TWI538351B - 不斷電電源裝置 - Google Patents

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TWI538351B
TWI538351B TW104103391A TW104103391A TWI538351B TW I538351 B TWI538351 B TW I538351B TW 104103391 A TW104103391 A TW 104103391A TW 104103391 A TW104103391 A TW 104103391A TW I538351 B TWI538351 B TW I538351B
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豊田勝
木下雅博
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Description

不斷電電源裝置
本發明係有關不斷電電源裝置，具體而言係有關具備將供給自商用交流電源的交流電力轉換成直流電力的轉換器(converter)與將直流電力轉換成交流電力而供給至負載的反向器(inverter)之不斷電電源裝置。
例如日本國特開2010-124557號公報(下述之專利文獻1)係揭示具備轉換器、反向器及直流升降壓器的不斷電電源裝置。轉換器係將由商用交流電源供給的交流電力轉換成直流電力。反向器係將直流電力轉換成交流電力而供給至負載。直流升降壓器係於商用交流電源供給交流電力時、即通常時，將轉換器所產生的直流電力供給至蓄電池；於來自商用交流電源的交流電力的供給停止時、即斷電時，將蓄電池的直流電力供給至反向器。因此，即使斷電發生，在蓄電池蓄積有直流電力的期間仍能夠繼續負載之運轉。
(先前技術文獻) (專利文獻)
專利文獻1：日本國特開2010-124557號公報
前述不斷電電源裝置係當即便來自商用交流電源的交流電壓有波形失真的情形下，仍對負載供給無波形失真的正弦波狀的交流電壓。然而，只要波形失真對負載而言為容許範圍內，則亦能夠對負載供給有波形失真的交流電壓。此外，關於不斷電電源裝置的效率，有時供給有波形失真的交流電壓的效率比供給無波形失真的交流電壓的效率高。
因此，本發明的主要目的在於提供高效率的不斷電電源裝置。
本發明的不斷電電源裝置係具備：轉換器，係將由商用交流電源供給的交流電力轉換成直流電力；反向器，係將直流電力轉換成交流電力而供給至負載；及控制裝置，係控制轉換器及反向器。於交流電力從商用交流電源供給的通常時，將轉換器所產生的直流電力供給至反向器並且蓄積在電力蓄積裝置，於來自商用交流電源的交流電力的供給停止的斷電時，將電力蓄積裝置的直流電力供給至反向器。控制裝置係執行從第1模式與第2模式兩者中所選擇的模式，該第1模式係對負載提供無波形失真的正弦波狀的交流電壓，該第2模式係對負載提供具有對負載而言為容許範圍內的波形失真的交流電壓。
在本發明的不斷電電源裝置中，係對負載提供從無波形失真的交流電壓與有波形失真的交流電壓兩者中所選擇的交流電壓，因此能夠將效率提升得比對負載只能供給無波形失真的交流電壓的習知技術高。
1‧‧‧不斷電電源裝置
2、8、13、16‧‧‧電磁接觸器
3、6‧‧‧保護用保險絲
4、11‧‧‧交流電抗器
5‧‧‧轉換器
5a至5c‧‧‧輸入節點
7‧‧‧雙向截波器
9‧‧‧平滑用電解電容器
10‧‧‧反向器
10a至10c‧‧‧輸出節點
12‧‧‧電容器
14‧‧‧電流檢測器
15‧‧‧半導體開關
17‧‧‧操作部
18‧‧‧控制裝置
21‧‧‧商用交流電源
22‧‧‧旁路交流電源
23‧‧‧電池
24‧‧‧負載
31至36、41至46、51、52‧‧‧開關元件
53至55、61‧‧‧二極體
56‧‧‧電抗器
60‧‧‧IGBT
62‧‧‧NPN雙極性電晶體
IO‧‧‧負載電流
L1‧‧‧直流正母線
L2‧‧‧直流負母線
N1至N3‧‧‧節點
PL‧‧‧負載容量
PR‧‧‧不斷電電源裝置的額定容量
T1‧‧‧交流輸入端子
T2‧‧‧旁路輸入端子
T3‧‧‧電池端子
T4‧‧‧交流輸出端子
VB‧‧‧電池的端子間電壓
VD‧‧‧輸出電壓的失真率
VDC‧‧‧直流電壓
VI‧‧‧三相交流電壓
VO‧‧‧輸出電壓
η‧‧‧不斷電電源裝置的效率
第1圖係顯示本發明實施形態1的不斷電電源裝置的構成之電路方塊(block)圖。
第2圖係顯示第1圖所示轉換器及反向器的構成之電路圖。
第3圖係顯示第1圖所示雙向截波器的構成之電路圖。
第4圖的(a)及(b)係顯示第1圖所示不斷電電源裝置的輸出電壓的波形之時序圖(time chart)。
第5圖係顯示負載容量相對於第1圖所示不斷電電源裝置的額定容量之比例、不斷電電源裝置的效率、輸出電壓的失真率三者的關係之圖。
第6圖的(a)及(b)係例示第2圖所示開關(switching)元件的構成之電路圖。
第7圖係顯示在第6圖所示IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；絕緣閘雙極性電晶體)產生的損失之時序圖。
第8圖係用於說明本發明實施形態2的不斷電電源裝置的原理之圖。
第9圖係顯示實施形態2的不斷電電源裝置所含的控制裝置於波形失真產生模式時的動作之流程圖(flow chart)。
第10圖係顯示實施形態2的變化例之流程圖。
[實施形態1]
第1圖係顯示本發明實施形態1的不斷電電源裝置1的構成之電路方塊圖。該不斷電電源裝置1係將來自商用交流電源21的三相交流電力先轉換成直流電力，再將該直流電力轉換成三相交流電力而供給至負載24，惟為求圖式及說明之簡化，在第1圖中係僅圖示一相的電路。
在第1圖中，該不斷電電源裝置1係具備交流輸入端子T1、旁路(bypass)輸入端子T2、電池端子T3及交流輸出端子T4。交流輸入端子T1係從商用交流電源21接受商用頻率的交流電力。旁路輸入端子T2係從旁路交流電源22接受商用頻率的交流電力。旁路交流電源22係可為商用交流電源，亦可為發電機。
電池端子T3係連接至電池(電力蓄積裝置)23。電池23係蓄積直流電力。亦可改為連接電容器取代電池23。交流輸出端子T4係連接至負載24。負載24係藉由交流電力驅動。較佳為以無波形失真的正弦波狀、額定電壓的交流電壓來驅動負載24，但亦能夠藉由具有對負載24而言為可容許範圍內的波形失真且對負載24而言為可容許之輸入電壓範圍內的交流電壓來驅動負載24。
該不斷電電源裝置1係復具備電磁接觸器2、8、13、16、保護用保險絲(fuse)3、6、交流電抗器(reactor)4、11、轉換器5、雙向截波器7、平滑用電解電容器9、反向器10、電容器12、電流檢測器14、半導體開關15、操作部17及控制裝置18。
電磁接觸器2、保護用保險絲3及交流電抗器4係串聯連接在交流輸入端子T1與轉換器5的輸入節點(node)之間。電磁接觸器2係於不斷電電源裝置1的使用時導通(on)，於例如不斷電電源裝置1的維護(maintenance)時關斷(off)。電磁接觸器2與保護用保險絲3間的節點N1上的交流輸入電壓VI的瞬間值係由控制裝置18進行檢測。根據交流輸入電壓VI的檢測值，判別有無發生斷電等。
保護用保險絲3係於流通有過電流時熔斷而保護不斷電電源裝置1等。交流電抗器4係構成低通濾波器(low pass filter)，令商用頻率的交流電力從商用交流電源21通過到達轉換器5，並防止在轉換器5產生的開關頻率的信號通過到達商用交流電源21。
轉換器5係順轉換器，由控制裝置18所控制，於有交流電力從商用交流電源21供給的通常時，將交流電力轉換成直流電力後輸出至電源節點N2。於來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，轉換器5的運轉係停止。轉換器5的輸出電壓係能夠控制為期望之值。平滑用電解電容器9係連接至電源節點N2，使電源節點N2的電壓平滑化。電源節點N2上的直流電壓VDC的 瞬間值係由控制裝置18進行檢測。
保護用保險絲6係連接在電源節點N2與雙向截波器7的高電壓側節點之間，於流通有過電流時熔斷而保護不斷電電源裝置1、電池23等。雙向截波器7的低電壓側節點係經電磁接觸器8而連接至電池端子T3。電磁接觸器8係於不斷電電源裝置1的使用時導通，於例如不斷電電源裝置1及電池23的維護時關掉。電池端子T3上的電池23的端子間電壓VB的瞬間值係由控制裝置18進行檢測。
雙向截波器7係直流升降壓電路且由控制裝置18所控制，於有交流電力從商用交流電源21供給的通常時，將藉由轉換器5所產生的直流電力蓄積在電池23，於來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，將電池23的直流電力經由電源節點N2供給至反向器10。
在將直流電力蓄積至電池23的情形中，雙向截波器7係將電源節點N2的直流電壓VDC降壓至預定值的直流電壓再提供給電池23。此外，在將電池23的直流電力供給至反向器10的情形中，雙向截波器7係將電池23的端子間電壓VB升壓至期望的直流電壓再輸出給電源節點N2。電源節點N2係連接至反向器10的輸入節點。
反向器10係逆轉換器，由控制裝置18所控制，將從轉換器5或雙向截波器7經電源節點N2供給的直流電力轉換成商用頻率的交流電力後輸出至輸出節點 10a。亦即，反向器10係於通常時將從轉換器5經電源節點N2供給的直流電力轉換成交流電力，於斷電時將從電池23經雙向截波器7供給的直流電力轉換成交流電力。反向器10的輸出電壓係能夠控制為期望之值。
反向器10的輸出節點10a係經交流電抗器11而連接至電磁接觸器13的一方端子，電磁接觸器13的另一方端子(節點N3)係連接至交流輸出端子T4。電容器12係連接至電磁接觸器13的一方端子。交流電抗器11及電容器12係構成低通濾波器，令反向器10所產生的商用頻率的交流電力通過到達交流輸出端子T4，並防止在反向器10產生的開關頻率的信號通過到達交流輸出端子T4。
電磁接觸器13係由控制裝置18所控制，於將藉由反向器10產生的交流電力供給至負載24的反向器供電模式時導通，於將來自旁路交流電源22的交流電力供給至負載24的旁路供電模式時關斷。
節點N3上的交流輸出電壓VO的瞬間值係由控制裝置18進行檢測。電流檢測器14係檢測流通於節點N3與交流輸出端子T4間的負載電流IO，將表示該檢測值的信號提供給控制裝置18。
半導體開關15係含有閘流體(thyristor)，連接在旁路輸入端子T2與節點N3之間。電磁接觸器16係與半導體開關15並聯連接。半導體開關15係由控制裝置18所控制，通常為關斷，於反向器10故障時瞬間導通而將來自旁路交流電源22的交流電力供給至負載24。半導 體開關15係在導通經過預定時間後關斷。
電磁接觸器16係於將藉由反向器10所產生的交流電力供給至負載24的反向器供電模式時關斷，於將來自旁路交流電源22的交流電力供給至負載24的旁路供電模式時導通。此外，電磁接觸器16係於反向器10故障時導通而將來自旁路交流電源22的交流電力供給至負載24。亦即，當反向器10故障時，半導體開關15僅瞬間導通預定時間並且電磁接觸器16導通。這是為了防止半導體開關15過熱毀損。
操作部17係含有由不斷電電源裝置1的使用者進行操作的複數個按鈕(button)、顯示各種資訊的圖像顯示部等。藉由使用者操作操作部17，便能夠將不斷電電源裝置1的電源予以導通/關斷，或選擇旁路供電模式、反向器供電模式、後述的正弦波輸出模式(第1模式)、後述的波形失真產生模式(第2模式)等模式的其中一種模式，或將各種參數(parameter)記憶至控制裝置18。
控制裝置18係根據來自操作部17的信號而動作，檢測交流輸入電壓VI、直流電壓VDC、電池電壓VB、交流輸出電壓VO及負載電流IO的瞬間值，根據該些檢測值控制不斷電電源裝置1全體。亦即，控制裝置18係根據交流輸入電壓VI的檢測值而檢測斷電是否發生，並同步於交流輸入電壓VI的相位來控制轉換器5及反向器10。
此外，控制裝置18係以使直流電壓VDC成 為期望的目標直流電壓VDCT之方式控制轉換器5，以使電池電壓VB成為期望的目標電池電壓VBT之方式控制雙向截波器7。此外，在使用操作部17而選擇了正弦波輸出模式的情形中，控制裝置18係以使輸出電壓VO呈正弦波狀變化且成為額定電壓之方式控制反向器10。此外，在使用操作部17而選擇了波形失真產生模式的情形中，控制裝置18係令輸出電壓VO產生波形失真。
第2圖係顯示轉換器5及反向器10的構成之電路圖。在第2圖中，轉換器5係含有輸入節點5a至5c及開關元件31至36，反向器10係含有開關元件41至46及輸出節點10a至10c。
轉換器5的輸入節點5a至5c係分別接受來自商用交流電源21的三相交流電壓。開關元件31至33的一方電極係連接至直流正母線L1，開關元件31至33的另一方電極係分別連接至輸入節點5a至5c。開關元件34至36的一方電極係分別連接至輸入節點5a至5c，開關元件34至36的另一方電極係連接至直流負母線L2。平滑用電解電容器9係連接在直流正母線L1與直流負母線L2之間，使母線L1、L2間的直流電壓VDC平滑化。
反向器10的開關元件41至43的一方電極係連接至直流正母線L1，開關元件41至43的另一方電極係分別連接至輸出節點10a至10c。開關元件44至46的一方電極係分別連接至輸出節點10a至10c，開關元件44至46的另一方電極係連接至直流負母線L2。另外，於開關元 件31至36、41至46的各者係有二極體(diode)逆向並聯連接，惟為求圖式及說明之簡化，二極體之圖示係予以省略。
開關元件31至36、41至46的各者係由控制裝置18所控制，同步於來自商用交流電源21的三相交流電壓VI而以預定的時序(timing)導通/關斷。開關元件31至33係同步於三相交流電壓VI而導通/關斷，當開關元件31至33導通/關斷時，開關元件34至36分別關斷/導通。開關元件41至43係同步於三相交流電壓VI而導通/關斷，當開關元件41至43導通/關斷時，開關元件44至46分別關斷/導通。
藉由調整來自商用交流電源21的三相交流電壓VI與令開關元件31至36導通/關斷的時序之間的相位差，便能夠將直流電壓VDC調整為期望的電壓。此外，藉由調整令開關元件41至46各者導通的時間，便能夠將輸出電壓VO調整為期望的電壓。
第3圖係顯示雙向截波器7的構成之電路圖。在第3圖中，雙向截波器7係含有開關元件51、52、二極體53至55及電抗器56。開關元件51、52係串聯連接在平滑用電解電容器9的正極及負極之間。二極體53、54係分別逆向並聯連接至開關元件51、52。電抗器56係連接至開關元件51、52間的節點與電池23的正極之間，電池23的負極係連接至平滑用電解電容器9的負極。二極體55的陽極(anode)及陰極(cathode)係分別連接至電池23的負極及正極。
在對電池23進行充電時，開關元件51係以預定的週期導通/關斷，開關元件52係關斷。當開關元件51導通，電流便從平滑用電解電容器9經由開關元件51及電抗器56流至電池23而對電池23充電，並且於電抗器56蓄積電磁能量(energy)。
當開關元件52關斷，電流以電抗器56、電池23及二極體54的路徑流通而對電池23充電。電池23的電壓VB係變得比平滑用電解電容器9的電壓VDC低。藉由調整各週期中開關元件51的導通時間與關斷時間之比，便能夠調整電池電壓VB。
在令電池23放電時，開關元件52係以預定的週期導通/關斷，開關元件51係關斷。當開關元件52導通，電流便以電池23、電抗器56及開關元件52的路徑流通而於電抗器56蓄積電磁能量。
當開關元件52關斷，電流便從電池23經由電抗器56及二極體53流至平滑用電解電容器9而對平滑用電解電容器9充電。平滑用電解電容器9的電壓VDC係變得比電池23的電壓VB高，高了於電抗器56產生的電壓量。藉由調整各週期中開關元件52的導通時間與關斷時間之比，便能夠調整直流電壓VDC。
第4圖的(a)及(b)係顯示輸出電壓VO的波形之時序圖。第4圖的(a)係顯示正弦波輸出模式時的輸出電壓VO的波形，第4圖的(b)係顯示波形失真產生模式時的輸出電壓VO的波形。在選擇正弦波輸出模式的情形 中，如第4圖的(a)所示，控制裝置18係以使直流電壓VDC成為預定值2×V1之方式控制轉換器5或雙向截波器7，並且以輸出其振幅為比V1小的預定值A1的正弦波狀的交流電壓VO之方式控制反向器10。在此模式中，直流電壓V1比交流電壓VO的振幅A1大，因此輸出電壓VO係成為無失真的正弦波。輸出電壓VO係維持在一定的額定電壓。
在選擇波形失真產生模式的情形中，如第4圖的(b)所示，控制裝置18係以使直流電壓VDC成為比2V1小的預定值2×V2之方式控制轉換器5或雙向截波器7，並且以輸出其振幅為比V2大的預定值A2的正弦波狀的交流電壓VO之方式控制反向器10。在此模式中，直流電壓V2比交流電壓VO的振幅A2小，因此輸出電壓VO被限制在-V2至+V2的範圍內，輸出電壓VO的波形係成為梯形波狀而非正弦波狀。此種波形的電壓VO係分解為基本波與諧波，電壓VO的失真率係例如以諧波成分的有效值相對於基本波的有效值之比率來表示。藉由調整振幅A2與直流電壓V2的比或差，便能夠調整輸出電壓VO的失真率。
第5圖係負載容量PL相對於不斷電電源裝置1的額定容量PR之比例PL/PR(%)、不斷電電源裝置1的效率η(%)、輸出電壓VO的失真率VD(%)三者的關係之圖。效率η乃係供給至負載24的交流電力PO相對於從商用交流電源21供給的交流電力PI之比例PO/PI(%)。在選擇正弦波輸出模式而把輸出電壓VO的失真率VD設定為0%的情形中，當將PL/PR設定為20%、40%、60%、80%、 100%，效率η便分別成為94.5%、96.4%、96.8%、96.9%、96.8%。
相對於此，在選擇波形失真產生模式且把輸出電壓VO的失真率VD設定為2%的情形中，當將PL/PR設定為20%、40%、60%、80%、100%，效率η便分別成為94.4%、96.5%、97.0%、97.1%、97.1%。因此，在PL/PR為40%至100%的通常的使用範圍裡，波形失真產生模式時的效率η係變得比正弦波輸出模式時的效率η高。這是由於因波形失真產生模式時的直流電壓V2比正弦波輸出模式時的直流電壓V1低，使轉換器5、反向器10等產生的損失在波形失真產生模式時比正弦波輸出模式時小之故。
亦即，如第6圖的(a)及(b)所示，轉換器5及反向器10所含的開關元件31至36、41至46的各者係以IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；絕緣閘雙極性電晶體)60、NPN雙極性電晶體62等構成。於IGBT 60和電晶體62係有二極體61逆向並聯連接。
第7圖的(a)及(b)係顯示IGBT 60的導通/關斷動作之時序圖。第7圖的(a)係顯示IGBT 60的集極(collector)-射極(emitter)間電壓V及射極電流I，第7圖的(b)係顯示在IGBT 60產生的損失。
如第7圖的(a)及(b)所示，於令IGBT 60關斷的期間，IGBT 60的電阻值變得十分大，電流I成為0A，因此在IGBT 60不會有損失產生。但於令IGBT 60導通的 期間，IGBT 60流通大的電流I，並且IGBT 60的電阻值不為0Ω，因此在IGBT 60有導通損失產生。
此外，當將IGBT 60從關斷狀態切換為導通狀態或從關斷狀態切換為導通狀態時，電壓V及電流I的變化需要某程度的時間，因此有開關損失V×I發生。若令直流電壓VDC降低而使IGBT 60的集極-射極間電壓V降低，便能夠減少開關損失V×I。在轉換器5及反向器10中，因為導通/關斷IGBT 60的頻度高，所以降低開關損失之效果大。
因此，在本實施形態1中，當能夠以有波形失真的交流電壓VO驅動負載24時，係選擇波形失真產生模式，對負載24施加具有對負載24而言為容許範圍內的波形失真的交流電壓VO，從而提高不斷電電源裝置1的效率η。當必須以無波形失真的交流電壓VO驅動負載24時，係選擇正弦波輸出模式，對負載24施加無波形失真的正弦波狀的交流電壓VO。
接著，針對該不斷電電源裝置1的動作進行說明。於有交流電力從商用交流電源21供給的通常時，電磁接觸器2、8、13導通，半導體開關15及電磁接觸器16關斷。從商用交流電源21供給的交流電力係藉由轉換器5轉換成直流電力。轉換器5所產生的直流電力係藉由雙向截波器7而蓄積至電池23，並且藉由反向器10轉換成交流電力而供給至負載24。
於通常時，當選擇的是正弦波輸出模式時， 如第4圖的(a)所示，藉由轉換器5產生直流電壓2×V1，藉由反向器10產生正弦波狀的交流電壓VO。於通常時，當選擇的是波形失真產生模式時，如第4圖的(b)所示，藉由轉換器5產生直流電壓2×V2，藉由反向器10產生梯形波狀的交流電壓VO，而提高不斷電電源裝置1的效率η。
於來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，轉換器5的運轉係停止，電池23的直流電力係藉由雙向截波器7而供給至反向器10。反向器10係將從電池23經雙向截波器7供給的直流電力轉換成交流電力而供給至負載24。因此，即使斷電發生，在電池23蓄積有直流電力的期間仍能夠繼續負載24之運轉。
於斷電時，當選擇的是正弦波輸出模式時，如第4圖的(a)所示，藉由雙向截波器7產生直流電壓2×V1，藉由反向器10產生正弦波狀的交流電壓VO。於斷電時，當選擇的是波形失真產生模式時，如第4圖的(b)所示，藉由雙向截波器7產生直流電壓2×V2，藉由反向器10產生梯形波狀的交流電壓VO，而提高不斷電電源裝置1的效率η。
於通常時，當反向器10故障時，半導體開關15瞬間導通，從旁路交流電源22經半導體開關15供給交流電力至負載24。接著，電磁接觸器16導通並且電磁接觸器13關斷，半導體開關15關斷。藉此，從旁路交流電源22經電磁接觸器16供給交流電力至負載24。
如上述，在本實施形態1中，係對負載24 提供從無波形失真的交流電壓VO與有波形失真的交流電壓VO兩者中選擇的交流電壓VO，因此，能夠將不斷電電源裝置1的效率η提升得比對負載24只能提供無波形失真的交流電壓VO的習知技術高。
另外，在本實施形態1中，雖然係降低直流電壓VDC來使反向器10的輸出電壓VO發生波形失真，但還可降低令反向器10的開關元件41至46導通/關斷的開關頻率來使反向器10的輸出電壓VO發生波形失真。此時，因為減少令反向器10的開關元件41至46導通/關斷的次數，故能夠減少開關元件41至46的開關損失，從而能夠更進一步提升不斷電電源裝置1的效率η。
[實施形態2]
在前述實施形態1中，在選擇波形失真產生模式的情形中，係對負載24施加具有對負載24而言為容許範圍內的波形失真的交流電壓VO，從而提高不斷電電源裝置1的效率η。在本實施形態2中，在選擇波形失真產生模式的情形中，係以使不斷電電源裝置1的效率η提升之方式進一步控制輸出電壓VO的電位(level)。
第8圖係顯示負載容量PL相對於不斷電電源裝置1的額定容量PR之比例PL/PR(%)與不斷電電源裝置1的效率η(%)兩者的關係之圖。效率η係供給至負載24的交流電力PO相對於自商用交流電源21供給的交流電力PI之比例PO/PI(%)。
如第8圖所示，當負載容量PL相對於額定容量PR之比例PL/PR(%)為預定值α(圖中約65%處)時，不斷電電源裝置1的效率η係成為最大值η max，隨著PL/PR變得比預定值α大，效率η逐漸降低；隨著PL/PR變得比預定值α小，效率η逐漸降低。
效率η具有峰(peak)值η max的原因，係由於當負載電流IO變大，交流電抗器4、11等的電阻成分的消耗功率便會變大，另一方面，當負載電流IO變小，控制裝置18的消耗電流相對於負載電流IO之比例便會變大之故。因此，能夠將第8圖的橫軸以負載電流IO相對於不斷電電源裝置1的額定電流IR之比例IO/IR(%)替換。此外，因為額定電流IR為一定，故能夠將8圖的橫軸以負載電流IO的值替換，能夠將α以負載電流IO的預定值Io α替換。
因此，在負載24的消耗功率維持一定的情形中，PL/PR比預定值α小時係令輸出電壓VO在負載24的容許輸入電壓範圍內降低、令負載電流IO在IO α以下的範圍內增加，藉此而能夠將效率η提高。
此外，在負載24的消耗功率維持一定的情形中，PL/PR比預定值α大時係令輸出電壓VO在負載24的容許輸入電壓範圍內上升、令負載電流IO在IO α以上的範圍內減少，藉由而能夠將效率η提高。
關於波形失真產生模式時的輸出電壓VO之控制，係例如藉由一邊將第4圖的(b)所示的振幅A2與 直流電壓V2之比維持一定，一邊控制振幅A2及直流電壓V2的值來進行。
第9圖係顯示波形失真產生模式時的控制裝置18的動作之流程圖。係令之為藉由不斷電電源裝置1的使用者操作操作部17而從正弦波輸出模式切換為波形失真產生模式。相應於此，控制裝置18係在步驟S1中控制轉換器5(或雙向截波器7)及反向器10，令交流電壓VO產生對負載24而言為容許範圍內的波形失真。
接著，控制裝置18係在步驟S2中檢測輸出電壓VO與負載電流IO，在步驟S3中根據VO、IO的檢測值而演算負載容量PL，在步驟S4中演算PL/PR。接著，控制裝置18係在步驟S5中判別PL/PR是否比預定值α小，若PL/PR<α則前進至步驟S6，若PL/PR>α時則前進至步驟S7。
控制裝置18係在步驟S6中令輸出電壓VO在負載24的容許輸入電壓範圍內降低、令負載電流IO在IO α以下的範圍內增加。此外，控制裝置18係在步驟S7中令輸出電壓VO在負載24的容許輸入電壓範圍內上升、令負載電流IO在IO α以上的範圍內減少。控制裝置18係在步驟S8中將輸出電壓VO固定，繼續負載24之運轉。
另外，係令額定容量PR、預定值α、IO α、負載24的波形失真容許範圍、負載24的容許輸入電壓範圍預先記憶在控制裝置18。
例如，在PL/PR與效率η之關係如第8圖 所示的情形中，PL/PR為45%時，將輸出電壓VO下降10%而將負載電流IO提高10%，便能夠將PL/PR提升至55%，從而能夠提升效率η。其他構成及動作係與實施形態1相同，故不再重複說明。
如上述，在本實施形態2中，係於波形失真產生模式時，以使不斷電電源裝置1的效率η上升之方式在負載24的容許輸入電壓範圍內控制不斷電電源裝置1的輸出電壓VO。因此，相較於將輸出電壓VO固定在一定的額定電壓的情形，更能夠提升不斷電電源裝置1的效率η。
此外，在本實施形態2中，於令輸出電壓VO降低時係為了維持輸出電壓VO的失真率而也令直流電壓VDC降低(參照第4圖的(b))，因此能夠使轉換器5及反向器10所含的開關元件31至36、41至46的損失減少而使效率η進一步提升。
第10圖係顯示實施形態2的變化例之流程圖，係與第9圖對照之圖。參照第10圖，此變化例與實施形態2的相異點在於增加了步驟S8A、S8B。控制裝置18係於執行步驟S1至S7後，在步驟S8A中判別負載電流IO是否穩定在一定值。控制裝置18係當判別負載電流IO為穩定在一定值時，在步驟S8中將輸出電壓VO固定而繼續負載24之運轉。控制裝置18係當判別負載電流IO未穩定在一定值時，在步驟S8B中將輸出電壓VO回復為額定電壓VOR而繼續負載24之運轉。
在本變化例中，除了能夠獲得與實施形態2相同的效果，還能夠在當令輸出電壓VO增減時而負載電流IO變得不穩定時，將輸出電壓VO回復為額定電壓VOR而使負載電流IO穩定。
以上所揭示的實施形態之各點均為例子而已，不應將之視為本發明之限制。本發明之範圍不限於上述實施形態之說明，而是如申請專利範圍所示，且包含與申請專利範圍均等之意義以及範圍內之所有改變。
1‧‧‧不斷電電源裝置
2、8、13、16‧‧‧電磁接觸器
3、6‧‧‧保護用保險絲
4、11‧‧‧交流電抗器
5‧‧‧轉換器
7‧‧‧雙向截波器
9‧‧‧平滑用電解電容器
10‧‧‧反向器
10a‧‧‧輸出節點
12‧‧‧電容器
14‧‧‧電流檢測器
15‧‧‧半導體開關
17‧‧‧操作部
18‧‧‧控制裝置
21‧‧‧商用交流電源
22‧‧‧旁路交流電源
23‧‧‧電池
24‧‧‧負載
IO‧‧‧負載電流
N1至N3‧‧‧節點
T1‧‧‧交流輸入端子
T2‧‧‧旁路輸入端子
T3‧‧‧電池端子
T4‧‧‧交流輸出端子
VB‧‧‧電池的端子間電壓
VDC‧‧‧直流電壓
VI‧‧‧三相交流電壓
VO‧‧‧輸出電壓

Claims (10)

  1. 一種不斷電電源裝置，係具備：轉換器，係將由商用交流電源供給的交流電力轉換成直流電力；反向器，係將直流電力轉換成交流電力而供給至負載；及控制裝置，係控制前述轉換器及前述反向器；於交流電力從前述商用交流電源供給的通常時，將前述轉換器所產生的直流電力供給至前述反向器並且蓄積在電力蓄積裝置，於來自前述商用交流電源的交流電力的供給停止的斷電時，將前述電力蓄積裝置的直流電力供給至前述反向器；前述控制裝置係執行從第1模式與第2模式兩者中所選擇的模式，該第1模式係對前述負載提供無波形失真的正弦波狀的交流電壓，該第2模式係對前述負載提供具有對前述負載而言為容許範圍內的波形失真的交流電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源裝置，其中，執行前述第2模式時的前述不斷電電源裝置的效率係比執行前述第1模式時的前述不斷電電源裝置的效率高。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源裝置，其中，具有前述波形失真的交流電壓的波形係梯形波狀。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源裝置，其中， 前述控制裝置係：於前述通常時，當選擇的是前述第1模式時，以輸出第1直流電壓之方式控制前述轉換器，並且以輸出其振幅比前述第1直流電壓的二分之一小的正弦波狀的交流電壓之方式控制前述反向器；於前述通常時，當選擇的是前述第2模式時，以輸出比前述第1直流電壓小的第2直流電壓之方式控制前述轉換器，並且以輸出其振幅比前述第2直流電壓的二分之一大的正弦波狀的交流電壓之方式控制前述反向器。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源裝置，更具備雙向截波器，該雙向截波器係於前述通常時將前述轉換器所產生的直流電力供給至前述電力蓄積裝置，於前述斷電時將前述電力蓄積裝置的直流電力供給至前述反向器；前述控制裝置係：於前述斷電時，當選擇的是前述第1模式時，以輸出前述第1直流電壓之方式控制前述雙向截波器，並且以輸出其振幅比前述第1直流電壓的二分之一小的正弦波狀的交流電壓之方式控制前述反向器；於前述斷電時，當選擇的是前述第2模式時，以輸出前述第2直流電壓之方式控制前述雙向截波器，並且以輸出其振幅比前述第2直流電壓的二分之一大的正弦波狀的交流電壓之方式控制前述反向器。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源裝置，其中，當選擇的是前述第2模式時，前述控制裝置係將前述反向器的開關頻率設得比選擇的是前述第1模式時的前述反向器的開關頻率小。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源裝置，其中，前述負載係接收容許輸入電壓範圍內的交流電壓而消耗一定的交流電力；當負載容量相對於前述不斷電電源裝置的額定容量之比例為預先訂定之值時，前述不斷電電源裝置的效率係成為最大；在選擇前述第2模式的情形中，當前述負載容量相對於前述額定容量之比例不同於前述預先訂定之值時，前述控制裝置係以使前述效率上升之方式在前述容許輸入電壓範圍內控制前述反向器的輸出電壓。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之不斷電電源裝置，其中，當前述負載容量相對於前述額定容量之比例比前述預先訂定之值小時，前述控制裝置係以使前述效率上升之方式在前述負載的容許輸入電壓範圍內令前述反向器的輸出電壓降低而令負載電流增加。
  9. 如申請專利範圍第7項所述之不斷電電源裝置，其中，當前述負載容量相對於前述額定容量之比例比前述預先訂定之值大時，前述控制裝置係以使前述效率上升之方式在前述容許輸入電壓範圍內令前述反向器的輸出電壓上升而令負載電流減少。
  10. 如申請專利範圍第7項所述之不斷電電源裝置，其中，前述控制裝置係在當已控制前述反向器的輸出電壓的情形而負載電流有變動時，將前述反向器的輸出電壓設定為額定電壓。
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