CN116964898A - 不间断电源装置 - Google Patents

Abstract

该不间断电源装置具备：开关(S4～S6)，在交流电源(11)正常时被断开，在停电时被开启；顺变换器(1)，在交流电源正常时，将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力并向直流链路部(2)供给，在停电时，将从电池(13)经由开关供给的直流电力向直流链路部供给；逆变换器(3)，将来自直流链路部的直流电力变换为交流电力并向负载(12)供给；以及斩波器电路(4)，在交流电源正常时，将来自直流链路部的直流电力储存到电池中。

Description

不间断电源装置

技术领域

本公开涉及不间断电源装置。

背景技术

为了向计算机系统那样的重要负载稳定地供给交流电力，广泛地使用不间断电源装置。例如在日本特开2004－343826号公报(专利文献1)中，公开了具备顺变换器(converter)、逆变换器(inverter)及斩波器电路的不间断电源装置。在交流电源正常时，从交流电源供给的交流电力通过顺变换器被变换为直流电力，该直流电力通过逆变换器被变换为交流电力并向负载供给，并且通过斩波器电路被储藏到电力储藏装置中。在交流电源的停电时，电力储藏装置的直流电力通过斩波器电路向逆变换器供给，被变换为交流电力并向负载供给。因而，在交流电源停电时，在直流电力被储存在电力储藏装置中的期间中能够继续负载的运转。

此外，例如在国际公开第2010/044164号(专利文献2)中，公开了一种通过将顺变换器、逆变换器及斩波器电路分别三电平化而能够实现谐波的减少的不间断电源装置。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2004－343826号公报

专利文献2：国际公开第2010/044164号

发明内容

发明要解决的课题

通常，电力变换器的尺寸对应于其电力容量而增大。然而，在以往的不间断电源装置中，由于分别设置在交流电源正常时将额定直流电力向逆变换器供给的顺变换器和在交流电源停电时将额定直流电力向逆变换器供给的斩波器电路，所以有装置大型化的问题。

所以，本公开的主要的目的是提供小型的不间断电源装置。

用于解决课题的手段

本公开的不间断电源装置具备电源端子、第1开关、直流链路部、顺变换器、逆变换器及斩波器电路。电源端子在交流电源正常时，接受从交流电源供给的交流电力。第1开关连接在电力储藏装置与电源端子之间，在交流电源正常时被断开，在交流电源的停电时被开启。直流链路部为了提供及接受直流电力而设置。顺变换器在交流电源正常时，将从交流电源供给到电源端子的交流电力变换为直流电力并向直流链路部供给，在交流电源的停电时，将从电力储藏装置经由第1开关供给到电源端子的直流电力向直流链路部供给。逆变换器将来自直流链路部的直流电力变换为交流电力并向负载供给。斩波器电路在交流电源正常时，将来自直流链路部的直流电力储存到电力储藏装置中。

发明效果

在该不间断电源装置中，由于使顺变换器拥有在交流电源的停电时将额定直流电力向逆变换器供给的功能，所以不需要斩波器电路具有该功能。因而，能够实现斩波器电路的小型化，进而能够实现不间断电源装置的小型化。

附图说明

图1是表示根据实施方式1的不间断电源装置的结构的电路框图。

图2是表示图1所示的控制装置的结构的框图。

图3是表示图2所示的控制块B1的结构的框图。

图4是表示图2所示的控制块B2的结构的框图。

图5是表示图4所示的控制部31的结构的框图。

图6是表示图5所示的PWM部44的结构的框图。

图7是表示图4所示的控制部32的结构的框图。

图8是表示图5所示的PWM部62的结构的框图。

图9是表示由图7所示的3个PWM部使用的3个正极载波信号的波形的时序图。

图10是表示图2所示的控制块B3的结构的框图。

图11是表示图2所示的控制块B4的结构的框图。

图12是表示根据实施方式2的不间断电源装置的过载时的动作的框图。

图13是表示在图12中说明的不间断电源装置的主要部分的框图。

图14是表示在根据实施方式3的不间断电源装置中包含的控制块的结构的框图。

图15是表示在根据实施方式4的不间断电源装置中包含的另一个控制块的框图。

图16是表示在图14及图15中表示的不间断电源装置的动作的时序图。

图17是表示根据实施方式4的不间断电源装置的结构的电路框图。

图18是表示根据实施方式5的不间断电源装置的结构的电路框图。

图19是表示根据实施方式6的不间断电源装置的结构的电路框图。

图20是表示图19所示的控制装置的结构的框图。

图21是表示图20所示的控制块B11的结构的框图。

图22是表示图20所示的控制块B12的结构的框图。

图23是表示图22所示的控制部131的结构的框图。

图24是表示图23所示的控制部132的结构的框图。

图25是表示图24所示的PWM部147的结构的框图。

图26是表示图24所示的平衡脉冲生成部的结构的框图。

图27是表示图26所示的平衡脉冲生成部的动作的时序图。

图28是表示根据实施方式7的不间断电源装置的结构的电路框图。

具体实施方式

实施方式1.

图1是表示根据实施方式1的不间断电源装置的结构的电路框图。在图1中，该不间断电源装置具备交流输入端子T1R、T1S、T1T、交流输出端子T2U、T2V、T2W、电池端子T3P、T3N、开关S1～S6、顺变换器1、直流链路部2、逆变换器3、斩波器电路4、电流检测器5～7及控制装置8。

交流输入端子T1R、T1S、T1T分别从商用交流电源11接受商用频率的三相交流电压VR、VS、VT。三相交流电压VR、VS、VT的瞬时值由控制装置8检测。控制装置8基于三相交流电压VR、VS、VT，检测是否发生了商用交流电源11的停电。此外，控制装置8与三相交流电压VR、VS、VT同步，对顺变换器1及逆变换器3进行控制。

交流输出端子T2U、T2V、T2W与负载12连接。负载12通过从不间断电源装置经由交流输出端子T2U、T2V、T2W供给的商用频率的三相交流电压VU、VV、VW而被驱动。三相交流电压VU、VV、VW的瞬时值由控制装置8检测。

电池端子T3P、T3N分别与电池13的正极及负极连接。电池13(电力储藏装置)储存直流电力。也可以代替电池13而连接电容器。电池端子T3P、T3N间的直流电压VB由控制装置8检测。

开关S1～S3的一个端子分别与交流输入端子T1R、T1S、T1T连接，它们的另一个端子分别与节点N1～N3(电源端子)连接。开关S1～S3被控制装置8控制。

在从商用交流电源11正常供给三相交流电压VR、VS、VT的情况下(商用交流电源11正常时)，开关S1～S3被接通。在没有从商用交流电源11正常供给三相交流电压VR、VS、VT的情况下(商用交流电源11停电时)，开关S1～S3被断开。

开关S4～S6的一个端子都与电池端子T3P连接，它们的另一个端子分别与节点N1～N3连接。开关S4～S6被控制装置8控制。在商用交流电源11正常时，开关S4～S6被断开。在商用交流电源11停电时，开关S1～S3被接通。开关S4～S6相当于连接在电力储藏装置与电源端子之间的“第1开关”的一实施例。开关S1～S3相当于连接在交流电源与电源端子之间的“第2开关”的一实施例。

因而，在商用交流电源11正常时，节点N1～N3从商用交流电源11经由开关S1～S3分别接受三相交流电压VR、VS、VT，在商用交流电源11停电时，节点N1～N3从电池13经由开关S4～S6一起接受电池电压VB。

直流链路部2为了在顺变换器1、逆变换器3及斩波器电路4之间供给并接受直流电力而设置。直流链路部2包括直流线路LP、LN及电容器Cd。电容器Cd连接在直流线路LP、LN间，将直流线路LP、LN间的直流电压VDC平滑化。直流线路LN与电池端子T3N连接。直流电压VDC由控制装置8检测。

顺变换器1由控制装置8控制。顺变换器1在商用交流电源11正常时，将从商用交流电源11经由开关S1～S3供给的交流电力变换为直流电力并向直流链路部2供给。此外，顺变换器1在商用交流电源11停电时，将从电池13经由开关S4～S6供给的直流电力向直流链路部2供给。

如详细地说明，则顺变换器1包括交流滤波器F1及分支(leg)电路1a～1c。交流滤波器F1包括电容器C1～C3及电抗器L1～L3。电容器C1～C3的一个电极分别与节点N1～N3连接，它们的另一个电极都与中性点NP连接。电抗器L1～L3的一个电极分别与节点N1～N3连接，它们的另一个电极分别与节点N4～N6(中间端子)连接。

交流滤波器F1是低通滤波器，使商用频率的交流电流从商用交流电源11流到分支电路1a～1c中，防止开关频率的电流从分支电路1a～1c流到商用交流电源11中。电流检测器5检测流到电抗器L1～L3中的电流I1～I3，将表示它们的检测值的信号向控制装置8给出。

分支电路1a、1b、1c分别对应于R相、S相及T相而设置。分支电路1a包括IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)元件Q1R、Q2R及二极管D1R、D2R。分支电路1b包括IGBT元件Q1S、Q2S及二极管D1S、D2S。分支电路1c包括IGBT元件Q1T、Q2T及二极管D1T、D2T。

IGBT元件Q1R、Q1S、Q1T的集电极都与直流线路LP连接，它们的发射极分别与节点N4～N6连接。IGBT元件Q2R、Q2S、Q2T的集电极分别与节点N4～N6连接，它们的发射极都与直流线路LN连接。二极管D1R、D1S、D1T、D2R、D2S、D2T分别与IGBT元件Q1R、Q1S、Q1T、Q2R、Q2S、Q2T反向并联地连接。

有将IGBT元件Q1R、Q1S、Q1T代表性地统称作IGBT元件Q1的情况。有将IGBT元件Q2R、Q2S、Q2T代表性地统称作IGBT元件Q2的情况。IGBT元件Q1、Q2分别构成第1及第2开关元件。

另外，作为开关元件，可以代替IGBT元件而使用MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)那样的任意的自灭弧型半导体开关元件。

有将二极管D1R、D1S、D1T代表性地统称作二极管D1的情况。有将二极管D2R、D2S、D2T代表性地统称作二极管D2的情况。二极管D1、D2分别构成第1及第2二极管。二极管D1、D2分别作为续流二极管而动作。

在商用交流电源11正常时，从商用交流电源11经由开关S1～S3向顺变换器1供给三相交流电压VR、VS、VT。三相交流电压VR、VS、VT被二极管D1R、D1S、D1T、D2R、D2S、D2T三相全波整流，进而被电容器Cd平滑化而变换为直流电压VDC。

控制装置8基于三相交流电压VR、VS、VT、三相交流电流I1～I3及直流电压VDC对分支电路1a～1c进行控制，以使直流电压VDC成为参照电压VDCr。

即，控制装置8使IGBT元件Q1、Q2以开关频率交替地开启，并且调整一周期内的IGBT元件Q1的开启时间(即IGBT元件Q2的断开时间)。

例如在分支电路1a中，如果IGBT元件Q1R开启，则直流线路LP经由IGBT元件Q1R与节点N4连接，向节点N4供给正电压。如果IGBT元件Q2R开启，则节点N4经由IGBT元件Q2R与直流线路LN连接，向节点N4供给负电压。由此，直流电压VDC被变换为两电平的交流电压VRct。在分支电路1b、1c中也与分支电路1a同样，将直流电压VDC变换为两电平的交流电压VSct、VTct。

此外，控制装置8对三相交流电压VRct、VSct、VTct的相位进行控制，以使直流电压VDC成为参照电压VDCr。如果使三相交流电压VRct、VSct、VTct的相位比来自商用交流电源11的三相交流电压VR、VS、VT的相位提前，则从电容器Cd经由顺变换器1向商用交流电源11供给电力，直流电压VDC下降。

相反，如果使三相交流电压VRct、VSct、VTct的相位比来自商用交流电源11的三相交流电压VR、VS、VT的相位延迟，则从商用交流电源11经由顺变换器1向电容器Cd供给电力。直流电压VDC上升。因而，直流电压VDC被维持为参照电压VDCr。

此外，在商用交流电源11停电时，从电池13经由开关S4～S6向节点N1～N3供给电池电压VB。控制装置8基于电流I1～I3及直流电压VDC对分支电路1a～1c进行控制，以使直流电压VDC成为参照电压VDCr。

即，控制装置8使IGBT元件Q2以一定频率开启及断开。例如在分支电路1a中，如果IGBT元件Q2R开启，则电流从电池13的正极经由开关S4、电抗器L1、IGBT元件Q2R、直流线路LN流到电池13的负极，电磁能量被储存到电抗器L1中。

接着，如果IGBT元件Q2R断开，则电流从电池13的正极经由开关S4、电抗器L1、二极管D1R、直流线路LP、电容器Cd、直流线路LN流到电池13的负极，将电容器Cd充电。

此时，由于电抗器L1的电磁能量被释放，所以直流电压VDC相比电池电压VB变高。即，电池电压VB被升压而变换为直流电压VDC。在分支电路1b、1c中也与分支电路1a同样，电池电压VDC被升压而变换为直流电压VDC。

此外，控制装置8调整使IGBT元件Q2开启及断开的信号的一周期内的IGBT元件Q2的开启时间，以使直流电压VDC成为参照电压VDCr。例如在分支电路1a中，如果使IGBT元件Q2R的开启时间变长，则储存在电抗器L1中的电磁能量增大，直流电压VDC上升。

相反，如果使IGBT元件Q2R的开启时间变短，则储存在电抗器L1中的电磁能量减少，直流电压VDC下降。在分支电路1b、1c中也与分支电路1a同样，调整直流电压VDC的电平。因而，直流电压VDC被维持为参照电压VDCr。

进而，控制装置8进行将使IGBT元件Q2R开启及断开的信号的相位、使IGBT元件Q2S开启及断开的信号的相位和使IGBT元件Q2T开启及断开的信号的相位各错开120度的交错(interleaving)动作。

由此，能够在相互不同的时刻使二极管D1R、D1S、D1T开启，能够将从电池13经由二极管D1R、D1S、D1T向直流链路部2供给直流电力的时刻错开。因而，在商用交流电源11的停电时，能够降低在直流电压VDC中产生的纹波(ripple)电压。

此外，此时流到电抗器L1～L3中的电流I1～I3的和相当于电池13的输出电流。在本实施方式1中，能够使电池13的输出电流的纹波变小。因此，能够用小型的电抗器L1～L3减小电池13的输出电流的纹波，能够抑制装置的大型化。

接着，逆变换器3受控制装置8控制。逆变换器3将从顺变换器1经由直流链路部2供给的直流电力变换为商用频率的交流电力并向负载12供给。

如果详细地说明，则逆变换器3包括分支电路3a、3b、3c及交流滤波器F2。分支电路3a、3b、3c分别对应于U相、V相及W相而设置。分支电路3a包括IGBT元件Q3U、Q4U及二极管D3U、D4U。分支电路3b包括IGBT元件Q3V、Q4V及二极管D3V、D4V。分支电路3c包括IGBT元件Q3W、Q4W及二极管D3W、D4W。

IGBT元件Q3U、Q3V、Q3W的集电极都与直流线路LP连接，它们的发射极分别与节点N7～N9连接。IGBT元件Q4U、Q4V、Q4W的集电极分别与节点N7～N9连接，它们的发射极都与直流线路LN连接。二极管D3U、D3V、D3W、D4U、D4V、D4W分别与IGBT元件Q3U、Q3V、Q3W、Q4U、Q4V、Q4W反向并联地连接。

有将IGBT元件Q3U、Q3V、Q3W代表性地统称作IGBT元件Q3的情况。有将IGBT元件Q4U、Q4V、Q4W代表性地统称作IGBT元件Q4的情况。

有将二极管D3U、D3V、D3W代表性地统称作二极管D3的情况。有将二极管D4U、D4V、D4W代表性地统称作二极管D4的情况。二极管D3、D4分别作为续流二极管动作。

控制装置8以开关频率使IGBT元件Q3、Q4交替地开启，并且调整一周期内的IGBT元件Q3的开启时间(即IGBT元件Q4的断开时间)。

例如在分支电路3a中，如果IGBT元件Q3U开启，则直流线路LP经由IGBT元件Q3U与节点N7连接，向节点N7供给正电压。如果IGBT元件Q4U开启，则节点N7经由IGBT元件Q4U与直流线路LN连接，对节点N7供给负电压。

由此，直流电压VDC被变换为两电平的交流电压VUp。在分支电路3b、3c中也与分支电路3a同样，直流电压VDC被变换为两电平的交流电压VVp、VWp。三相交流电压VUp、VVp、VWp分别与来自商用交流电源11的三相交流电压VR、VS、VT同步。

此外，交流滤波器F2包括电抗器L4～L6及电容器C4～C6。电抗器L4～L6的一个电极分别与节点N7～N9连接，它们的另一个电极分别与交流输出端子T2U、T2V、T2W连接。电容器C4～C6的一个电极分别与交流输出端子T2U、T2V、T2W连接，它们的另一个电极都与中性点NP连接。

交流滤波器F2是低通滤波器，使商用频率的交流电流从分支电路3a～3c流到负载12中，防止开关频率的电流从分支电路3a～3c流到负载12中。换言之，交流滤波器F2将由分支电路3a～3c生成的三相交流电压VUp、VVp、VWp变换为以商用频率以正弦波状变化的三相交流电压VU、VV、VW。

电流检测器6检测流到电抗器L4～L6中的电流I4～I6，将表示它们的检测值的信号向控制装置8给出。控制装置8基于三相交流电压VU、VV、VW及三相交流电流I4～I6对分支电路3a～3c进行控制，以使三相交流电压VU、VV、VW成为参照交流电压VUr、VVr、VWr。

斩波器电路4受控制装置8控制，在商用交流电源11正常时，将由顺变换器1生成的直流电力储存到电池13中。电流检测器7检测流到斩波器电路4与电池13之间的电流IB，将表示其检测值的信号向控制装置8给出。控制装置8基于电池电压VB及电流IB对斩波器电路4进行控制，以使电池电压VB成为参照电压VBr。

具体而言，斩波器电路4是半桥斩波器，包括IGBT元件Q5、Q6、二极管D5、D6及电抗器L7。IGBT元件Q5的集电极与直流线路LP连接，其发射极与节点N10连接。IGBT元件Q6的集电极与节点N10连接，其发射极与直流线路LN及电池端子T3N连接。电抗器L7连接在节点N10与电池端子T3P之间。

控制装置8在商用交流电源11正常时，以一定频率使IGBT元件Q5开启及断开。如果IGBT元件Q5被开启，则电流从直流线路LP经由IGBT元件Q5、电抗器L7及电池13流到直流线路LN，电池13被充电，并且电磁能量被储存到电抗器L7中。如果IGBT元件Q5被断开，则电流从节点N10经由电抗器L7、电池13及二极管D6流到节点N10，电池13被充电，并且电抗器L7的电磁能量被释放。

控制装置8调整使IGBT元件Q5开启及断开的信号的一周期内的IGBT元件Q5的开启时间，以使电池电压VB成为参照电压VBr。控制装置8其参照电压VBr与电池电压VB的差ΔVB＝VBr－VB越大，使IGBT元件Q5的开启时间越长，ΔVB越小，越使IGBT元件Q5的开启时间变短。如果成为ΔVB＝0，则控制装置8将IGBT元件Q5维持为断开状态。

这样的控制装置8的功能可以使用处理装置9实现。这里所述的处理装置9是指专用处理电路那样的专用的硬件或处理器及存储装置。在使用专用的硬件的情况下，专用处理电路相当于单一电路、复合电路、程序化的处理器、并行程序化的处理器、ASIC(Application Specific Integrated Circuit：专用集成电路)、FPGA(FieldProgrammable Gate Array：现场可编程门阵列)或将它们组合的结构。

在使用处理器及存储装置的情况下，上述的各功能由软件、固件或它们的组合实现。软件或固件被作为程序记述，被存储在存储装置中。处理器将存储在存储装置中的程序读出并执行。这些程序也可以说是使计算机执行实现上述的各功能的次序及方法。

存储装置相当于RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、ROM(Read OnlyMemory：只读存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory：可擦写可编程只读存储器)、或EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read OnlyMemory(注册商标)：电可擦写可编程只读存储器)等的半导体存储器。半导体存储器既可以是非易失性存储器，也可以是易失性存储器。此外，存储装置除了半导体存储器以外，还相当于磁盘、软盘、光盘、CD、MD或DVD(Digital Versatile Disc：数字多功能盘)。

图2是表示控制装置8的结构的框图。在图2中，控制装置8具备电压检测器20、22～24、停电检测器21及控制电路25。电压检测器20检测从商用交流电源11供给的三相交流电压VR、VS、VT的瞬时值，将表示它们的检测值的信号Vif向停电检测器21及控制电路25给出。

停电检测器21基于电压检测器20的输出信号Vif，判别是否发生了商用交流电源11的停电，将表示判别结果的信号DT1向控制电路25给出。例如，在由电压检测器20的输出信号Vif表示的三相交流电压VR、VS、VT的电平比下限值小的情况下，停电检测信号DT1被设为激活电平的“L”电平，在三相交流电压VR、VS、VT的电平比下限值大的情况下，停电检测信号DT1被设为非激活电平的“H”电平。

电压检测器22检测直流线路LP、LN间的直流电压VDC，将表示其检测值的信号VDCf向控制电路25给出。电压检测器23检测由逆变换器3生成的三相交流电压VU、VV、VW的瞬时值，将表示它们的检测值的信号Vof向控制电路25给出。电压检测器24检测电池13的端子间电压VB，将表示其检测值的信号VBf向控制电路25给出。

控制电路25基于电压检测器20、22、23、24的输出信号Vif、VDCf、Vof、VBf，电流检测器5、6、7(图1)的输出信号Iif，Iof，IBf及停电检测器21的输出信号DT1，对开关S1～S3、开关S4～S6、顺变换器1、逆变换器3及斩波器电路4进行控制。

控制电路25包括控制块B1～B4。控制块B1对开关S1～S6进行控制。控制块B2对顺变换器1进行控制。控制块B3对逆变换器3进行控制。控制块B4对斩波器电路4进行控制。

图3是表示控制块B1的结构的框图。在图3中，控制电路25包括控制部26及驱动电路27。控制部26按照停电检测信号DT1，生成用于对开关S1～S3进行控制的信号SA和用于对开关S4～S6进行控制的信号SB。

在停电检测信号DT1是非激活电平的“H”电平的情况下，信号SA、SB分别被设为“H”电平及“L”电平。在停电检测信号DT1是激活电平的“L”电平的情况下，信号SA、SB分别被设为“L”电平及“H”电平。

驱动电路27按照信号SA、SB，生成控制电压VSA、VSB。在信号SA、SB分别是“H”电平及“L”电平的情况下，控制电压VSA、VSB分别被设为“H”电平及“L”电平。在信号SA、SB分别是“L”电平及“H”电平的情况下，控制电压VSA、VSB分别被设为“L”电平及“H”电平。

如果控制电压VSA被设为“H”电平，则开关S1～S3开启，如果控制电压VSA被设为“L”电平，则开关S1～S3断开。如果控制电压VSB被设为“H”电平，则开关S4～S6开启，如果控制电压VSB被设为“L”电平，开关S4～S6断开。

因而，在商用交流电源11正常时，开关S1～S3被开启，开关S4～S6被断开。此外，在商用交流电源11的停电时，开关S1～S3被断开，并且开关S4～S6被开启。

图4是表示控制块B2(图2)的结构的框图。在图4中，控制电路25包括参照电压发生部30、控制部31、32、切换电路33及栅极驱动电路34。

参照电压发生部30生成参照电压VDCr。控制部31基于参照电压VDCr、电压检测器20、22的输出信号Vif、VDCf及电流检测器5的输出信号Iif，生成用于将三相交流电压VR、VS、VT变换为直流电压VDC的PWM(Pulse Width modulation：脉宽调制)信号φ31。

控制部32基于参照电压VDCr、电压检测器22的输出信号VDCf及电流检测器5的输出信号Iif，生成用于将电池电压VB升压而生成直流电压VDC的PWM信号φ32。

切换电路33在停电检测信号DT1是非激活电平的“H”电平的情况下，将来自控制部31的PWM信号φ31向栅极驱动电路34给出，在停电检测信号DT1是激活电平的“L”电平的情况下，将来自控制部32的PWM信号φ32向栅极驱动电路34给出。

栅极驱动电路34按照来自切换电路33的PWM信号φ31或φ32，生成用于使IGBT元件Q1R、Q1S、Q1T、Q2R、Q2S、Q2T的各自开启及断开的栅极信号φ34。

图5是表示控制部31(图4)的结构的框图。在图5中，控制部31包括电压控制部40、电流控制部41～43及PWM部44～46。电压控制部40生成与由参照电压VDCr和由电压检测器22的输出信号VDCf表示的直流电压VDC的差ΔVDC＝VDCr－VDC对应的值的电流指令值Ic1。

电流控制部41基于电流指令值Ic1、由电流检测器5的输出信号Iif表示的交流输入电流I1和由电压检测器20的输出信号Vif表示的交流电压VR，生成以商用频率以正弦波状变化的电压指令值Vc1。

电流控制部42基于电流指令值Ic1、由电流检测器5的输出信号φIif表示的交流输入电流I2和由电压检测器20的输出信号Vif表示的交流电压VS，生成以商用频率以正弦波状变化的电压指令值Vc2。

电流控制部43基于电流指令值Ic1、由电流检测器5的输出信号Iif表示的交流输入电流I3和由电压检测器20的输出信号Vif表示的交流电压VT，生成以商用频率以正弦波状变化的电压指令值Vc3。电压指令值Vc1、Vc2、Vc3的相位各错开了120度。

PWM部44将电压指令值Vc1与以开关频率以三角波状变化的双极载波信号的高低比较，基于比较结果，生成分别用于对IGBT元件Q1R、Q2R进行控制的PWM信号P1R、P2R。PWM信号P2R是使PWM信号P1R反转的信号。

PWM部45将电压指令值Vc2与以开关频率以三角波状变化的双极载波信号的高低比较，基于比较结果，生成分别用于对IGBT元件Q1S、Q2S进行控制的PWM信号P1S、P2S。PWM信号P2S是使PWM信号P1S反转的信号。

PWM部46将电压指令值Vc3与以开关频率以三角波状变化的双极载波信号的高低比较，基于比较结果，生成分别用于对IGBT元件Q1T、Q2T进行控制的PWM信号P1T、P2T。PWM信号P2T是使PWM信号P1T反转的信号。PWM信号P1R、P2R、P1S、P2S、P1T、P2T包含在PWM信号φ31(图4)中。

在由切换电路33选择了PWM信号φ31的情况下，栅极驱动电路34(图4)按照PWM信号P1R、P2R、P1S、P2S、P1T、P2T，生成用于对IGBT元件Q1R、Q2R、Q1S、Q2S、Q1T、Q2T进行控制的栅极信号G1R、G2R、G1S、G2S、G1T、G2T。栅极信号G1R、G2R、G1S、G2S、G1T、G2T包含在栅极信号φ34(图4)中。

有将PWM信号P1R、P1S、P1T代表性地统称作PWM信号P1的情况。有将栅极信号G1R、G1S、G1T代表性地统称作栅极信号G1的情况。如果PWM信号P1被设为“H”电平，则栅极信号G1被设为“H”电平。如果PWM信号P1被设为“L”电平，则栅极信号G1被设为“L”电平。栅极信号G1被施加在IGBT元件Q1的栅极及发射极间。

有将PWM信号P2R、P2S、P2T代表性地统称作PWM信号P2的情况。有将栅极信号G2R、G2S、G2T代表性地统称作栅极信号G2的情况。如果PWM信号P2被设为“H”电平，则栅极信号G2被设为“H”电平。如果PWM信号P2被设为“L”电平，则栅极信号G2被设为“L”电平。栅极信号G2被施加在IGBT元件Q2的栅极及发射极间。

图6是表示PWM部44(图5)的结构的电路框图。在图6中，PWM部44包括双极载波生成部50、比较器51及反转电路52。双极载波生成部50生成双极载波信号φ50。双极载波信号φ50在负电压(－Va)与正电压(+Va)之间以开关频率以三角波状变化。电压指令值Vc1以比双极载波信号φ50小的振幅以商用频率以正弦波状变化。

电压指令值Vc1被提供至比较器51的非反转输入端子(+端子)。双极载波信号φ50被提供至比较器51的反转输入端子(－端子)。比较器51将电压指令值Vc1与双极载波信号φ50的高低比较，将表示比较结果的信号作为PWM信号P1R输出。反转电路52使PWM信号P1R反转而输出PWM信号P2R。

在电压指令值Vc1的电平比双极载波信号φ50的电平高的情况下，PWM信号P1R、P2R分别成为“H”电平及“L”电平。在电压指令值Vc1的电平比双极载波信号φ50的电平低的情况下，PWM信号P1R、P2R分别成为“L”电平及“H”电平。PWM部45、46各自的结构与PWM部44的结构相同，所以不重复其说明。

另外，实际上，为了防止IGBT元件Q1、Q2同时开启而直流线路LP、LN被短路，在PWM部44～46的后段设有对PWM信号赋予无效时间的电路。

图7是表示控制部32(图4)的结构的框图。在图7中，控制部32包括电压控制部60、电流控制部61及PWM部62～64。电压控制部60生成与参照电压VDCr和由电压检测器22的输出信号VDCf表示的直流电压VDC的差ΔVDC＝VDCr－VDC对应的值的电流指令值IcA。电流控制部61基于电流指令值IcA和由电流检测器5的输出信号Iif表示的电流I1～I3，生成直流的电压指令值VcA。

PWM部62将电压指令值VcA与以一定频率以三角波状变化的第1正极载波信号的高低比较，基于比较结果生成分别用于对IGBT元件Q1R、Q2R进行控制的PWM信号P1RA、P2RA。PWM信号P2RA是使PWM信号P1RA反转的信号。

PWM部63将电压指令值VcA与以一定频率以三角波状变化的第2正极载波信号的高低比较，基于比较结果生成分别用于对IGBT元件Q1S、Q2S进行控制的PWM信号P1SA、P2SA。PWM信号P2SA是使PWM信号P1SA反转的信号。

PWM部64将电压指令值VcA与以一定频率以三角波状变化的第3正极载波信号的高低比较，基于比较结果生成分别用于对IGBT元件Q1T、Q2T进行控制的PWM信号P1TA、P2TA。PWM信号P2TA是使PWM信号P1TA反转的信号。PWM信号P1RA、P2RA、P1SA、P2SA、P1TA、P2TA包含在PWM信号φ32(图4)中。

在由切换电路33选择了PWM信号φ32的情况下，栅极驱动电路34(图4)按照PWM信号P1RA、P2RA、P1SA、P2SA、P1TA、P2TA，生成用于对IGBT元件Q1R、Q2R、Q1S、Q2S、Q1T、Q2T进行控制的栅极信号G1R、G2R、G1S、G2S、G1T、G2T。栅极信号G1R、G2R、G1S、G2S、G1T、G2T包含在栅极信号φ34(图4)中。

有将PWM信号P1RA、P1SA、P1TA代表性地统称作PWM信号P1A的情况。如果PWM信号P1A被设为“H”电平，则栅极信号G1被设为“H”电平。如果PWM信号P1A被设为“L”电平，则栅极信号G1被设为“L”电平。栅极信号G1被施加在IGBT元件Q1的栅极及发射极间。

有将PWM信号P2RA、P2SA、P2TA代表性地统称作PWM信号P2A的情况。如果PWM信号P2A被设为“H”电平，则栅极信号G2被设为“H”电平。PWM信号P2A被设为“L”电平，则栅极信号G2被设为“L”电平。栅极信号G2被施加在IGBT元件Q2的栅极及发射极间。

图8是表示PWM部62的结构的电路框图。在图8中，PWM部62包括正极载波生成部70、比较器71及反转电路72。正极载波生成部70生成第1正极载波信号φ70R。第1正极载波信号φ70R在基准电压(0V)与正电压(+Vb)之间以一定频率以三角波状变化。电压指令值VcA是基准电压(0)与正电压(+Vb)之间的直流电压。

电压指令值VcA被提供至比较器71的非反转输入端子(+端子)。第1正极载波信号φ70R被提供至比较器71的反转输入端子(－端子)。比较器71将电压指令值VcA与第1正极载波信号φ70R的高低比较，将表示比较结果的信号作为PWM信号P1RA输出。反转电路72使PWM信号P1RA反转，输出PWM信号P2RA。

在电压指令值VcA的电平比正极载波信号φ70的电平高的情况下，PWM信号P1RA、P2RA分别为“H”电平及“L”电平。在电压指令值VcA的电平比正极载波信号φ70的电平低的情况下，PWM信号P1RA、P2RA分别为“L”电平及“H”电平。

PWM部63、64各自的结构与PWM部62的结构相同。但是，PWM部63、64的正极载波生成部70分别生成第1正极载波信号φ70S及第2正极载波信号φ70T。

另外，实际上，为了防止IGBT元件Q1、Q2同时开启而直流线路LP、LN被短路，在PWM部62～64的后段设有对PWM信号赋予无效时间的电路。

图9是表示由图7所示的PWM部62～63生成的正极载波信号φ70R、φ70S、φ70T的波形的图。如图9所示，正极载波信号φ70R、φ70S、φ70T的相位各错开了120度。因此、PWM信号P2RA、P2SA、P2TA的相位也各错开120度，栅极信号G2R、G2S、G2T的相位也各错开120度。

因而，顺变换器1的IGBT元件Q2R、Q2S、Q2T被开启及断开的时刻各错开一周期的1/3，电流从电池13经由二极管D1R、D1S、D1T流到电容器Cd的时刻各错开一周期的1/3。由此，能够使叠加在直流电压VDC中的纹波电压的振幅变小。

图10是表示控制块B3(图2)的结构的框图。在图10中，控制电路25包括参照电压发生部75、控制部76及栅极驱动电路77。

参照电压发生部75生成三相的参照电压VUr、VVr、VWr。参照电压VUr、VVr、VWr分别以商用频率以正弦波状变化。参照电压VUr、VVr、VWr的相位各错开了120度。

控制部76基于参照电压VUr、VVr、VWr，电压检测器23(图2)的输出信号Vof及电流检测器6的输出信号Iof，生成用于将直流电压VDC变换为三相交流电压VR、VS、VT的PWM信号φ76。PWM信号φ76包括分别与IGBT元件Q3U、Q3V、Q3W、Q4U、Q4V、Q4W对应的6个PWM信号P3U、P3V、P3W、P4U、P4V、P4W。

栅极驱动电路77按照PWM信号φ66，生成用于使IGBT元件Q3U、Q3V、Q3W、Q4U、Q4V、Q4W的各自开启及断开的栅极信号φ77。栅极信号φ77包括栅极信号G3U、G3V、G3W、G4U、G4V、G4W。栅极信号G3U、G3V、G3W、G4U、G4V、G4W分别被向IGBT元件Q3U、Q3V、Q3W、Q4U、Q4V、Q4W的栅极及发射极间给出。由此，IGBT元件Q3U、Q3V、Q3W、Q4U、Q4V、Q4W分别被开启及断开，直流电压VDC被变换为三相交流电压VU、VV、VW。

图11是表示控制块B4(图2)的结构的框图。在图11中，控制电路25包括参照电压发生部80、控制部81及栅极驱动电路82。

参照电压发生部80生成参照电压VBr。控制部81基于参照电压VBr、电压检测器24的输出信号VBf及电流检测器7的输出信号IBf，生成用于将直流电压VDC变换为电池电压VB的PWM信号P5、P6。PWM信号P6是PWM信号P5的反转信号。

栅极驱动电路82在停电检测信号DT1是非激活电平的“H”电平的情况下，按照PWM信号P5、P6，生成用于使IGBT元件Q5、Q6的各自开启及断开的栅极信号G5、G6。此外，栅极驱动电路82在停电检测信号DT1是激活电平的“L”电平的情况下，将栅极信号G5、G6分别维持为“L”电平。

栅极信号G5、G6分别被提供至IGBT元件Q5、Q6的栅极及发射极之间。由此，在商用交流电源11正常时，IGBT元件Q5以一定频率被开启及断开，直流电压VDC被变换为电池电压VB。另外，如果IGBT元件Q5被断开，则电流以电抗器L7、电池13及二极管D6的路径流动，所以即使栅极信号G6被设为“H”电平，IGBT元件Q6也不开启。此外，在商用交流电源11的停电时，IGBT元件Q5、Q6都被断开，斩波器电路4的运转被停止。

接着，对在图1～图11中表示的不间断电源装置的动作进行说明。在商用交流电源11正常时，由停电检测器21(图2)将停电检测信号DT1设为非激活电平的“H”电平，由控制部26及驱动电路27(图3)将开关S1～S3开启并将开关S4～S6断开。由此，从商用交流电源11经由开关S1～S3向顺变换器1供给三相交流电压VR、VS、VT。

此外，由切换电路33(图4)选择控制部31，由参照电压发生部30、控制部31及栅极驱动电路34将顺变换器1(图1)运转，从商用交流电源11经由开关S1～S3供给的三相交流电压VR、VS、VT被顺变换器1变换为直流电压VDC。

此外，通过参照电压发生部75、控制部76及栅极驱动电路77(图10)将逆变换器3(图1)运转，将直流电压VDC变换为三相交流电压VU、VV、VW并向负载12供给。

此外，通过参照电压发生部80、控制部81及栅极驱动电路82(图11)将斩波器电路(图1)运转，将直流电压VDC降压并将电池13供给，将电池13充电。

如果发生商用交流电源11的停电，则由停电检测器21(图2)将停电检测信号DT1设为激活电平的“L”电平，由控制部26及驱动电路27(图3)将开关S1～S3断开并将开关S4～S6开启。由此，电池13的直流电压VB经由开关S4～S6被供给到顺变换器1。此外，通过栅极驱动电路82(图11)将斩波器电路(图1)的运转停止。

此外，通过切换电路33(图4)选择控制部32，通过参照电压发生部30、控制部32及栅极驱动电路34将顺变换器1(图1)运转，从电池13经由开关S4～S6供给的直流电压VB被顺变换器1升压而变换为直流电压VDC。

此外，通过参照电压发生部75、控制部76及栅极驱动电路77(图10)将逆变换器3(图1)运转，将直流电压VDC变换为三相交流电压VU、VV、VW并向负载12供给。因而，在发生了商用交流电源11的停电的情况下，在电池13中储存有直流电力的期间中，能够继续负载12的运转。

如以上这样，在该实施方式1中，由于在商用交流电源11的停电时顺变换器1将额定直流电力向逆变换器3供给，所以斩波器电路4不需要具有将额定直流电力向逆变换器3供给的功能。因而，能够实现斩波器电路4的小型化，进而能够实现不间断电源装置的小型化。

此外，在商用交流电源11停电时，通过将使顺变换器1的IGBT元件Q2R、Q2S、Q2T开启及断开的时刻各错开一周期的1/3，将电流从电池13经由二极管D1R、D1S、D1T向电容器Cd流动的时刻各错开一周期的1/3，所以能够将叠加在直流电压VDC中的纹波电压的振幅抑制得较小。此外，能够将电池13的输出电流的纹波用小型的电抗器L1～L3减小，能够抑制装置的大型化。

实施方式2.

图12是表示根据实施方式2的不间断电源装置的过载时的动作的框图。在图12中，在该不间断电源装置中，在商用交流电源11正常时，在过载时，负载12的耗电Pa从顺变换器1和斩波器电路4的两者供给。此时，斩波器电路4供给一定的直流电力Pb，顺变换器1供给其余的直流电力Pc＝Pa－Pb。一定的直流电力Pb例如被设定为斩波器电路4的额定功率以下的值。

具体而言，控制装置8(图1)在由电流检测器6的输出信号φ6表示的交流电流I4～I6(负载电流)超过了上限值的情况下(过载时)，对斩波器电路4进行控制，以从斩波器电路4向逆变换器3供给直流电力Pb，并且对顺变换器1进行控制，以使直流电压VDC成为参照电压VDCr。由此，从顺变换器1向逆变换器3供给直流电力Pc＝Pa－Pb。顺变换器1的控制方法与实施方式1相同，但斩波器电路4的控制方法与实施方式1不同。

接着，对斩波器电路4的控制方法详细地进行说明。在商用交流电源11正常时，在过载时，控制装置8使斩波器电路4的IGBT元件Q6(图1)以一定频率开启及断开。如果IGBT元件Q6开启，则电流从电池13的正极经由电抗器L7及IGBT元件6流到电池13的负极，在电抗器L7中储存电磁能量。

如果IGBT元件Q6断开，则电流从电池13的正极经由电抗器L7、二极管D5、直流线路LP、电容器Cd及直流线路LN流到电池13的负极，将电容器Cd充电。此时，电抗器L7的电磁能量被释放，电池电压VB被升压而变换为直流电压VDC。

图13是表示该不间断电源装置的主要部分的框图，是与图4对比的图。参照图13，该不间断电源装置与实施方式1的不间断电源装置不同的点是，在控制电路25(图2)中控制块B4被替换为控制块B5。控制块B5是对控制块B4追加了控制部83、过载检测器84及切换电路85的结构。

控制部83基于电压检测器24的输出信号VBf及电流检测器7的输出信号IBf，生成用于在过载时将一定的直流电力Pb向直流链路部2供给的PWM信号P5A、P6A。PWM信号P6A是PWM信号P5A的反转信号。

过载检测器84基于电流检测器6的输出信号Iof，判别负载电流I4～I6是否超过了上限值IH，输出表示判别结果的信号DT2。在负载电流I4～I6没有超过上限值IH的情况下(即没有过载的情况下)，过载检测信号DT2被设为非激活电平的“L”电平。在负载电流I4～I6超过了上限值IH的情况下(即过载的情况下)，过载检测信号DT2被设为激活电平的“H”电平。

切换电路85在过载检测信号DT2是非激活电平的“L”电平的情况下，将来自控制部81的PWM信号P5、P6提供至栅极驱动电路82，在过载检测信号DT2是激活电平的“H”电平的情况下，将来自控制部83的PWM信号P5A、P6A提供至栅极驱动电路82。

在过载检测信号DT2是非激活电平的“L”电平的情况下，将来自控制部81的PWM信号P5、P6经由切换电路85提供至栅极驱动电路82。在此情况下，将斩波器电路4与实施方式1同样地控制。

在过载检测信号DT2是激活电平的“H”电平的情况下，将来自控制部83的PWM信号P5A、P6A经由切换电路85提供至栅极驱动电路82。栅极驱动电路82按照PWM信号P5A、P6A，生成用于使IGBT元件Q5、Q6的各自开启及断开的栅极信号G5、G6。

栅极信号G5、G6分别被提供至IGBT元件Q5、Q6的栅极及发射极间。由此，在过载时，IGBT元件Q6以一定频率被开启及断开，电池电压VB被变换为直流电压VDC。

另外，如果IGBT元件Q6被断开，则电流从电池13的正极经由电抗器L7、二极管D5及电容器Cd流到电池13的负极，所以即使栅极信号G5被设为“H”电平，IGBT元件Q5也不开启。此外，在商用交流电源11的停电时，IGBT元件Q5、Q6都被断开，斩波器电路4的运转被停止。

如以上这样，在该实施方式2中，由于在过载时从顺变换器1及斩波器电路4的两者将直流电力向逆变换器3供给，所以能够将设想了过载时的顺变换器1的热设计的条件缓和，能够实现顺变换器1的小型化。

实施方式3.

在开关S1～S3(图1)由机械开关构成的情况下，由于停电检测信号DT1(图2)从“H”电平降低为“L”电平而开关S1～S3从开启状态变化到断开状态，花费某种程度的时间Toff。此外，商用交流电源11的最终段是三相变压器。

因而，如果响应于停电检测信号DT1的从“H”电平向“L”电平的下降边沿而立即进行顺变换器1的升压动作，则有可能顺变换器1的分支电路1a～1c经由开关S1～S3被三相变压器短路而流过过电流。

所以，在该实施方式3中，从停电检测信号DT1从“H”电平降低到“L”电平起到经过某个时间Td为止，使顺变换器1的升压动作停止。时间Td是与开关S1～S3从开启状态变化为断开状态所需要的时间Toff相同或比其长的时间。

但是，如果从发生商用交流电源11的停电起到经过时间Td为止，使顺变换器1的升压动作停止，则由逆变换器3消耗电容器Cd的直流电力，直流电压VDC下降。如果直流电压VDC下降到比下限值VDCL低，则逆变换器3的调制率成为过大，被供给到负载12的三相交流电压VU、VV、VW的波形畸变。因此，如果直流电压VDC下降到比下限值VDCL低，则逆变换器3的运转被停止，负载12的运转被停止。

所以，在本实施方式3中，在从发生商用交流电源11的停电起到经过时间Td为止的期间中，使直流电力从斩波器电路4向逆变换器3供给，抑制直流电压VDC的下降。

图14是表示根据实施方式3的不间断电源装置中包含的控制块B6的结构的框图，是与图4对比的图。参照图14，根据实施方式3的不间断电源装置在控制电路25(图2)中代替控制块B2而具备控制块B6。控制块B6与图4的控制块B2不同的点，是追加了信号发生电路90以及栅极驱动电路34被栅极驱动电路91替换。

信号发生电路90在响应于停电检测信号DT1的从“H”电平向“L”电平的下降边沿而将信号φ90从“L”电平升高到“H”电平后，在一定时间Td的经过后将信号φ90从“H”电平降低到“L”电平。

栅极驱动电路91在信号φ90为“L”电平的期间中与栅极驱动电路34(图4)同样地动作，按照来自切换电路33的PWM信号φ31或φ32，生成用于使IGBT元件Q1R、Q1S、Q1T、Q2R、Q2S、Q2T的各自开启及断开的栅极信号φ91。该栅极信号φ91包括栅极信号G1R、G2R、G1S、G2S、G1T、G2T。

栅极驱动电路91在信号φ90是“H”电平的期间中，将栅极信号G1R、G2R、G1S、G2S、G1T、G2T都设为“L”电平，将IGBT元件Q1R、Q1S、Q1T、Q2R、Q2S、Q2T维持为断开状态。因而，在从发生商用交流电源11停电起到经过时间Td为止的期间中，顺变换器1的运转被停止。

图15是表示该不间断电源装置中包含的控制块B7的结构的框图，是与图11对比的图。参照图15，该不间断电源装置在控制电路25(图2)中代替控制块B4而具备控制块B7。控制块B7与控制块B4(图11)不同的点是，追加了控制部95及切换电路96并且栅极驱动电路82被栅极驱动电路97替换。

控制部95在信号φ90(图14)是“H”电平的情况下，基于电压检测器22的输出信号VDCf和电流检测器7的输出信号IBf，生成用于对斩波器电路4进行控制以使直流电压VDC成为参照电压VDCr的PWM信号P5A、P6A。PWM信号P6A是PWM信号P5A的反转信号。此外，控制部95在信号φ90是“H”电平的情况下，将PWM信号P5A、P6A都维持为“L”电平。

切换电路96在停电检测信号DT1是非激活电平的“H”电平的情况下，将来自控制部81的PWM信号P5、P6提供至栅极驱动电路97，在停电检测信号DT1是激活电平的“L”电平的情况下，将来自控制部91的PWM信号P5A、P6A提供至栅极驱动电路97。

栅极驱动电路97按照来自切换电路96的PWM信号φP5、P6或P5A、P6A，生成用于使IGBT元件Q5、Q6的各自开启及断开的栅极信号G5、G6。

在停电检测信号DT1是非激活电平的“H”电平的情况下，来自控制部81的PWM信号P5、P6经由切换电路96被提供至栅极驱动电路97。在此情况下，将斩波器电路4与实施方式1同样地控制。

在停电检测信号DT1是激活电平的“L”电平的情况下，来自控制部95的PWM信号P5A、P6A经由切换电路96被提供至栅极驱动电路97。栅极驱动电路97按照PWM信号P5A、P6A，生成用来使IGBT元件Q5、Q6的各自开启及断开的栅极信号G5、G6。

栅极信号G5、G6分别被提供至IGBT元件Q5、Q6的栅极及发射极间。由此，在从停电发生起到经过一定时间Td为止的期间中，IGBT元件Q6以一定频率被开启及断开，电池电压VB被变换为直流电压VDC。

另外，如果IGBT元件Q6被断开，则电流从电池13的正极经由电抗器L7、二极管D5及电容器Cd流到电池13的负极，所以即使栅极信号G5被设为“H”电平，IGBT元件Q5也不开启。此外，如果从停电发生起经过一定时间Td，则IGBT元件Q5、Q6都被断开，斩波器电路4的运转被停止。

图16是表示该不间断电源装置的动作的时序图。在图16中，(A)表示停电检测信号DT1的波形，(B)表示信号φ90的波形，(C)表示顺变换器1的动作，(D)表示斩波器电路4的动作。此外，(E)的实线表示本实施方式3的直流电压VDC的时刻变化，(E)的虚线表示比较例的直流电压VDC的时刻变化。在比较例中，不进行停电时的斩波器电路4的放电动作。

如图16所示，在初始状态下，商用交流电源11是正常的，假设由停电检测器21(图2)将停电检测信号DT1设为“H”电平，由信号发生电路90(图14)将信号φ90设为“L”电平。

在此情况下，在控制块B6(图14)中，由切换电路33选择控制部31，由参照电压发生部30、控制部31及栅极驱动电路91执行顺变换器1的整流动作，直流电压VDC被维持为参照电压VDCr。

此外，在控制块B7(图15)中，由切换电路96选择控制部81，由参照电压发生部80、控制部81及栅极驱动电路97执行斩波器电路4的充电动作，电池电压VB被维持为参照电压VBr。

如果在时刻t0发生商用交流电源11的停电，则由停电检测器21将停电检测信号DT1从“H”电平降低到“L”电平，并且由信号发生电路90将信号φ90从“L”电平降低到“H”电平。

如果停电检测信号DT1被设为“L”电平，并且信号φ90被设为“H”电平，则在控制块B6(图14)中，由切换电路33选择控制部32，从控制部32经由切换电路33向栅极驱动电路91给出升压动作用的PWM信号φ32，但由栅极驱动电路91将栅极信号φ91维持为“L”电平，顺变换器1的运转被停止。此外，在控制块B7(图15)中，由切换电路96选择控制部95，由控制部95及栅极电路98(图15)执行斩波器电路4的放电动作。

此时，如由(E)的实线表示那样，顺变换器1的运转被停止，所以直流电压VDC下降，但由于从斩波器电路4向电容器Cd供给直流电力，所以直流电压VDC的下降被抑制得较小。

在从商用交流电源11的停电的发生(时刻t0)起经过了一定时间Td的时刻t1，通过信号发生电路90将信号φ90从“H”电平降低为“L”电平。

如果信号φ90被上升到“L”电平，则在控制块B6(图14)中，栅极驱动电路91被激活，由参照电压发生部30、控制部32及栅极驱动电路91执行顺变换器1的升压动作，直流电压VDC上升而成为参照电压VDCr。此外，在控制块B7(图15)中，由控制部95将放电动作用的PWM信号P5A、P6A设为“L”电平，斩波器电路4的运转被停止。

另外，在比较例中，由于不执行斩波器电路4的放电动作，所以如由(E)的虚线表示那样，如果发生商用交流电源11的停电则直流电压VDC急剧地下降，比下限值VDCL下降(时刻t0～t1)。即使在时刻t1开始顺变换器1的升压动作，到直流电压VDC到达参照电压VDCr为止的时间也变长。

如以上这样，在该实施方式3中，在从发生商用交流电源11的停电起经过开关S1～S3的断开时间Toff以上的一定时间Td(≧Toff)后，开始顺变换器1的升压动作。因而，在将开关S1～S3用机械开关构成的情况下，在顺变换器1的升压动作时，也能够防止分支电路1a～1c经由开关S1～S3被商用交流电源11的最终段的三相变压器短路而流过过电流。

此外，在从发生商用交流电源11的停电起到经过一定时间Td(≧Toff)为止的期间中，执行斩波器电路4的放电动作。因而，能够抑制在顺变换器1的运转被停止的期间内直流电压VDC下降，防止直流电压VDC比下限值VDCL下降。因此，能够防止逆变换器3的交流输出电压VU、VV、VW的波形畸变，能够将稳定的波形的三相交流电压VU、VV、VW向负载12供给。

另外，由于斩波器电路4的额定功率比顺变换器1及逆变换器3各自的额定功率小，所以在放电动作时斩波器电路4成为过载。但是，由于使斩波器电路4进行放电动作的时间Td小于1秒为较短，所以即使斩波器电路4为过载，斩波器电路4也不会损坏。

实施方式4.

在实施方式1的不间断电源装置中，在电容器Cd没有完全被充电的情况下将开关S1～S3开启，则突入电流(rush current)从商用交流电源11经由开关S1～S3、电抗器L1～L3及二极管D1R、D1S、D1T、D2R、D2S、D2T流到电容器Cd中，开关S1～S3等有可能被损坏。

此外，在电容器Cd被充电的情况下，如果在发生了商用交流电源11的停电的情况下将开关S4～S6开启，则突入电流从电池13经由开关S4～S5流到电容器C1～C3中，开关S4～S5等有可能损坏。在本实施方式4中，能实现该问题的解决。

图17是表示根据实施方式4的不间断电源装置的主要部分的电路框图，是与图1对比的图。参照图17，该不间断电源装置与图1的不间断电源装置不同的点是，追加了开关S11～S16及电阻器R1～R3，以及控制装置8被控制装置8A替换。

开关S11～S13的一个端子分别与交流输入端子T1R、T1S、T1T连接。电阻器R1～R3的一个端子分别与开关S11～S13的另一个端子连接，电阻器R1～R3的另一个端子分别与节点N1～N3连接。开关S14～S16的一个端子都与电池端子T3P连接，它们的另一个端子分别与电阻器R1～R3的一个端子连接。开关S1～S6、S11～S16被控制装置8A控制。

在不间断电源装置的运转停止时，全部的开关S1～S6、S11～S16被断开，顺变换器1、逆变换器3及斩波器电路4的运转被停止。控制装置8A在使不间断电源装置起动的情况下，首先使开关S11～S13开启。

如果开关S11～S13被开启，则电流从商用交流电源11经由开关S11～S13、电阻器R1～R3、电抗器L1～L3及二极管D1R、D1S、D1T、D2R、D2S、D2T流到电容器Cd，开始电容器Cd的充电。此时，通过电阻器R1～R3限制流入到电容器Cd的电流，防止突入电流流到电容器Cd。

在直流电压VDC充分地上升的时刻，控制装置8A在使开关S1～S3开启后使开关S11～S13断开，结束电容器Cd的初始充电。接着，控制装置8A在将顺变换器1及斩波器电路4运转而使电池13充电后，将逆变换器3运转而使负载12驱动。

在发生了商用交流电源11的停电的情况下，控制装置8A使开关S1～S3断开，并且使开关S14～S16开启。如果开关S14～S16开启，则电流从电池13经由开关S14～S16及电阻器R1～R3流到电容器C1～C3，电容器C1～C3被充电。此时，流入到电容器C1～C3的电流通过电阻器R1～R3而被限制，防止突入电流流到电容器C1～C3。

在电容器C1～C3被充分充电的时刻，控制装置8A使开关S4～S6开启并使开关S14～S16断开。由此，从电池13经由开关S4～S6向顺变换器1供给电池电压VB。接着，控制装置8A使顺变换器1执行升压动作，使电池电压VB变换为直流电压VDC。其他的结构及动作与实施方式1相同，所以不重复其说明。

如以上这样，在实施方式4中，能够防止突入电流从商用交流电源11及电池13流到不间断电源装置。

实施方式5.

在该实施方式5中，也能实现与实施方式4相同的问题的解决。图18是表示根据实施方式5的不间断电源装置的主要部分的电路框图，是与图1对比的图。参照图18，该不间断电源装置与图1的不间断电源装置不同的点是，追加了开关S17～S19及电阻器R1～R3以及控制装置8被控制装置8B替换。

开关S17～S19的一个端子分别与开关S1～S3的另一个电极连接，开关S17～S19的另一个端子分别与节点N1～N3连接。电阻器R1～R3分别与开关S17～S19并联连接。开关S4～S6的一个端子都与电池端子T3P连接，它们的另一个端子分别与开关S17～S19的一个端子连接。开关S1～S6、S17～S19由控制装置8B控制。

在不间断电源装置的运转停止时，全部的开关S1～S6、S17～S19被断开，顺变换器1、逆变换器3及斩波器电路4的运转被停止。控制装置8B在使不间断电源装置起动的情况下，首先使开关S1～S3开启。

如果开关S1～S3被开启，则电流从商用交流电源11经由开关S1～S3、电阻器R1～R3、电抗器L1～L3及二极管D1R、D1S、D1T、D2R、D2S、D2T流到电容器Cd，开始电容器Cd的初始充电。此时，通过电阻器R1～R3限制流入到电容器Cd的电流，防止突入电流流到电容器Cd。

在直流电压VDC充分上升的时刻，控制装置8B使开关S17～S19开启。由此，电流从商用交流电源11经由开关S1～S3、开关S17～S19、电抗器L1～L3及二极管D1R、D1S、D1T、D2R、D2S、D2T流到电容器Cd，电容器Cd的初始充电结束。接着，控制装置8B在将顺变换器1及斩波器电路4运转而使电池13充电后，将逆变换器3运转而使负载12驱动。

在发生了商用交流电源11的停电的情况下，控制装置8B使开关S1～S3、S17～S19断开，并且使开关S4～S6开启。如果开关S4～S6开启，则电流从电池13经由开关S4～S6及电阻器R1～R3流到电容器C1～C3，电容器C1～C3被充电。此时，流入到电容器C1～C3的电流通过电阻器R1～R3而被限制，防止突入电流流到电容器C1～C3。

在电容器C1～C3被充分充电的时刻，控制装置8B使开关S17～S19开启。由此，从电池13经由开关S4～S6、S17～S19向顺变换器1供给电池电压VB。接着，控制装置8B使顺变换器1执行升压动作，使电池电压VB变换为直流电压VDC。其他的结构及动作与实施方式1相同，所以不重复其说明。

如以上这样，在实施方式5中，与实施方式4同样，能够防止突入电流从商用交流电源11及电池13流到不间断电源装置。

此外，与实施方式4相比，能够减少开关的数量，能够实现装置的小型化。但是，由于在商用交流电源11正常时在开关S17～S19中总是流过电流，所以在开关S17～S19中发生损失，不间断电源装置的效率有可能下降。

实施方式6.

图19是表示根据实施方式6的不间断电源装置的结构的电路框图，是与图1对比的图。参照图19，该不间断电源装置与图1的不间断电源装置不同的点是，开关S4～S6被开关S21～S23替换，顺变换器1、直流链路部2，逆变换器3及控制装置8分别被顺变换器101、直流链路部102、逆变换器103及控制装置104替换。

开关S21、S22(第1开关)的一个端子都与电池端子T3P连接，它们的另一个端子分别与节点N1、N3连接。开关S23的一个端子与中性点NP连接，其另一个端子与节点N2连接。开关S21～S23通过控制装置104控制。

在该不间断电源装置中，在商用交流电源11的停电时执行升压动作及平衡动作。关于升压动作及平衡动作在后面详细地进行说明。在商用交流电源11的停电时，开关S21～S23被接通。在商用交流电源11正常时，开关S21～S23被断开。开关S21、S22相当于连接在电力储藏装置(电池13)与电源端子(节点N1、N3)之间的“第1开关”的一实施例。开关S23相当于连接在电源端子(节点N2)与中性点NP之间的“第2开关”的一实施例。

因而，在商用交流电源11正常时，节点N1～N3从商用交流电源11经由开关S1～S3分别接受三相交流电压VR、VS、VT。在商用交流电源11的停电时，节点N1、N3从电池13经由开关S21、S22都接受电池电压VB，节点N2经由开关S23与中性点NP连接。

直流链路部102为了在顺变换器101、逆变换器103及斩波器电路4之间提供及接受直流电力而设置。直流链路部102包括直流线路LP、LN及电容器Cd1、Cd2(第1及第2副电容器)。电容器Cd1、Cd2的电容值相等。

电容器Cd1、Cd2串联连接在直流线路LP、LN间，将直流线路LP、LN间的直流电压VDC平滑化。电容器Cd1、Cd2之间的节点与中性点NP连接。直流线路LN与电池端子T3N连接。电容器Cd1的端子间电压EP和电容器Cd2的端子间电压EN由控制装置104检测。

顺变换器101受控制装置104控制。顺变换器101在商用交流电源11正常时，将从商用交流电源11经由开关S1～S3供给的交流电力变换为直流电力并向直流链路部102供给。

此外，顺变换器101在商用交流电源11的停电时，将从电池13经由开关S21、S22供给的直流电力向直流链路部102供给。

进而，顺变换器101在商用交流电源11的停电时，在电容器Cd1、Cd2间提供及接受直流电力，以使电容器Cd1的端子间电压EP与电容器Cd2的端子间电压EN相同。

详细地说明，顺变换器101包括交流滤波器F1及分支电路101a～101c。交流滤波器F1的结构是在图1中说明那样的，包括电容器C1～C3及电抗器L1～L3。

分支电路101a、101b、101c分别对应于R相、S相及T相而设置。分支电路101a包括IGBT元件Q1X～Q4X及二极管D1X～D6X。分支电路101b包括IGBT元件Q1Y～Q4Y及二极管D1Y～D6Y。分支电路101c包括IGBT元件Q1Z～Q4Z及二极管D1Z～D6Z。

IGBT元件Q1X～Q4X串联连接在直流线路LP、LN间。IGBT元件Q2X的发射极与节点N4连接。二极管D1X～D4X分别与IGBT元件Q1X～Q4X反向并联地连接。二极管D6X的阳极与IGBT元件Q3X的发射极连接，其阴极与中性点NP连接。二极管D5X的阳极与中性点NP连接，其阴极与IGBT元件Q1X的发射极连接。

IGBT元件Q1Y～Q4Y串联连接在直流线路LP、LN间。IGBT元件Q2Y的发射极与节点N5连接。二极管D1Y～D4Y分别与IGBT元件Q1Y～Q4Y反向并联地连接。二极管D6Y的阳极与IGBT元件Q3Y的发射极连接，其阴极与中性点NP连接。二极管D5Y的阳极与中性点NP连接，其阴极与IGBT元件Q1Y的发射极连接。

IGBT元件Q1Z～Q4Z串联连接在直流线路LP、LN间。IGBT元件Q2Z的发射极与节点N6连接。二极管D1Z～D4Z分别与IGBT元件Q1Z～Q4Z反向并联地连接。二极管D6Z的阳极与IGBT元件Q3Z的发射极连接，其阴极与中性点NP连接。二极管D5Z的阳极与中性点NP连接，其阴极与IGBT元件Q1Z的发射极连接。

有将IGBT元件Q1X、Q1Y、Q1Z代表性地统称作IGBT元件Q1的情况。有将IGBT元件Q2X、Q2Y、Q2Z代表性地统称作IGBT元件Q2的情况。有将IGBT元件Q3X、Q3Y、Q3Z代表性地统称作IGBT元件Q3的情况。有将IGBT元件Q4X、Q4Y、Q4Z代表性地统称作IGBT元件Q4的情况。IGBT元件Q1、Q2构成第1开关元件。IGBT元件Q3、Q4构成第2开关元件。

此外，有将二极管D1X、D1Y、D1Z代表性地统称作二极管D1的情况。有将二极管D2X、D2Y、D2Z代表性地统称作二极管D2的情况。有将二极管D3X、D3Y、D3Z代表性地统称作二极管D3的情况。有将二极管D4X、D4Y、D4Z代表性地统称作二极管D4的情况。有将二极管D5X、D5Y、D5Z代表性地统称作二极管D5的情况。有将二极管D6X、D6Y、D6Z代表性地统称作二极管D6的情况。

二极管D1、D2构成第1二极管。二极管D3、D4构成第2二极管。二极管D1～D4分别作为续流二极管动作。二极管D4、D5分别作为箝位二极管动作。

在商用交流电源11正常时，从商用交流电源11经由开关S1～S3向顺变换器101供给三相交流电压VR、VS、VT。三相交流电压VR、VS、VT被二极管D1X～D4X、D1Y～D4Y、D1Z～D4Z三相全波整流，进而被电容器Cd1、Cd2平滑化而变换为直流电压VDC。

控制装置104基于三相交流电压VR、VS、VT、三相交流电流I1～I3及直流电压EP、EN，对分支电路101a～101c进行控制以使直流电压VDC＝EP+EN成为参照电压VDCr。

即，控制装置104在第1模式时，使IGBT元件Q2开启，并且使IGBT元件Q1、Q3以开关频率交替地开启，并且调整一周期内的IGBT元件Q1的开启时间(即IGBT元件Q3的断开时间)。

例如在分支电路101a中，如果IGBT元件Q1X开启，则直流线路LP经由IGBT元件Q1X、Q2X与节点N4连接，对节点N4供给正电压。如果IGBT元件Q3X开启，则节点N4经由IGBT元件Q3X及二极管D6X与中性点NP连接，并且中性点NP经由二极管D5X及IGBT元件Q2X与节点N4连接，对节点N4供给中间电压。

此外，控制装置104在第2模式时，使IGBT元件Q3开启，并且使IGBT元件Q4、Q2以开关频率交替地开启，并且调整一周期内的IGBT元件Q4的开启时间(即IGBT元件Q2的断开时间)。例如，在分支电路101a中，如果IGBT元件Q4X开启，则节点N4经由IGBT元件Q3X、Q4X与直流线路LN连接，对于节点N4供给负电压。如果IGBT元件Q3X开启，则节点N4经由IGBT元件Q3X及二极管D6X与中性点NP连接，并且中性点NP经由二极管D5X及IGBT元件Q2X与节点N4连接，对节点N4供给中间电压。

控制装置104通过交替地执行第1及第2模式，将直流电压EP、EN变换为三电平的交流电压VRct。在分支电路101b、101c中，也与分支电路101a同样，将直流电压VDC变换为三电平的交流电压VSct、VTct。

此外，控制装置104对三相交流电压VRct、VSct、VTct的相位进行控制，以使直流电压VDC＝EP+EN成为参照电压VDCr。如果使三相交流电压VRct、VSct、VTct的相位比来自商用交流电源11的三相交流电压VR、VS、VT的相位提前，则从电容器Cd1、Cd2经由顺变换器101向商用交流电源11供给电力，直流电压VDC下降。

相反，如果使三相交流电压VRct、VSct、VTct的相位比来自商用交流电源11的三相交流电压VR、VS、VT的相位延迟，则从商用交流电源11经由顺变换器101向电容器Cd1、Cd2供给电力，直流电压VDC上升。因而，直流电压VDC被维持为参照电压VDCr。

此外，在商用交流电源11停电时，从电池13经由开关S21、S22向节点N1、N3供给电池电压VB。控制装置104基于电流I1、I3及直流电压VDC，在分支电路101a、101c中将IGBT元件Q3、Q4以一定频率开启及断开，以使直流电压VDC成为参照电压VDCr。

即，控制装置104在分支电路101a中，使IGBT元件Q3X、Q4X以一定频率开启及断开。如果IGBT元件Q3X、Q4X开启，则电流从电池13的正极经由开关S21、电抗器L1、IGBT元件Q3X、Q4X、直流线路LN流到电池13的负极，电磁能量被储存到电抗器L1中。

接着，如果IGBT元件Q3X、Q4X断开，则电流从电池13的正极经由开关S21、电抗器L1、二极管D2X、D1X、直流线路LP、电容器Cd1、Cd2、直流线路LN流到电池13的负极，电容器Cd1、Cd2被充电。

此时，由于电抗器L1的电磁能量被释放，所以直流电压VDC相比电池电压VB变高。即，电池电压VB被升压而被变换为直流电压VDC。

此外，控制装置104在分支电路101c中，使IGBT元件Q3Z、Q4Z以一定频率开启及断开。如果IGBT元件Q3Z、Q4Z开启，则电流从电池13的正极经由开关S22、电抗器L3、IGBT元件Q3Z、Q4Z、直流线路LN流到电池13的负极，电磁能量被储存到电抗器L3中。

接着，如果IGBT元件Q3Z、Q4Z断开，则电流从电池13的正极经由开关S22、电抗器L3、二极管D2Z、D1Z、直流线路LP、电容器Cd1、Cd2、直流线路LN流到电池13的负极，电容器Cd1、Cd2被充电。

此时，由于电抗器L3的电磁能量被释放，所以直流电压VDC相比电池电压VB变高。即，电池电压VB被升压而被变换为直流电压VDC。

此外，控制装置104调整在分支电路101a、101c中使IGBT元件Q3、Q4开启及断开的信号的一周期内的IGBT元件Q3、Q4的开启时间，以使直流电压VDC成为参照电压VDCr。例如在分支电路101a中，如果使IGBT元件Q3X、Q4X的开启时间变长，则储存在电抗器L1中的电磁能量增大，直流电压VDC上升。

相反，如果使IGBT元件Q3X、Q4X的开启时间变短，则储存在电抗器L1中的电磁能量减少，直流电压VDC下降。在分支电路101c中也与分支电路101a同样地调整直流电压VDC的电平。因而，直流电压VDC被维持为参照电压VDCr。

此外，控制装置104将使IGBT元件Q3X、Q4X开启及断开的信号的相位和使IGBT元件Q3Z、Q4Z开启及断开的信号的相位错开180度。由此，能够在相互不同的时刻使二极管D2X、D1X与二极管D2Z、D1Z开启，能够将从电池13经由二极管D2X、D1X及二极管D2Z、D1Z向直流链路部102供给直流电力的时刻错开。因而，在商用交流电源11的停电时，能够减小在直流电压VDC中发生的纹波电压。

此外，此时流到电抗器L1、L3中的电流I1、I3的和相当于电池13的输出电流。在本实施方式6中，能够使电池13的输出电流的纹波变小。因此，能够将电池13的输出电流的纹波用小型的电抗器L1、L3减小，能够抑制装置的大型化。

此外，控制装置104在商用交流电源11的停电时，使顺变换器101执行平衡动作，以使直流电压EP、EN相等。在平衡动作时，开关S1～S3被断开，开关S21～S23被开启。

控制装置104在平衡动作时，在分支电路101b中使IGBT元件Q1Y、Q2Y和IGBT元件Q3Y、Q4Y以一定频率交替地开启。

如果IGBT元件Q1Y、Q2Y开启，则电流从电容器Cd1的正极经由直流线路LP、IGBT元件Q1Y、Q2Y、节点N5、电抗器L2、开关S23及中性点NP流动到电容器Cd1的负极，电磁能量被储存到电抗器L2中。

接着，如果IGBT元件Q1Y、Q2Y断开，则电流从节点N5经由电抗器L2、开关S23、中性点NP、电容器Cd2、直流线路LN、二极管D4Y、D3Y流到节点N5，电抗器L2的电磁能量被释放，电容器Cd2被充电。

此外，如果IGBT元件Q3Y、Q4Y开启，则电流从电容器Cd2的正极经由中性点NP、开关S23、电抗器L2、IGBT元件Q3Y、Q4Y及直流线路LN流到电容器Cd2的负极，电磁能量被储存到电抗器L2中。

接着，如果IGBT元件Q3Y、Q3Y断开，则电流从节点N5经由二极管D2Y、D1Y、直流线路LP、电容器Cd1、中性点NP、开关S23及电抗器L2流到节点N5，电抗器L2的电磁能量被释放，电容器Cd1被充电。

在EP>EN的情况下，从电容器Cd1经由电抗器L2向电容器Cd2供给直流电力，直流电压EP减小并且直流电压EN增大。相反，在EP<EN的情况下，从电容器Cd2经由电抗器L2向电容器Cd1供给直流电力，直流电压EP增大并且直流电压EN减小。因而，通过平衡动作能够使直流电压EP、EN的差ΔE＝EP－EN的大小减小。

接着，逆变换器103受控制装置104控制。逆变换器103将从顺变换器101经由直流链路部102供给的直流电力变换为商用频率的交流电力并向负载12供给。

逆变换器103是与顺变换器101同样的结构，将直流电压EP、EN变换为三电平的三相交流电压VU、VV、VW并向负载12供给。但是，逆变换器103与逆变换器3(图1)同样，也可以是将直流电压VDC＝EP+EN变换为两电平的三相交流电压VU、VV、VW的电路。

此外，斩波器电路4受控制装置104控制，在商用交流电源11正常时将由顺变换器101生成的直流电力储存到电池13中。斩波器电路4的结构如使用图1说明的那样。

图20是表示控制装置104的结构的框图，是与图2对比的图。参照图20，控制装置104与控制装置8不同的点是，电压检测器22被电压检测器111、112替换以及控制电路25被控制电路113替换。

电压检测器111检测电容器Cd1的端子间电压EP，将表示其检测值的信号EPf向控制电路113给出。电压检测器112检测电容器Cd2的端子间电压EN，将表示其检测值的信号ENf向控制电路113给出。

控制电路113基于电压检测器20、23、24、111、112的输出信号Vif、Vof、VBf、EPf、ENf、电流检测器5、6、7的输出信号Iif、Iof、IBf及停电检测器21的输出信号DT1，对开关S1～S3、21～S23、顺变换器101、逆变换器103及斩波器电路4进行控制。

控制电路113包括控制块B11～B14。控制块B11对开关S1～S3、S21～S23进行控制。控制块B12对顺变换器101进行控制。控制块B13对逆变换器103进行控制。控制块B14是与控制块B4相同的结构，对斩波器电路4进行控制。

图21是表示控制块B11(图20)的结构的框图。在图21中，控制块B11包括控制部121及驱动电路122。

控制部121基于停电检测信号DT1，生成用来对开关S1～S3进行控制的信号SA和用来对开关S21～S23进行控制的信号SB。

在停电检测信号DT1是非激活电平的“H”电平的情况下，信号SA被设为“H”电平，并且信号SB被设为“L”电平。在停电检测信号DT1是激活电平的“L”电平的情况下，信号SA被设为“L”电平，并且信号SB被设为“H”电平。

驱动电路122按照信号SA、SB，生成控制电压VSA、VSB。信号SA、SB被设为“H”电平，则控制电压VSA、VSB被设为“H”电平。信号SA、SB被设为“L”电平，则控制电压VSA、VSB被设为“L”电平。

如果控制电压VSA被设为“H”电平，则开关S1～S3开启，如果控制电压VSA被设为“L”电平，则开关S1～S3断开。如果控制电压VSB被设为“H”电平，则开关S21～S23开启，如果控制电压VSB被设为“L”电平，则开关S21～S23断开。

因而，在商用交流电源11正常时，开关S1～S3被开启，并且开关S21～S23被断开。在商用交流电源11的停电时，开关S1～S3被断开，并且开关S21～S23被开启。

图22是表示控制块B12(图20)的结构的框图。在图22中，控制块B12包括参照电压发生部131、控制部132、133、切换电路134及栅极驱动电路135。

参照电压发生部131生成参照电压VDCr。

控制部132基于参照电压VDCr、电压检测器20、111、112的输出信号Vif、EPf、ENf及电流检测器5的输出信号Iif，生成用于将三相交流电压VR、VS、VT变换为直流电压VDC的PWM信号φ132。PWM信号φ131分别包括用于对IGBT元件Q1X～Q4X、Q1Y～Q4Y、Q1Z～Q4Z进行控制的PWM信号P1X～P4X、P1Y～P4Y、P1Z～P4Z。

控制部133基于参照电压VDCr、电压检测器111、112的输出信号EPf、ENf及电流检测器5的输出信号Iif，生成用于将电池电压VB升压而生成直流电压VDC的PWM信号φ133。PWM信号φ133分别包括用于对IGBT元件Q1X～Q4X、Q1Y～Q4Y、Q1Z～Q4Z进行控制的PWM信号P1XA～P4XA、P1YA～P4YA、P1ZA～P4ZA。

切换电路134在停电检测信号DT1是非激活电平的“H”电平的情况下，将来自控制部132的PWM信号φ132提供至栅极驱动电路135，在停电检测信号DT1是激活电平的“L”电平的情况下，将来自控制部133的PWM信号φ133提供至栅极驱动电路135。

栅极驱动电路135按照来自切换电路134的PWM信号φ132或φ133生成栅极信号φ135。栅极信号φ135分别包括用于使IGBT元件Q1X～Q4X、Q1Y～Q4Y、Q1Z～Q4Z开启及断开的栅极信号G1X～G4X、G1Y～G4Y、G1Z～G4Z。

图23是表示控制部132(图22)的结构的框图，是与图5对比的图。参照图23，控制部131是将控制部31的电压控制部40及PWM部44～46分别用电压控制部140及PWM部141～143替换的结构。

电压控制部140将由电压检测器111、112的输出信号EPf、ENf表示的直流电压EP、EN相加，求出直流电压VDC＝EP+EN，生成与参照电压VDCr和直流电压VDC的差ΔVDC＝VDCr－VDC对应的值的电流指令值Ic1。

PWM部141将电压指令值Vc1与正极载波信号及负极载波信号比较，基于比较结果，生成分别用于对IGBT元件Q1X～Q4X进行控制的PWM信号P1X～P4X。

正极载波信号在基准电压(0V)与正电压(+Va)之间以开关频率以三角波状变化。负极载波信号在负电压(－Va)与基准电压(0V)之间以开关频率以三角波状变化。电压指令值Vc1在正电压(+Va)与负电压(－Va)之间的范围内以商用频率以正弦波状变化。

PWM部142将电压指令值Vc2与正极载波信号及负极载波信号比较，基于比较结果，生成分别用于对IGBT元件Q1Y～Q4Y进行控制的PWM信号P1Y～P4Y。

PWM部143将电压指令值Vc3与正极载波信号及负极载波信号比较，基于比较结果，生成分别用于对IGBT元件Q1Z～Q4Z进行控制的PWM信号P1Z～P4Z。

在由切换电路134(图22)选择了PWM信号φ13的情况下，栅极驱动电路134按照PWM信号P1X～P4X、P1Y～P4Y、P1Z～P4Z，生成栅极信号G1X～G4X、G1Y～G4Y、G1Z～G4Z。栅极信号G1～G4分别被提供至IGBT元件Q1～Q4的栅极及发射极间。如果栅极信号G1～G4被设为“H”电平，则IGBT元件Q1～Q4开启，如果栅极信号G1～G4被设为“L”电平，则IGBT元件Q1～Q4断开。

图24是表示控制部133(图22)的结构的框图。在图24中，控制部133包括电压控制部145、电流控制部146、PWM部147、148及平衡脉冲生成部149。

电压控制部145将由电压检测器111、112的输出信号EPf、ENf表示的直流电压EP、EN相加，求出直流电压VDC＝EP+EN，生成与参照电压VDCr和直流电压VDC的差ΔVDC＝VDCr－VDC对应的值的电流指令值IcA。电流控制部146基于电流指令值IcA和由电流检测器5的输出信号Iif表示的电流I1、I3，生成直流的电压指令值VcA。

PWM部147将电压指令值VcA与以开关频率以三角波状变化的第1正极载波信号比较，基于比较结果，生成分别用于对IGBT元件Q1X～Q4X进行控制的PWM信号P1XA～P4XA。在平衡检测信号DT3是“H”电平的情况下，PWM信号P1XA～P4XA被维持为“L”电平，IGBT元件Q1X～Q4X被维持为断开状态。

PWM部148将电压指令值VcA与以开关频率以三角波状变化的第2正极载波信号比较，基于比较结果，生成分别用于对IGBT元件Q1Z～Q4Z进行控制的PWM信号P1ZA～P4ZA。在平衡检测信号DT3是“H”电平的情况下，PWM信号P1ZA～P4ZA被维持为“L”电平，IGBT元件Q1Z～Q4Z被维持为断开状态。

平衡脉冲生成部149生成用于对IGBT元件Q1Y～Q4Y分别进行控制的PWM信号P1YA～P4YA。

在由切换电路134(图22)选择了PWM信号φ133的情况下，栅极驱动电路135按照PWM信号P1XA～P4XA、P1YA～P4YA、P1ZA～P4ZA，生成栅极信号G1X～G4X、G1Y～G4Y、G1Z～G4Z。

图25是表示PWM部147的结构的电路框图。在图25中，PWM部147包括正极载波生成部150、修正部151、比较器152、153、反转电路154、155及信号发生电路156。

正极载波生成部150生成正极载波信号φ150X。正极载波信号φ150X在基准电压(0V)与正电压(+Vb)之间以一定频率以三角波状变化。修正部151将电压指令值VcA修正而生成电压指令值VcA1。电压指令值VcA是基准电压(0)与正电压(+Vb)之间的直流电压。电压指令值VcA1被设定为比电压指令值VcA大的值。

电压指令值VcA、VcA1分别被向比较器152、153的非反转输入端子(+端子)给出。正极载波信号φ150X被提供至比较器152、153的反转输入端子(－端子)。

比较器152将电压指令值VcA和正极载波信号φ150X的高低比较，将表示比较结果的信号作为PWM信号P2XA输出。反转电路154使PWM信号P2XA反转，输出PWM信号P3XA。

在电压指令值VcA的电平比正极载波信号φ150X的电平高的情况下，PWM信号P2XA、P3XA分别为“H”电平及“L”电平。在电压指令值VcA的电平比正极载波信号φ150X的电平低的情况下，PWM信号P2XA、P3XA分别为“L”电平及“H”电平。

比较器153将电压指令值VcA1和正极载波信号φ150X的高低比较，输出表示比较结果的信号φ153。反转电路155使信号φ153反转，输出PWM信号P4XA。

在电压指令值VcA1的电平比正极载波信号φ150X的电平高的情况下，PWM信号P4XA为“L”电平。在电压指令值VcA1的电平比正极载波信号φ150X的电平低的情况下，PWM信号P4XA为“H”电平。信号发生电路156输出“L”电平的PWM信号P1XA。

在PWM信号P3XA、P4XA和PWM信号P2XA交替地被设为“H”电平，停电检测信号DT1是“L”电平的情况下，IGBT元件Q3X、Q4X以一定周期被开启及断开，执行升压动作。

另外，如果IGBT元件Q3X、Q4X被断开，则二极管D2X、D1X开启，所以即使PWM信号P2XA被设为“H”电平，IGBT元件Q2X也不开启。

这里，对修正部151的效果进行说明。在没有修正部151的情况下，PWM信号P3XA的波形和PWM信号P4XA的波形相同，理想的是IGBT元件Q3X、Q4X同时开关。

但是，实际上，因为IGBT元件的特性偏差等，即使PWM信号P3XA、P4XA的波形相同，也有IGBT元件Q3X、Q4X在不同的时刻开关的情况。

例如，如果IGBT元件Q4X比IGBT元件Q3X更早地开启或更晚地断开，则直流电压VDC被施加于IGBT元件Q3X，IGBT元件Q3X有可能通过过电压等而损坏。

所以，通过由修正部151生成比电压指令值Vc1高的电压指令值Vc1A，即使有IGBT元件的特性偏差，也使IGBT元件Q4X比IGBT元件Q3X更晚地开启且更早地断开。由此，确保了箝位二极管D6X、D5X开启的模式，能够防止IGBT元件Q3X因过电压而损坏。

PWM部148的结构及动作与PWM部147是同样的，所以不重复其说明。但是，在PWM部148内生成的正极载波信号φ150X的相位和在PWM部147内生成的正极载波信号φ150Z的相位错开了180度。

因此，PWM信号P1XA～P4XA的相位和PWM信号P1ZA～P4ZA的相位错开了180度，所以在升压动作时，二极管D2X、D1X和二极管D2Z、D1Z在不同的时刻开启，在直流电压VDC中发生的纹波电压被抑制得较小。

图26是表示平衡脉冲生成部149(图24)的结构的电路框图。在图26中，平衡脉冲生成部149包括参照电压发生部160、正极载波生成部161、162、比较器163、164及反转电路165、166。参照电压发生部160产生基准电压(0V)和正电压(+Vb)的中间的参照电压VcR＝Vb/2。

正极载波生成部161生成正极载波信号φ161。正极载波信号φ161在基准电压(0V)与正电压(+Vb)之间以一定频率以三角波状变化。正极载波生成部161生成正极载波信号φ161。正极载波信号φ162在基准电压(0V)与正电压(+Vb)之间以一定频率以三角波状变化。正极载波信号φ161的相位比正极载波信号φ162的相位提前了一定时间Tc。

参照电压VcR被向比较器163、164的非反转输入端子(+端子)给出。正极载波信号φ161、φ162分别被提供至比较器163、164的反转输入端子(－端子)。

比较器163将参照电压VcR和正极载波信号φ161的高低比较，将表示比较结果的信号作为PWM信号P1YA输出。反转电路165使PWM信号P1YA反转，将PWM信号P4YA输出。

在参照电压VcR的电平比正极载波信号φ161的电平高的情况下，信号PWM信号P1YA、P4YA分别为“H”电平及“L”电平。在参照电压VcR的电平比正极载波信号φ161的电平低的情况下，PWM信号P1YA、P4YA分别为“L”电平及“H”电平。

比较器164将参照电压VcR和正极载波信号φ162的高低比较，将表示比较结果的信号作为PWM信号P2YA输出。反转电路166使PWM信号P2YA反转，输出PWM信号P3YA。

在参照电压VcR的电平比正极载波信号φ162的电平高的情况下，PWM信号P2YA、P3YA分别为“H”电平及“L”电平。在参照电压VcR的电平比正极载波信号φ162的电平低的情况下，PWM信号P2YA、P3YA分别为“L”电平及“H”电平。

在PWM信号P1YA、P2YA和PWM信号P3YA、P4YA交替地被设为“H”电平，停电检测信号DT1是“L”电平情况下，IGBT元件Q1Y、Q2Y和IGBT元件Q3Y、Q4Y以一定频率交替地被开启，执行使电容器Cd1、Cd2的端子间电压EP、EN的差ΔE＝EP－EN的大小减小的平衡动作。

这里，对使正极载波信号φ161的相位和正极载波信号φ162的相位错开的理由进行说明。理想的是，优选为使一对IGBT元件Q1Y、Q2Y同时开关，使一对IGBT元件Q3Y、Q4Y同时开关。

但是，实际上，即使向一对IGBT元件的栅极及发射极间施加相同的栅极信号，因为IGBT元件的特性偏差，也是一对IGBT元件中的一方的IGBT元件比另一方的IGBT元件先开启或先断开。在此情况下，直流电压VDC被施加在1个IGBT元件上，该IGBT元件有可能通过过电压而损坏。

所以，在本实施方式6中，通过将正极载波信号φ161、φ162的相位错开，以使得箝位二极管D5Y、D6Y在IGBT元件Q1Y～Q4Y的各自开启及断开的时刻可靠地开启，将IGBT元件Q1Y、Q2Y开关的时刻错开，并且将IGBT元件Q3Y、Q4Y开关的时刻错开。

图27是表示平衡脉冲生成部149的动作的时序图。在图27中，(A)表示正极载波信号φ161、φ162的波形，(B)表示PWM信号P1YA的波形，(C)表示PWM信号P2YA的波形。

在图27中，正极载波信号φ161的相位比正极载波信号φ162的相位提前了一定时间Tc。在正极载波信号φ161的电平比参照电压VcR高的情况下，PWM信号P1YA为“H”电平，在正极载波信号φ161的电平比参照电压VcR低的情况下，PWM信号P1YA为“L”电平。

此外，在正极载波信号φ162的电平比参照电压VcR高的情况下，PWM信号P2YA为“H”电平，在正极载波信号φ162的电平比参照电压VcR低的情况下，PWM信号P2YA为“L”电平。

PWM信号P1YA的相位比PWM信号P2YA的相位提前了一定时间Tc。因此，IGBT元件Q1Y比IGBT元件Q2Y先开启、先断开。因而，例如能够防止IGBT元件Q2Y比IGBT元件Q1Y先开启而IGBT元件Q1Y损坏。

PWM信号P4YA、P3YA分别是PWM信号P1YA、P2YA的反转信号。因而，PWM信号P4YA的相位比PWM信号P3YA的相位提前了一定时间Tc。因此，IGBT元件Q4Y比IGBT元件Q3Y先开启、先断开。因而，例如能够防止IGBT元件Q3Y比IGBT元件Q4Y先开启而IGBT元件Q4Y损坏。

接着，对在图19～图27中表示的不间断电源装置的动作进行说明。在商用交流电源11正常时，由停电检测器21(图20)将停电检测信号DT1设为非激活电平的“H”电平，由控制部121驱动电路122(图21)将开关S1～S3开启并将开关S21～S23断开。由此，从商用交流电源11经由开关S1～S3向顺变换器101供给三相交流电压VR、VS、VT。

此外，由切换电路134(图22)选择控制部132，通过参照电压发生部131、控制部132及栅极驱动电路135将顺变换器101(图19)运转，从商用交流电源11经由开关S1～S3供给的三相交流电压VR、VS、VT被顺变换器101变换为直流电压VDC＝EP+EN。

此外，由控制装置104(图19)将逆变换器103运转，将直流电压EP、EN变换为三相交流电压VU、VV、VW并向负载12供给。此外，通过控制装置104将斩波器电路4运转，将直流电压VDC＝EP+EN降压而向电池13供给，电池13被充电。

如果发生商用交流电源11的停电，则由停电检测器21(图20)将停电检测信号DT1设为激活电平的“L”电平，由控制部121及驱动电路122(图21)将开关S1～S3断开并将开关S21～S23开启。由此，电池13的直流电压VB经由开关S21、S22被供给到顺变换器101的分支电路101a、101c。此外，由控制装置104将斩波器电路4的运转停止。

此外，由切换电路134(图22)选择控制部133，通过参照电压发生部130、控制部133及栅极驱动电路135将顺变换器101的分支电路101a、101c运转，从电池13经由开关S21、S22供给的直流电压VB被顺变换器101的分支电路101a、101c升压而变换为直流电压VDC＝EP+EN。

此外，通过平衡脉冲生成部149(图24)将分支电路101b运转，直流电压EP、EN的差ΔE＝EP－EN的大小被减小。

此外，通过控制装置104(图19)将逆变换器103运转，直流电压EP、EN被变换为三相交流电压VU、VV、VW并向负载12供给。因而，即使在发生了商用交流电源11的停电的情况下，在电池13中储存有直流电力的期间中也能够继续负载12的运转。

如以上这样，在该实施方式6中，在商用交流电源11的停电时使顺变换器101进行将电池13的直流电力向逆变换器103供给的升压动作，在商用交流电源11正常时使斩波器电路4进行将来自顺变换器101的直流电力储存到电池13中的充电动作。因而，与使斩波器电路进行升压动作和充电动作的两者的以往相比，能够实现斩波器电路4的小型化，进而能够实现不间断电源装置的小型化。

此外，在商用交流电源11的停电时，通过将使IGBT元件Q3X、Q4X开启及断开的时刻和使IGBT元件Q3Z、Q4Z开启及断开的时刻错开一周期的1/2，将使电流从电池13经由分支电路101a、101c流到电容器Cd1、Cd2的时刻仅错开一周期的1/2，所以能够将叠加在直流电压VDC中的纹波电压的振幅抑制得较小。

此外，在商用交流电源11的停电时，通过使IGBT元件Q1Y、Q2Y和IGBT元件Q3Y、Q4Y交替地开启，能够使电容器Cd、Cd2的端子间电压EP、EN的差ΔE＝EP－EN减小。

另外，在从商用交流电源供给第1～第M相的交流电力的情况下，只要在升压动作时使与第1～第(M－1)相对应的(M－1)个分支电路驱动，在平衡动作时使与第M相对应的分支电路驱动，就能得到与本实施方式6相同的效果。M是2以上的整数。在本实施方式6中，M＝3，R相及T相分别是第1及第2相，S相是第3相。

另外，在本实施方式7中，在商用交流电源11的停电时总是使开关S23开启而使分支电路101b进行平衡动作，但并不限于此，也可以仅在电容器Cd1、Cd2的端子间电压EP、EN的差ΔE＝EP－EN的大小超过了上限值ΔEH时使开关S23开启而使分支电路101b进行平衡动作。进而，也可以在ΔE的大小超过了上限值ΔEH时，使开关S21、S22断开而使分支电路101a、101c的升压动作停止。

实施方式7.

图28是表示根据实施方式7的不间断电源装置的结构的电路框图，是与图19对比的图。参照图28，该不间断电源装置与图19的不间断电源装置不同的点是，追加了开关S24，斩波器电路4及控制装置104分别被斩波器电路170及控制装置171替换。

开关S24连接在直流线路LN与电池端子T3N之间，被控制装置171控制。在商用交流电源11正常时，开关S24被断开。在商用交流电源11停电时，开关S24被接通。开关S24相当于连接在第2直流线路LN与电力储藏装置(电池13)的负极之间的“第2开关”的一实施例。

此外，斩波器电路170被控制装置171控制，在商用交流电源11正常时，将由顺变换器1生成的直流电力储存到电池13中。电流检测器7检测流到斩波器电路170与电池13之间的电流IB，将表示其检测值的信号IBf向控制装置171给出。控制装置171基于电池电压VB及电流IB对斩波器电路170进行控制，以使电池电压VB成为参照电压VBr。

具体而言，斩波器电路170包括IGBT元件Q11～Q14、二极管D11～D14及电抗器L11、L12。IGBT元件Q11～Q14串联连接在直流线路LP、LN间。二极管D11～D14分别与IGBT元件Q11～Q14反向并联地连接。

电抗器L11的一个端子与IGBT元件Q11的发射极连接，其另一个端子与电池端子T3P连接。电抗器L12的一个端子与电池端子T3N连接，其另一个端子与IGBT元件Q13的发射极连接。IGBT元件Q12的发射极与中性点NP连接。

控制装置171在商用交流电源11正常时，使IGBT元件Q11、14以一定频率交替地开启。如果IGBT元件Q11被开启，则电流从电容器Cd1的正极经由直流线路LP、IGBT元件Q11、电抗器L7、电池13、电抗器L12、二极管D13及中性点NP流到电容器Cd1的负极，电池13被充电，并且电磁能量被储存在电抗器L11、L12中。

如果IGBT元件Q14被开启，则电流从电容器Cd2的正极经由中性点NP、二极管D12、电抗器L11、电池13、电抗器L12、IGBT元件Q14及直流线路LN流到电容器Cd2的负极，电池13被充电，并且电磁能量被储存在电抗器L11、L12中。

如果IGBT元件Q11或Q14被断开，则电流流到电抗器L11、电池13、电抗器L12、二极管D13、D14的路径中，电抗器L11、L12的电磁能量被释放，并且电池13被充电。如果电池电压VB到达参照电压VBr，则控制装置171将IGBT元件Q11、Q14维持为断开状态。

在发生了商用交流电源11的停电的情况下，控制装置171使开关S1～S3断开并使开关S21～S24开启，使电池13与顺变换器101结合。此外，控制装置171与实施方式6同样，使顺变换器101的分支电路101a、101c执行升压动作。

此外，控制装置171与实施方式6同样，使顺变换器101的分支电路101b执行平衡动作。其他的结构及动作与实施方式6相同，所以不重复其说明。

在该实施方式7中，除了能得到与实施方式6相同的效果以外，还能够实现斩波器电路170的电抗器L11、L12的小型化。

另外，如在实施方式2、3中表示那样，也能够将电池13的直流电力对电容器Cd1、Cd2供给。在此情况下，控制装置171使IGBT元件Q12、Q13以一定频率交替地开启。

如果IGBT元件Q12被开启，则电流从电池13的正极经由电抗器L11、IGBT元件Q12、中性点NP、电容器Cd2、直流线路LN及二极管D14流到电池13的负极，电容器Cd2被充电，并且电磁能量被储存在电抗器L11、L12中。

如果IGBT元件Q13被开启，则电流从电池13的正极经由电抗器L11、二极管D11、直流线路LP、电容器Cd1、中性点NP、IGBT元件Q13及电抗器L12流到电池13的负极，电容器Cd1被充电，并且电磁能量被储存在电抗器L11、L12中。

如果IGBT元件Q12或Q13被断开，则电流流到电池13的正极、电抗器L11、二极管D11、直流线路LP、电容器Cd1、Cd2、直流线路LN、二极管D14及电池13的负极的路径中，电容器Cd1、Cd2被充电，并且电抗器L11、L12的电磁能量被释放。如果直流电压VDC到达参照电压VDCr，则控制装置171将IGBT元件Q12、Q13维持为断开状态。

此次公开的实施方式在全部的方面都是例示，而不应被认为是限制性的。由本公开表示的技术的范围不是由上述的实施方式的说明、而是由权利要求书表示，意味着包含与权利要求书等价的意义及范围内的全部变更。

标号说明

T1R、T1S、T1T交流输入端子；T2U、T2V、T2W交流输出端子；T3P、T3N电池端子；S1～S6、S11～S19、S21～S24开关；1、101顺变换器；1a～1c、3a～3c、101a～101c分支电路；2、102直流链路部；3、103逆变换器；4、170斩波器电路；5～7电流检测器；8、8A、8B、104、171控制装置；9处理装置；11商用交流电源；12负载；13电池；F1、F2交流滤波器；C1～C6、Cd、Cd1、Cd2电容器；L1～L7、L11、L12电抗器；Q1～Q6、Q11～Q14 IGBT元件；D1～D6、D11～D14二极管；20、22～24、111、112电压检测器；25、113控制电路；B1～B7、B11～B14控制块；26、31、32、76、81、83、95、121、132、133控制部；27、122驱动电路；30、75、80、131、160参照电压发生部；33、85、96、134切换电路；34、77、82、91、97、135栅极驱动电路；40、60、140、145电压控制部；41～43、61、146电流控制部；44～46、62～64、141～143、147、148PWM部；50双极载波生成部；51、71、152、153、163、164比较器；52、72、154、155、165、166反转电路；70、150、161、162正极载波生成部；84过载检测器；90、156信号发生电路；R1～R3电阻器；149平衡脉冲生成部；151修正部。

Claims (13)

1.一种不间断电源装置，其特征在于，

具备：

电源端子，在交流电源正常时，接受从上述交流电源供给的交流电力；

第1开关，连接在电力储藏装置与上述电源端子之间，在上述交流电源正常时被断开，在上述交流电源停电时被开启；

直流链路部，用于提供及接受直流电力；

顺变换器，在上述交流电源正常时，将从上述交流电源供给到上述电源端子的交流电力变换为直流电力并向上述直流链路部供给，在上述交流电源停电时，将从上述电力储藏装置经由上述第1开关供给到上述电源端子的直流电力向上述直流链路部供给；

逆变换器，将来自上述直流链路部的直流电力变换为交流电力并向负载供给；以及

斩波器电路，在上述交流电源正常时，将来自上述直流链路部的直流电力储存到上述电力储藏装置。

2.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述顺变换器在上述交流电源停电时，将从上述电力储藏装置经由上述第1开关供给到上述电源端子的直流电压升压并向上述直流链路部供给；

上述斩波器电路在上述交流电源正常时，将来自上述直流链路部的直流电压降压并向上述电力储藏装置供给。

3.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述直流链路部包括：

第1直流线路及第2直流线路；以及

第1电容器，连接在上述第1直流线路及上述第2直流线路之间；

上述顺变换器包括分支电路及交流滤波器；

上述分支电路包括：

第1开关元件，连接在上述第1直流线路与中间端子之间；

第2开关元件，连接在上述中间端子与上述第2直流线路之间；以及

第1二极管及第2二极管，分别与上述第1开关元件及上述第2开关元件反向并联地连接；

上述交流滤波器包括：

第2电容器，连接在上述电源端子与中性点之间；以及

电抗器，连接在上述电源端子与上述中间端子之间；

上述交流电源供给相位相互不同的第1相～第M相的交流电力；

M是2以上的整数；

上述电源端子、上述分支电路及上述交流滤波器与上述第1相～第M相的交流电力分别对应而设置。

4.如权利要求3所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述第1开关与上述第1相～第M相的交流电力分别对应而设置；

在上述交流电源停电时，使各上述分支电路的上述第2开关元件以预先设定的频率开启及断开，以使上述第1直流线路及上述第2直流线路间的直流电压成为参照电压。

5.如权利要求4所述的不间断电源装置，其特征在于，

在上述交流电源停电时，使各上述分支电路的上述第2开关元件在与其他的上述分支电路的上述第2开关元件不同的时刻开启及断开。

6.如权利要求3所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述第1电容器包括：

第1副电容器，连接在上述第1直流线路与上述中性点之间；以及

第2副电容器，连接在上述中性点与上述第2直流线路之间；

上述第1开关与第1相～第(M－1)相的交流电力分别对应而设置；

上述不间断电源装置还具备第2开关，该第2开关连接在与上述第M相的交流电力对应的上述电源端子和上述中性点之间，在上述交流电源正常时被断开，在上述交流电源停电时被开启；

在上述交流电源停电时，使与上述第1相～第(M－1)相对应的各上述分支电路的上述第2开关元件开启及断开，以使上述第1直流线路及上述第2直流线路间的直流电压成为参照电压；

在上述交流电源停电时，使与上述第M相对应的上述分支电路的上述第1开关元件及上述第2开关元件交替地开启，以使上述第1副电容器及上述第2副电容器的端子间电压相同。

7.如权利要求6所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述斩波器电路连接在上述第1直流线路及上述第2直流线路与上述电力储藏装置的正极及负极之间；

上述第1开关连接在上述电力储藏装置的正极与对应的上述电源端子之间；

上述第2直流线路和上述电力储藏装置的负极被短路。

8.如权利要求3所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述第1电容器包括：

第1副电容器，连接在上述第1直流线路与上述中性点之间；以及

第2副电容器，连接在上述中性点与上述第2直流线路之间；

上述斩波器电路连接在上述第1直流线路、上述第2直流线路及上述中性点与上述电力储藏装置的正极及负极之间；

上述第1开关连接在上述电力储藏装置的正极与对应的上述电源端子之间；

上述不间断电源装置还具备第2开关，该第2开关连接在上述第2直流线路与上述电力储藏装置的负极之间，在上述交流电源正常时被断开，在上述交流电源停电时被开启。

9.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述斩波器电路即使是上述交流电源正常时，在负载电流超过了上限值的情况下，也将上述电力储藏装置的直流电力向上述直流链路部供给。

10.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，

还具备第2开关，该第2开关连接在上述交流电源与上述电源端子之间，在上述交流电源正常时被开启，在上述交流电源停电时被断开。

11.如权利要求10所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述斩波器电路从发生上述交流电源的停电起将上述电力储藏装置的直流电力向上述直流链路部供给预先设定的时间；

上述顺变换器在上述第1开关被开启并且上述第2开关被断开后，将从上述电力储藏装置经由上述第1开关供给到上述电源端子的直流电力向上述直流链路部供给。

12.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，

还具备串联连接在上述电力储藏装置与上述电源端子之间的第2开关及电阻器；

从发生上述交流电源的停电起，将上述第2开关开启预先设定的时间；

在上述第2开关被断开后，上述第1开关被开启。

13.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，

上述第1开关的一个端子与上述电力储藏装置连接；

上述不间断电源装置还具备：

电阻器，连接在上述第1开关的另一个端子与上述电源端子之间；以及

第2开关，与上述电阻器并联连接，在从发生上述交流电源的停电起经过了预先设定的时间后被开启。