれ接続されている。

入力側回路１１は、１次巻線１００とバッテリＢ１の間に接続され、スイッチングすることで入力されるバッテリＢ１の直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線１００に印加する回路である。入力側回路１１は、４つのスイッチ、スイッチ１１０〜１１３を備えている。スイッチ１１０〜１１３は、スイッチングすることで入力されるバッテリＢ１の直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線１００に印加する素子である。スイッチ１１０、１１１及びスイッチ１１２、１１３は、それぞれ直列接続されている。具体的には、スイッチ１１０、１１２の一端が、スイッチ１１１、１１３の一端にそれぞれ接続されている。直列接続された２組のスイッチ１１０、１１１及びスイッチ１１２、１１３は、バッテリＢ１に並列接続されている。具体的には、スイッチ１１０、１１２の他端がバッテリＢ１の正極端に、スイッチ１１１、１１３の他端がバッテリＢ１の負極端にそれぞれ接続されている。つまり、スイッチ１１０〜１１３は、フルブリッジ接続されている。また、スイッチ１１０〜１１３の制御端は、制御回路１３にそれぞれ接続されている。

出力側回路１２は、２次巻線１０１、１０２と電子装置Ｓ１の間に接続され、２次巻線１０１、１０２の交流電圧を直流電圧に変換して電子装置Ｓ１に供給する回路である。出力側回路１２は、ダイオード１２０、１２１と、コイル１２２と、コンデンサ１２３とを備えている。

ダイオード１２０、１２１は、２次巻線１０１、１０２にそれぞれ接続され、２次巻線１０１、１０２の交流電圧をそれぞれ整流する素子である。ダイオード１２０のアノードは２次巻線１０１の他端に、カソードはコイル１２２にそれぞれ接続されている。ダイオード１２１のアノードは２次巻線１０２の他端に、カソードはコイル１２２にそれぞれ接続されている。

コイル１２２及びコンデンサ１２３は、ダイオード１２０、１２１によって変換された直流電圧を平滑化する素子である。コイル１２２の一端は、ダイオード１２０、１２１のカソードに接続されている。また、他端はコンデンサ１２３の一端に接続され、コンデンサ１２３の他端は２次巻線１０１、１０２の直列接続点に接続されている。さらに、コンデンサ１２３の一端は電子装置Ｓ１の正極端に、他端は電子装置Ｓ１の負極端にそれぞれ接続されている。

制御回路１３は、入力側回路１１を制御する回路である。具体的には、電圧指令と出力側回路１２の出力する出力電圧に基づいて電流参照値（電流指令）を求めるとともに、電流参照値が最大電流参照値（最大電流指令）以下（最大電流指令以下）である定電圧制御領域のときには電流参照値と１次巻線１００に流れる電流に基づいて、電流参照値が最大電流参照値より大きい定電流制御領域のときには最大電流参照値と１次巻線１００に流れる電流に基づいて入力側回路１１を制御する。その際、入力側回路１１に入力される入力電圧、出力側回路１２の出力する出力電圧、垂下特性傾き指令値（垂下特性傾き指令）、電力変換効率、スロープ補償傾き指令値（スロープ補償傾き指令）及び遅延時間に基づいて最大電流参照値を調整する。

ここで、最大電流参照値は、出力側回路１２の出力する出力電流の最大値を指示するものである。垂下特性傾き指令値は、定電流制御領域において、出力側回路１２の出力する出力電流の増加に伴って出力電圧が垂下する垂下特性の傾きを指示するものである。具体的には、出力電流に対する出力電圧の傾きを指示するものである。電力変換効率は、入力側回路１１に入力される入力電力に対する出力側回路１２の出力する出力電力の割合である。スロープ補償傾き指令値は、発振現象を防止するために１次巻線１００に流れる電流を補正する後述する補償ランプ波の傾きを指示するものである。遅延時間は、後述するＰＷＭ信号が、スイッチのオフを指示してから実際にスイッチがオフするまでの時間である。

制御回路１３は、出力電圧検出部１３０と、電流参照値演算部１３１と、入力電圧検出部１３２と、最大電流参照値演算部１３３と、電流参照値選択部１３４ａと、Ｄ／Ａ変換部１３４ｂと、入力電流検出部１３５ａと、スロープ発生部１３５ｂと、加算器１３５ｃと、比較器１３６と、基準信号発生部１３７と、ＰＷＭ信号発生部１３８ａ、１３８ｂと、駆動回路１３９ａ、１３９ｂとを備えている。

出力電圧検出部１３０は、電子装置Ｓ１に供給する出力側回路１２の出力電圧を検出し、対応する所定電圧に変換して出力するブロックである。出力電圧検出部１３０は、出力側回路１２の出力端に接続されている。具体的には、コンデンサ１２３の一端に接続されている。また、出力電圧検出部１３０は、電流参照値演算部１３１に接続されている。

電流参照値演算部１３１は、出力電圧検出部１３０の出力電圧をデジタル値に変換するとともに、変換した出力電圧値とデジタル値として予め設定されている電圧参照値に基づいて電流参照値を決定し、デジタル値として出力するブロックである。具体的には、出力電圧値と電圧参照値の偏差を比例積分して電流参照値を求め、デジタル値として出力する。電流参照値演算部１３１は、出力電圧検出部１３０に接続されている。また、電流参照値選択部１３４ａに接続されている。

入力電圧検出部１３２は、入力側回路１１に入力されるバッテリＢ１の電圧を検出し、対応する所定電圧に変換して出力するブロックである。入力電圧検出部１３２は、入力側回路１１の入力端に接続されている。具体的には、スイッチ１１０、１１２の他端に接続されている。また、入力電圧検出部１３２は、最大電流参照値演算部１３３に接続されている。

最大電流参照値演算部１３３は、入力電圧検出部１３２の出力電圧及び出力電圧検出部１３０の出力電圧をデジタル値に変換するとともに、変換した入力側回路１１の入力電圧値及び出力側回路１２の出力電圧値、デジタル値として予め設定されている電圧参照値、定格出力電流参照値、垂下特性傾き指令値、電力変換効率、スロープ補償傾き指令値及び遅延時間に基づいて最大電流参照値を調整し、デジタル値として出力するブロックである。ここで、定格出力電流参照値は、出力側回路１２の定格出力電流を指示するものである。最大電流参照値演算部１３３は、具体的には、数１に従って最大電流参照値を求め、デジタル値として出力する。

最大電流参照値演算部１３３は、入力電圧検出部１３２と出力電圧検出部１３０に接続されている。また、電流参照値選択部１３４ａに接続されている。

電流参照値選択部１３４ａは、電流参照値が最大電流参照値以下である定電圧制御領域のときには電流参照値を、電流参照値が最大電流参照値より大きい定電流制御領域になると最大電流参照値を選択し出力するブロックである。電流参照値選択部１３４ａは、電流参照値演算部１３１と最大電流参照値演算部１３３に接続されている。また、Ｄ／Ａ変換部１３４ｂに接続されている。

Ｄ／Ａ変換部１３４ｂは、電流参照値選択部１３４ａの選択した電流参照値又は最大電流参照値をアナログ電圧に変換して出力するブロックである。具体的には、電流参照値が最大電流参照値以下である定電圧制御領域のときには電流参照値を、電流参照値が最大電流参照値より大きい定電流制御領域になると最大電流参照値をアナログ電圧に変換して出力する。Ｄ／Ａ変換部１３４ｂは、電流参照値選択部１３４ａに接続されている。また、比較器１３６に接続されている。

入力電流検出部１３５ａは、バッテリＢ１から入力される入力側回路１１の入力電流を検出し、対応する所定電圧に変換して出力するブロックである。つまり、１次巻線１００に流れる電流を検出し、対応する所定電圧に変換して出力するブロックである。具体的には、スイッチ１１０、１１３がともにオンしたとき、及び、スイッチ１１１、１１３がともにオンしたときに１次巻線１００に流れる電流の絶対値を検出し、対応する所定電圧に変換して出力するブロックである。入力電流検出部１３５ａは、入力側回路１１の入力端に設けられた電流センサに接続されている。具体的には、スイッチ１１１、１１３をバッテリＢ１に接続する配線に設けられた電流センサに接続されている。また、入力電流検出部１３５ａは、加算器１３５ｃに接続されている。

スロープ発生部１３５ｂは、デジタル値として予め設定されているスロープ補償傾き指令値、後述する基準信号ＣＬＫ４及びリセット信号ＲＳＴに基づいて、発振現象を防止するために入力電流検出部１３５ａの出力に加算する補償ランプ波を生成し出力するブロックである。スロープ発生部１３５ｂは、基準信号発生部１３７及び比較器１３６にそれぞれ接続されている。また、加算器１３５ｃに接続されている。

加算器１３５ｃは、入力電流検出部１３５ａの出力にスロープ発生部１３５ｂの出力する補償ランプ波を加算し出力するブロックである。加算器１３５ｃは、入力電流検出部１３５ａ及びスロープ発生部１３５ｂにそれぞれ接続されている。また、比較器１３６に接続されている。

比較器１３６は、Ｄ／Ａ変換部１３４ｂの出力電圧と、補償ランプ波の加算された入力電流検出部１３５ａの出力電圧の比較結果に基づいてリセット信号ＲＳＴを生成し出力する素子である。比較器１３６の一方の入力端は、Ｄ／Ａ変換部１３４ｂに接続されている。また、他方の入力端は、加算器１３５ｃに接続されている。さらに、出力端は、スロープ発生部１３５ｂ及びＰＷＭ信号発生部１３８ｂに接続されている。

基準信号発生部１３７は、所定周期毎に基準信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ４を生成し出力するブロックである。ここで、基準信号ＣＬＫ１は、後述するＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌを生成するための信号である。基準信号ＣＬＫ２は、後述するＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈを生成するための信号である。基準信号ＣＬＫ３は、後述するＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｌを生成するための信号である。基準信号ＣＬＫ４は、補償ランプ波を生成するための信号である。基準信号発生部１３７は、ＰＷＭ信号発生部１３８ａ、１３８ｂに接続されている。また、スロープ発生部１３５ｂに接続されている。

ＰＷＭ信号発生部１３８ａは、基準信号発生部１３７の出力する基準信号ＣＬＫ１に基づいて、スイッチ１１０、１１１をスイッチングするためのＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌを生成し出力するブロックである。ＰＷＭ信号発生部１３８ａは、基準信号発生部１３７に接続されている。また、駆動回路１３９ａに接続されている。

ＰＷＭ信号発生部１３８ｂは、基準信号発生部１３７の出力する基準信号ＣＬＫ２、ＣＬＫ３と比較器１３６の出力するリセット信号ＲＳＴに基づいて、スイッチ１１２、１１３をスイッチングするためのＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力するブロックである。ＰＷＭ信号発生部１３８ｂは、基準信号発生部１３７に接続されている。また、比較器１３６に接続されている。さらに、駆動回路１３９ｂに接続されている。

駆動回路１３９ａ、１３９ｂは、ＰＷＭ信号発生部１３８ａ、１３８ｂの出力するＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌに基づいてスイッチ１１０〜１１３をスイッチングする回路である。駆動回路１３９ａ、１３９ｂは、ＰＷＭ信号発生部１３８ａ、１３８ｂにそれぞれ接続されている。また、駆動回路１３９ａはスイッチ１１０、１１１の制御端に、駆動回路１３９ｂはスイッチ１１２、１１３の制御端にそれぞれ接続されている。

次に、図１〜図３を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作について説明する。ここで、図２は、電流参照値が最大電流参照値以下である、定電圧制御領域における動作を説明するためのタイミングチャートである。図３は、電流参照値が最大電流参照値より大きい、定電流制御領域における動作を説明するためのタイミングチャートである。

図１に示す出力電圧検出部１３０は、電子装置Ｓ１に供給する出力側回路１２の出力電圧を検出し、対応する所定電圧に変換して出力する。電流参照値演算部１３１は、出力電圧検出部１３０の出力電圧をデジタル値に変換する。そして、変換した出力電圧値とデジタル値として予め設定されている電圧参照値の偏差を比例積分して電流参照値を求め、デジタル値として出力する。

入力電圧検出部１３２は、入力側回路１１に入力されるバッテリＢ１の出力電圧を検出し、対応する所定電圧に変換して出力する。

最大電流参照値演算部１３３は、入力電圧検出部１３２の出力電圧と出力電圧検出部１３０の出力電圧をデジタル値に変換する。そして、変換した入力側回路１１の入力電圧値及び出力側回路１２の出力電圧値、デジタル値として予め設定されている電圧参照値、定格出力電流参照値、垂下特性傾き指令値、電力変換効率、スロープ補償傾き指令値及び遅延時間に基づいて、最大電流参照値を調整し、デジタル値として出力する。具体的には、数１に従って最大電流参照値を求めデジタル値として出力する。

電流参照値選択部１３４ａは、電流参照値が最大電流参照値以下である定電圧制御領域のときには電流参照値を、電流参照値が最大電流参照値より大きい定電流制御領域になると最大電流参照値を選択し出力する。Ｄ／Ａ変換部１３４ｂは、電流参照値演算部１３１の選択した電流参照値又は最大電流参照値をアナログ電圧に変換して出力する。

基準信号発生部１３７は、所定周期毎に基準信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ４を生成し出力する。具体的には、図２及び図３に示すように、周期Ｔ０毎にハイレベルとなるパルス状の基準信号ＣＬＫ１を生成し出力する。基準信号ＣＬＫ１の出力タイミングと同一のタイミングで、周期Ｔ０毎にハイレベルとなるパルス状の基準信号ＣＬＫ２を生成し出力する。基準信号ＣＬＫ２の出力タイミングに対してＴ０／２だけ位相がずれたタイミングで、周期Ｔ０毎にハイレベルとなるパルス状の基準信号ＣＬＫ３を生成し出力する。基準信号ＣＬＫ１の出力タイミングを基準とし周期Ｔ０／２毎にハイレベルとなるパルス状の基準信号ＣＬＫ４を生成し出力する。

図１に示す入力電流検出部１３５ａは、バッテリＢ１から入力される入力側回路１１の入力電流、つまり１次巻線１００に流れる電流を検出し、対応する所定電圧に変換して出力する。

スロープ発生部１３５ｂは、デジタル値として予め設定されているスロープ補償傾き指令値、基準信号ＣＬＫ４及びＲＳＴに基づいて補償ランプ波を生成し出力する。具体的には、図２に示すように、基準信号ＣＬＫ４の立上りタイミングに同期し、時刻ｔ１からデッドタイムｔｄ経過後にスロープ補償傾き指令値によって指示された傾きの補償ランプ波を出力する。そして、次の基準信号ＣＬＫ４のタイミングである時刻ｔ２までにリセット信号ＲＳＴが出力されたときには、リセット信号ＲＳＴに同期して、時刻ｔ２までにリセット信号ＲＳＴが出力されないときには、時刻ｔ２に同期して補償ランプ波を０Ｖにする。以降、同様にして補償ランプ波を生成し出力する。

図１に示す加算器１３５ｃは、入力電流検出部１３５ａの出力にスロープ発生部１３５ｂの出力する補償ランプ波を加算し出力する。

比較器１３６は、Ｄ／Ａ変換部１３４ｂの出力電圧と補償ランプ波の加算された入力電流検出部１３５ａの出力電圧の比較結果に基づいてリセット信号ＲＳＴを生成し出力する。具体的には、電流参照値が最大電流参照値以下である定電圧制御領域のときには、図２に示すように、補償ランプ波の加算された入力電流検出部１３５ａの出力電圧と、電流参照値に相当するＤ／Ａ変換部１３４ｂの出力電圧を比較する。一方、電流参照値が最大電流参照値より大きい定電流制御領域のときには、図３に示すように、補償ランプ波の加算された入力電流検出部１３５ａの出力電圧と、最大電流参照値に相当するＤ／Ａ変換部１３４ｂの出力電圧を比較する。そして、補償ランプ波の加算された入力電流検出部１３５ａの出力電圧がＤ／Ａ変換部１３４ｂの出力電圧より大きいときにハイレベルとなるリセット信号ＲＳＴを生成し出力する。

図１に示すＰＷＭ信号発生部１３８ａは、基準信号発生部１３７の出力する基準信号ＣＬＫ１に基づいて、スイッチ１１０、１１１をスイッチングするためのＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌを生成し出力する。具体的には、図２及び図３に示すように、基準信号ＣＬＫ１の立上りタイミングである時刻ｔ１に同期し、時刻ｔ１からデッドタイムｔｄ経過後にハイレベルとなり、時刻ｔ１からＴ０／２経過後の時刻ｔ２に同期してローレベルとなるＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｈを生成し出力する。また、時刻ｔ２に同期し、時刻ｔ２からデッドタイムｔｄ経過後にハイレベルとなり、次の基準信号ＣＬＫ１の立上りタイミングである時刻ｔ３に同期してローレベルとなるＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｌを生成し出力する。以降、同様にしてＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌを生成し出力する。

図１に示すＰＷＭ信号発生部１３８ｂは、駆動信号発生部１３７の出力する基準信号ＣＬＫ２、ＣＬＫ３と比較器１３６の出力するリセット信号ＲＳＴに基づいて、スイッチ１１２、１１３をスイッチングするためのＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。具体的には、図２及び図３に示すように、時刻ｔ２までにリセット信号ＲＳＴが出力されたときには、リセット信号ＲＳＴの立上りタイミングに同期してローレベルとなったＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｌの立下りタイミングからデッドタイムｔｄ経過後に、時刻ｔ２までリセット信号ＲＳＴが出力されないときには、時刻ｔ２からデッドタイムｔｄ経過後にハイレベルとなり、時刻ｔ３までにリセット信号ＲＳＴが出力されたときには、リセット信号ＲＳＴの立上りタイミングに同期して、時刻ｔ３までにリセット信号ＲＳＴが出力されないときには、時刻ｔ３に同期してローレベルとなるＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈを生成し出力する。また、時刻ｔ３までにリセット信号ＲＳＴが出力されたときには、リセット信号ＲＳＴの立上りタイミングに同期してローレベルとなったＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈの立下りタイミングからデッドタイムｔｄ経過後に、時刻ｔ３までリセット信号ＲＳＴが出力されないときには、時刻ｔ３からデッドタイムｔｄ経過後にハイレベルとなり、時刻ｔ３からＴ０／２経過後の時刻ｔ４までにリセット信号ＲＳＴが出力されたときには、リセット信号ＲＳＴの立上りタイミングに同期して、時刻ｔ４までにリセット信号ＲＳＴが出力されないときには時刻ｔ４に同期してローレベルとなるＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。以降、同様にしてＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。

図１に示す駆動回路１３９ａ、１３９ｂは、ＰＷＭ信号発生部１３８ａ、１３８ｂの出力するＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌに基づいてスイッチ１１０〜１１３をスイッチングする。具体的には、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌがハイレベルのときスイッチ１１０〜１１３をそれぞれオンする。つまり、入力側回路１１は、対角に配置された一方のスイッチのオン期間に対して、対角に配置された他方のスイッチのオン期間の位相を調整することによって対角に配置されたスイッチのオン期間が制御される。いわゆるフェーズシフト制御方式によって制御される。

これにより、電流参照値が最大電流参照値以下である定電圧制御領域のときには、電流参照値とスロープ補償された１次巻線１００に流れる電流に基づいて、電流参照値が最大電流参照値より大きい定電流制御領域のときには、最大電流参照値とスロープ補償された１次巻線１００に流れる電流に基づいてスイッチ１１０〜１１３が制御される。その結果、バッテリＢ１の直流電圧が交流電圧に変換され、トランス１０の１次巻線１００に印加される。１次巻線１００に交流電圧が印加されると、２次巻線１０１、１０２から降圧された交流電圧が出力される。出力側回路１２は、２次巻線１０１、１０２の交流電圧を直流電圧に変換して電子装置Ｓ１に供給する。具体的には、定電圧制御領域においては、電圧参照値の一定の直流電圧を電子装置Ｓ１に供給する。一方、定電流制御領域においては、入出力電圧の変化に関わらず一定の出力電流特性で出力電圧を垂下させる。

次に、図１〜図７を参照して効果について説明する。ここで、図４は、入力側回路の入力電圧及び出力側回路の出力電圧と、入力側回路の入力電流の傾きの関係を説明するためのグラフである。図５は、定電流制御領域における、入力側回路の入力電流の傾きと１次巻線に流れる電流の平均値の関係を説明するためのグラフである。図６は、最大電流参照値が一定値である場合の出力電流−出力電圧特性のグラフである。図７は、第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力電流−出力電圧特性のグラフである。

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置１において、入力側回路１１の入力電流は、インダクタンスの影響により図２及び図３に示すように、時間の経過とともに増加する。ここで、入力側回路１１の入力電流の時間に対する傾きは、トランスのＴ型等価回路を用いた解析から明らかなように、図４に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入出力電圧によって変化する。例えば、入力電圧が小さいほど、また、出力電圧が大きいほど１次巻線１００に流れる電流の傾きが小さくなる。

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置１において、定電流制御領域では、入力側回路１１の入力電流のピーク値が最大電流参照値に達するとバッテリＢ１から入力側回路１１への通電を停止する。最大電流参照値が一定値である場合、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧が低下すると、図４に示すように、入力側回路１１の入力電流の傾きが小さくなる。その結果、図５に示すように、１次巻線１００に流れる電流の平均値が大きくなってしまう。つまり、図６に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧の低下によって、定電流制御領域におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の出力電流が増加してしまう。ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の出力電圧が増加した場合も同様である。

しかし、第１実施形態によれば、制御回路１３は、入力側回路１１に入力される入力電圧と出力側回路１２の出力する出力電圧に基づいて最大電流参照値を調整する。例えば、入力電圧が低下したときには、最大電流参照値が小さくなるように、入力電圧が増加したときには、最大電流参照値が大きくなるように調整する。そのため、図７に示すように、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータ装置１で、定電流制御領域において、入出力電圧の変化によって発生する出力電流特性のばらつきを抑えることができる。

第１実施形態によれば、制御回路１３は、垂下特性の傾きを指示する垂下特性傾き指令値に基づいて最大電流参照値を調整する。そのため、定電流制御領域において、入出力電圧の変化に伴って発生する、出力電流に対する出力電圧の傾きのばらつき、つまり垂下特性のばらつきを確実に抑えることができる。

第１実施形態によれば、制御回路１３は、電力変換効率に基づいて最大電流参照値を調整する。そのため、入出力電圧の変化に伴って発生する、定電流制御領域の開始点における出力電流のばらつきを確実に抑えることができる。

第１実施形態によれば、制御回路１３は、入力電流検出部１３５ａの出力を補正すための補償ランプ波の傾きを指示するスロープ補償傾き指令値に基づいて最大電流参照値を調整する。また、ＰＷＭ信号が、スイッチのオフを指示してから実際にスイッチがオフするまでの時間である遅延時間に基づいて最大電流参照値を調整する。そのため、スロープ補償傾き指令の違いや遅延時間の違いによる出力電流特性のばらつきを抑えることができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置について説明する。第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置が、電流参照値選択部で電流参照値と最大電流参照値のうちいずれかを選択し、選択結果に基づいてＰＷＭ信号発生部でＰＷＭ信号を生成するのに対して、電圧参照値に基づいて求めたデューティ指令値と、最大電流参照値に基づいて生成したリセット信号に基づいてＰＷＭ信号発生部でＰＷＭを生成するようにしたものである。第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、制御回路を除いて第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置と同一構成である。

まず、図８を参照して制御回路の構成について説明する。ここで、図８は、第２実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。

図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置２（電力変換装置）は、バッテリＢ２の出力する直流電圧を絶縁して降圧し、車両に搭載された電子装置Ｓ２に供給するフルブリッジ式コンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ装置２は、トランス２０（変圧器）と、入力側回路２１（スイッチ手段）と、出力側回路２２（変換手段）と、制御回路２３（制御手段）とを備えている。

トランス２０は、１次巻線２００と、２次巻線２０１、２０２とを備えている。トランス２０は、第１実施形態のトランス１０と同一構成である。入力側回路２１は、スイッチ２１０〜２１３を備えている。入力側回路２１は、第１実施形態の入力側回路１１と同一構成である。出力側回路２２は、ダイオード２２０、２２１と、コイル２２２と、コンデンサ２２３とを備えている。出力側回路２２は、第１実施形態の出力側回路１２と同一構成である。

制御回路２３は、電圧指令と出力側回路２２の出力する出力電圧に基づいてデューティ指令値（デューティ指令）を求めるとともに、１次巻線２００に流れる電流が最大電流参照値（最大電流指令）以下（最大電流指令以下）のときにはデューティ指令値に基づいて、１次巻線２００に流れる電流が最大電流参照値より大きいときには１次巻線２００に流れる電流と最大電流参照値の比較結果に基づいて入力側回路２２を制御する。ここで、デューティ指令値は、スイッチのオン期間の割合を指示するものである。制御回路２３は、出力電圧検出部２３０と、デューティ演算部２３１と、入力電圧検出部２３２と、最大電流参照値演算部２３３と、Ｄ／Ａ変換部２３４と、入力電流検出部２３５ａと、スロープ発生部２３５ｂと、加算器２３５ｃと、比較器２３６と、基準信号発生部２３７と、ＰＷＭ信号発生部２３８ａ、２３８ｂと、駆動回路２３９ａ、２３９ｂとを備えている。

出力電圧検出部２３０は、第１実施形態の出力電圧検出部１３０と同一構成である。

デューティ演算部２３１は、出力電圧検出部２３０の出力電圧をデジタル値に変換するとともに、変換した出力電圧値とデジタル値として予め設定されている電圧参照値に基づいてデューティ指令値を求め、デジタル値として出力するブロックである。デューティ演算部２３１は、出力電圧検出２３０に接続されている。また、スロープ発生部２３５ｂ及びＰＷＭ信号発生部２３８ｂに接続されている。

入力電圧検出部２３２及び最大電流参照値演算部２３３は、第１実施形態の入力電圧検出部１３２及び最大電流参照値演算部１３３と同一構成である。

Ｄ／Ａ変換部２３４は、最大電流参照値演算部２３３の出力する最大電流参照値をアナログ電圧に変換して出力するブロックである。Ｄ／Ａ変換部２３４は、最大電流参照値演算部２３３に接続されている。また、比較器２３６に接続されている。

入力電流検出部２３５ａは、第１実施形態の入力電流検出部１３５ａと同一構成である。

スロープ発生部２３５ｂは、デジタル値として予め設定されているスロープ補償傾き指令値（スロープ補償傾き指令）、デューティ指令値、基準信号ＣＬＫ４及びリセット信号ＲＳＴに基づいて、補償ランプ波を生成し出力するブロックである。

加算器２３５ｃは、第１実施形態の加算器１３５ｃと同一構成である。

比較器２３６、基準信号発生部２３７、ＰＷＭ信号発生部２３８ａは、第１実施形態の入力電流検出部２３５、比較器２３６、基準信号発生部２３７、ＰＷＭ信号発生部２３８ａと同一構成である。

ＰＷＭ信号発生部２３８ｂは、基準信号発生部２３７の出力する基準信号ＣＬＫ２、ＣＬＫ３、デューティ演算部２３１の出力するデューティ指令値、及び、比較器２３６の出力するリセット信号ＲＳＴに基づいて、スイッチ２１２、２１３をスイッチングするためのＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力するブロックである。具体的には、補償ランプ波の加算された入力電流検出部２３５ａの出力電圧がＤ／Ａ変換部２３４ｂの出力電圧以下であり、リセット信号ＲＳＴが出力されないときには、デューティ指令値に基づいて、補償ランプ波の加算された入力電流検出部２３５ａの出力電圧がＤ／Ａ変換部２３４ｂの出力電圧より大きく、リセット信号ＲＳＴが出力されたときには、リセット信号ＲＳＴによって決定されるデューティに基づいてＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。これにより、結果的に、１次巻線２００に流れる電流が最大電流参照値以下のときには電圧参照値と出力電圧に基づいて、電流参照値が最大電流参照値より大きいときには最大電流参照値と１次巻線２００に流れる電流に基づいてスイッチ２１２、２１３を制御することになる。ＰＷＭ信号発生部２３８ｂは、基準信号発生部２３７、デューティ演算部２３１及び比較器２３６に接続されている。また、駆動回路２３９ｂに接続されている。

駆動回路２３９ａ、２３９ｂは、第１実施形態の駆動回路１３９ａ、１３９ｂと同一構成である。

動作については、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌの生成の仕方が異なるだけで、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置１と同一であるので、説明を省略する。

次に、効果について説明する。第２実施形態によれば、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌの生成の仕方が異なるだけであり、結果的に第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

なお、第１及び第２実施形態では、電力変換効率が予め設定されている例を挙げているが、これに限られるものではない。測定するようにしてもよい。

また、第１及び第２実施形態では、入力側回路が、４つのスイッチをフルブリッジ接続して構成される例を挙げているが、これに限られるものではない。図９に示すように、入力側回路３１は、１つのスイッチ３１０によって構成されていてもよい。この場合、ＰＷＭ信号発生部及び駆動回路は１系統でよい。図１に示すＰＷＭ信号発生部１３８ａ及び駆動回路１３９ａに相当する部分は不要となる。また、ＰＷＭ信号発生部３３８に対する基準信号も１つだけでよい。図９に示すように、制御回路３３は、出力電圧検出部３３０と、電流参照値演算部３３１と、Ｄ／Ａ変換部３３２と、入力電流検出部３３３（電流検出手段）と、マスク回路３３４（電流検出手段、マスク手段）と、比較器３３５（リセット信号生成手段）と、基準信号発生部３３６（基準信号生成手段）と、ＰＷＭ信号発生部３３７（駆動手段）と、マスク信号発生部３３８（電流検出手段、マスク信号生成手段）と、駆動回路３３９（駆動手段）だけでよい。

１、２・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ装置（電力変換装置）、１０、２０・・・トランス（変圧器）、１００、２００・・・１次巻線、１０１、１０２、２０１、２０２・・・２次巻線、１１、２１、３１・・・入力側回路（スイッチ手段）、１１０〜１１３、２１０〜２１３、３１０・・・スイッチ、１２、２２・・・出力側回路（変換手段）、１２０、１２１、２２０、２２１・・・ダイオード、１２２、２２２・・・コイル、１２３、２２３・・・コンデンサ、１３、２３、３３・・・制御回路（制御手段）、１３０、２３０、３３０・・・出力電圧検出部、１３１、３３１・・・電流参照値演算部、１３２、２３２、３３２・・・入力電圧検出部、１３３、２３３、３３３・・・最大電流参照値演算部、１３４ａ、３３４ａ・・・電流参照値選択部、１３４ｂ、２３４、３３４ｂ・・・Ｄ／Ａ変換部、１３５ａ、２３５ａ、３３５ａ・・・入力電流検出部、１３５ｂ、２３５ｂ、３３５ｂ・・・スロープ発生部、１３５ｃ、２３５ｃ、３３５ｃ・・・加算器、１３６、２３６、３３６・・・比較器、１３７、２３７、３３７・・・基準信号発生部、１３８ａ、１３８ｂ、２３８ａ、２３８ｂ、３３８・・・ＰＷＭ信号発生部、１３９ａ、１３９ｂ、２３９ａ、２３９ｂ、３３９・・・駆動回路、２３１・・・デューティ演算部、Ｂ１、Ｂ２・・・バッテリ、Ｓ１、Ｓ２・・・電子装置

Claims (7)

1. １次巻線と２次巻線を有する変圧器と、
   前記１次巻線に接続され、スイッチングすることで入力される直流電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線に印加するスイッチ手段と、
   前記２次巻線に接続され、前記２次巻線の交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換手段と、
   電圧指令と前記変換手段の出力する出力電圧に基づいて電流指令を求めるとともに、前記電流指令が最大電流指令以下のときには前記電流指令と前記１次巻線に流れる電流に基づいて、前記電流指令が前記最大電流指令より大きいときには前記最大電流指令と前記１次巻線に流れる電流に基づいて前記スイッチ手段を制御する制御手段と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記制御手段は、前記スイッチ手段に入力される入力電圧と前記変換手段の出力する出力電圧に基づいて前記最大電流指令を調整することを特徴とする電力変換装置。
2. １次巻線と２次巻線を有する変圧器と、
   前記１次巻線に接続され、スイッチングすることで入力される直流電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線に印加するスイッチ手段と、
   前記２次巻線に接続され、前記２次巻線の交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換手段と、
   電圧指令と変換手段の出力する出力電圧に基づいてデューティ指令を求めるとともに、１次巻線に流れる電流が最大電流指令以下のときにはデューティ指令に基づいて、１次巻線に流れる電流が最大電流指令より大きいときには１次巻線に流れる電流と最大電流指令に基づいてスイッチ手段を制御する制御手段と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記制御手段は、前記スイッチ手段に入力される入力電圧と前記変換手段の出力する出力電圧に基づいて前記最大電流指令を調整することを特徴とする電力変換装置。
3. 前記制御手段は、前記変換手段の出力する出力電流の増加に伴って出力電圧が垂下する垂下特性の傾きを指示する垂下特性傾き指令に基づいて前記最大電流指令を調整することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御手段は、前記スイッチ手段に入力される入力電力に対する前記変換手段の出力する出力電力の割合である電力変換効率に基づいて前記最大電流指令を調整することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御手段は、前記１次巻線に流れる電流を補正するための補償ランプ波の傾きを指示するスロープ補償傾き指令に基づいて前記最大電流指令を調整することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御手段は、遅延時間に基づいて前記最大電流指令を調整することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 車両に搭載されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

Images