KR102475947B1 - 무정전 전원 장치 - Google Patents

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도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤
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Abstract

이 무정전 전원 장치(U1)에서는, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에는, 스위치(1)를 오프시켜 상용 교류 전원(41)과 교류 입력 필터(2)를 전기적으로 분리하고, 제 1 및 제 2 콘덴서(C1, C2)의 단자간 전압(Ep, En)의 차인 직류 전압(ΔE=Ep-En)이 임계값 전압(ETH)을 초과한 경우에는, 컨버터(3)에 포함되는 제 1 및 제 2 IGBT 소자(Q1, Q2) 또는 제 3 및 제 4 IGBT 소자(Q3, Q4)를 온 및 오프시켜 직류 전압(ΔE)을 저감시킨다.

Description

무정전 전원 장치
이 발명은 무정전 전원 장치에 관한 것이고, 특히, 삼상 4선식의 무정전 전원 장치에 관한 것이다.
예를 들어 일본 특허공개 2013-176296호 공보(특허문헌 1)에는, 삼상 3선식의 무정전 전원 장치가 개시되어 있다. 이 무정전 전원 장치는, 교류 전원의 건전 시에는, 교류 전원으로부터의 교류 전압을 제 1∼제 3 직류 전압으로 변환하여 제 1∼제 3 직류 라인에 출력하고, 교류 전원의 정전 시에는, 그 운전이 정지되는 컨버터와, 교류 전원의 정전 시에, 직류 전력 공급원으로부터의 제 4 직류 전압을 제 1∼제 3 직류 전압으로 변환하여 제 1∼제 3 직류 라인에 공급하는 직류 전압 변환기와, 컨버터 및 직류 전압 변환기로부터의 제 1∼제 3 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 부하에 공급하는 인버터를 구비한다.
이 무정전 전원 장치는, 제 1 및 제 2 직류 라인간에 접속된 제 1 콘덴서와, 제 2 및 제 3 직류 라인간에 접속된 제 2 콘덴서와, 각각 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압을 검출하는 제 1 및 제 2 전압 검출기와, 제 1 및 제 2 전압 검출기의 검출값의 합인 제 1 전압과 제 1 및 제 2 전압 검출기의 검출값의 차인 제 2 전압을 구하는 연산기와, 교류 전원의 건전 시에, 제 1 전압이 참조 전압이 되고, 또한 제 2 전압이 없어지도록 컨버터를 제어하는 제 1 제어부와, 교류 전원의 정전 시에, 제 1 전압이 참조 전압이 되고, 또한 제 2 전압이 없어지도록 직류 전압 변환기를 제어하는 제 2 제어부를 더 구비한다.
따라서, 이 무정전 전원 장치에서는, 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 합을 참조 전압으로 유지함과 더불어, 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 차를 0V로 유지할 수 있다.
일본 특허공개 2013-176296호 공보
부하가 삼상 변압기 및 부하 본체부를 포함하는 경우, 삼상 변압기에 삼상 여자(勵磁) 전류가 흐르고, 무정전 전원 장치의 삼상 출력 전류의 각각은 정부 비대칭 파형이 된다. 교류 전원, 무정전 전원 장치, 삼상 변압기, 및 부하 본체부가 모두 삼상 3선식인 경우에는, 삼상 변압기에 흐르는 삼상 교류 전류의 합은 0이 되므로, 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 언밸런스하게 될 가능성은 작다.
그러나, 교류 전원, 무정전 전원 장치, 삼상 변압기, 및 부하 본체부가 삼상 4선식인 경우에는, 중성점 라인에 전류가 흐르므로, 삼상 변압기에 흐르는 삼상 교류 전류의 합이 0이 되지 않고 정부 비대칭 파형이 되어, 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 언밸런스하게 될 우려가 있다. 특히, 부하 전류가 작은 경우에는, 교류 전원의 정전 시에 직류 전압 변환기의 출력 전류가 작아지므로, 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 언밸런스하게 될 우려가 있다.
그 때문에, 이 발명의 주된 목적은, 부하가 삼상 변압기 및 부하 본체부를 포함하고, 부하 전류가 작은 경우여도, 정전 시에 있어서의 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 언밸런스를 해소하는 것이 가능한 삼상 4선식의 무정전 전원 장치를 제공하는 것이다.
이 발명에 따른 무정전 전원 장치는, 제 1∼제 3 직류 라인과, 제 1 및 제 2 직류 라인간에 접속된 제 1 콘덴서와, 제 2 및 제 3 직류 라인간에 접속된 제 2 콘덴서와, 삼상 4선식의 교류 전원의 중성점 단자, 제 2 직류 라인, 및 삼상 4선식의 부하의 중성점 단자에 접속되는 중성점 라인과, 교류 전원의 각 상(相)에 대응하여 마련되고, 한쪽 단자가 교류 전원으로부터 공급되는 대응하는 상의 교류 전압을 받아, 교류 전원의 건전 시에는 온되고, 교류 전원의 정전 시에는 오프되는 스위치와, 스위치의 다른 쪽 단자와 중성점 라인의 사이에 접속된 제 3 콘덴서, 및 한쪽 단자가 스위치의 다른 쪽 단자에 접속된 리액터를 포함하는 교류 입력 필터와, 리액터의 다른 쪽 단자와 제 1∼제 3 직류 라인의 사이에 접속되고, 교류 전압과 제 1∼제 3 직류 전압을 서로 변환 가능하게 구성된 제 1 멀티 레벨 회로를 포함하고, 교류 전원의 건전 시에, 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 제 1∼제 3 직류 라인에 공급하는 컨버터와, 직류 전력 공급원과 제 1∼제 3 직류 라인의 사이에 접속되고, 직류 전력 공급원으로부터 공급되는 제 4 직류 전압과 제 1∼제 3 직류 전압을 서로 변환 가능하게 구성된 제 2 멀티 레벨 회로를 포함하고, 교류 전원의 정전 시에, 직류 전력 공급원으로부터의 직류 전력을 제 1∼제 3 직류 라인에 공급하는 직류 전압 변환기와, 제 1∼제 3 직류 라인과 부하의 사이에 마련되고, 제 1∼제 3 직류 전압과 교류 전압을 서로 변환 가능하게 구성된 제 3 멀티 레벨 회로를 포함하고, 컨버터 및 직류 전압 변환기로부터 공급되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 인버터와, 각각 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압을 검출하는 제 1 및 제 2 전압 검출기와, 제 1 및 제 2 전압 검출기의 검출 결과에 근거하여, 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 합인 제 1 전압과 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 차인 제 2 전압을 구하는 연산기와, 교류 전원의 건전 시에는, 제 1 전압이 제 1 참조 전압이 되고, 또한 제 2 전압이 없어지도록 컨버터를 제어하고, 교류 전원의 정전 시에는, 제 2 전압의 절대값이 제 1 임계값 전압보다도 작은 제 1 경우는 컨버터를 정지시키고, 제 2 전압의 절대값이 제 1 임계값 전압보다도 큰 제 2 경우는 컨버터를 제어하여 제 2 전압을 저감시키는 제 1 제어부와, 교류 전원의 정전 시에, 제 1 전압이 제 1 참조 전압이 되고, 또한 제 2 전압이 없어지도록 직류 전압 변환기를 제어하는 제 2 제어부를 구비한 것이다.
여기에서, 제 1 멀티 레벨 회로는, 제 1 직류 라인과 리액터의 다른 쪽 단자의 사이에 접속된 제 1 스위칭 소자와, 리액터의 다른 쪽 단자와 제 1 직류 라인의 사이에 순방향으로 접속된 제 1 정류 소자와, 리액터의 다른 쪽 단자와 제 2 직류 라인의 사이에 접속된 교류 스위치와, 리액터의 다른 쪽 단자와 제 3 직류 라인의 사이에 접속된 제 2 스위칭 소자와, 제 3 직류 라인과 리액터의 다른 쪽 단자의 사이에 순방향으로 접속된 제 2 정류 소자를 갖는다. 제 2 경우에 있어서 제 1 제어부는, 제 1 콘덴서의 단자간 전압이 제 2 콘덴서의 단자간 전압보다도 클 때에는, 제 1 스위칭 소자를 온 및 오프시키는 것에 의해, 제 1 콘덴서를 방전시킴과 더불어 제 2 콘덴서를 충전하고, 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 제 1 콘덴서의 단자간 전압보다도 클 때에는, 제 2 스위칭 소자를 온 및 오프시키는 것에 의해, 제 2 콘덴서를 방전시킴과 더불어 제 1 콘덴서를 충전한다
이 무정전 전원 장치에서는, 교류 전원의 정전 시에 있어서 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 차인 제 2 전압의 절대값이 소정의 임계값 전압을 초과한 경우에는, 컨버터를 제어하여 제 2 전압을 저감시킨다. 즉, 제 1 콘덴서의 단자간 전압이 제 2 콘덴서의 단자간 전압보다도 클 때에는, 제 1 스위칭 소자를 온 및 오프시키는 것에 의해, 제 1 콘덴서를 방전시킴과 더불어 제 2 콘덴서를 충전하고, 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 제 1 콘덴서의 단자간 전압보다도 클 때에는, 제 2 스위칭 소자를 온 및 오프시키는 것에 의해, 제 2 콘덴서를 방전시킴과 더불어 제 1 콘덴서를 충전한다. 따라서, 부하가 삼상 4선식의 변압기 및 부하 본체부를 포함하고, 부하 전류가 작은 경우여도, 정전 시에 있어서의 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 언밸런스를 해소할 수 있다.
도 1은 이 발명의 실시형태 1에 의한 무정전 전원 장치의 전체 구성을 나타내는 회로 블럭도이다.
도 2는 도 1에 나타낸 부하의 구성을 예시하는 회로 블럭도이다.
도 3은 도 1에 나타낸 컨버터 및 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 4는 도 1에 나타낸 직류 전압 변환기의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 5는 도 1에 나타낸 제어 장치 중 컨버터 및 직류 전압 변환기의 제어에 관련되는 부분을 나타내는 블럭도이다.
도 6은 도 5에 나타낸 제어부(53)의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 7은 도 6에 나타낸 전압 지령 생성 회로의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 8은 도 5에 나타낸 제어부(54)의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 9는 도 3에 나타낸 컨버터의 일상(一相)분의 구성을 나타내는 등가 회로도이다.
도 10은 도 6에 나타낸 제어부(53)의 동작을 나타내는 타임 차트이다.
도 11은 도 3에 나타낸 컨버터의 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴을 나타내는 도면이다.
도 12는 도 11에 나타낸 각 모드에 있어서의 각 상 암의 동작을 나타내는 회로도이다.
도 13은 도 6에 나타낸 제어부(53)의 동작을 나타내는 다른 타임 차트이다.
도 14는 Ep>En인 경우에 있어서의 컨버터의 일상분의 동작을 나타내는 등가 회로도이다.
도 15는 Ep>En인 경우에 있어서의 컨버터의 일상분의 동작을 나타내는 다른 등가 회로도이다.
도 16은 Ep>En인 경우에 있어서의 컨버터의 일상분의 동작을 나타내는 또 다른 등가 회로도이다.
도 17은 도 6에 나타낸 제어부(53)의 동작을 나타내는 또 다른 타임 차트이다.
도 18은 Ep<En인 경우에 있어서의 컨버터의 일상분의 동작을 나타내는 등가 회로도이다.
도 19는 Ep<En인 경우에 있어서의 컨버터의 일상분의 동작을 나타내는 다른 등가 회로도이다.
도 20은 Ep<En인 경우에 있어서의 컨버터의 일상분의 동작을 나타내는 또 다른 등가 회로도이다.
도 21은 도 8에 나타낸 제어부(54)의 동작을 나타내는 타임 차트이다.
도 22는 도 4에 나타낸 IGBT 소자 Q1D∼Q4D의 스위칭 패턴을 나타내는 도면이다.
도 23은 도 22에 나타낸 3개의 모드에 있어서의 직류 전압 변환기의 동작을 나타내는 회로도이다.
도 24는 도 8에 나타낸 제어부(54)의 동작을 나타내는 다른 타임 차트이다.
도 25는 이 발명의 실시형태 2에 의한 무정전 전원 장치에 포함되는 제어부의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 26은 도 25에 나타낸 제어부의 동작을 나타내는 타임 차트이다.
도 27은 도 25에 나타낸 제어부의 동작을 나타내는 다른 타임 차트이다.
도 28은 이 발명의 실시형태 3에 의한 무정전 전원 장치에 포함되는 제어부의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 29는 이 발명의 실시형태 4에 의한 무정전 전원 장치의 주요부를 나타내는 회로도이다.
도 30은 도 29에서 설명한 컨버터의 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴을 나타내는 도면이다.
도 31은 도 30에 나타낸 각 모드에 있어서의 각 상 암의 동작을 나타내는 회로도이다.
[실시형태 1]
도 1은, 이 발명의 실시형태 1에 의한 무정전 전원 장치 U1의 전체 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 1에 있어서, 무정전 전원 장치 U1은, 삼상 4선식이며, 스위치(1), 교류 입력 필터(2), 컨버터(3), 인버터(4), 교류 출력 필터(5), 직류 전압 변환기(도면 중 「DC/DC」로 나타냄)(6), 제어 장치(10), 직류 라인 L1∼L3, 중성점 라인 L4, 콘덴서 C1, C2, 전압 검출기(31, 34, 35, 36), 전류 검출기(32, 37), 및 정전 검출기(33)를 구비한다.
스위치(1)는, 스위치(1R, 1S, 1T)를 포함한다. 스위치(1R, 1S, 1T)의 한쪽 단자는, 삼상 4선식의 상용 교류 전원(41)의 R상 단자 TR, S상 단자 TS, 및 T상 단자 TT에 각각 접속되고, 상용 교류 전원(41)으로부터 공급되는 R상 전압 VR, S상 전압 VS, T상 전압 VT를 각각 받는다. 상용 교류 전원(41)의 중성점 단자 TN은, 중성점 라인 L4의 한쪽 단에 접속된다.
스위치(1R, 1S, 1T)는, 제어 장치(10)에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(41)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 경우(상용 교류 전원(41)의 건전 시)에는 온되고, 상용 교류 전원(41)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지된 경우(상용 교류 전원(41)의 정전 시)에는 오프된다. 스위치(1R, 1S, 1T)는, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 오프되어, 상용 교류 전원(41)과 교류 입력 필터(2)를 전기적으로 분리한다.
교류 입력 필터(2)는, 콘덴서(11)(콘덴서(11R, 11S, 11T)) 및 리액터(12)(리액터(12R, 12S, 12T))에 의해 구성된 삼상의 LC 필터 회로이다. 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 한쪽 전극은 각각 스위치(1R, 1S, 1T)의 다른 쪽 단자에 접속되고, 그들의 다른 쪽 전극은 함께 중성점 라인 L4에 접속된다. 리액터(12R, 12S, 12T)의 한쪽 단자는 각각 스위치(1R, 1S, 1T)의 다른 쪽 단자에 접속되고, 리액터(12R, 12S, 12T)의 다른 쪽 단자는 각각 컨버터(3)의 3개의 입력 노드에 접속된다.
교류 입력 필터(2)는, 저역 통과 필터로서, 상용 교류 전원(41)으로부터 공급되는 상용 주파수의 교류 전력을 컨버터(3)에 통과시키고, 컨버터(3)에서 발생하는 스위칭 주파수의 신호가 상용 교류 전원(41)측에 통과하는 것을 방지한다.
직류 라인 L1∼L3의 한쪽 단은 컨버터(3)의 3개의 출력 노드에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단은 인버터(4)의 3개의 입력 노드에 접속되어 있다. 직류 라인 L2는, 중성점 라인 L4에 접속되어 있다. 또, 직류 라인 L1∼L3은, 직류 전압 변환기(6)의 3개의 고전압측 노드에 접속되어 있다. 직류 라인 L1∼L3은, 컨버터(3) 및 직류 전압 변환기(6)에 의해, 각각 양전압(positive voltage), 중성점 전압(neutral voltage), 및 음전압(negative voltage)으로 된다.
콘덴서 C1은, 직류 라인 L1, L2간에 접속되고, 직류 라인 L1, L2간의 직류 전압 Ep를 평활화 및 안정화시킨다. 콘덴서 C2는, 직류 라인 L2, L3간에 접속되고, 직류 라인 L2, L3간의 직류 전압 En을 평활화 및 안정화시킨다.
컨버터(3)는, 제어 장치(10)에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(41)의 건전 시에, 상용 교류 전원(41)으로부터 교류 입력 필터(2)를 통해서 공급되는 삼상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여, 그 직류 전력을 직류 라인 L1∼L3을 통해서 인버터(4) 및 직류 전압 변환기(6)에 공급한다.
그때, 제어 장치(10)는, 직류 전압 Ep, En의 합인 전압 VDC=Ep+En이 참조 직류 전압 VDCr(제 1 참조 전압)이 되고, 또한 직류 전압 Ep, En의 차인 전압 ΔE=Ep-En이 0이 되도록, 컨버터(3)를 제어한다.
또, 제어 장치(10)는, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서, 직류 전압 ΔE가 임계값 전압 ETH보다도 작은 경우에는 컨버터(3)의 운전을 정지시키고, 직류 전압 ΔE가 임계값 전압 ETH보다도 큰 경우에는, 컨버터(3)를 제어하여 직류 전압 ΔE를 저감시킨다.
인버터(4)는, 제어 장치(10)에 의해 제어되고, 컨버터(3) 및 직류 전압 변환기(6)로부터의 직류 전력을 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환한다. 후술하는 바와 같이, 컨버터(3), 인버터(4), 및 직류 전압 변환기(6)의 각각은, 3레벨 회로를 포함한다. 인버터(4)에 의해 생성된 삼상 교류 전력은 교류 출력 필터(5)를 통해서 부하(42)에 공급된다.
교류 출력 필터(5)는, 리액터(18)(리액터(18U, 18V, 18W)) 및 콘덴서(19)(콘덴서(19U, 19V, 19W))에 의해 구성된 삼상의 LC 필터 회로이다. 리액터(18U, 18V, 18W)의 한쪽 단자는 인버터(4)의 3개의 출력 노드에 각각 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 삼상 4선식의 부하(42)의 U상 단자 TU, V상 단자 TV, 및 W상 단자 TW에 각각 접속된다.
콘덴서(19U, 19V, 19W)의 한쪽 전극은 리액터(18U, 18V, 18W)의 다른 쪽 단자에 각각 접속되고, 그들의 다른 쪽 전극은 함께 중성점 라인 L4에 접속된다. 교류 출력 필터(5)는, 저역 통과 필터이며, 인버터(4)에 의해 생성된 상용 주파수의 삼상 교류 전력을 부하(42)에 통과시키고, 인버터(4)에서 발생하는 스위칭 주파수의 신호가 부하(42)에 통과하는 것을 방지한다. 부하(42)의 중성점 단자 TNA는, 중성점 라인 L4에 접속된다. 부하(42)는, 무정전 전원 장치 U1로부터 공급되는 삼상 교류 전력에 의해 구동된다.
도 2는, 부하(42)의 구성을 예시하는 회로 블럭도이다. 도 2에 있어서, 부하(42)는, 삼상 4선식의 변압기(43)와, 삼상 4선식의 부하 본체부(46)를 포함한다. 변압기(43)는, 3개의 1차 권선(44U, 44V, 44W)과, 3개의 2차 권선(45U, 45V, 45W)을 포함한다. 1차 권선(44U, 44V, 44W)의 한쪽 단자는 부하(42)의 U상 단자 TU, V상 단자 TV, 및 W상 단자 TW에 각각 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 함께 부하(42)의 중성점 단자 TNA에 접속된다.
2차 권선(45U, 45V, 45W)의 한쪽 단자는 부하 본체부(46)의 U상 단자(46U), V상 단자(46V), 및 W상 단자(46W)에 각각 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 함께 부하 본체부(46)의 중성점 단자(46N)에 접속된다. 무정전 전원 장치 U1로부터 공급되는 삼상 교류 전압은, 변압기(43)에 의하여 예를 들어 강압되고 부하 본체부(46)에 공급되어, 부하 본체부(46)를 구동시킨다.
도 1로 되돌아가서, 직류 전압 변환기(6)의 2개의 저전압측 노드간에는 배터리 B1(전력 저장 장치)이 접속되어 있다. 직류 전압 변환기(6)는, 제어 장치(10)에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(41)의 건전 시에, 컨버터(3)에 의해 생성된 직류 전력을 배터리 B1에 축적한다. 그때, 제어 장치(10)는, 배터리 B1의 단자간 전압 VB가 참조 배터리 전압 VBr(제 2 참조 전압)이 되도록 직류 전압 변환기(6)를 제어한다.
또, 직류 전압 변환기(6)는, 제어 장치(10)에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에, 배터리 B1의 직류 전력을 직류 라인 L1∼L3을 통해서 인버터(4)에 공급한다. 그때, 제어 장치(10)는, 직류 전압 Ep, En의 합인 전압 VDC=Ep+En이 참조 직류 전압 VDCr이 되고, 또한 직류 전압 Ep, En의 차인 전압 ΔE=Ep-En이 0V가 되도록, 직류 전압 변환기(6)를 제어한다.
한편, 배터리 B1 대신에 콘덴서(예를 들어 전기 이중층 콘덴서)가 직류 전압 변환기(6)에 접속되어 있어도 된다. 또, 본 실시형태 1에서는, 배터리 B1은 무정전 전원 장치 U1의 외부에 설치되어 있지만, 배터리 B1이 무정전 전원 장치 U1에 내장되어 있어도 된다.
또, 배터리 B1 대신에 직류 전력 공급원(예를 들어 연료 전지)이 접속되어 있어도 상관없다. 이 경우, 상용 교류 전원(41)의 건전 시에는, 직류 전압 변환기(6)의 운전은 정지된다.
전압 검출기(31)는, 스위치(1R, 1S, 1T)의 다른 쪽 단자의 교류 전압 VR, VS, VT의 순시값을 검출하고, 삼상 교류 전압 VR, VS, VT를 나타내는 삼상 전압 신호를 제어 장치(10) 및 정전 검출기(33)에 출력한다. 전류 검출기(32)는, 전류 검출기(32R, 32S, 32T)를 포함하고, 컨버터(3)의 3개의 입력 노드에 유입하는 교류 전류 IR, IS, IT의 순시값을 검출하고, 삼상 교류 전류 IR, IS, IT를 나타내는 삼상 전류 신호를 제어 장치(10)에 출력한다.
정전 검출기(33)는, 전압 검출기(31)로부터의 삼상 전압 신호에 근거하여 상용 교류 전원(41)의 정전이 발생했는지 여부를 판별하고, 그 판별 결과를 나타내는 정전 신호 PC를 출력한다. 상용 교류 전원(41)의 건전 시에는, 정전 신호 PC는 비활성화 레벨인 「L」 레벨이 된다. 상용 교류 전원(41)의 정전 시에는, 정전 신호 PC는 활성화 레벨인 「H」 레벨이 된다. 정전 신호 PC는, 제어 장치(10)에 주어진다.
전압 검출기(34)는, 콘덴서 C1의 단자간 전압 Ep를 검출하고, 검출한 전압 Ep를 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다. 전압 검출기(35)는, 콘덴서 C2의 단자간 전압 En을 검출하고, 검출한 전압 En을 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다. 전압 검출기(36)는, 배터리 B1의 단자간 전압 VB를 검출하고, 검출한 전압 VB를 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다. 전류 검출기(37)는, 배터리 B1로부터 출력되는 전류 IB를 검출하고, 검출한 전류 IB를 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다.
제어 장치(10)는, 스위치(1), 컨버터(3), 인버터(4), 직류 전압 변환기(6)의 동작을 제어한다. 뒤에 상세히 설명하지만, 컨버터(3), 인버터(4), 및 직류 전압 변환기(6)는, 반도체 스위칭 소자를 포함하는 반도체 스위치에 의해 구성된다. 또한 본 실시형태 1에서는, 반도체 스위칭 소자로서 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 이용된다. 또, 본 실시형태 1에서는 반도체 스위칭 소자의 제어 방식으로서 PWM(Pulse Width Modulation) 제어를 적용할 수 있다.
제어 장치(10)는, 전압 검출기(31)로부터의 삼상 전압 신호, 전류 검출기(32)로부터의 삼상 전류 신호, 전압 검출기(34)가 검출한 전압 Ep를 나타내는 신호, 전압 검출기(35)가 검출한 전압 En을 나타내는 신호, 정전 검출기(33)로부터의 정전 신호 PC, 전압 검출기(36)가 검출한 전압 VB를 나타내는 신호, 전류 검출기(37)가 검출한 전류 IB를 나타내는 신호 등을 받아 무정전 전원 장치 U1 전체를 제어한다.
도 3은, 도 1에 나타낸 컨버터(3) 및 인버터(4)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 3에 있어서, 컨버터(3)는, R상 암(3R), S상 암(3S), 및 T상 암(3T)을 포함한다. 인버터(4)는, U상 암(4U), V상 암(4V), 및 W상 암(4W)을 포함한다.
컨버터(3)의 각 상 암(3R, 3S, 3T) 및 인버터(4)의 각 상 암(4U, 4V, 4W)은, 모두 3레벨 회로로서 구성되고, 4개의 IGBT 소자와 6개의 다이오드를 포함한다. 상세하게는, R상 암(3R)은, IGBT 소자 Q1R∼Q4R과 다이오드 D1R∼D6R을 포함한다. S상 암(3S)은, IGBT 소자 Q1S∼Q4S와 다이오드 D1S∼D6S를 포함한다. T상 암(3T)은, IGBT 소자 Q1T∼Q4T와 다이오드 D1T∼D6T를 포함한다. U상 암(4U)은, IGBT 소자 Q1U∼Q4U와 다이오드 D1U∼D6U를 포함한다. V상 암(4V)은, IGBT 소자 Q1V∼Q4V와 다이오드 D1V∼D6V를 포함한다. W상 암(4W)은, IGBT 소자 Q1W∼Q4W와 다이오드 D1W∼D6W를 포함한다.
이하에서는 컨버터(3)의 각 상 암 및 인버터(4)의 각 상 암을 총괄적으로 설명하기 위해 부호 R, S, T, U, V, W를 통틀어 부호 「x」로 나타낸다. IGBT 소자 Q1x∼Q4x는 직류 라인 L1, L3간에 직렬로 접속된다. 다이오드 D1x∼D4x는 IGBT 소자 Q1x∼Q4x에 각각 역병렬 접속된다. 다이오드 D5x는 IGBT 소자 Q1x, Q2x의 접속점과 직류 라인 L2에 접속된다. 다이오드 D6x는 IGBT 소자 Q3x, Q4x의 접속점과 직류 라인 L2에 접속된다.
한편 다이오드 D5x의 캐소드는 IGBT 소자 Q1x, Q2x의 접속점에 접속되고, 다이오드 D5x의 애노드는 직류 라인 L2에 접속된다. 다이오드 D6x의 애노드는 IGBT 소자 Q3x, Q4x의 접속점에 접속되고, 다이오드 D6x의 캐소드는 직류 라인 L2에 접속된다. 다이오드 D1x∼D4x는 환류 다이오드로서 기능하고, 다이오드 D5x, D6x는 클램프 다이오드로서 기능한다.
컨버터(3)는, 3개의 입력 노드(3a∼3c)를 포함한다. 입력 노드(3a)는, 리액터(12R)(도 1)의 다른 쪽 단자에 접속됨과 더불어, IGBT 소자 Q2R, Q3R의 접속점에 접속된다. 입력 노드(3b)는, 리액터(12S)(도 1)의 다른 쪽 단자에 접속됨과 더불어, IGBT 소자 Q2S, Q3S의 접속점에 접속된다. 입력 노드(3c)는, 리액터(12T)(도 1)의 다른 쪽 단자에 접속됨과 더불어, IGBT 소자 Q2T, Q3T의 접속점에 접속된다.
인버터(4)는, 3개의 출력 노드(4a∼4c)를 포함한다. 출력 노드(4a)는, IGBT 소자 Q2U, Q3U의 접속점에 접속됨과 더불어, 리액터(18U)(도 1)의 한쪽 단자에 접속된다. 출력 노드(4b)는, IGBT 소자 Q2V, Q3V의 접속점에 접속됨과 더불어, 리액터(18V)(도 1)의 한쪽 단자에 접속된다. 출력 노드(4c)는, IGBT 소자 Q2W, Q3W의 접속점에 접속됨과 더불어, 리액터(18W)(도 1)의 한쪽 단자에 접속된다.
도 4는, 도 1에 나타낸 직류 전압 변환기(6)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 4에 있어서, 직류 전압 변환기(6)는, 반도체 스위치(21) 및 리액터(22)를 포함한다. 반도체 스위치(21)는, 3레벨 회로로서 구성되고, 직류 라인 L1, L3간에 직렬로 접속되는 IGBT 소자 Q1D∼Q4D와, IGBT 소자 Q1D∼Q4D에 각각 역병렬 접속되는 다이오드 D1D∼D4D를 포함한다. 리액터(22)는, 리액터(22P, 22N)를 포함한다. 리액터(22P)는, IGBT 소자 Q1D, Q2D의 접속점과 배터리 B1의 양극(positive electrode)의 사이에 접속된다. 리액터(22N)는, IGBT 소자 Q3D, Q4D의 접속점과 배터리 B1의 음극(negative electrode)의 사이에 접속된다.
도 5는, 제어 장치(10)(도 1) 중 컨버터(3) 및 직류 전압 변환기(6)의 제어에 관련되는 부분을 나타내는 블럭도이다. 도 5에 있어서, 제어 장치(10)는, 가산기(51), 감산기(52), 및 제어부(53∼55)를 포함한다. 가산기(51)는, 전압 검출기(34, 35)에 의해 검출된 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En을 가산하여 직류 라인 L1, L3간의 직류 전압 VDC=Ep+En을 구한다. 감산기(52)는, 전압 검출기(34)에 의해 검출된 콘덴서 C1의 단자간 전압 Ep로부터 전압 검출기(35)에 의해 검출된 콘덴서 C2의 단자간 전압 En을 감산하여, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 차인 직류 전압 ΔE=Ep-En을 구한다. 직류 전압 VDC, ΔE는, 제어부(53∼55)의 각각에 주어진다.
제어부(53)는, 정전 검출기(33)로부터의 정전 신호 PC, 전압 검출기(31)로부터의 삼상 교류 전압 VR, VS, VT를 나타내는 신호, 전류 검출기(32)로부터의 삼상 교류 전류 IR, IS, IT를 나타내는 신호, 가산기(51)로부터의 직류 전압 VDC(제 1 전압)를 나타내는 신호, 감산기(52)로부터의 직류 전압 ΔE(제 2 전압)를 나타내는 신호에 근거하여, 컨버터(3)를 제어한다.
구체적으로는, 제어부(53)는, 정전 신호 PC가 비활성화 레벨인 「L」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 건전 시)에는, 삼상 교류 전압 VR, VS, VT의 위상과 삼상 교류 전류 IR, IS, IT의 위상이 일치하고, 직류 전압 VDC가 참조 직류 전압 VDCr이 되고, 직류 전압 ΔE가 0이 되도록, 컨버터(3)를 제어한다.
또, 제어부(53)는, 정전 신호 PC가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 정전 시)에 있어서, 직류 전압 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH보다도 작은 경우에는, 컨버터(3)의 운전을 정지시킨다.
또한, 제어부(53)는, 정전 신호 PC가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 정전 시)에 있어서, 직류 전압 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH보다도 큰 경우에는, 컨버터(3)를 제어하여 직류 전압 ΔE를 저감시킨다.
제어부(54, 55)는, 정전 검출기(33)로부터의 정전 신호 PC, 전압 검출기(36)로부터의 배터리 전압 VB를 나타내는 신호, 전류 검출기(37)로부터의 직류 전류 IB를 나타내는 신호, 가산기(51)로부터의 직류 전압 VDC를 나타내는 신호, 감산기(52)로부터의 직류 전압 ΔE를 나타내는 신호에 근거하여, 직류 전압 변환기(6)를 제어한다.
구체적으로는, 제어부(54)는, 정전 신호 PC가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 정전 시)에 활성화되어, 배터리 전압 VB에 따른 레벨의 전류 IB가 배터리 B1로부터 콘덴서 C1, C2에 흐르고, 직류 전압 VDC가 참조 직류 전압 VDCr이 되고, 또한 직류 전압 ΔE가 0이 되도록, 직류 전압 변환기(6)를 제어한다.
제어부(55)는, 정전 신호 PC가 비활성화 레벨인 「L」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 건전 시)에 활성화되어, 직류 전압 VDC에 따른 레벨의 전류 IB가 콘덴서 C1, C2로부터 배터리 B1에 흐르고, 배터리 전압 VB가 참조 배터리 전압 VBr이 되도록, 직류 전압 변환기(6)를 제어한다.
도 6은, 도 5에 나타낸 제어부(53)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 6에 있어서, 제어부(53)는, 전압 지령 생성 회로(61), 밸런스 제어 회로(62, 66), 가산기(63A∼63C), PWM 회로(64), 판정기(65), 및 전환 회로(67)를 구비한다. 전압 지령 생성 회로(61)는, 도 7에 나타내는 바와 같이, 참조 전압 생성 회로(71), 감산기(72, 76A∼76C), 직류 전압 제어 회로(73), 정현파 발생 회로(74), 승산기(75A∼75C), 전류 제어 회로(77), 및 가산기(78A∼78C)를 포함한다.
참조 전압 생성 회로(71)는, 참조 직류 전압 VDCr을 생성한다. 감산기(72)는, 참조 직류 전압 VDCr과, 가산기(51)(도 5)로부터의 직류 전압 VDC의 차인 전압 ΔVDC=VDCr-VDC를 산출한다. 직류 전압 제어 회로(73)는, 전압 ΔVDC가 0이 되도록 컨버터(3)의 입력측에 흐르는 전류를 제어하기 위한 전류 지령값 I*를 산출한다. 직류 전압 제어 회로(73)는, 예를 들어, ΔVDC를 비례 연산 또는 비례 적분 연산하는 것에 의해 전류 지령값 I*를 산출한다.
정현파 발생 회로(74)는, 상용 교류 전원(41)의 R상 전압 VR과 동상(同相)인 정현파 신호와, 상용 교류 전원(41)의 S상 전압 VS와 동상인 정현파 신호와, 상용 교류 전원(41)의 T상 전압 VT와 동상인 정현파 신호를 출력한다. 정현파 발생 회로(74)는, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서도, 삼상 정현파 신호를 출력한다. 3개의 정현파 신호는, 승산기(75A∼75C)에 각각 입력되어 전류 지령값 I*에 곱해진다. 이에 의해 상용 교류 전원(41)의 삼상 교류 전압 VR, VS, VT와 동상인 전류 지령값 IR*, IS*, IT*가 생성된다.
감산기(76A)는, 전류 지령값 IR*과 전류 검출기(32R)에 의해 검출된 R상 전류 IR의 차를 산출한다. 감산기(76B)는, 전류 지령값 IS*와 전류 검출기(32S)에 의해 검출된 S상 전류 IS의 차를 산출한다. 감산기(76C)는, 전류 지령값 IT*와 전류 검출기(32T)에 의해 검출된 T상 전류 IT의 차를 산출한다.
전류 제어 회로(77)는, 전류 지령값 IR*과 R상 전류 IR의 차, 전류 지령값 IS*와 S상 전류 IS의 차, 및 전류 지령값 IT*와 T상 전류 IT의 차가 모두 0이 되도록 리액터(12)에 인가해야 할 전압으로서, 전압 지령값 VRa*, VSa*, VTa*를 생성한다. 전류 제어 회로(77)는, 예를 들어 전류 지령값과 전류 검출기에 의해 검출된 전류값의 차를 비례 제어 또는 비례 적분 제어에 따라 증폭하는 것에 의해 전압 지령값을 생성한다.
가산기(78A)는, 전압 지령값 VRa*와 전압 검출기(31)에 의해 검출된 R상 전압 VR을 가산하여 전압 지령값 VR0*을 생성한다. 가산기(78B)는, 전압 지령값 VSa*와 전압 검출기(31)에 의해 검출된 S상 전압 VS를 가산하여 전압 지령값 VS0*를 생성한다. 가산기(78C)는, 전압 지령값 VTa*와 전압 검출기(31)에 의해 검출된 T상 전압 VT를 가산하여 전압 지령값 VT0*을 생성한다.
이와 같이, 전압 지령 생성 회로(61)는, 전압 검출기(31)에 의해 검출된 삼상 교류 전압 VR, VS, VT, 전류 검출기(32)에 의해 검출된 삼상 교류 전류 IR, IS, IT, 및 가산기(51)에 의해 산출된 직류 전압 VDC를 받아, R상, S상, 및 T상에 각각 대응하는 전압 지령값 VR0*, VS0*, VT0*를 생성한다.
도 6으로 되돌아가서, 밸런스 제어 회로(62)는, 감산기(52)(도 5)로부터의 직류 전압 ΔE=Ep-En에 근거하여, 전압 지령값 V1*을 생성한다. 예를 들어 밸런스 제어 회로(62)는, ΔE를 비례 연산 또는 비례 적분 연산하는 것에 의해 전압 지령값 V1*을 생성한다. ΔE=Ep-En>0인 경우에는, 콘덴서 C1의 충전 시간이 콘덴서 C2의 충전 시간보다도 짧아지도록, 전압 지령값 V1*이 생성된다. ΔE=Ep-En<0인 경우에는, 콘덴서 C1의 충전 시간이 콘덴서 C2의 충전 시간보다도 길어지도록, 전압 지령값 V1*이 생성된다.
가산기(63A)는, 전압 지령값 VR0*, V1*을 가산하여 전압 지령값 VR*을 생성한다. 가산기(63B)는, 전압 지령값 VS0*, V1*을 가산하여 전압 지령값 VS*를 생성한다. 가산기(63C)는, 전압 지령값 VT0*, V1*을 가산하여 전압 지령값 VT*를 생성한다.
PWM 회로(64)는, 정전 검출기(33)(도 1)로부터의 정전 신호 PC가 비활성화 레벨인 「L」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 건전 시)에는, 전압 지령값 VR*, VS*, VT*에 근거하여, 전압 검출기(31)에 의해 검출되는 삼상 교류 전압 VR, VS, VT가 전압 지령값 VR*, VS*, VT*에 각각 동등해지도록 하기 위한 신호를 출력한다. 이 신호는, 컨버터(3)의 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자를 구동하기 위한 신호이다.
또, PWM 회로(64)는, 정전 신호 PC가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 정전 시)에는, 컨버터(3)의 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자를 오프시키기 위한 신호를 출력한다.
판정기(65)는, 정전 검출기(33)(도 1)로부터의 정전 신호 PC와, 감산기(52)(도 5)로부터의 직류 전압 ΔE에 근거하여, 신호 DT를 생성한다. 정전 신호 PC가 비활성화 레벨인 「L」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 건전 시)에는, 신호 DT는 비활성화 레벨인 「L」 레벨로 된다.
정전 신호 PC가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 정전 시)에 있어서, 직류 전압 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH보다도 작은 경우에는, 신호 DT는 비활성화 레벨인 「L」 레벨로 된다. 정전 신호 PC가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 정전 시)에 있어서, 직류 전압 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH보다도 큰 경우에는, 신호 DT는 활성화 레벨인 「H」 레벨로 된다.
밸런스 제어 회로(66)는, 신호 DT가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우에 활성화되어, 직류 전압 ΔE에 근거하여, 컨버터(3)를 제어하여 직류 전압 ΔE를 감소시키기 위한 신호를 출력한다. 이 신호는, 컨버터(3)의 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자를 구동하기 위한 신호이다.
밸런스 제어 회로(66)는, 직류 전압 ΔE가 양전압인 경우(즉 Ep>En인 경우)에는, 콘덴서 C1이 방전됨과 더불어 콘덴서 C2가 충전되도록 컨버터(3)를 제어하는 것에 의해, ΔE를 저감시킨다.
또, 밸런스 제어 회로(66)는, 직류 전압 ΔE가 음전압인 경우(즉 Ep<En인 경우)에는, 콘덴서 C2가 방전됨과 더불어 콘덴서 C1이 충전되도록 컨버터(3)를 제어하는 것에 의해, ΔE를 저감시킨다.
전환 회로(67)는, 판정기(65)의 출력 신호 DT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨인 경우에는, PWM 회로(64)와 컨버터(3)를 접속하고, 신호 DT가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우에는, 밸런스 제어 회로(66)와 컨버터(3)를 접속한다.
상기의 구성을 갖는 제어부(53)에 의해 컨버터(3)가 제어되는 것에 의해, 삼상 교류 전류 IR, IS, IT는 상용 교류 전원(41)의 삼상 교류 전압 VR, VS, VT와 동상이 되고, 또한 정현파의 전류가 되므로, 역률(power factor)을 거의 1로 할 수 있다.
도 8은, 도 5에 나타낸 제어부(54)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 8에 있어서, 제어부(54)는, 전압 지령 생성 회로(81), 밸런스 제어 회로(82), 가산기(83A, 83B), 및 PWM 회로(75)를 구비한다. 전압 지령 생성 회로(81)는, 참조 전압 생성 회로(91), 감산기(92), 전압 제어 회로(93), 가산기(94), 및 전류 제어 회로(95)를 포함한다.
참조 전압 생성 회로(91)는, 참조 직류 전압 VDCr을 생성한다. 감산기(92)는, 참조 직류 전압 VDCr과 가산기(51)(도 5)에 의해 검출된 직류 전압 VDC의 차인 전압 ΔVDC를 산출한다. 전압 제어 회로(93)는, 전압 검출기(36)(도 1)에 의해 검출된 배터리 B1의 단자간 전압 VB에 근거하여, 전압 ΔVDC에 따른 레벨의 전류 지령값 IB*를 산출한다. 전압 제어 회로(93)는, 예를 들어, ΔVDC를 비례 연산 또는 비례 적분 연산하는 것에 의해 전류 지령값 IB*를 산출한다. 가산기(94)는, 전압 제어 회로(93)에 의해 생성된 전류 지령값 IB*와 전류 검출기(37)(도 1)에 의해 검출된 배터리 B1의 전류값 IB의 편차 ΔIB=IB*-IB를 구한다. 전류 제어 회로(95)는, 전류 지령값 IB*와 전류값 IB의 편차 ΔIB에 근거하여 전압 지령값 V*를 생성한다.
이와 같이 전압 지령 생성 회로(81)는, 전압 검출기(36)에 의해 검출된 배터리 전압 VB, 전류 검출기(37)에 의해 검출된 배터리 전류 IB, 및 가산기(51)에 의해 산출된 직류 전압 VDC를 받아, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En을 소정의 전압으로 제어하기 위한 전압 지령값 V*를 생성한다.
밸런스 제어 회로(82)는, 감산기(52)(도 5)로부터 직류 전압 ΔE=Ep-En을 받아, 전압 지령값 VB1*을 생성한다. 예를 들어 밸런스 제어 회로(82)는, 직류 전압 ΔE를 비례 연산 또는 비례 적분 연산하는 것에 의해 전압 지령값 VB1*을 생성한다. 예를 들어 ΔE>0의 경우, 밸런스 제어 회로(82)는 전압 지령값 VB1*을 음의 값으로 설정한다. 한편, ΔE<0의 경우, 밸런스 제어 회로(82)는 전압 지령값 VB1*을 양의 값으로 설정한다.
가산기(83A)는, 전압 지령값 V*, VB1*을 가산하여 전압 지령값 VA*를 생성한다. 감산기(83B)는, 전압 지령값 V*로부터 전압 지령값 VB1*을 감산하여 전압 지령값 VB*를 생성한다. 전압 지령값 VA*, VB*는, 반도체 스위치(21) 상부 암 및 하부 암의 전압을 각각 제어하기 위한 지령값이며, 전압 Ep, En의 차분 ΔE를 0으로 하기 위한 전압 Ep, En의 지령값이다. 밸런스 제어 회로(82), 가산기(83A), 및 감산기(83B)는, 직류 전압 ΔE 및 전압 지령값 V*에 근거하여, 직류 전압 ΔE=Ep-En이 0이 되도록 전압 Ep, En을 각각 제어하기 위한 전압 지령값 VA*, VB*를 생성하는 지령값 생성 회로를 구성한다.
PWM 회로(85)는, 정전 신호 PC가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 정전 시)에는, 활성화되어, 전압 지령값 VA*, VB*에 근거하여, 반도체 스위치(21)에 포함되는 4개의 IGBT 소자를 구동하기 위한 신호를 출력한다. 직류 전압 변환기(6)는, PWM 회로(85)로부터의 신호에 의해 제어되고, 배터리 B1의 직류 전력을 인버터(4)에 공급한다.
PWM 회로(85)는, 정전 신호 PC가 비활성화 레벨인 「L」 레벨인 경우(상용 교류 전원(41)의 건전 시)에는, 비활성화되어, 직류 전압 변환기(6)의 PWM 제어를 행하지 않는다. 한편, 상용 교류 전원(41)의 건전 시에는, 직류 전압 변환기(6)는 제어부(55)(도 5)에 의해 제어되고, 배터리 B1에 직류 전력을 축적한다.
도 9는, 도 3에 나타낸 컨버터(3)의 일상분의 구성을 나타내는 등가 회로도이다. 도 9에서는, 일상분의 암으로서 R상 암(3R)이 스위치(98)로서 나타나 있다. 스위치(98)는, 다이오드(98a)(제 1 정류 소자)와, 다이오드(98b)(제 2 정류 소자)와, 컨버터(3)의 입력 노드(3a)에 접속된 공통 단자와, 각각 직류 라인 L1, L2, L3에 접속된 3개의 전환 단자를 포함한다.
다이오드(98a)는 다이오드 D1R, D2R(도 3)에 대응하고, 다이오드(98b)는 다이오드 D3R, D4R(도 3)에 대응하고 있다. 다이오드(98a)의 애노드는 컨버터(3)의 입력 노드(3a)에 접속되고, 그 캐소드는 직류 라인 L1에 접속된다. 즉, 다이오드(98a)는, 입력 노드(3a)와 직류 라인 L1의 사이에 순방향으로 접속된다. 다이오드(98b)의 애노드는 직류 라인 L3에 접속되고, 그 캐소드는 컨버터(3)의 입력 노드(3a)에 접속된다. 즉, 다이오드(98b)는, 직류 라인 L3과 입력 노드(3a)의 사이에 순방향으로 접속된다. 이 스위치(98)에서는, 공통 단자와, 3개의 전환 단자 중 어느 하나의 전환 단자가 접속된다.
이 등가 회로에 있어서, 예를 들어 인버터 동작에 있어서의 교류 출력은, 3개의 전위 상태(p, c, n) 중 어느 하나가 된다. p, c, n은, 각각 직류 라인 L1, L2, l3의 전압이다. 직류 라인 L1, L2, L3의 전압은, 각각 양전압, 중성점 전압, 및 음전압이다. 중성점 전압은, 예를 들어 접지 전압(0V)이다.
도 10은, 도 6에 나타낸 제어부(53)의 동작을 나타내는 타임 차트이다. 도 10에서는, 상용 교류 전원(41)의 건전 시에 있어서의, 컨버터(3)(3레벨 PWM 컨버터)의 일상분(예를 들어 R상분)의 PWM 제어가 나타나 있다. 한편, 이하의 설명에서는, 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 부호를 Q1∼Q4로 표시한다.
도 10에 있어서, 컨버터(3)는 역률 1.0으로 운전되므로, 입력상 전압(141) 및 상 전류(142)의 극성은 일치하고 있다. 전압 지령 신호(103)는, 밸런스 제어 회로(62)(도 6)에 의해 보정되어 있지 않은 상태의 전압 지령 신호(VR0*)이다. 전압 지령 신호(103)는, 정현파 발생 회로(74)(도 7)에 의해, 상용 교류 전원(41)의 R상 전압 VR과 동상인 정현파 신호로 되어 있다. PWM 회로(64)에 있어서, 전압 지령 신호(103)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교되는 것에 의해, R상(S상, T상도 마찬가지임)에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴이 결정된다. 이 경우의 상 암의 IGBT 소자 Q1∼Q4의 스위칭 패턴은 스위칭 패턴(111∼114)이 되고, 컨버터(3)의 출력 전압은 상 전압(106)이 된다.
참조 신호(101, 102)의 각각은, 상용 주파수보다도 충분히 높은 스위칭 주파수의 삼각파 신호이다. 참조 신호(101)의 위상 및 진폭은, 참조 신호(102)의 위상 및 진폭과 일치하고 있다. 참조 신호(101)는, 0V와 양(positive)측 피크 전압의 사이에서 변화한다. 참조 신호(102)는, 음(negative)측 피크 전압과 0V의 사이에서 변화한다. 전압 지령 신호(103)의 진폭은, 참조 신호(101, 102)의 진폭의 합보다도 작다.
전압 지령 신호(103)의 레벨이 참조 신호(101)의 레벨보다도 높은 경우에는, IGBT 소자 Q1, Q2가 온되고, IGBT 소자 Q3, Q4가 오프된다. 전압 지령 신호(103)의 레벨이 참조 신호(101, 102)의 레벨의 사이에 있는 경우에는, IGBT 소자 Q2, Q3이 온되고, IGBT 소자 Q1, Q4가 오프된다. 전압 지령 신호(103)의 레벨이 참조 신호(102)의 레벨보다도 낮은 경우에는, IGBT 소자 Q3, Q4가 온되고, IGBT 소자 Q1, Q2가 오프된다.
전압 지령 신호(104)는, Ep<En의 경우에 밸런스 제어 회로(62)에 의해 보정된 전압 지령 신호(VR*)이며, 전압 지령 신호(103)에 조정 신호 Vc1을 가산한 것이다. PWM 회로(64)에 있어서, 전압 지령 신호(104)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교되는 것에 의해, R상(S상, T상도 마찬가지임)에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴이 결정된다. 이 경우의 상 암의 IGBT 소자 Q1∼Q4의 스위칭 패턴은 스위칭 패턴(121∼124)이 되고, 컨버터(3)의 출력 전압은 상 전압(107)이 된다.
전압 지령 신호(104)의 레벨이 참조 신호(101)의 레벨보다도 높은 경우에는, IGBT 소자 Q1, Q2가 온되고, IGBT 소자 Q3, Q4가 오프된다. 전압 지령 신호(104)의 레벨이 참조 신호(101, 102)의 레벨의 사이에 있는 경우에는, IGBT 소자 Q2, Q3이 온되고, IGBT 소자 Q1, Q4가 오프된다. 전압 지령 신호(104)의 레벨이 참조 신호(102)의 레벨보다도 낮은 경우에는, IGBT 소자 Q3, Q4가 온되고, IGBT 소자 Q1, Q2가 오프된다.
도 10으로부터 알 수 있는 바와 같이, Ep<En의 경우(스위칭 패턴(121∼124))에는, Ep=En의 경우(스위칭 패턴(111∼114))에 비해, IGBT 소자 Q1, Q2의 온 시간(콘덴서 C1의 충전 시간)이 길어짐과 더불어, IGBT 소자 Q3, Q4의 온 시간(콘덴서 C2의 충전 시간)이 짧아진다. 따라서, ΔE=Ep-En이 감소한다.
전압 지령 신호(105)는, Ep>En의 경우에 밸런스 제어 회로(62)에 의해 보정된 전압 지령 신호(VR*)이며, 조정 신호 Vc2를 전압 지령 신호(103)에 가산한 것이다. PWM 회로(64)에 있어서, 전압 지령 신호(105)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교되는 것에 의해, R상(S상, T상도 마찬가지임)에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴이 결정된다. 이 경우의 상 암의 IGBT 소자 Q1∼Q4의 스위칭 패턴은 스위칭 패턴(131∼134)이 되고, 컨버터(3)의 출력 전압은 상 전압(108)이 된다.
전압 지령 신호(105)의 레벨이 참조 신호(101)의 레벨보다도 높은 경우에는, IGBT 소자 Q1, Q2가 온되고, IGBT 소자 Q3, Q4가 오프된다. 전압 지령 신호(105)의 레벨이 참조 신호(101, 102)의 레벨의 사이에 있는 경우에는, IGBT 소자 Q2, Q3이 온되고, IGBT 소자 Q1, Q4가 오프된다. 전압 지령 신호(105)의 레벨이 참조 신호(102)의 레벨보다도 낮은 경우에는, IGBT 소자 Q3, Q4가 온되고, IGBT 소자 Q1, Q2가 오프된다.
도 10으로부터 알 수 있는 바와 같이, Ep>En의 경우(스위칭 패턴(131∼134))에는, Ep=En의 경우(스위칭 패턴(111∼114))에 비해, IGBT 소자 Q1, Q2의 온 시간(콘덴서 C1의 충전 시간)이 짧아짐과 더불어, IGBT 소자 Q3, Q4의 온 시간(콘덴서 C2의 충전 시간)이 길어진다. 따라서, ΔE=Ep-En이 감소한다.
한편, 전압 지령 신호(103)는, 전압 지령 생성 회로(61)(도 6)로부터의 전압 지령값(VR0*, VS0*, VT0*)에 대응하고, 조정 신호 Vc1, Vc2의 각각은, 밸런스 제어 회로(62)로부터의 전압 지령값 V1*에 대응한다. 전압 지령값 V1*은, Ep<En의 경우에 양이고, Ep>En의 경우에 음이 된다.
도 10으로부터, 상 암의 IGBT 소자의 스위칭 패턴은 3개의 모드로 구성되어 있는 것을 알 수 있다. 도 11은, 도 3에 나타낸 컨버터(3)의 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴을 나타내는 도면이다. 도 12(A)∼(C)는, 도 11에 나타낸 각 모드에 있어서의 각 상 암의 동작을 나타내는 회로도이다.
도 12(A)에, 모드 1을 나타낸다. 모드 1에서는, IGBT 소자 Q1, Q2가 온하고, 양측의 평활 콘덴서 C1이 충전(또는 방전)된다. 도 12(B)에 모드 2를 나타낸다. 모드 2에서는, IGBT 소자 Q2, Q3이 온하고, 양측의 평활 콘덴서 C1 및 음측의 평활 콘덴서 C2의 축전 상태는 그다지 변함없다. 도 12(C)에 모드 3을 나타낸다. 모드 3에서는, IGBT 소자 Q3, Q4가 온하고, 음측의 평활 콘덴서 C2가 충전(또는 방전)된다. 한편, 도 12(A), (C)에 있어서 화살표는 충전 시에 흐르는 전류의 방향을 나타내고 있다. 방전 시에는, 화살표와 역방향으로 전류가 흐른다.
컨버터(3)에 있어서, IGBT 소자 Q1, Q2는 제 1 스위칭 소자를 구성하고, IGBT 소자 Q3, Q4는 제 2 스위칭 소자를 구성하고, 다이오드 D1, D2는 제 1 정류 소자를 구성하고, 다이오드 D3, D4는 제 2 정류 소자를 구성한다. 또, IGBT 소자 Q2, Q3 및 다이오드 D5, D6은 교류 스위치를 구성한다.
도 13(A)∼(D)는, 도 6에 나타낸 제어부(53)의 동작을 나타내는 다른 타임 차트이다. 도 13(A)∼(D)에서는, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH를 초과하고, 또한 Ep>En인 경우에 있어서의, 컨버터(3)(3레벨 PWM 컨버터)의 일상분(예를 들어 R상분)의 제어가 나타나 있다. 도 13(A)∼(D)는, 그 경우에 있어서, 컨버터(3)의 일상분의 IGBT 소자 Q1∼Q4를 제어하기 위한 제어 신호 φ1∼φ4의 파형을 나타내고 있다. 제어 신호 φ1∼φ4는, 밸런스 제어 회로(66)(도 6)에서 생성된다.
정전 신호 PC가 활성화 레벨인 「H」 레벨이 되고, 또한 직류 전압 ΔE=Ep-En의 절대값이 임계값 전압 ETH를 초과하면, 판정기(65)(도 6)의 출력 신호 DT는 활성화 레벨인 「H」 레벨이 된다. 신호 DT가 「H」 레벨로 되면, 밸런스 제어 회로(66)가 활성화되어, 전환 회로(67)에 의해 밸런스 제어 회로(66)와 컨버터(3)가 접속된다. 밸런스 제어 회로(66)의 출력 신호 φ1∼φ4는, 전환 회로(67)를 통해서 컨버터(3)의 IGBT 소자 Q1∼Q4의 게이트에 주어진다.
ΔE>0인 경우(즉 Ep>En인 경우), 우선 제어 신호 φ1, φ2가 소정 시간 T1만큼 소정 주파수 fc로 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 되고, 제어 신호 φ3, φ4는 「L」 레벨로 고정된다(시각 t1∼t2).
제어 신호 φ1, φ2가 「H」 레벨로 되면, IGBT 소자 Q1, Q2가 온하고(모드 1), 도 14에 나타내는 바와 같이, 스위치(98)(R상 암(3R))에 의해 직류 라인 L1과 입력 노드(3a)가 접속된다. 이에 의해, 콘덴서 C1의 양극으로부터 직류 라인 L1, 스위치(98)(R상 암(3R)), 입력 노드(3a), 리액터(12R), 콘덴서(11R), 및 중성점 라인 L4를 통해서 콘덴서 C1의 음극에 전류가 흐른다. 콘덴서 C1의 용량값은 콘덴서(11R)의 용량값보다도 충분히 크므로, 콘덴서 C1의 단자간 전압 Ep가 약간 하강한다. 이에 의해, ΔE=Ep-En이 약간 감소한다. 또, 이때 리액터(12R)에 전자(電磁) 에너지가 축적된다.
이어서 제어 신호 φ1, φ2가 「L」 레벨로 되면, IGBT 소자 Q1, Q2가 오프하고, 도 15에 나타내는 바와 같이, 리액터(12R)의 한쪽 단자로부터 콘덴서(11R), 중성점 라인 L4, 콘덴서 C2, 및 다이오드(98b)를 통해서 리액터(12R)의 다른 쪽 단자에 전류가 흐른다. 이때, 리액터(12R)의 전자 에너지가 방출되고, 콘덴서 C2가 충전되어, 콘덴서 C2의 단자간 전압 En이 약간 상승한다. 이에 의해, ΔE=Ep-En이 약간 감소한다.
이와 같이 제어 신호 φ1, φ2를 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 하여 IGBT 소자 Q1, Q2를 온 및 오프시키는 동작을 반복하면, ΔE=Ep-En이 서서히 감소한다. 도 14로부터 알 수 있는 바와 같이, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR이 상승하여 직류 라인 L1의 전압 Ep에 도달하면, IGBT 소자 Q1, Q2를 온시켜도 콘덴서 C1을 방전시킬 수 없게 된다.
그래서, 본 실시형태 1에서는, 소정 시간 T1만큼 제어 신호 φ1, φ2를 소정 주파수 fc로 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 한 후, 도 13(A)∼(D)에 나타내는 바와 같이, 소정 시간 T2만큼 제어 신호 φ2, φ3을 「H」 레벨로 한다. 제어 신호 φ2, φ3이 「H」 레벨로 되면, IGBT 소자 Q2, Q3이 온하고(모드 2), 도 16에 나타내는 바와 같이, 콘덴서(11R)의 한쪽 전극으로부터 리액터(12R), 입력 노드(3a), 스위치(98)(R상 암(3R)), 직류 라인 L2, 및 중성점 라인 L4를 통해서 콘덴서(11R)의 다른 쪽 전극에 전류가 흐른다. 이에 의해, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR은 양극성(positive polarity)으로부터 음극성(negative polarity)으로 반전하고(VR=-Ep), 재차, 콘덴서 C1을 방전시키는 것이 가능하게 된다.
이와 같이, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH를 초과하고, 또한 Ep>En인 경우에는, 도 13(A)∼(D)에서 나타낸 바와 같이, 제어 신호 φ1, φ2를 소정 시간 T1만큼 소정 주파수 fc로 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 하는 동작(제 1 동작)과, 소정 시간 T2만큼 제어 신호 φ2, φ3을 「H」 레벨로 하는 동작(제 2 동작)을 교대로 반복한다.
예를 들어, ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH보다도 작아지면, 판정기(65)(도 6)의 출력 신호 DT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨이 되고, 밸런스 제어 회로(66)가 비활성화되어, 제어 신호 φ1∼φ4가 모두 「L」 레벨로 되고, IGBT 소자 Q1∼Q4가 오프된다. 또, 전환 회로(67)(도 6)에 의해, 컨버터(3)는 밸런스 제어 회로(66) 대신에 PWM 회로(64)에 접속된다.
도 17(A)∼(D)는, 도 6에 나타낸 제어부(53)의 동작을 나타내는 또 다른 타임 차트이며, 도 13(A)∼(D)와 대비되는 도면이다. 도 13(A)∼(D)에서는, ΔE>0인 경우(즉 Ep>En인 경우)의 동작을 나타냈는 데 비해, 도 17(A)∼(D)에서는, ΔE<0인 경우(즉 Ep<En인 경우)의 동작을 나타낸다.
ΔE<0인 경우(즉 Ep<En인 경우), 우선 제어 신호 φ3, φ4가 소정 시간 T1만큼 소정 주파수 fc로 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 되고, 제어 신호 φ1, φ2는 「L」 레벨로 고정된다(시각 t1∼t2).
제어 신호 φ3, φ4가 「H」 레벨로 되면, IGBT 소자 Q3, Q4가 온하고(모드 3), 도 18에 나타내는 바와 같이, 스위치(98)(R상 암(3R))에 의해 입력 노드(3a)와 직류 라인 L3이 접속된다. 이에 의해, 콘덴서 C2의 양극으로부터 중성점 라인 L4, 콘덴서(11R), 리액터(12R), 입력 노드(3a), 스위치(98)(R상 암(3R)), 및 직류 라인 L3을 통해서 콘덴서 C2의 음극에 전류가 흐른다. 콘덴서 C2의 용량값은 콘덴서(11R)의 용량값보다도 충분히 크므로, 콘덴서 C2의 단자간 전압 En이 약간 하강한다. 이에 의해, ΔE=En-Ep가 약간 감소한다. 또, 이때 리액터(12R)에 전자 에너지가 축적된다.
이어서 제어 신호 φ3, φ4가 「L」 레벨로 되면, IGBT 소자 Q3, Q4가 오프하고, 도 19에 나타내는 바와 같이, 리액터(12R)의 다른 쪽 단자로부터 다이오드(98a), 직류 라인 L1, 콘덴서 C1, 중성점 라인 L4, 및 콘덴서(11R)를 통해서 리액터(12R)의 한쪽 단자에 전류가 흐른다. 이때, 리액터(12R)의 전자 에너지가 방출되고, 콘덴서 C1이 충전되어, 콘덴서 C1의 단자간 전압 Ep가 약간 상승한다. 이에 의해, ΔE=En-Ep가 약간 감소한다.
이와 같이 제어 신호 φ3, φ4를 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 하여 IGBT 소자 Q3, Q4를 온 및 오프시키는 동작을 반복하면, ΔE=En-Ep가 서서히 감소한다. 도 18로부터 알 수 있는 바와 같이, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR이 하강하여 직류 라인 L3의 전압(-En)에 도달하면, IGBT 소자 Q3, Q4를 온시켜도 콘덴서 C2를 방전시킬 수 없게 된다.
그래서, 본 실시형태 1에서는, 소정 시간 T1만큼 제어 신호 φ3, φ4를 소정 주파수 fc로 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 한 후, 도 17(A)∼(D)에 나타내는 바와 같이, 소정 시간 T2만큼 제어 신호 φ2, φ3을 「H」 레벨로 한다. 제어 신호 φ2, φ3이 「H」 레벨로 되면, IGBT 소자 Q2, Q3이 온하고(모드 2), 도 20에 나타내는 바와 같이, 콘덴서(11R)의 다른 쪽 전극으로부터 중성점 라인 L4, 직류 라인 L2, 스위치(98)(R상 암(3R)), 입력 노드(3a), 및 리액터(12R)를 통해서 콘덴서(11R)의 한쪽 전극에 전류가 흐른다. 이에 의해, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR은 음극성으로부터 양극성으로 반전하고(VR=En), 재차, 콘덴서 C2를 방전시키는 것이 가능하게 된다.
이와 같이, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH를 초과하고, 또한 Ep<En인 경우에는, 도 17(A)∼(D)에서 나타낸 바와 같이, 제어 신호 φ3, φ4를 소정 시간 T1만큼 소정 주파수 fc로 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 하는 동작(제 3 동작)과, 소정 시간 T2만큼 제어 신호 φ2, φ3을 「H」 레벨로 하는 동작(제 4 동작)을 교대로 반복한다.
예를 들어, ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH보다도 작아지면, 판정기(65)(도 6)의 출력 신호 DT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨이 되고, 밸런스 제어 회로(66)가 비활성화되어, 제어 신호 φ1∼φ4가 모두 「L」 레벨로 되고, IGBT 소자 Q1∼Q4가 오프된다. 또, 전환 회로(67)(도 6)에 의해, 컨버터(3)는 밸런스 제어 회로(66) 대신에 PWM 회로(64)에 접속된다.
다음으로, 상용 교류 전원(41)의 건전 시에 있어서의, 컨버터(3)에 의한 밸런스 제어에 대해 설명한다. 상용 교류 전원(41)의 건전 시에는, 판정기(65)(도 6)의 출력 신호 DT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨이 되고, 전환 회로(67)에 의해 PWM 회로(64)와 컨버터(3)가 결합된다. 도 10에 있어서, Ep<En의 경우에는, 평활 콘덴서 C1, C2의 전압 밸런스를 잡기 위해서, 밸런스 제어 회로(62)는 조정 신호 Vc1을 전압 지령 신호(103)에 가산하여, 전압 지령 신호를 전압 지령 신호(104)가 되도록 조정한다.
PWM 회로(64)에 있어서, 전압 지령 신호(104)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교되는 것에 의해, IGBT 소자 Q1∼Q4의 스위칭 패턴(121∼124)이 얻어진다. 전압 지령 신호(104)가 양인 기간에, 양측의 평활 콘덴서 C1은 충전된다. 전압 지령 신호(104)가 음인 기간에, 음측의 평활 콘덴서 C2는 충전된다.
보정 없는 스위칭 패턴(111∼114)과 보정 있는 스위칭 패턴(121∼124)을 비교하면, 양측의 평활 콘덴서 C1의 충전 기간은 음측의 평활 콘덴서 C2의 충전 기간보다 길어지므로, 전압 Ep를 전압 En보다 상승시킬 수 있다. 조정 신호 Vc1은 Ep=En이 되도록 출력되므로, 평활 콘덴서 C1, C2의 전압은 일치하고 밸런스된다.
또, 도 10에 있어서 Ep>En의 경우에는, 평활 콘덴서 C1, C2의 전압 밸런스를 잡기 위해서, 밸런스 제어 회로(62)는 조정 신호 Vc2를 전압 지령 신호(103)에 가산하여, 전압 지령 신호를 전압 지령 신호(105)가 되도록 조정한다. PWM 회로(64)에 있어서, 전압 지령 신호(105)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교되는 것에 의해, IGBT 소자 Q1∼Q4의 스위칭 패턴(131∼134)이 얻어진다.
전압 지령 신호(104)가 양인 기간에, 양측의 평활 콘덴서 C1은 충전된다. 전압 지령 신호(104)가 음인 기간에, 음측의 평활 콘덴서 C2는 충전된다. 보정 없는 스위칭 패턴(111∼114)과 보정 있는 스위칭 패턴(131∼134)을 비교하면, 음측의 평활 콘덴서 C2의 충전 기간은 양측의 평활 콘덴서 C1의 충전 기간보다 길어지므로, 전압 En을 전압 Ep보다 상승시킬 수 있다. 조정 신호 Vc2는, Ep=En이 되도록 출력되므로, 평활 콘덴서 C1, C2의 전압은 일치하고 밸런스된다.
다음으로, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH를 초과한 경우에 있어서의, 컨버터(3)에 의한 밸런스 제어에 대해 설명한다. 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서 ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH를 초과하면, 판정기(65)(도 6)의 출력 신호 DT가 활성화 레벨인 「H」 레벨이 되고, 전환 회로(67)에 의해 밸런스 제어 회로(66)와 컨버터(3)가 결합된다.
도 13∼도 16에 있어서, Ep>En의 경우에는, 평활 콘덴서 C1, C2의 전압 밸런스를 잡기 위해서, 밸런스 제어 회로(66)는, 소정 시간 T1만큼 IGBT 소자 Q1, Q2를 소정 주파수 fc로 온 및 오프시키는 제 1 동작과, 소정 시간 T2만큼 IGBT 소자 Q2, Q3을 온시키는 제 2 동작을 교대로 반복한다.
IGBT 소자 Q1, Q2를 온시키면, 콘덴서 C1로부터 콘덴서 C3에 전류가 유출되어, 콘덴서 C1의 단자간 전압 Ep가 약간 저하됨과 더불어, 리액터(12R)에 전자 에너지가 축적된다. IGBT 소자 Q1, Q2를 오프시키면, 리액터(12R)에 축적된 전자 에너지가 방출되고, 콘덴서 C2가 충전되어, 콘덴서 C2의 단자간 전압 En이 약간 상승한다. IGBT 소자 Q2, Q3을 온시키면, 콘덴서(11R)의 단자간에 리액터(12R)가 접속되고, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR의 극성이 반전하여, 제 1 동작의 실행이 가능하게 된다.
상기 제 1 및 제 2 동작을 교대로 반복하는 것에 의해, ΔE=Ep-En이 서서히 감소한다. ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH보다도 저하되면, 판정기(65)(도 6)의 출력 신호 DT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨이 되고, 밸런스 제어 회로(66)가 비활성화되어 IGBT 소자 Q1∼Q4는 오프됨과 더불어, 전환 회로(67)에 의해 PWM 회로(64)와 컨버터(3)가 결합된다.
도 17∼도 20에 있어서, Ep<En의 경우에는, 평활 콘덴서 C1, C2의 전압 밸런스를 잡기 위해서, 밸런스 제어 회로(66)는, 소정 시간 T1만큼 IGBT 소자 Q3, Q4를 소정 주파수 fc로 온 및 오프시키는 제 3 동작과, 소정 시간 T2만큼 IGBT 소자 Q2, Q3을 온시키는 제 4 동작을 교대로 반복한다.
IGBT 소자 Q3, Q4를 온시키면, 콘덴서 C2로부터 콘덴서 C3에 전류가 유출되어, 콘덴서 C2의 단자간 전압 En이 약간 저하됨과 더불어, 리액터(12R)에 전자 에너지가 축적된다. IGBT 소자 Q3, Q4를 오프시키면, 리액터(12R)에 축적된 전자 에너지가 방출되고, 콘덴서 C1이 충전되어, 콘덴서 C2의 단자간 전압 Ep가 약간 상승한다. IGBT 소자 Q2, Q3을 온시키면, 콘덴서(11R)의 단자간에 리액터(12R)가 접속되고, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR의 극성이 반전하여, 제 4 동작의 실행이 가능하게 된다.
상기 제 3 및 제 4 동작을 교대로 반복하는 것에 의해, ΔE=En-Ep가 서서히 감소한다. ΔE의 절대값이 임계값 전압 ETH보다도 저하되면, 판정기(65)(도 6)의 출력 신호 DT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨이 되고, 밸런스 제어 회로(66)가 비활성화되어 IGBT 소자 Q1∼Q4는 오프됨과 더불어, 전환 회로(67)에 의해 PWM 회로(64)와 컨버터(3)가 결합된다.
도 21은, 도 8에 나타낸 제어부(54)의 동작을 나타내는 타임 차트이다. 도 21에 있어서, 전압 지령 신호(154)는, 밸런스 제어 회로(82)(도 8)에 의해 보정되어 있지 않은 상태의 전압 지령 신호(V*)이다.
Ep<En의 경우에는, 조정 신호 Vc1이 나타내는 전압 지령값(VB1*)은 양이 된다. 이 경우, 밸런스 제어 회로(82)는, 조정 신호 Vc1을 전압 지령 신호(154)에 가산하는 것에 의해, IGBT 소자 Q1D, Q3D의 전압 지령 신호(VA*)를 전압 지령 신호(153)로 변경한다. 또, 밸런스 제어 회로(82)는, 조정 신호 Vc1을 지령 신호(154)로부터 감산하는 것에 의해, IGBT 소자 Q2D, Q4D의 전압 지령 신호(VB*)를, 보정된 전압 지령 신호(155)로 변경한다.
도 21로부터, 반도체 스위치(21)(도 4)에 포함되는 4개의 IGBT 소자 Q1D∼Q4D의 스위칭 패턴은 3개의 모드로 구성되어 있는 것을 알 수 있다. 도 22는, 도 4에 나타낸 IGBT 소자 Q1D∼Q4D의 스위칭 패턴을 나타내는 도면이다. 도 23(A)∼(C)는, 도 22에 나타낸 3개의 모드에 있어서의 직류 전압 변환기(6)의 동작을 나타내는 회로도이다.
도 23(A)에 모드 1을 나타낸다. 모드 1에서는, IGBT 소자 Q1D, Q3D가 온하고, 양측의 평활 콘덴서 C1이 충전된다. 도 23(B)에 모드 2를 나타낸다. 모드 2에서는, IGBT 소자 Q1D∼Q4D가 오프하고, 양측의 평활 콘덴서 C1 및 음측의 평활 콘덴서 C2의 축전 상태는 그다지 변함없다. 도 23(C)에 모드 3을 나타낸다. 모드 3에서는, IGBT 소자 Q2D, Q4D가 온하고, 음측의 평활 콘덴서 C2가 충전된다.
도 21로 되돌아가서, PWM 회로(85)(도 8)에 있어서, 전압 지령 신호(154)와 참조 신호(151)의 고저가 비교되는 것에 의해, IGBT 소자 Q1, Q3의 스위칭 패턴(161, 163)이 얻어진다. 또, PWM 회로(85)에 있어서, 전압 지령 신호(154)와 참조 신호(152)의 고저가 비교되는 것에 의해, IGBT 소자 Q2, Q4의 스위칭 패턴(162, 164)이 얻어진다.
참조 신호(151, 152)는, 모두 삼각파 신호이다. 참조 신호(151)의 주파수 및 진폭은, 참조 신호(152)의 주파수 및 진폭과 동일하다. 참조 신호(151)의 위상은, 참조 신호(152)의 위상과 180도 어긋나 있다.
참조 신호(151)의 레벨이 전압 지령 신호(154)의 레벨보다도 낮은 기간 Ta에는, IGBT 소자 Q1, Q3이 온된다(모드 1). 참조 신호(151, 152)의 레벨이 전압 지령 신호(154)의 레벨보다도 높은 기간에는, IGBT 소자 Q1∼Q4가 오프된다(모드 2). 참조 신호(152)의 레벨이 전압 지령 신호(154)의 레벨보다도 낮은 기간 Tb에는, IGBT 소자 Q2, Q4가 온된다(모드 3).
즉, 참조 신호(151)의 각 주기 중 기간 Ta에서는, IGBT 소자 Q1D∼Q4D는 모드 1로 운전되어, 양측의 평활 콘덴서 C1이 충전된다. 또, 참조 신호(152)의 각 주기 중 기간 Tb에서는, IGBT 소자 Q1D∼Q4D는 모드 3으로 운전되어, 음측의 평활 콘덴서 C2가 충전된다.
Ep<En의 경우에는, 전압 지령 신호(153)와 참조 신호(151)의 고저가 비교되는 것에 의해, IGBT 소자 Q1D, Q3D의 스위칭 패턴(171, 173)이 얻어진다. 또, 전압 지령 신호(155)와 참조 신호(152)의 고저가 비교되는 것에 의해, IGBT 소자 Q2D, Q4D의 스위칭 패턴(172, 174)이 얻어진다. 이 경우, 도 21에 나타내는 바와 같이, 참조 신호(151)의 각 주기 T 중 기간 Tc에서는, IGBT 소자 Q1D∼Q4D는 모드 1로 운전되어 양측의 평활 콘덴서 C1이 충전된다. 또, 참조 신호(152)의 각 주기 T 중 기간 Td에서는, IGBT 소자 Q1D∼Q4D는 모드 3으로 운전되어 음측의 평활 콘덴서 C2가 충전된다.
보정 없는 스위칭 패턴(161∼164)과 보정 있는 스위칭 패턴(171∼174)을 비교하면, 양측의 평활 콘덴서 C1의 충전 기간(Tc)은 음측의 평활 콘덴서 C2의 충전 기간(Td)보다도 길어지므로, 전압 Ep를 전압 En보다 상승시킬 수 있다. 조정 신호 Vc1은, Ep=En이 되도록 출력되므로, 평활 콘덴서 C1, C2의 전압은 일치하고 밸런스된다.
도 24는, 도 7에 나타낸 제어부(54)의 동작을 나타내는 다른 타임 차트이다. 도 24에 있어서, 전압 지령 신호(154)는, 밸런스 제어 회로(82)(도 8)에 의해 보정되어 있지 않은 상태의 전압 지령 신호(V*)이다.
Ep>En의 경우에는, 조정 신호 Vc1이 나타내는 전압 지령값(VB1*)은 음이된다. 이 경우, 밸런스 제어 회로(82)는, 조정 신호 Vc1을 전압 지령 신호(154)에 가산하는 것에 의해, IGBT 소자 Q1D, Q3D의 전압 지령 신호(VA*)를 전압 지령 신호(155)로 변경한다. 또, 밸런스 제어 회로(82)는, 조정 신호 Vc1을 지령 신호(154)로부터 감산하는 것에 의해, IGBT 소자 Q2D, Q4D의 전압 지령 신호(VB*)를, 보정된 전압 지령 신호(153)로 변경한다.
이 경우, PWM 회로(85)에 있어서 전압 지령 신호(155)와 참조 신호(151)의 고저가 비교되는 것에 의해, IGBT 소자 Q1D, Q3D의 스위칭 패턴으로서 도 24에 나타내는 스위칭 패턴(181, 183)이 얻어진다. 또, PWM 회로(85)에 있어서, 전압 지령 신호(153)와 참조 신호(152)의 고저가 비교되는 것에 의해, IGBT 소자 Q2D, Q4D의 스위칭 패턴으로서 도 24에 나타내는 스위칭 패턴(182, 184)이 얻어진다.
Ep>En의 경우, 도 24에 나타내는 바와 같이, 참조 신호(151)의 각 주기 중 기간 Tc에서는, IGBT 소자 Q1D∼Q4D는 모드 1로 운전되어 양측의 평활 콘덴서 C1이 충전된다. 또, 참조 신호(152)의 각 주기 중 기간 Td에서는, IGBT 소자 Q1D∼Q4D는 모드 3으로 운전되어 음측의 평활 콘덴서 C2가 충전된다.
보정 없는 스위칭 패턴(161∼164)과 보정 있는 스위칭 패턴(181∼184)을 비교하면, 양측의 평활 콘덴서 C1의 충전 기간(Tc)은 음측의 평활 콘덴서 C2의 충전 기간(Td)보다도 짧아지므로, 전압 En을 전압 Ep보다 상승시킬 수 있다. 조정 신호 Vc1은, Ep=En이 되도록 출력되므로, 평활 콘덴서 C1, C2의 전압은 일치하고 밸런스된다.
다음으로, 도 1∼도 24에서 나타낸 무정전 전원 장치 U1의 동작에 대해 설명한다. 상용 교류 전원(41)의 건전 시에는, 스위치(1)가 온되고, 상용 교류 전원(41)으로부터의 삼상 교류 전력이 스위치(1) 및 교류 입력 필터(2)를 통해서 컨버터(3)에 공급되어, 컨버터(3)에 의해 직류 전력으로 변환된다. 그 직류 전력은, 직류 전압 변환기(6)에 의해 배터리 B1에 축적됨과 더불어, 인버터(4)에 의해 삼상 교류 전력으로 변환된다. 인버터(4)에 의해 생성된 삼상 교류 전력은, 교류 출력 필터(5)를 통해서 부하(42)에 공급되어, 부하(42)를 구동시킨다.
이때, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 합인 전압 VDC=Ep+En이 참조 직류 전압 VDCr이 되고, 또한 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 차인 전압 ΔE=Ep-En이 0이 되도록, 제어부(53)(도 6)에 의해 컨버터(3)가 제어된다.
또, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에는, 기본적으로는, 스위치(1)가 오프되어, 컨버터(3)의 운전이 정지되고, 배터리 B1의 직류 전력이 직류 전압 변환기(6)를 통해서 인버터(4)에 공급되어, 인버터(4)에 의해 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환된다. 인버터(4)에 의해 생성된 삼상 교류 전력은, 교류 출력 필터(5)를 통해서 부하(42)에 공급되어, 부하(42)를 구동시킨다.
이때, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 합인 전압 VDC=Ep+En이 참조 직류 전압 VDCr이 되고, 또한 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 차인 전압 ΔE=Ep-En이 0이 되도록, 제어부(54)(도 8)에 의해 직류 전압 변환기(6)가 제어된다.
단, 도 2에 나타낸 바와 같이, 부하(42)가 삼상 4선식의 변압기(43) 및 부하 본체부(46)를 포함하는 경우에는, 변압기(43)에 삼상 여자 전류가 흐르고, 무정전 전원 장치 U1의 삼상 출력 전류의 각각은 정부 비대칭 파형이 된다. 교류 전원, 무정전 전원 장치, 삼상 변압기, 및 부하 본체부가 모두 삼상 3선식인 경우에는, 삼상 변압기에 흐르는 삼상 교류 전류의 합은 0이 되므로, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En이 언밸런스하게 될 가능성은 작다.
그러나, 본 실시형태 1에서는, 상용 교류 전원(41), 무정전 전원 장치 U1, 변압기(43), 및 부하 본체부(46)이 삼상 4선식이며, 중성점 라인 L4에 전류가 흐르므로, 변압기(43)에 흐르는 삼상 교류 전류의 합이 0이 되지 않아, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En이 언밸런스하게 될 우려가 있다. 특히, 부하 전류가 작은 경우이고 상용 교류 전원(41)의 정전 시에는, 직류 전압 변환기(6)의 출력 전류가 작아져, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 언밸런스를 해소할 수 없게 될 우려가 있다.
그래서, 본 실시형태 1에서는, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 차인 전압 ΔE=Ep-En의 절대값이 소정의 임계값 전압 ETH를 초과한 경우에는, 컨버터(3)를 기동시킨다. 컨버터(3)는, Ep>En인 경우는 콘덴서 C1을 방전시킴과 더불어 콘덴서 C2를 충전하고, Ep<En인 경우는 콘덴서 C2를 방전시킴과 더불어 콘덴서 C1을 충전하여, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 차인 전압 ΔE=Ep-En을 저감시킨다. ΔE=Ep-En이 소정의 임계값 전압 ETH보다도 저하된 경우에는, 컨버터(3)의 운전을 정지시킨다.
이상과 같이, 이 실시형태 1에서는, 상용 교류 전원(41)의 정전 시에는, 스위치(1)을 오프시켜 상용 교류 전원(41)과 교류 입력 필터(2)를 전기적으로 분리하고, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 차인 직류 전압 ΔE=Ep-En이 없어지도록 직류 전압 변환기(6)를 제어함과 더불어, ΔE가 임계값 전압 ETH를 초과한 경우에는, 컨버터(3)를 제어하여 ΔE를 저감시킨다. 따라서, 부하(42)가 삼상 4선식의 변압기(43) 및 부하 본체부(46)를 포함하고, 부하 전류가 작은 경우여도, 정전 시에 있어서의 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 언밸런스를 해소할 수 있다.
[실시형태 2]
실시형태 1에 있어서 밸런스 제어 회로(66)(도 6)는, Ep>En의 경우에는, 소정 시간 T1만큼 소정 주파수 fc로 IGBT 소자 Q1, Q2를 온 및 오프시켜 콘덴서 C1을 방전시킴과 더불어 콘덴서 C2를 충전하는 제 1 동작과, 소정 시간 T2만큼 IGBT 소자 Q2, Q3을 온시켜 콘덴서(11R)를 방전시키는 제 2 동작을 교대로 실행했다.
그러나, 도 14로부터 알 수 있는 바와 같이, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR이 직류 라인 L1의 전압 Ep에 도달한 후, 즉 VR=Ep가 된 후에, IGBT 소자 Q1, Q2를 온 및 오프시켜도 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En을 변화시킬수 없어, 시간 낭비가 된다.
또, 도 16으로부터 알 수 있는 바와 같이, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR이 반전하여 음의 피크 전압(-Ep)이 된 후, 즉 VR=-Ep가 된 후에, IGBT 소자 Q2, Q3을 온시켜도 직류 라인 L1의 전압 Ep와 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR의 차인 전압(Ep-VR)을 증대시킬 수 없어, 시간 낭비가 된다.
또, 실시형태 1에 있어서 밸런스 제어 회로(66)는, Ep<En의 경우에는, 소정 시간 T1만큼 소정 주파수 fc로 IGBT 소자 Q3, Q4를 온 및 오프시켜 콘덴서 C2를 방전시킴과 더불어 콘덴서 C1을 충전하는 제 3 동작과, 소정 시간 T2만큼 IGBT 소자 Q3, Q4를 온시켜 콘덴서(11R)를 방전시키는 제 4 동작을 교대로 실행했다.
그러나, 도 18로부터 알 수 있는 바와 같이, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR이 직류 라인 L3의 전압(-En)에 도달한 후, 즉 VR=-En이 된 후에, IGBT 소자 Q3, Q4를 온 및 오프시켜도 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En을 변화시킬 수 없어, 시간 낭비가 된다.
또, 도 20으로부터 알 수 있는 바와 같이, 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR이 반전하여 양의 피크 전압 En이 된 후, 즉 VR=En이 된 후에, IGBT 소자 Q2, Q3을 온시켜도 콘덴서(11R)의 단자간 전압 VR과 직류 라인 L3의 전압(-En)의 차인 전압[VR-(-En)]를 증대시킬 수 없어, 시간 낭비가 된다(도 16 참조). 본 실시형태 2에서는, 이들 문제의 해결이 도모된다.
도 25는, 이 발명의 실시형태 2에 의한 무정전 전원 장치에 포함되는 제어부(53A)의 구성을 나타내는 블럭도이며, 도 6과 대비되는 도면이다. 도 25를 참조하여, 이 제어부(53A)가 제어부(53)와 상이한 점은, 타이밍 제어 회로(200)가 추가되고, 밸런스 제어 회로(66)가 밸런스 제어 회로(66A)로 치환되어 있는 점이다.
밸런스 제어 회로(66A)는, 밸런스 제어 회로(66)와 마찬가지로, 판정기(65)의 출력 신호 DT가 활성화 레벨인 「H」 레벨로 된 경우에 활성화되어, 제어 신호를 φ1∼φ4를 생성하여 직류 전압 ΔE=Ep-En의 절대값을 저감시킨다.
즉, 밸런스 제어 회로(66A)는, Ep>En의 경우에는, 타이밍 제어 회로(200)의 출력 신호 X1이 「L」 레벨일 때는 소정 주파수 fc로 제어 신호 φ1, φ2를 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 하고(제 1 동작), 신호 X1이 「H」 레벨일 때는 제어 신호 φ2, φ3을 「H」 레벨로 한다(제 2 동작).
또, 밸런스 제어 회로(66A)는, Ep<En의 경우에는, 타이밍 제어 회로(200)의 출력 신호 X2가 「L」 레벨일 때는 소정 주파수 fc로 제어 신호 φ3, φ4를 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 하고(제 3 동작), 신호 X2가 「H」 레벨일 때는 제어 신호 φ2, φ3을 「H」 레벨로 한다(제 4 동작). 또, 밸런스 제어 회로(66A)는, 제 1∼제 4 동작의 실행 중에는, 각각 신호 D1∼D4를 「H」 레벨로 한다.
타이밍 제어 회로(200)는, 신호 Y1이 「H」 레벨로 되어 있는 제 1 동작 시에는, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 소정의 임계값 전압 VTHp보다도 낮을 때에는 신호 X1을 「H」 레벨로 하고, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 소정의 임계값 전압 VTHp를 초과한 것에 따라 신호 X1을 「L」 레벨로 한다.
여기에서, 임계값 전압 VTHp는, 0V와 참조 전압 VDCr(도 7)의 2분의 1인 전압 VDCr/2의 사이의 양극성의 소정 전압이다. 예를 들어, 임계값 전압 VTHp는 VDCr/2보다도 약간 낮은 전압으로 설정된다. 참조 전압 VDCr은 직류 라인 L1, L3간의 전압 VDC의 목표 전압이다. VDCr/2는, Ep, En의 각각의 목표 전압이다.
또, 타이밍 제어 회로(200)는, 신호 Y2가 「H」 레벨로 되어 있는 제 2 동작 시에는, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 소정의 임계값 전압 VTHn보다도 높을 때에는 신호 X1을 「L」 레벨로 하고, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 소정의 임계값 전압 VTHn보다도 저하된 것에 따라 신호 X1을 「H」 레벨로 한다.
여기에서, 임계값 전압 VTHn은, 0V와 -VDCr/2의 사이의 음극성의 소정 전압이다. 예를 들어, 임계값 전압 VTHn은 -VDCr/2보다도 약간 높은 전압으로 설정된다.
또, 타이밍 제어 회로(200)는, 신호 Y3이 「H」 레벨로 되어 있는 제 3 동작 시에는, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 소정의 임계값 전압 VTHn보다도 높을 때에는 신호 X2를 「H」 레벨로 하고, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 소정의 임계값 전압 VTHn보다도 저하된 것에 따라 신호 X2를 「L」 레벨로 한다.
또, 타이밍 제어 회로(200)는, 신호 Y4가 「H」 레벨로 되어 있는 제 4 동작 시에는, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 소정의 임계값 전압 VTHp보다도 낮을 때에는 신호 X2를 「L」 레벨로 하고, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 소정의 임계값 전압 VTHp를 초과한 것에 따라 신호 X2를 「H」 레벨로 한다.
도 26(A)∼(F)는, Ep>En인 경우에 있어서의 제어부(53A)의 동작을 예시하는 타임 차트이다. 판정기(65)(도 25)의 출력 신호 DT가 「H」 레벨로 되면, 밸런스 제어 회로(66A)가 활성화된다. Ep>En이므로, 밸런스 제어 회로(66A)는 제 1 동작을 개시하여, 신호 Y1을 「H」 레벨로 상승시킨다.
신호 Y1이 「H」 레벨로 상승되면, 타이밍 제어 회로(200)에 의해 신호 X1이 「H」 레벨로 상승된다. 제 1 동작이 실행되면, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 서서히 상승한다.
전압 VR, VS, VT가 모두 임계값 전압 VTHp를 초과하면, 타이밍 제어 회로(200)에 의해 제어 신호 X1이 「L」 레벨로 하강된다(시각 t2). 제어 신호 X1이 「L」 레벨로 하강되면, 밸런스 제어 회로(66A)에 의해, 제 1 동작이 정지되고 제 2 동작이 실행되어, 신호 Y1이 「L」 레벨로 하강되고 신호 Y2가 「H」 레벨로 상승된다.
제 2 동작이 실행되면, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 각각의 단자간 전압 VR, VS, VT가 양전압으로부터 0V를 향해 서서히 하강하고, 또 음전압이 되어 서서히 하강한다. 전압 VR, VS, VT가 모두 임계값 전압 VTHn보다도 저하되면, 타이밍 제어 회로(200)에 의해 제어 신호 X1이 「H」 레벨로 상승된다(시각 t3). 제어 신호 X1이 「H」 레벨로 상승되면, 밸런스 제어 회로(66A)에 의해, 제 2 동작이 중지되고 제 1 동작이 실행되어, 신호 Y1이 「H」 레벨로 상승되고 신호 Y2가 「L」 레벨로 하강된다.
이하 마찬가지로, 제 1 및 제 2 동작이 교대로 실행된다. 판정기(65)의 출력 신호 DT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨로 하강되면, 제 1 및 제 2 동작이 정지되고, 신호 X1, X2, Y1∼Y4가 「L」 레벨로 된다(시각 t6).
도 27(A)∼(F)는, Ep<En인 경우에 있어서의 제어부(53A)의 동작을 예시하는 타임 차트이다. 판정기(65)(도 25)의 출력 신호 DT가 「H」 레벨로 되면, 밸런스 제어 회로(66A)가 활성화된다. Ep<En이므로, 밸런스 제어 회로(66A)는 제 3 동작을 개시하여, 신호 Y3을 「H」 레벨로 상승시킨다.
신호 Y3이 「H」 레벨로 상승되면, 타이밍 제어 회로(200)에 의해 신호 X2가 「H」 레벨로 상승된다. 제 3 동작이 실행되면, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 단자간 전압 VR, VS, VT가 서서히 하강한다.
전압 VR, VS, VT가 모두 임계값 전압 VTHn보다도 저하되면, 타이밍 제어 회로(200)에 의해 제어 신호 X2가 「L」 레벨로 하강된다(시각 t2). 제어 신호 X2가 「L」 레벨로 하강되면, 밸런스 제어 회로(66A)에 의해, 제 3 동작이 중지되고 제 4 동작이 실행되어, 신호 Y3이 「L」 레벨로 하강되고 신호 Y4가 「H」 레벨로 상승된다.
제 4 동작이 실행되면, 콘덴서(11R, 11S, 11T)의 각각의 단자간 전압 VR, VS, VT가 음전압으로부터 0V를 향해 서서히 상승하고, 또한, 양전압이 되어 서서히 상승한다. 전압 VR, VS, VT가 모두 임계값 전압 VTHp를 초과하면, 타이밍 제어 회로(200)에 의해 제어 신호 X2가 「H」 레벨로 상승된다(시각 t3). 제어 신호 X2가 「H」 레벨로 상승되면, 밸런스 제어 회로(66A)에 의해, 제 4 동작이 중지되고 제 3 동작이 실행되어, 신호 Y3이 「H」 레벨로 상승되고 신호 Y4가 「L」 레벨로 하강된다.
이하 마찬가지로, 제 3 및 제 4 동작이 교대로 실행된다. 판정기(65)의 출력 신호 DT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨로 하강되면, 제 3 및 제 4 동작이 정지되고, 신호 X1, X2, Y1∼Y4가 「L」 레벨로 된다(시각 t6).
이 실시형태 2에서는, 실시형태 1과 비교하여, 제 1∼제 4 동작의 실행 시간을 짧게 할 수 있어, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 차인 전압 ΔE의 절대값을 신속히 감소시킬 수 있다.
[실시형태 3]
도 28은, 이 발명의 실시형태 3에 의한 무정전 전원 장치에 포함되는 제어부(53B)의 구성을 나타내는 블럭도이며, 도 6과 대비되는 도면이다. 도 28을 참조하여, 이 제어부(53B)가 제어부(53)와 상이한 점은, 보호 회로(210)가 추가되고, 밸런스 제어 회로(66)가 밸런스 제어 회로(66B)로 치환되어 있는 점이다.
보호 회로(210)는, 상한값 IH 및 허용값 IL과, 전류 검출기(32R, 32S, 32T)에 의해 검출된 전류 IR, IS, IT에 근거하여 제어 신호 CNT를 생성한다. 상한값 IH는, IGBT 소자 Q의 정격 전류값보다도 크다. 허용값 IL은, IGBT 소자 Q의 정격 전류값보다도 작다.
전류 IR, IS, IT의 절대값이 모두 허용값 IL보다도 작은 경우에는, 제어 신호 CNT는 비활성화 레벨인 「L」 레벨로 된다. 전류 IR, IS, IT의 절대값이 증가하여 모두 허용값 IL을 초과한 경우여도, 제어 신호 CNT3은 「L」 레벨로 유지된다. 전류 IR, IS, IT의 절대값이 더 증가하여, 전류 IR, IS, IT의 절대값 중 적어도 1개의 값이 상한값 IH를 초과한 경우에는, 제어 신호 CNT는 활성화 레벨인 「H」 레벨로 상승된다.
제어 신호 CNT가 「H」 레벨로 된 후에, 전류 IR, IS, IT의 절대값이 감소하여 모두 상한값 IH보다도 저하된 경우여도, 제어 신호 CNT는 「H」 레벨로 유지된다. 전류 IR, IS, IT의 절대값이 더 감소하여, 전류 IR, IS, IT의 절대값이 모두 허용값 IL보다도 저하된 경우에는, 제어 신호 CNT는 비활성화 레벨인 「L」 레벨로 하강된다.
제어 신호 CNT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨인 경우에는, 밸런스 제어 회로(66B)는, 실시형태 1의 밸런스 제어 회로(66)와 동일한 동작(도 13∼도 20)을 실행한다. 즉, 밸런스 제어 회로(66B)는, Ep>Ec의 경우에는, 소정 시간 T1만큼 소정 주파수 fc로 3세트의 IGBT 소자 Q1, Q2를 온 및 오프시켜 콘덴서 C1을 방전시킴과 더불어 콘덴서 C2를 충전하는 제 1 동작과, 소정 시간 T2만큼 3세트의 IGBT 소자 Q2, Q3을 온시켜 콘덴서(11R, 11S, 11T)를 방전시키는 제 2 동작을 교대로 실행한다.
또, 밸런스 제어 회로(66B)는, Ep<Ec의 경우에는, 소정 시간 T1만큼 소정 주파수 fc로 3세트의 IGBT 소자 Q3, Q4를 온 및 오프시켜 콘덴서 C2를 방전시킴과 더불어 콘덴서 C1을 충전하는 제 3 동작과, 소정 시간 T2만큼 3세트의 IGBT 소자 Q2, Q3을 온시켜 콘덴서(11R, 11S, 11T)를 방전시키는 제 4 동작을 교대로 실행한다.
제 1∼제 4 동작의 실행 중에 있어서 제어 신호 CNT가 비활성화 레벨인 「L」 레벨로부터 활성화 레벨인 「H」 레벨로 상승된 경우에는, 밸런스 제어 회로(66B)는, 3세트의 IGBT 소자 Q1∼Q4를 오프시켜, 컨버터(3)에 과전류가 흘러 컨버터(3)가 파손되는 것을 방지함과 더불어, 제 1∼제 4 동작을 일단 정지한다.
제 1∼제 4 동작의 정지 중에 있어서 제어 신호 CNT가 활성화 레벨인 「H」 레벨로부터 비활성화 레벨인 「L」 레벨로 하강된 경우에는, 밸런스 제어 회로(66C)는, 제 1∼제 4 동작의 실행을 재개한다.
따라서, 이 실시형태 3에서는, 실시형태 1과 동일한 효과가 얻어지는 것 외에, 과전류에 의해 컨버터(3)가 파손되는 것을 방지할 수 있다.
[실시형태 4]
도 29는, 이 발명의 실시형태 4에 의한 무정전 전원 장치의 주요부를 나타내는 회로도이며, 도 3과 대비되는 도면이다. 도 29를 참조하여, 실시형태 4가 실시형태 1과 상이한 점은, 암(3R, 3S, 3T, 4U, 4V, 4W)의 각각이 3레벨 회로(215)로 구성되어 있는 점이다. 3레벨 회로(215)는, IGBT 소자 Q11∼Q14 및 다이오드 D11∼D14를 포함한다.
IGBT 소자 Q11의 컬렉터는 직류 라인 L1에 접속되고, 그 에미터는 노드 N1에 접속된다. IGBT 소자 Q12, Q13의 컬렉터는 서로 접속되고, 그들의 에미터는 각각 노드 N1 및 직류 라인 L2에 접속된다. IGBT 소자 Q14의 컬렉터는 노드 N1에 접속되고, 그 에미터는 직류 라인 L3에 접속된다. 다이오드 D11∼D14는, 각각 IGBT 소자 Q11∼Q14에 역병렬로 접속된다.
3레벨 회로(215)가 컨버터(3)의 R상 암(3R)을 구성하고 있는 경우에는, 노드 N1은 컨버터(3)의 입력 노드(3a)에 대응한다. 3레벨 회로(215)가 컨버터(3)의 S상 암(3S)을 구성하고 있는 경우에는, 노드 N1은 컨버터(3)의 입력 노드(3b)에 대응한다. 3레벨 회로(215)가 컨버터(3)의 T상 암(3T)을 구성하고 있는 경우에는, 노드 N1은 컨버터(3)의 입력 노드(3c)에 대응한다.
3레벨 회로(215)가 인버터(4)의 U상 암(3U)을 구성하고 있는 경우에는, 노드 N1은 인버터(4)의 출력 노드(4a)에 대응한다. 3레벨 회로(215)가 인버터(4)의 V상 암(3U)을 구성하고 있는 경우에는, 노드 N1은 인버터(4)의 출력 노드(4b)에 대응한다. 3레벨 회로(215)가 인버터(4)의 W상 암(3W)을 구성하고 있는 경우에는, 노드 N1은 인버터(4)의 출력 노드(4c)에 대응한다.
도 10 및 도 11에서 나타낸 바와 같이, 상 암의 IGBT 소자의 스위칭 패턴은 3개의 모드로 구성되어 있는 것을 알 수 있다. 도 30은, 도 29에 나타낸 4개의 IGBT 소자 Q11∼Q14의 스위칭 패턴을 나타내는 도면이고, 도 11과 대비되는 도면이다. 도 31(A)∼(C)는, 도 30에 나타낸 각 모드에 있어서의 각 상 암의 동작을 나타내는 회로도이다.
도 31(A)에, 모드 1을 나타낸다. 모드 1에서는, IGBT 소자 Q11, Q12가 온하고, 양측의 평활 콘덴서 C1이 충전(또는 방전)된다. 도 31(B)에 모드 2를 나타낸다. 모드 2에서는, IGBT 소자 Q12, Q13이 온하고, 양측의 평활 콘덴서 C1 및 음측의 평활 콘덴서 C2의 축전 상태는 그다지 변함없다. 도 31(C)에 모드 3을 나타낸다. 모드 3에서는, IGBT 소자 Q13, Q14가 온하고, 음측의 평활 콘덴서 C2가 충전(또는 방전)된다. 한편, 도 31(A), (C)에 있어서 화살표는 충전 시에 흐르는 전류의 방향을 나타내고 있다. 방전 시에는, 화살표와 역방향으로 전류가 흐른다. 따라서, 3레벨 회로(215)는 스위치(98)(도 9)와 등가이다.
IGBT 소자 Q11은 제 1 스위칭 소자를 구성하고, IGBT 소자 Q14는 제 2 스위칭 소자를 구성하고, 다이오드 D11은 제 1 정류 소자를 구성하고, 다이오드 D14는 제 2 정류 소자를 구성하고, IGBT 소자 Q12, Q13 및 다이오드 D12, D13은 교류 스위치를 구성한다.
상용 교류 전원(41)의 정전 시에 있어서, 콘덴서 C1, C2의 단자간 전압 Ep, En의 차인 전압 ΔE=Ep-En의 절대값이 소정의 임계값 전압 ETH를 초과한 경우에는, IGBT 소자 Q11∼Q14는, 각각 제어 신호 φ1∼φ4에 의해 제어된다.
다른 구성 및 동작은, 실시형태 1과 동일하므로, 그 설명은 반복하지 않는다. 이 실시형태 4에서도, 실시형태 1과 동일한 효과가 얻어진다.
이번 개시된 실시형태는 모든 점에서 예시이고 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명은 상기한 설명이 아니라 청구범위에 의해 나타나고, 청구범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
U1, U2: 무정전 전원 장치, 1, 98: 스위치, 2: 입력 필터, 3: 컨버터, 3R: R상 암, 3S: S상 암, 3T: T상 암, 4: 인버터, 4U: U상 암, 4V: V상 암, 4W: W상 암, 5: 출력 필터, 6: 직류 전압 변환기, B1: 축전지, 10, 10A, 10B: 제어 장치, 11, 11R, 11S, 11T, C1, C2, 19, 19U, 19V, 19W: 콘덴서, 12, 12R, 12S, 12T, 18, 18U, 18V, 18W, 22, 22N, 22P: 리액터, L1∼L3: 직류 라인, L4: 중성점 라인, 21: 반도체 스위치, 31, 34, 35, 36: 전압 검출기, 32, 32R, 32S, 32T, 37: 전류 검출기, 33: 정전 검출기, 41: 상용 교류 전원, 42: 부하, 43: 변압기, 44U, 44V, 44W: 일차 권선, 45U, 45V, 45W: 2차 권선, 46 부하 본체부, Q1R∼Q4R, Q1S∼Q4S, Q1T∼Q4T, Q1U∼Q4U, Q1V∼Q4V, Q1W∼Q4W, Q1D∼Q4D, Q11∼Q14: IGBT 소자, D1R∼D6R, D1S∼D6S, D1T∼D6T, D1U∼D6U, D1V∼D6V, D1W∼D6W, D1D∼D4D, D11∼D14, 98a, 98b: 다이오드, 51, 63A∼63C, 78A∼78C, 83A: 가산기, 52, 72, 76A∼76C, 83B, 92, 94: 감산기, 53, 53A, 53B, 54, 55: 제어부, 61, 81: 전압 지령 생성 회로, 62, 66, 66A, 66B, 82: 밸런스 제어 회로, 65: 판정기, 64, 85: PWM 회로, 67: 전환 회로, 71, 91: 참조 전압 생성 회로, 73: 직류 전압 제어 회로, 74: 정현파 발생 회로, 75A∼75C: 승산기, 77, 95: 전류 제어 회로, 93: 전압 제어 회로, 200: 타이밍 제어 회로, 210: 보호 회로, 215: 3레벨 회로.

Claims (8)

  1. 제 1∼제 3 직류 라인과,
    상기 제 1 및 제 2 직류 라인간에 접속된 제 1 콘덴서와,
    상기 제 2 및 제 3 직류 라인간에 접속된 제 2 콘덴서와,
    삼상 4선식의 교류 전원의 중성점 단자, 상기 제 2 직류 라인, 및 삼상 4선식의 부하의 중성점 단자에 접속되는 중성점 라인과,
    상기 교류 전원의 각 상(相)에 대응하여 마련되고, 한쪽 단자가 상기 교류 전원으로부터 공급되는 대응하는 상의 교류 전압을 받아, 상기 교류 전원의 건전 시에는 온 되고, 상기 교류 전원의 정전 시에는 오프되는 스위치와,
    상기 스위치의 다른 쪽 단자와 상기 중성점 라인의 사이에 접속된 제 3 콘덴서, 및 한쪽 단자가 상기 스위치의 다른 쪽 단자에 접속된 리액터를 포함하는 교류 입력 필터와,
    상기 리액터의 다른 쪽 단자와 상기 제 1∼제 3 직류 라인의 사이에 접속되고, 교류 전압과 제 1∼제 3 직류 전압을 서로 변환 가능하게 구성된 제 1 멀티 레벨 회로를 포함하고, 상기 교류 전원의 건전 시에, 상기 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 상기 제 1∼제 3 직류 라인에 공급하는 컨버터와,
    직류 전력 공급원과 상기 제 1∼제 3 직류 라인의 사이에 접속되고, 상기 직류 전력 공급원으로부터 공급되는 제 4 직류 전압과 상기 제 1∼제 3 직류 전압을 서로 변환 가능하게 구성된 제 2 멀티 레벨 회로를 포함하고, 상기 교류 전원의 정전 시에, 상기 직류 전력 공급원으로부터의 직류 전력을 상기 제 1∼제 3 직류 라인에 공급하는 직류 전압 변환기와,
    상기 제 1∼제 3 직류 라인과 상기 부하의 사이에 마련되고, 상기 제 1∼제 3 직류 전압과 교류 전압을 서로 변환 가능하게 구성된 제 3 멀티 레벨 회로를 포함하고, 상기 컨버터 및 상기 직류 전압 변환기로부터 공급되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 상기 부하에 공급하는 인버터와,
    각각 상기 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압을 검출하는 제 1 및 제 2 전압 검출기와,
    상기 제 1 및 제 2 전압 검출기의 검출 결과에 근거하여, 상기 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 합인 제 1 전압과 상기 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 차인 제 2 전압을 구하는 연산기와,
    상기 교류 전원의 건전 시에는, 상기 제 1 전압이 제 1 참조 전압이 되고, 또한 상기 제 2 전압이 없어지도록 상기 컨버터를 제어하고, 상기 교류 전원의 정전 시에는, 상기 제 2 전압의 절대값이 제 1 임계값 전압보다도 작은 제 1 경우는 상기 컨버터를 정지시키고, 상기 제 2 전압의 절대값이 상기 제 1 임계값 전압보다도 큰 제 2 경우는 상기 컨버터를 제어하여 상기 제 2 전압을 저감시키는 제 1 제어부와,
    상기 교류 전원의 정전 시에, 상기 제 1 전압이 상기 제 1 참조 전압이 되고, 또한 상기 제 2 전압이 없어지도록 상기 직류 전압 변환기를 제어하는 제 2 제어부를 구비하고,
    상기 제 1 멀티 레벨 회로는,
    상기 제 1 직류 라인과 상기 리액터의 다른 쪽 단자의 사이에 접속된 제 1 스위칭 소자와,
    상기 리액터의 다른 쪽 단자와 상기 제 1 직류 라인의 사이에 순방향으로 접속된 제 1 정류 소자와,
    상기 리액터의 다른 쪽 단자와 상기 제 2 직류 라인의 사이에 접속된 교류 스위치와,
    상기 리액터의 다른 쪽 단자와 상기 제 3 직류 라인의 사이에 접속된 제 2 스위칭 소자와,
    상기 제 3 직류 라인과 상기 리액터의 다른 쪽 단자의 사이에 순방향으로 접속된 제 2 정류 소자를 갖고,
    상기 제 2 경우에 있어서 상기 제 1 제어부는,
    상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압이 상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압보다도 클 때에는, 상기 제 1 스위칭 소자를 온 및 오프시키는 것에 의해, 상기 제 1 콘덴서를 방전시킴과 더불어 상기 제 2 콘덴서를 충전하고,
    상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압보다도 클 때에는, 상기 제 2 스위칭 소자를 온 및 오프시키는 것에 의해, 상기 제 2 콘덴서를 방전시킴과 더불어 상기 제 1 콘덴서를 충전하는, 무정전 전원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 경우에 있어서 상기 제 1 제어부는,
    상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압이 상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압보다도 클 때에는, 상기 제 1 스위칭 소자를 온 및 오프시키는 제 1 동작과, 상기 교류 스위치를 온시키는 것에 의해 상기 제 3 콘덴서의 단자간 전압을 하강시키는 제 2 동작을 교대로 실행하고,
    상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압보다도 클 때에는, 상기 제 2 스위칭 소자를 온 및 오프시키는 제 3 동작과, 상기 교류 스위치를 온시키는 것에 의해 상기 제 3 콘덴서의 단자간 전압을 상승시키는 제 4 동작을 교대로 실행하는, 무정전 전원 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 경우에 있어서 상기 제 1 제어부는,
    상기 제 1 동작에서는, 미리 정해진 제 1 시간만큼 미리 정해진 주파수에서 상기 제 1 스위칭 소자를 온 및 오프시키고,
    상기 제 2 동작에서는, 미리 정해진 제 2 시간만큼 상기 교류 스위치를 온시키고,
    상기 제 3 동작에서는, 상기 미리 정해진 제 1 시간만큼 상기 미리 정해진 주파수에서 상기 제 2 스위칭 소자를 온 및 오프시키고,
    상기 제 4 동작에서는, 상기 미리 정해진 제 2 시간만큼 상기 교류 스위치를 온시키는, 무정전 전원 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 3 콘덴서의 단자간 전압을 검출하는 제 3 전압 검출기를 더 구비하고,
    상기 제 2 경우에 있어서 상기 제 1 제어부는,
    상기 제 1 동작에서는, 미리 정해진 주파수에서 상기 제 1 스위칭 소자를 온 및 오프시키고, 상기 제 3 전압이 양극성(positive polarity)의 제 2 임계값 전압을 초과한 것에 따라, 상기 제 1 동작을 정지하여 상기 제 2 동작을 실행하고,
    상기 제 2 동작에서는, 상기 교류 스위치를 온시키고, 상기 제 3 전압이 음극성(negative polarity)의 제 3 임계값 전압보다도 저하된 것에 따라, 상기 제 2 동작을 정지하여 상기 제 1 동작을 실행하고,
    상기 제 3 동작에서는, 상기 미리 정해진 주파수에서 상기 제 2 스위칭 소자를 온 및 오프시키고, 상기 제 3 전압이 상기 제 3 임계값 전압보다도 저하된 것에 따라, 상기 제 3 동작을 정지하여 상기 제 4 동작을 실행하고,
    상기 제 4 동작에서는, 상기 교류 스위치를 온시키고, 상기 제 3 전압이 상기 제 2 임계값 전압을 초과한 것에 따라, 상기 제 4 동작을 정지하여 상기 제 3 동작을 실행하는, 무정전 전원 장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 리액터에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출기를 더 구비하고,
    상기 제 2 경우에 있어서 상기 제 1 제어부는,
    상기 제 1∼제 4 동작의 실행 중에 상기 리액터에 흐르는 전류가 미리 정해진 상한값을 초과했을 때에는 상기 제 1 스위칭 소자, 상기 제 2 스위칭 소자, 및 상기 교류 스위치를 오프시키고 상기 제 1∼제 4 동작을 정지하고,
    상기 리액터에 흐르는 전류가 미리 정해진 허용값보다도 저하되었을 때에는 상기 제 1∼제 4 동작을 재개하는, 무정전 전원 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 멀티 레벨 회로는,
    상기 제 1 직류 라인과 상기 리액터의 다른 쪽 단자의 사이에 직렬 접속된 제 1 및 제 2 트랜지스터와,
    상기 리액터의 다른 쪽 단자와 상기 제 3 직류 라인의 사이에 직렬 접속된 제 3 및 제 4 트랜지스터와,
    각각 상기 제 1, 제 2, 제 3, 및 제 4 트랜지스터에 역병렬로 접속된 제 1, 제 2, 제 3, 및 제 4 다이오드와,
    애노드가 상기 제 2 직류 라인에 접속되고, 캐소드가 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 사이의 노드에 접속된 제 5 트랜지스터와,
    애노드가 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터의 사이의 노드에 접속되고, 캐소드가 상기 제 2 직류 라인에 접속된 제 6 트랜지스터를 갖고,
    상기 제 1 및 제 2 트랜지스터는 상기 제 1 스위칭 소자를 구성하고,
    상기 제 1 및 제 2 다이오드는 상기 제 1 정류 소자를 구성하고,
    상기 제 2 및 제 3 트랜지스터와 상기 제 2, 제 3, 제 5, 및 제 6 다이오드는 상기 교류 스위치를 구성하고,
    상기 제 3 및 제 4 트랜지스터는 상기 제 2 스위칭 소자를 구성하고,
    상기 제 3 및 제 4 다이오드는 상기 제 2 정류 소자를 구성하는, 무정전 전원 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 멀티 레벨 회로는,
    상기 제 1 직류 라인과 상기 리액터의 다른 쪽 단자의 사이에 접속된 제 1 트랜지스터와,
    그들의 제 1 전극이 서로 접속되고, 그들의 제 2 전극이 각각 상기 리액터의 다른 쪽 단자 및 상기 제 2 직류 라인에 접속된 제 2 및 제 3 트랜지스터와,
    상기 리액터의 다른 쪽 단자와 상기 제 3 직류 라인의 사이에 접속된 제 4 트랜지스터와,
    각각 상기 제 1, 제 2, 제 3, 및 제 4 트랜지스터에 역병렬로 접속된 제 1, 제 2, 제 3, 및 제 4 다이오드를 갖고,
    상기 제 1 및 제 4 트랜지스터는 각각 상기 제 1 및 제 2 스위칭 소자를 구성하고,
    상기 제 1 및 제 4 다이오드는 각각 상기 제 1 및 제 2 정류 소자를 구성하고,
    상기 제 2 및 제 3 트랜지스터와 상기 제 2 및 제 3 다이오드는 상기 교류 스위치를 구성하는, 무정전 전원 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 직류 전력 공급원은, 직류 전력을 저장하는 전력 저장 장치이고,
    상기 제 2 멀티 레벨 회로는, 상기 전력 저장 장치로부터 공급되는 제 4 직류 전압과 상기 제 1∼제 3 직류 전압을 서로 변환 가능하게 구성되어 있고,
    상기 직류 전압 변환기는, 상기 교류 전원의 건전 시에는, 상기 컨버터에 의해 생성된 직류 전력을 상기 전력 저장 장치에 축적하고, 상기 교류 전원의 정전 시에는, 상기 전력 저장 장치의 직류 전력을 상기 제 1∼제 3 직류 라인에 공급하고,
    전력 저장 장치의 단자간 전압을 검출하는 제 3 전압 검출기와,
    상기 교류 전원의 건전 시에, 상기 제 3 전압 검출기의 검출값이 제 2 참조 전압이 되도록 상기 직류 전압 변환기를 제어하는 제 3 제어부를 더 구비하는, 무정전 전원 장치.
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