JP6025663B2

JP6025663B2 - 無停電電源装置

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Publication number: JP6025663B2
Application number: JP2013119386A
Authority: JP
Inventors: 丸山　晋一郎; 晋一郎丸山; 伊藤　勝彦; 勝彦伊藤; 畠山　善博; 善博畠山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-06-06
Filing date: 2013-06-06
Publication date: 2016-11-16
Anticipated expiration: 2033-06-06
Also published as: JP2014239564A

Description

本発明は、交流電源からの交流電力を負荷に供給すると共に、交流電源の電圧低下時には、蓄電部に蓄えられた直流電力を交流電力に変換して負荷へ供給する無停電電源装置に関するものである。

常時インバータ方式の無停電電源装置は、交流電源の健全時に接続された交流電源からスイッチを介して交流電力を負荷へ供給し、交流電源の電圧が設定値を下回るような電圧変動を検出すると停電と判定し、スイッチを開放し蓄電部からインバータを介して負荷へ交流電力を供給することにより、交流電源の健全時、停電時およびその切替時において常時安定した電源を負荷に供給するように構成されている。

しかしながら、インバータ部のコンデンサが無充電状態である起動時は、交流電源と接続した場合にコンデンサに流れるインラッシュ電流を抑制するために、起動時にインラッシュ電流を抑制するインラッシュ電流抑制抵抗を使用する必要があった。インラッシュ電流抑制抵抗は、消費電力が大きいため部品寸法が大きく、また、インラッシュ電流抑制抵抗は過大なインラッシュ電流を消費して発熱するため、無停電電源装置の小型化を妨げるという問題点があった。そこで、例えば、特許文献１の電力変換装置では、交流電源の交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、起動時および停電時に電源として使用する蓄電部と、コンバータ部で変換した直流電圧または蓄電部から供給された直流電圧を蓄えるコンデンサと、コンデンサの直流電圧を交流電力に変換するインバータ部と、起動時に蓄電部を使用してコンデンサを充電し、コンデンサが所定電圧となった後に、蓄電部から交流電源に切換える制御部と、を備え、起動時に無充電状態であるコンデンサに過大なインラッシュ電流が流れないようにしている。これにより、インラッシュ電流抑制抵抗を使用しなくても起動時の過大なインラッシュ電流が抑制されているので、部品の発熱を抑制し小型化を図ることができるとともに、消費電力を低減することができる。

また、コンバータ部のトランジスタは、常時２０ｋＨｚ程度でスイッチングされているため、コンバータ部においても損失が発生する。このコンバータ損失を低減する方法として、例えば、特許文献２の電力変換装置では、直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止させ、昇圧に係る損失を大きく低減することができ、変換効率の向上を図っている。

また、インバータでは、常時正弦波を生成するため全領域で高周波のスイッチングを行なっていることから、導通損失に加えて多くのスイッチング損失が発生する。コンバータ部のトランジスタは、常時２０ｋＨｚ程度でスイッチングされているため、コンバータ部においても損失が発生する。このインバータ損失を低減する方法として、例えば、特許文献３の電力変換装置では、直流電源の電圧を昇圧して蓄電部に充電するコンバータと、蓄電部の出力電圧を交流に変換するインバータを備え、インバータは交流の谷間の一定期間だけ正弦波変調を行うようにした。これにより、接続機器において誤動作が発生しない範囲でインバータ損失を低減する波形を選択することができ、変換効率の向上を図っている。

国際公開ＷＯ２００３／０３２４６６号公報特開２００６−２３８６２８号公報特開２００３−２１９６５２号公報

しかしながら、特許文献１の無停電電源装置においては、インラッシュ電流の抑制は図られているが、コンバータ回路、インバータ回路などのスイッチングロスが大きいため効率が悪いといった課題があった。

また、特許文献２の電力変換装置においては、コンバータ損失を低減するために、コンバータスイッチングを停止させた場合、コンデンサへの突入電流が大きくなるため入力力率が低下するため、入力力率が低下による損失が大きくなる。また、入力電圧が低い電源環境で使用する場合にコンデンサ電圧が低くなり出力電圧が低くなってしまうといった課題があった。

また、特許文献３の電力変換装置においては、インバータ損失を低減するために、インバータを一定期間だけ停止させるようにしているが、コンバータはスイッチング動作をしているためコンバータスイッチングによる損失が発生するといった課題があった。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、交流電源の入力電圧に変動があった場合においても、出力電圧の精度向上と入力力率を改善することが可能な無停電電源装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、交流電源の電力により蓄電部の充電を行う充電手段と、交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換手段と、正極側及び負極側にそれぞれコンデンサを有し、前記第１の電力変換手段の出力を交流電力に変換する第２の電力変換手段と、前記交流電源の異常時に前記蓄電部から前記第２の電力変換手段に直流電力を供給する第３の電力変換手段と、前記第２の電力変換手段の正極側コンデンサと負極側コンデンサとの間で電荷を移動させる第４の電力変換手段と、を備え、前記交流電源の正常時に、前記充電手段による充電動作を停止させると共に、前記第１の電力変換手段及び前記第４の電力変換手段のスイッチング動作を停止させ、前記第２の電力変換手段の交流出力のゼロクロス点を中心とする一定期間のみ正弦波波形を出力させることを特徴とするものである。

また、本発明の請求項３に係る無停電電源装置は、交流電源の電力により蓄電部の充電を行う充電手段と、交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換手段と、正極側及び負極側にそれぞれコンデンサを有し、前記第１の電力変換手段の出力を交流電力に変換する第２の電力変換手段と、前記交流電源の異常時に前記蓄電部からエネルギーを放電させ、前記第２の電力変換手段に直流電力を供給する第３の電力変換手段と、前記第２の電力変換手段の正極側コンデンサと負極側コンデンサとの間で電荷を移動させる第４の電力変換手段と、を備え、前記交流電源の正常時に、前記充電手段による充電動作を停止させると共に、前記第１の電力変換手段のスイッチング動作を停止させ、前記第２の電力変換手段の出力電圧に対して出力電圧最大値を設け、前記出力電圧のピーク電圧が所定の値を超えないように制御することを特徴とするものである。

本発明の無停電電源装置によれば、コンバータ部と、バランス部のスイッチング動作を停止させ、インバータ部のスイッチング動作を最小限に抑えた低損失な運転モードにおいて、インバータ出力電圧の補正を行うことによって、交流電源の入力電圧に変動があった場合においても、目標電圧に対する出力電圧精度を向上させることができるともに入力力
率を改善することができる効果を発揮する。

実施の形態１に係る無停電電源装置を含めた無停電電源システムの全体構成を示す回路ブロック図である。実施の形態１に係る無停電電源装置における交流電源の電圧が正側の場合の電流の流れを示す図である。実施の形態１に係る無停電電源装置における交流電源の電圧が負側の場合の電流の流れを示す図である。実施の形態１に係る無停電電源装置における交流電源により蓄電部を充電する動作を示す図である。実施の形態１に係る無停電電源装置における停電時の蓄電部によるインバータ部の正極側コンデンサを充電する動作を示す図である。実施の形態１に係る無停電電源装置における停電時の蓄電部によるインバータ部の負極側コンデンサを充電する動作を示す図である。実施の形態１に係る無停電電源装置におけるバランス部の動作を示す図である。実施の形態１に係る無停電電源装置におけるインバータ部のスイッチング動作を示す図である。実施の形態１に係る無停電電源装置におけるインバータ出力電圧の補正方法を示す図である。実施の形態２に係る無停電電源装置におけるインバータ出力電圧の制御方法を示す図である。実施の形態３に係る無停電電源装置におけるバランス部の動作を示す図である。実施の形態３に係る無停電電源装置におけるバランス部の動作とインバータ部の正極側及び負極側コンデンサの電圧を示す図である。

以下、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置について、図１〜図１２を参照して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る無停電電源装置を含めた無停電電源システムの全体構成を示す回路ブロック図であり、図２及び図３は、交流電源の電圧が正側の場合及び負側の場合のそれぞれの電流の流れを示す図であり、図４は、交流電源により蓄電部を充電する動作を示す図である。図５及び図６は、停電時の蓄電部によるインバータ部の正極側コンデンサ及び負極側コンデンサをそれぞれ充電する動作を示す図である。図７は、バランス部の動作を示す図である。図８は、インバータ部のスイッチング動作を示す図であり、図９は、インバータ出力電圧の補正方法を示す図である。

図１に示すように、無停電電源装置１００は、負極側昇降圧部２６で構成され、交流電源１の電力により蓄電部（バッテリ）２３の充電を行う充電手段と、コンバータ部２７及び逆流阻止用ダイオード２１，２２で構成され、交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換手段と、正極側及び負極側にそれぞれコンデンサ２４ａ，２４ｂを有するインバータ部２４で構成され、第１の電力変換手段の出力を交流電力に変換する第２の電力変換手段と、負極側昇降圧部２６とコンバータ部２７及び逆流阻止用ダイオード２１，２２で構成され、交流電源１の異常発生時に蓄電部２３からエネルギーを放電させ、第２の電力変換手段に直流電力を供給する第３の電力変換手段と、バランス部２５で構成され、正極側コンデンサ２４ａと負極側コンデンサ２４ｂとの間で電荷を移動させる第４の電力変換手段と、を有している。

無停電電源装置１００は、共通線により交流電源１の一端と負荷４の一端とが接続されている。同極性に１対の逆流阻止用ダイオード２１、２２が直列接続され、その接続点は交流電源１の他端に接続されている。また、逆流阻止用ダイオード２１のカソードに接続され、直流の正極側となる正極線２０ａと、逆流阻止用ダイオード２２のアノードに接続され、直流の負極側となる負極線２０ｂとがある。一対のコンデンサ２４ａ，２４ｂとインバータとで構成されるインバータ部２４は、共通線２０ｃと正極線２０ａと負極線２０ｂとに接続されている。バランス部２５は、交流電源１側で共通線２０ｃと正極線２０ａと負極線２０ｂとに接続されている。負極側昇降圧部２６は、共通線２０ｃと蓄電部２３の正極側と負極線２０ｂとに接続されている。コンバータ部２７は、交流電源１に並列接続されている。

交流電源１とコンバータ部２７との間には、交流電源１側に交流電源１と並列接続されたコンデンサ２８と、コンバータ部２７側にコンデンサ２８とフィルタを形成するリアクトル２９とが接続されている。また、コンデンサ２８とリアクトル２９との間には、交流電源１と蓄電部２３との入力を切換える交流電源／蓄電部切換スイッチ３０のａ接点が接続されている。交流電源／蓄電部切換スイッチ３０のｂ接点と蓄電部２３の正極の間には、蓄電部運転用スイッチ３１が接続されている。また、インバータ部２４の出力線には、直列接続されたリアクトル３２と、リアクトル３２の負荷４側には、負荷４と並列にコンデンサ３３とが接続されており、リアクトル３２とコンデンサ３３とでフィルタが形成されている。

次に、実施の形態１に係る無停電電源装置１００を構成する各要素の詳細について説明する。
まず、インバータ部２４は、共通線２０ｃと正極線２０ａとの間に接続される正極側コンデンサ２４ａと、共通線２０ｃと負極線２０ｂとの間に接続される負極側コンデンサ２４ｂと、コレクタが正極線２０ａに接続された半導体スイッチ２４ｃと、半導体スイッチ２４ｃと逆並列接続されるダイオード２４ｄと、コレクタが半導体スイッチ２４ｃのエミッタに接続され、エミッタが負極線２０ｂに接続された半導体スイッチ２４ｅと、半導体スイッチ２４ｅと逆並列接続されるダイオード２４ｆと、から構成されている。ここで、インバータは、半導体スイッチ２４ｃ、ダイオード２４ｄ、半導体スイッチ２４ｅ及びダイオード２４ｆ、正極側コンデンサ２４ａ及び負極側コンデンサ２４ｂから構成される部分であり、直流電源から供給された直流電力を交流電力に変換する。

バランス部２５は、コレクタが正極線２０ａに接続された半導体スイッチ２５ａと、半導体スイッチ２５ａと逆並列接続されるダイオード２５ｂと、コレクタが半導体スイッチ２５ａのエミッタに接続され、エミッタが負極線２０ｂに接続された半導体スイッチ２５ｃと、半導体スイッチ２５ｃと逆並列接続されるダイオード２５ｄと、一端が、半導体スイッチ２５ａのエミッタ及び半導体スイッチ２５ｃのコレクタに接続され、他端が共通線２０ｃに接続されるリアクトル２５ｅと、から構成されている。

負極側昇降圧部２６は、コレクタが蓄電部２３の正極側に接続された半導体スイッチ２６ａと、半導体スイッチ２６ａと逆並列接続されるダイオード２６ｂと、コレクタが半導体スイッチ２６ａのエミッタに接続され、エミッタが負極線２０ｂに接続された半導体スイッチ２６ｄと、半導体スイッチ２６ｄと逆並列接続されるダイオード２６ｅと、一端が、半導体スイッチ２６ａのエミッタ及び半導体スイッチ２６ｄのコレクタに接続され、他端が、共通線２０ｃに接続されるリアクトル２６ｃと、から構成されている。

コンバータ部２７は、ダイオードブリッジ２７ａを構成するダイオード２７ａ１，２７ａ２，２７ａ３，２７ａ４と、このダイオードブリッジ２７ａと並列接続される半導体スイッチ２７ｂと、から構成されている。

また、無停電電源装置１００は、正極側コンデンサ２４ａの電圧及び負極側コンデンサ２４ｂの電圧を検出する電圧検出手段である電圧検出器３４と、交流電源／蓄電部切換スイッチ３０、蓄電部運転用スイッチ３１、半導体スイッチ２７ｂ、半導体スイッチ２４ｃ、半導体スイッチ２４ｅ、半導体スイッチ２５ａ、半導体スイッチ２５ｃ、半導体スイッチ２６ａ、半導体スイッチ２６ｄを制御する制御回路３５と、を備えている。

次に、実施の形態１に係る無停電電源装置１００の動作について説明する。
無停電電源装置１００では、通常運転時においては交流電源１により、停電時においては蓄電部２３により、それぞれインバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａ及び負極側コンデンサ２４ｂを充電し、インバータ部２４の半導体スイッチ２４ｃ、ダイオード２４ｄ、半導体スイッチ２４ｅ及びダイオード２４ｆで構成されるインバータにより、直流電源として、正極側コンデンサ２４ａ及び負極側コンデンサ２４ｂから出力された直流電力は交流電力に変換され、負荷４に交流電力が供給される。

通常運転時にインバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａ及び負極側コンデンサ２４ｂを充電する動作について、図２及び図３を用いて説明する。

交流電源１の電圧が正側である場合には、図２（ａ）に示すように、コンバータ部２７の半導体スイッチ２７ｂが導通（オン）状態にされて、交流電源１→交流電源／蓄電部切換スイッチ３０→リアクトル２９→ダイオードブリッジ２７ａのダイオード２７ａ１→半導体スイッチ２７ｂ→ダイオードブリッジ２７ａのダイオード２７ａ４→交流電源１という経路が形成され、リアクトル２９にエネルギーが蓄えられる。
続いて、図２（ｂ）に示すように、コンバータ部２７の半導体スイッチ２７ｂが遮断（オフ）状態にされて、リアクトル２９→逆流阻止用ダイオード２１→インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａ→交流電源１→交流電源／蓄電部切換スイッチ３０→リアクトル２９という経路が形成され、リアクトル２９に蓄えられたエネルギーは、インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａに充電され、共通線２０ｃに対して正極線２０ａは正電位となる。

交流電源１の電圧が負側である場合には、図３（ａ）に示すように、コンバータ部２７の半導体スイッチ２７ｂが導通（オン）状態にされて、交流電源１→ダイオードブリッジ２７ａのダイオード２７ａ２→半導体スイッチ２７ｂ→ダイオードブリッジ２７ａのダイオード２７ａ３→リアクトル２９→交流電源／蓄電部切換スイッチ３０→交流電源１という経路が形成され、リアクトル２９にエネルギーが蓄えられる。
続いて、図３（ｂ）に示すように、コンバータ部２７の半導体スイッチ２７ｂが遮断（オフ）状態にされて、リアクトル２９→交流電源／蓄電部切換スイッチ３０→交流電源１→インバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂ→逆流阻止用ダイオード２２→リアクトル２９という経路が形成され、リアクトル２９に蓄えられたエネルギーは、インバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂに充電され、共通線２０ｃに対して負極線２０ｂは負電位となる。

通常運転時に蓄電部２３を充電する動作について、図４を用いて説明する。
図４（ａ）に示すように、負極側昇降圧部２６の半導体スイッチ２６ｄが導通（オン）状態にされて、インバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂ→負極側昇降圧部２６のリアクトル２６ｃ→半導体スイッチ２６ｄ→負極側コンデンサ２４ｂという経路が形成され、リアクトル２６ｃにエネルギーが蓄えられる。
続いて、図４（ｂ）に示すように、負極側昇降圧部２６の半導体スイッチ２６ｄが遮断（オフ）状態にされて、負極側昇降圧部２６のリアクトル２６ｃ→ダイオード２６ｂ→蓄電部２３→リアクトル２６ｃという経路が形成され、リアクトル２６ｃに蓄えられたエネルギーは蓄電部２３に充電される。

停電時に蓄電部２３からエネルギーを供給し、インバータ部２４の正極側及び負極側コンデンサ２４ａ，２４ｂを充電する動作について、図５及び図６を用いて説明する。

停電時には、交流電源／蓄電部切換スイッチ３０の接点をｂ側に切換え、蓄電部運転用スイッチ３１を短絡（導通）させる。
まず、正極側コンデンサ２４ａに充電する動作を図５に示す。図５（ａ）に示すようにコンバータ部２７の半導体スイッチ２７ｂが導通（オン）状態にされて、蓄電部２３→蓄電部運転用スイッチ３１→交流電源／蓄電部切換スイッチ３０→リアクトル２９→ダイオードブリッジ２７ａのダイオード２７ａ１→半導体スイッチ２７ｂ→ダイオードブリッジ２７ａのダイオード２７ａ４→蓄電部２３という経路が形成され、リアクトル２９にエネルギーが蓄えられる。
続いて、図５（ｂ）に示すように、コンバータ部２７の半導体スイッチ２７ｂが遮断（オフ）状態にされて、リアクトル２９→逆流阻止用ダイオード２１→インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａ→蓄電部２３→蓄電部運転用スイッチ３１→交流電源／蓄電部切換スイッチ３０→リアクトル２９という経路が形成され、リアクトル２９に蓄えられたエネルギーは正極側コンデンサ２４ａに充電される。

次に、負極側コンデンサ２４ｂに充電する動作を図６に示す。６図（ａ）に示すように、負極側昇降圧部２６の半導体スイッチ２６ａが導通（オン）状態にされて、蓄電部２３→半導体スイッチ２６ａ→負極側昇降圧部２６のリアクトル２６ｃ→蓄電部２３という経路が形成され、リアクトル２６ｃにエネルギーが蓄えられる。
続いて、図６（ｂ）に示すように、負極側昇降圧部２６の半導体スイッチ２６ａが遮断（オフ）状態にされて、負極側昇降圧部２６のリアクトル２６ｃ→インバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂ→負極側昇降圧部２６のダイオード２６ｅ→リアクトル２６ｃという経路が形成され、リアクトル２６ｃに蓄えられたエネルギーは負極側コンデンサ２４ｂに充電される。

また、上述したように充電されたインバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａと負極側コンデンサ２４ｂに蓄えられたエネルギーを使用して、インバータ部２４で直流電力から交流電力に変換され、負荷４に交流電力が供給されるが、負荷４の不平衡などにより、インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａの電圧と負極側コンデンサ２４ｂの電圧とが不平衡になることがある。そこで、この不平衡を解消するため、インバータ部２４と並列にバランス部２５を設けておく。

例えば、負極側コンデンサ２４ｂの電圧が高くなった場合には、図７（ａ）に示すように、バランス部２５の半導体スイッチ２５ｃが導通（オン）状態にされて、負極側コンデンサ２４ｂ→バランス部２５のリアクトル２５ｅ→半導体スイッチ２５ｃ→負極側コンデンサ２４ｂという経路で、リアクトル２５ｅにエネルギーが蓄えられる。
続いて、図７（ｂ）に示すように、半導体スイッチ２５ｃが遮断（オフ）状態にされて、リアクトル２５ｅ→バランス部２５のダイオード２５ｂ→インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａ→リアクトル２５ｅという経路で、リアクトル２５ｅに蓄えられたエネルギーで正極側コンデンサ２４ａが充電され、正極側コンデンサ２４ａと負極側コンデンサ２４ｂの電圧を平衡させる。

次に、実施の形態１に係る無停電電源装置１００におけるインバータ部２４からの出力電圧を目標出力電圧に近づけるために補正する動作について、図１から図３、図８及び図９を用いて説明する。補正には、コンバータ部２７と、バランス部２５のスイッチング動作を所定の時間停止させ、交流出力のゼロクロス点を中心とする一定期間においてのみインバータ部２４から正弦波波形を出力させることにより行う。

交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎが、例えば、９０Ｖ〜１１０Ｖと定格電圧に近い場合には、図２（ｂ）および図３（ｂ）に示す経路で、正極側コンデンサ２４ａ及び負極側コンデンサ２４ｂの充電を行い、コンバータ部２７の半導体スイッチ２７ｂ及びバランス部２５の半導体スイッチ２５ａ，２５ｂを停止（遮断）状態にさせておくことにより、スイッチング損失を抑制する。

インバータ部２４の半導体スイッチ２４ｃは、図８に示す区間Ａ（Ａ１，Ａ２）では、スイッチング動作を行い、正弦波波形が出力される。区間Ｂでは、半導体スイッチ２４ｃのスイッチング動作を停止させ、常時導通（オン）とすることでスイッチング損失を低減させる。インバータ部２４の半導体スイッチ２４ｅは、図８に示す区間Ｃ（Ｃ１，Ｃ２）では、スイッチング動作を行い、正弦波波形が出力される。区間Ｄでは、半導体スイッチ２４ｅのスイッチング動作を停止させ、常時導通（オン）とすることでスイッチング損失を低減させる。

区間Ａ１→Ｂへ移行する条件は、無停電電源装置１００の理想出力電圧値が、電圧検出器３４で検出されたインバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａの電圧から半導体スイッチ２４ｃのオン電圧を差し引いた電圧値以上になった場合とし、この電圧値以下となった場合には区間Ｂ→Ａ２へ移行する。
また、区間Ｃ１→Ｄへ移行する条件は、理想出力電圧値が、電圧検出器３４で検出されるインバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂの電圧から半導体スイッチ２４ｅのオン電圧を差し引いた電圧値以上になった場合とし、この電圧値以下となった場合には区間Ｄ→Ｃ２へ移行する。

実際には、交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎには、変動があるため、その変動に応じて、インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａ及び負極側コンデンサ２４ｂの電圧が変動するため、インバータ出力電圧も変動する。そこで、理想正弦波出力電圧の設定を変更することによってインバータ出力電圧の補正を行う。図９は、インバータ出力電圧の補正方法を示す図である。
図９（ａ）は、交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎが低下した場合におけるインバータ出力電圧の補正方法を示すものである。この場合には、理想正弦波の実効値が上がるように補正を行う。また、図９（ｂ）は、交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎが上昇した場合におけるインバータ出力電圧の補正方法を示すものである。この場合には、理想正弦波の実効値が下がるように補正を行う。
理想正弦波の瞬時値の補正値は、以下の式（１）により求めることができる。

理想正弦波の瞬時値＝√２×（目標出力電圧実効値＋Ｖｒ)×sinθ ・・・（１）

ここで、Ｖｒ＝Ｋｐ×（目標出力電圧実効値−出力電圧実効値（（計測値））
＋Ｋｉ×Σ（目標出力電圧実効値−出力電圧実効値（（計測値））である。

このように、実施の形態１に係る無停電電源装置では、コンバータ部と、バランス部のスイッチング動作を停止させ、インバータ部のスイッチング動作を最小限に抑えた低損失な運転モードにおいて、インバータ出力電圧の補正を行うことによって、交流電源の入力電圧に変動があった場合においても、目標電圧に対する出力電圧精度を向上させることができるとともに入力力率を改善することができる。

実施の形態２．
図１０は、実施の形態２に係る無停電電源装置におけるインバータ出力電圧と負荷に流れる電流の波形を示す図である。本実施の形態２における動作が、実施の形態１における動作と異なる点は、インバータ部のスイッチング動作が全位相において実施されることである。なお、実施の形態２に係る無停電電源装置の構成は実施の形態１と同様である。

交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎが、定格電圧より高い場合において、コンバータ部２７と、バランス部２５のスイッチング動作を停止させた場合には、交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎに対して、インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａ及び負極側コンデンサ２４ｂの電圧が低くなるため、図２（ｂ）及び図３（ｂ）に示す経路において、正極側コンデンサ２４ａ及び負極側コンデンサ２４ｂの充電電流が大きくなる。

これを抑制するために、インバータ部２４からの出力電圧に対して出力電圧最大値を設け、出力電圧のピーク電圧が所定の値（例えば、理想出力電圧値の理想正弦波のピーク電圧に対して７５％〜９５％）を超えないように制御して、負荷４へ流れる出力電流が急激に増加しないように制限する。

具体的には、インバータ部２４のスイッチング動作は、制御回路３５により制御されており、制御回路３５は、算出された出力目標電圧と出力電圧センサ１２との計測値を比較し、その差分ΔＶ（＝出力電圧センサ１２の計測値絶対値−出力目標電圧）により、インバータ部２４の半導体スイッチ２４ｃ及び半導体スイッチ２４ｅの導通（オン）時間を増減して出力電圧を出力目標電圧に近づけるように制御する。

正極側の出力電圧の場合においては、差分ΔＶ＞０である場合には、インバータ部２４の半導体スイッチ２４ｃの導通（オン）時間を減らし、出力電圧の絶対値を下げ、差分ΔＶ＜０である場合には、インバータ部２４の半導体スイッチ２４ｃの導通（オン）時間を増やし、出力電圧の絶対値を上げる。

負極側の出力電圧の場合においては、差分ΔＶ＞０である場合には、インバータ部２４の半導体スイッチ２４ｅの導通（オン）時間を減らし、出力電圧の絶対値を下げ、差分ΔＶ＜０である場合には、インバータ部２４の半導体スイッチ２４ｅの導通（オン）時間を増やし、出力電圧の絶対値を上げる。

制御回路３５は、図１０（ｂ）に示す変更可能な出力電圧最大値を保持し、理想正弦波の絶対値が、出力電圧最大値未満の場合には理想正弦波の値とし、出力電圧最大値以上の場合には出力電圧最大値となるように出力目標電圧を算出する。これによって、出力電圧が出力電圧最大値に抑制されたピーク電圧抑制領域が形成される。

このように、実施の形態２に係る無停電電源装置では、コンバータ部と、バランス部のスイッチング動作を停止させた場合においても、インバータ部からの出力電圧に対して出力電圧最大値を設け、出力電圧のピーク電圧が所定の値を超えないように制御することによって、負荷への電流変化を抑制することで入力電流の突入が低減され、入力力率を改善することができる。

実施の形態３．
図１１は、実施の形態３に係る無停電電源装置におけるバランス部の動作を示す図であり、図１２は、実施の形態３に係るバランス部の動作とインバータ部の正極側及び負極側コンデンサの電圧を示す図である。本実施の形態２における動作が、実施の形態１における動作と異なる点は、インバータ部のスイッチング動作が全位相において実施されることである。なお、実施の形態３に係る無停電電源装置の構成は実施の形態１と同様である。

次に、本実施の形態のバランス部２５の動作について、図１１及び図１２を用いて説明する。交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎが正側の場合には、図１２に示す区間Ａ１においては、バランス部２５の半導体スイッチ２５ａを遮断（オフ）し、半導体スイッチ２５ｃはスイッチング動作をさせることで、インバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂの電力をバランス部２５のリアクトル２５ｅを介して、インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａに充電し、目標充電電圧Ｖ_Ｔ＋まで昇圧させる（図１１（ａ））。ここで、目標充電電圧Ｖ_Ｔ＋は、入力電圧センサ１１により計測される入力電圧Ｖ_ｉｎのピーク電圧に対して一定の割合（８０〜９５％）とする。
続いて、図１２に示す区間Ｂ１においては、目標充電電圧Ｖ_Ｔ＋に維持させるため、バランス部２５の半導体スイッチ２５ｃはスイッチング動作をさせておく。
図１２に示す区間Ｃ１においては、交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎがインバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａの電圧よりも高くなった場合を示しており、正極側コンデンサ２４ａは、図２（ｂ）の経路で充電され電圧が上昇する。バランス部２５の半導体スイッチ２５ｃのスイッチング動作の領域ではあるが、目標充電電圧Ｖ_Ｔ＋を超えるため、実質的には遮断（オフ）状態となる。
図１２に示す区間Ｄ１においては、入力電圧Ｖ_ｉｎが下がり突入電流は発生しないため、バランス部２５の半導体スイッチ２５ｃは遮断（オフ）とする。

交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎが負側の場合には、図１２に示す区間Ａ２においては、バランス部２５の半導体スイッチ２５ｃを遮断（オフ）し、バランス部２５の半導体スイッチ２５ａはスイッチング動作をさせることで、インバータ部２４の正極側コンデンサ２４ａの電力をバランス部２５のリアクトル２５ｅを介して、インバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂに充電し、目標充電電圧Ｖ_Ｔ−まで昇圧させる（図１１（ｂ））。ここで、目標充電電圧Ｖ_Ｔ−は、入力電圧センサ１１により計測される入力電圧Ｖ_ｉｎのピーク電圧に対して一定の割合（８０〜９５％）とする。
図１２に示す区間Ｂ２においては、目標充電電圧Ｖ_Ｔ−に維持させるため、バランス部２５の半導体スイッチ２５ａはスイッチング動作をさせておく。
図１２に示す区間Ｃ２においては、交流電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎがインバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂの電圧よりも高くなった場合を示しており、インバータ部２４の負極側コンデンサ２４ｂは、図３（ｂ）の経路で充電され電圧が上昇する。バランス部２５半導体スイッチ２５ａのスイッチング動作の領域ではあるが、目標充電電圧Ｖ_Ｔ−を超えるため、実質的には遮断（オフ）状態となる。

なお、昇圧する目標充電電圧Ｖ_Ｔ＋、Ｖ_Ｔ−は、入力電圧Ｖ_ｉｎのピーク電圧に対する一定の割合とし、その割合の設定変更が可能である。

その他の構成の動作については、実施の形態２と同様であり、説明を省略する。

このように、実施の形態３に係る無停電電源装置では、コンバータ部のスイッチング動作を停止させた場合においても、正極側コンデンサ及び負極側コンデンサの電圧を昇圧させることで、正極側コンデンサ及び負極側コンデンサへの突入電流が低減され、入力力率を改善することができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

また、図において、同一符号は、同一または相当部分を示す。

１交流電源、４負荷、１１入力電圧センサ、１２出力電圧センサ、２１，２２逆流阻止用ダイオード、２３蓄電部、２４インバータ部、２４ａ正極側コンデンサ、２４ｂ負極側コンデンサ、２４ｃ，２４ｅ半導体スイッチ、２５バランス部、２５ａ，２５ｃ半導体スイッチ、２５ｅリアクトル、２６負極側昇降圧部、２６ａ，２６ｄ半導体スイッチ、２６ｃリアクトル、２７コンバータ部、２７ａダイオードブリッジ、２７ｂ半導体スイッチ、３０交流電源／蓄電部切換スイッチ、３１
蓄電部運転用スイッチ、２９リアクトル、３４電圧検出器、３５制御回路、１００無停電電源装置。

Claims

交流電源の電力により蓄電部の充電を行う充電手段と、
交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換手段と、
正極側及び負極側にそれぞれコンデンサを有し、前記第１の電力変換手段の出力を交流電力に変換する第２の電力変換手段と、
前記交流電源の異常時に前記蓄電部から前記第２の電力変換手段に直流電力を供給する第３の電力変換手段と、
前記第２の電力変換手段の正極側コンデンサと負極側コンデンサとの間で電荷を移動させる第４の電力変換手段と、を備え、
前記交流電源の正常時に、前記充電手段による充電動作を停止させると共に、前記第１の電力変換手段及び前記第４の電力変換手段のスイッチング動作を停止させ、前記第２の電力変換手段の交流出力のゼロクロス点を中心とする一定期間のみ正弦波波形を出力させることを特徴とする無停電電源装置。
前記正極側及び負極側のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段を備え、
前記交流電源の正常時に、前記検出された電圧に基づいて、前記第２の電力変換手段の出力電圧を目標出力電圧に近づけるように正弦波部分の前記出力電圧を補正することを特徴とする請求項１に記載の無停電電源装置。
交流電源の電力により蓄電部の充電を行う充電手段と、
交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換手段と、
正極側及び負極側にそれぞれコンデンサを有し、前記第１の電力変換手段の出力を交流電力に変換する第２の電力変換手段と、
前記交流電源の異常時に前記蓄電部からエネルギーを放電させ、前記第２の電力変換手段に直流電力を供給する第３の電力変換手段と、
前記第２の電力変換手段の正極側コンデンサと負極側コンデンサとの間で電荷を移動させる第４の電力変換手段と、を備え、
前記交流電源の正常時に、前記充電手段による充電動作を停止させると共に、前記第１の電力変換手段のスイッチング動作を停止させ、前記第２の電力変換手段の出力電圧に対して出力電圧最大値を設け、前記出力電圧のピーク電圧が所定の値を超えないように制御することを特徴とする無停電電源装置。
前記第２の電力変換手段の入力電圧が正側の場合には、前記第４の電力変換手段により、前記正極側コンデンサの電圧が正極側目標充電電圧まで昇圧されるように前記負極側コンデンサから前記正極側コンデンサへ電荷を移動させ、前記入力電圧が負側の場合には、前記負極側コンデンサの電圧が負極側目標充電電圧まで昇圧されるように前記正極側コンデンサから前記負極側コンデンサへ電荷を移動させることを特徴とする請求項１または請求項３に記載の無停電電源装置。
前記入力電圧が正側の場合には、前記負極側コンデンサから前記正極側コンデンサへ電荷を移動させる位相が０°〜９０°の範囲に限定され、前記入力電圧が負側の場合には、前記正極側コンデンサから前記負極側コンデンサへ電荷を移動させる位相が１８０°〜２７０°の範囲に限定されていることを特徴とする請求項４に記載の無停電電源装置。
前記正極側及び負極側目標充電電圧は、前記交流電源の入力電圧のピーク電圧に対する一定の割合とし、その割合の設定変更が可能であることを特徴とする請求項４に記載の無停電電源装置。