JPWO2020105126A1 - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

この無停電電源装置（Ｕ１）では、商用交流電源（４１）の停電時には、スイッチ（１）をオフさせて商用交流電源（４１）と交流入力フィルタ（２）とを電気的に切り離し、第１および第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の端子間電圧（Ｅｐ，Ｅｎ）の差である直流電圧（ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎ）がしきい値電圧（ＥＴＨ）を超えた場合には、コンバータ（３）に含まれる第１および第２のＩＧＢＴ素子（Ｑ１，Ｑ２）または第３および第４のＩＧＢＴ素子（Ｑ３，Ｑ４）をオンおよびオフさせて直流電圧（ΔＥ）を低減させる。

Description

この発明は無停電電源装置に関し、特に、三相４線式の無停電電源装置に関する。

たとえば特開２０１３−１７６２９６号公報（特許文献１）には、三相３線式の無停電電源装置が開示されている。この無停電電源装置は、交流電源の健全時には、交流電源からの交流電圧を第１〜第３の直流電圧に変換して第１〜第３の直流ラインに出力し、交流電源の停電時には、その運転が停止されるコンバータと、交流電源の停電時に、直流電力供給源からの第４の直流電圧を第１〜第３の直流電圧に変換して第１〜第３の直流ラインに供給する直流電圧変換器と、コンバータおよび直流電圧変換器からの第１〜第３の直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータとを備える。

この無停電電源装置は、さらに、第１および第２の直流ライン間に接続された第１のコンデンサと、第２および第３の直流ライン間に接続された第２のコンデンサと、それぞれ第１および第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第１および第２の電圧検出器と、第１および第２の電圧検出器の検出値の和である第１の電圧と第１および第２の電圧検出器の検出値の差である第２の電圧とを求める演算器と、交流電源の健全時に、第１の電圧が参照電圧になり、かつ第２の電圧がなくなるようにコンバータを制御する第１の制御部と、交流電源の停電時に、第１の電圧が参照電圧になり、かつ第２の電圧がなくなるように直流電圧変換器を制御する第２の制御部とを備える。

したがって、この無停電電源装置では、第１および第２のコンデンサの端子間電圧の和を参照電圧に維持するとともに、第１および第２のコンデンサの端子間電圧の差を０Ｖに維持することができる。

特開２０１３−１７６２９６号公報

負荷が三相変圧器および負荷本体部を含む場合、三相変圧器に三相励磁電流が流れ、無停電電源装置の三相出力電流の各々は正負非対称波形となる。交流電源、無停電電源装置、三相変圧器、および負荷本体部がともに三相３線式である場合には、三相変圧器に流れる三相交流電流の和は０となるので、第１および第２のコンデンサの端子間電圧がアンバランスになる可能性は小さい。

しかし、交流電源、無停電電源装置、三相変圧器、および負荷本体部が三相４線式である場合には、中性点ラインに電流が流れるので、三相変圧器に流れる三相交流電流の和が０とならずに正負非対称波形となり、第１および第２のコンデンサの端子間電圧がアンバランスになる虞がある。特に、負荷電流が小さい場合には、交流電源の停電時に直流電圧変換器の出力電流が小さくなるので、第１および第２のコンデンサの端子間電圧がアンバランスになる虞がある。

それゆえに、この発明の主たる目的は、負荷が三相変圧器および負荷本体部を含み、負荷電流が小さい場合でも、停電時における第１および第２のコンデンサの端子間電圧のアンバランスを解消することが可能な三相４線式の無停電電源装置を提供することである。

この発明に係る無停電電源装置は、第１〜第３の直流ラインと、第１および第２の直流ライン間に接続された第１のコンデンサと、第２および第３の直流ライン間に接続された第２のコンデンサと、三相４線式の交流電源の中性点端子、第２の直流ライン、および三相４線式の負荷の中性点端子に接続される中性点ラインと、交流電源の各相に対応して設けられ、一方端子が交流電源から供給される対応する相の交流電圧を受け、交流電源の健全時にはオンされ、交流電源の停電時にはオフされるスイッチと、スイッチの他方端子と中性点ラインとの間に接続された第３のコンデンサ、および一方端子がスイッチの他方端子に接続されたリアクトルを含む交流入力フィルタと、リアクトルの他方端子と第１〜第３の直流ラインとの間に接続され、交流電圧と第１〜第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成された第１のマルチレベル回路を含み、交流電源の健全時に、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して第１〜第３の直流ラインに供給するコンバータと、直流電力供給源と第１〜第３の直流ラインとの間に接続され、直流電力供給源から供給される第４の直流電圧と第１〜第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成された第２のマルチレベル回路を含み、交流電源の停電時に、直流電力供給源からの直流電力を第１〜第３の直流ラインに供給する直流電圧変換器と、第１〜第３の直流ラインと負荷との間に設けられ、第１〜第３の直流電圧と交流電圧とを相互に変換可能に構成された第３のマルチレベル回路を含み、コンバータおよび直流電圧変換器から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、それぞれ第１および第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第１および第２の電圧検出器と、第１および第２の電圧検出器の検出結果に基づき、第１および第２のコンデンサの端子間電圧の和である第１の電圧と第１および第２のコンデンサの端子間電圧の差である第２の電圧とを求める演算器と、交流電源の健全時には、第１の電圧が第１の参照電圧になり、かつ第２の電圧がなくなるようにコンバータを制御し、交流電源の停電時には、第２の電圧の絶対値が第１のしきい値電圧よりも小さい第１の場合はコンバータを停止させ、第２の電圧の絶対値が第１のしきい値電圧よりも大きい第２の場合はコンバータを制御して第２の電圧を低減させる第１の制御部と、交流電源の停電時に、第１の電圧が第１の参照電圧になり、かつ第２の電圧がなくなるように直流電圧変換器を制御する第２の制御部とを備えたものである。

ここで、第１のマルチレベル回路は、第１の直流ラインとリアクトルの他方端子との間に接続された第１のスイッチング素子と、リアクトルの他方端子と第１の直流ラインとの間に順方向に接続された第１の整流素子と、リアクトルの他方端子と第２の直流ラインとの間に接続された交流スイッチと、リアクトルの他方端子と第３の直流ラインとの間に接続された第２のスイッチング素子と、第３の直流ラインとリアクトルの他方端子との間に順方向に接続された第２の整流素子とを有する。第２の場合において第１の制御部は、第１のコンデンサの端子間電圧が第２のコンデンサの端子間電圧よりも大きいときには、第１のスイッチング素子をオンおよびオフさせることにより、第１のコンデンサを放電させるとともに第２のコンデンサを充電し、第２のコンデンサの端子間電圧が第１のコンデンサの端子間電圧よりも大きいときには、第２のスイッチング素子をオンおよびオフさせることにより、第２のコンデンサを放電させるとともに第１のコンデンサを充電する。

この無停電電源装置では、交流電源の停電時において第１および第２のコンデンサの端子間電圧の差である第２の電圧の絶対値が所定のしきい値電圧を超えた場合には、コンバータを制御して第２の電圧を低減させる。すなわち、第１のコンデンサの端子間電圧が第２のコンデンサの端子間電圧よりも大きいときには、第１のスイッチング素子をオンおよびオフさせることにより、第１のコンデンサを放電させるとともに第２のコンデンサを充電し、第２のコンデンサの端子間電圧が第１のコンデンサの端子間電圧よりも大きいときには、第２のスイッチング素子をオンおよびオフさせることにより、第２のコンデンサを放電させるとともに第１のコンデンサを充電する。したがって、負荷が三相４線式の変圧器および負荷本体部を含み、負荷電流が小さい場合でも、停電時における第１および第２のコンデンサの端子間電圧のアンバランスを解消することができる。

この発明の実施の形態１による無停電電源装置の全体構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した負荷の構成を例示する回路ブロック図である。 図１に示したコンバータおよびインバータの構成を示す回路図である。 図１に示した直流電圧変換器の構成を示す回路図である。 図１に示した制御装置のうちのコンバータおよび直流電圧変換器の制御に関連する部分を示すブロック図である。 図５に示した制御部５３の構成を示すブロック図である。 図６に示した電圧指令生成回路の構成を示すブロック図である。 図５に示した制御部５４の構成を示すブロック図である。 図３に示したコンバータの一相分の構成を示す等価回路図である。 図６に示した制御部５３の動作を示すタイムチャートである。 図３に示したコンバータの各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンを示す図である。 図１１に示した各モードにおける各相アームの動作を示す回路図である。 図６に示した制御部５３の動作を示す他のタイムチャートである。 Ｅｐ＞Ｅｎである場合におけるコンバータの一相分の動作を示す等価回路図である。 Ｅｐ＞Ｅｎである場合におけるコンバータの一相分の動作を示す他の等価回路図である。 Ｅｐ＞Ｅｎである場合におけるコンバータの一相分の動作を示すさらに他の等価回路図である。 図６に示した制御部５３の動作を示すさらに他のタイムチャートである。 Ｅｐ＜Ｅｎである場合におけるコンバータの一相分の動作を示す等価回路図である。 Ｅｐ＜Ｅｎである場合におけるコンバータの一相分の動作を示す他の等価回路図である。 Ｅｐ＜Ｅｎである場合におけるコンバータの一相分の動作を示すさらに他の等価回路図である。 図８に示した制御部５４の動作を示すタイムチャートである。 図４に示したＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンを示す図である。 図２２に示した３つのモードにおける直流電圧変換器の動作を示す回路図である。 図８に示した制御部５４の動作を示す他のタイムチャートである。 この発明の実施の形態２による無停電電源装置に含まれる制御部の構成を示すブロック図である。 図２５に示した制御部の動作を示すタイムチャートである。 図２５に示した制御部の動作を示す他のタイムチャートである。 この発明の実施の形態３による無停電電源装置に含まれる制御部の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４による無停電電源装置の要部を示す回路図である。 図２９で説明したコンバータの各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンを示す図である。 図３０に示した各モードにおける各相アームの動作を示す回路図である。

[実施の形態１]
図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置Ｕ１の全体構成を示すブロック図である。図１において、無停電電源装置Ｕ１は、三相４線式であって、スイッチ１、交流入力フィルタ２、コンバータ３、インバータ４、交流出力フィルタ５、直流電圧変換器（図中「ＤＣ／ＤＣ」と示す）６、制御装置１０、直流ラインＬ１〜Ｌ３、中性点ラインＬ４、コンデンサＣ１，Ｃ２、電圧検出器３１，３４，３５，３６、電流検出器３２，３７、および停電検出器３３を備える。

スイッチ１は、スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔを含む。スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの一方端子は、三相４線式の商用交流電源４１のＲ相端子ＴＲ、Ｓ相端子ＴＳ、およびＴ相端子ＴＴにそれぞれ接続され、商用交流電源４１から供給されるＲ相電圧ＶＲ、Ｓ相電圧ＶＳ、Ｔ相電圧ＶＴをそれぞれ受ける。商用交流電源４１の中性点端子ＴＮは、中性点ラインＬ４の一方端に接続される。

スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔは、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１から三相交流電力が正常に供給されている場合（商用交流電源４１の健全時）にはオンされ、商用交流電源４１からの三相交流電力の供給が停止された場合（商用交流電源４１の停電時）にはオフされる。スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔは、商用交流電源４１の停電時にオフされて、商用交流電源４１と交流入力フィルタ２とを電気的に切り離す。

交流入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの一方電極はそれぞれスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの他方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ラインＬ４に接続される。リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔの一方端子はそれぞれスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの他方端子に接続され、リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔの他方端子はそれぞれコンバータ３の３つの入力ノードに接続される。

交流入力フィルタ２は、低域通過フィルタであって、商用交流電源４１から供給される商用周波数の交流電力をコンバータ３に通過させ、コンバータ３で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源４１側に通過することを防止する。

直流ラインＬ１〜Ｌ３の一方端はコンバータ３の３つの出力ノードに接続され、それらの他方端はインバータ４の３つの入力ノードに接続されている。直流ラインＬ２は、中性点ラインＬ４に接続されている。また、直流ラインＬ１〜Ｌ３は、直流電圧変換器６の３つの高電圧側ノードに接続されている。直流ラインＬ１〜Ｌ３は、コンバータ３および直流電圧変換器６により、それぞれ正電圧、中性点電圧、および負電圧にされる。

コンデンサＣ１は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧Ｅｐを平滑化および安定化させる。コンデンサＣ２は、直流ラインＬ２，Ｌ３間に接続され、直流ラインＬ２，Ｌ３間の直流電圧Ｅｎを平滑化および安定化させる。

コンバータ３は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の健全時に、商用交流電源４１から交流入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を直流ラインＬ１〜Ｌ３を介してインバータ４および直流電圧変換器６に供給する。

その際、制御装置１０は、直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧ＶＤＣｒ（第１の参照電圧）となり、かつ直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが０になるように、コンバータ３を制御する。

また、制御装置１０は、商用交流電源４１の停電時において、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも小さい場合にはコンバータ３の運転を停止させ、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも大きい場合には、コンバータ３を制御して直流電圧ΔＥを低減させる。

インバータ４は、制御装置１０によって制御され、コンバータ３および直流電圧変換器６からの直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換する。後述するように、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器６の各々は、３レベル回路を含む。インバータ４によって生成された三相交流電力は交流出力フィルタ５を介して負荷４２に供給される。

交流出力フィルタ５は、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）およびコンデンサ１９（コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗの一方端子はインバータ４の３つの出力ノードにそれぞれ接続され、それらの他方端子は三相４線式の負荷４２のＵ相端子ＴＵ、Ｖ相端子ＴＶ、およびＷ相端子ＴＷにそれぞれ接続される。

コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗの一方電極はリアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗの他方端子にそれぞれ接続され、それらの他方電極はともに中性点ラインＬ４に接続される。交流出力フィルタ５は、低域通過フィルタであって、インバータ４によって生成された商用周波数の三相交流電力を負荷４２に通過させ、インバータ４で発生するスイッチング周波数の信号が負荷４２に通過することを防止する。負荷４２の中性点端子ＴＮＡは、中性点ラインＬ４に接続される。負荷４２は、無停電電源装置Ｕ１から供給される三相交流電力によって駆動される。

図２は、負荷４２の構成を例示する回路ブロック図である。図２において、負荷４２は、三相４線式の変圧器４３と、三相４線式の負荷本体部４６とを含む。変圧器４３は、３つの１次巻線４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗと、３つの２次巻線４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗとを含む。１次巻線４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗの一方端子は負荷４２のＵ相端子ＴＵ、Ｖ相端子ＴＶ、およびＷ相端子ＴＷにそれぞれ接続され、そららの他方端子はともに負荷４２の中性点端子ＴＮＡに接続される。

２次巻線４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗの一方端子は負荷本体部４６のＵ相端子４６Ｕ、Ｖ相端子４６Ｖ、およびＷ相端子４６Ｗにそれぞれ接続され、そららの他方端子はともに負荷本体部４６の中性点端子４６Ｎに接続される。無停電電源装置Ｕ１から供給される三相交流電圧は、変圧器４３によってたとえば降圧されて負荷本体部４６に供給され、負荷本体部４６を駆動させる。

図１に戻って、直流電圧変換器６の２つの低電圧側ノード間にはバッテリＢ１（電力貯蔵装置）が接続されている。直流電圧変換器６は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の健全時に、コンバータ３によって生成された直流電力をバッテリＢ１に蓄える。その際、制御装置１０は、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢが参照バッテリ電圧ＶＢｒ（第２の参照電圧）になるように直流電圧変換器６を制御する。

また、直流電圧変換器６は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の停電時に、バッテリＢ１の直流電力を直流ラインＬ１〜Ｌ３を介してインバータ４に供給する。その際、制御装置１０は、直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧ＶＤＣｒとなり、かつ直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが０Ｖになるように、直流電圧変換器６を制御する。

なお、バッテリＢ１の代わりにコンデンサ（たとえば電気二重層コンデンサ）が直流電圧変換器６に接続されていてもよい。また、本実施の形態１では、バッテリＢ１は無停電電源装置Ｕ１の外部に設置されているが、バッテリＢ１が無停電電源装置Ｕ１に内蔵されていてもよい。

さらに、バッテリＢ１の代わりに直流電力供給源（たとえば燃料電池）が接続されていても構わない。この場合、商用交流電源４１の健全時には、直流電圧変換器６の運転は停止される。

電圧検出器３１は、スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの他方端子の交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値を検出し、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０および停電検出器３３に出力する。電流検出器３２は、電流検出器３２Ｒ，３２Ｓ，３２Ｔを含み、コンバータ３の３つの入力ノードに流入する交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの瞬時値を検出し、三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。

停電検出器３３は、電圧検出器３１からの三相電圧信号に基づいて商用交流電源４１の停電が発生したか否かを判別し、その判別結果を示す停電信号ＰＣを出力する。商用交流電源４１の健全時には、停電信号ＰＣは非活性化レベルの「Ｌ」レベルとなる。商用交流電源４１の停電時には、停電信号ＰＣは活性化レベルの「Ｈ」レベルとなる。停電信号ＰＣは、制御装置１０に与えられる。

電圧検出器３４は、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐを検出し、検出した電圧Ｅｐを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧検出器３５は、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎを検出し、検出した電圧Ｅｎを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧検出器３６は、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢを検出し、検出した電圧ＶＢを示す信号を制御装置１０に出力する。電流検出器３７は、バッテリＢ１から出力される電流ＩＢを検出し、検出した電流ＩＢを示す信号を制御装置１０に出力する。

制御装置１０は、スイッチ１、コンバータ３、インバータ４、直流電圧変換器６の動作を制御する。後に詳細に説明するが、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器６は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお本実施の形態１では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。また、本実施の形態１では半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。

制御装置１０は、電圧検出器３１からの三相電圧信号、電流検出器３２からの三相電流信号、電圧検出器３４が検出した電圧Ｅｐを示す信号、電圧検出器３５が検出した電圧Ｅｎを示す信号、停電検出器３３からの停電信号ＰＣ、電圧検出器３６が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流検出器３７が検出した電流ＩＢを示す信号等を受けて無停電電源装置Ｕ１全体を制御する。

図３は、図１に示したコンバータ３およびインバータ４の構成を示す回路図である。図３において、コンバータ３は、Ｒ相アーム３Ｒ、Ｓ相アーム３Ｓ、およびＴ相アーム３Ｔを含む。インバータ４は、Ｕ相アーム４Ｕ、Ｖ相アーム４Ｖ、およびＷ相アーム４Ｗを含む。

コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）およびインバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ）は、いずれも３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と６つのダイオードとを含む。詳細には、Ｒ相アーム３Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４ＲとダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ６Ｒとを含む。Ｓ相アーム３Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ〜Ｑ４ＳとダイオードＤ１Ｓ〜Ｄ６Ｓとを含む。Ｔ相アーム３Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ〜Ｑ４ＴとダイオードＤ１Ｔ〜Ｄ６Ｔとを含む。Ｕ相アーム４Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４ＵとダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ６Ｕとを含む。Ｖ相アーム４Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ〜Ｑ４ＶとダイオードＤ１Ｖ〜Ｄ６Ｖとを含む。Ｗ相アーム４Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ〜Ｑ４ＷとダイオードＤ１Ｗ〜Ｄ６Ｗとを含む。

以下ではコンバータ３の各相アームおよびインバータ４の各相アームを総括的に説明するため符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘは直流ラインＬ１，Ｌ３間に直列に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ５ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点と直流ラインＬ２とに接続される。ダイオードＤ６ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点と直流ラインＬ２とに接続される。

なおダイオードＤ５ｘのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ５ｘのアノードは直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ６ｘのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ６ｘのカソードは直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘはクランプダイオードとして機能する。

コンバータ３は、３つの入力ノード３ａ〜３ｃを含む。入力ノード３ａは、リアクトル１２Ｒ（図１）の他方端子に接続されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ３Ｒの接続点に接続される。入力ノード３ｂは、リアクトル１２Ｓ（図１）の他方端子に接続されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｓ，Ｑ３Ｓの接続点に接続される。入力ノード３ｃは、リアクトル１２Ｔ（図１）の他方端子に接続されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｔ，Ｑ３Ｔの接続点に接続される。

インバータ４は、３つの出力ノード４ａ〜４ｃを含む。出力ノード４ａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ３Ｕの接続点に接続されるとともに、リアクトル１８Ｕ（図１）の一方端子に接続される。出力ノード４ｂは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｖ，Ｑ３Ｖの接続点に接続されるとともに、リアクトル１８Ｖ（図１）の一方端子に接続される。出力ノード４ｃは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｗ，Ｑ３Ｗの接続点に接続されるとともに、リアクトル１８Ｗ（図１）の一方端子に接続される。

図４は、図１に示した直流電圧変換器６の構成を示す回路図である。図４において、直流電圧変換器６は、半導体スイッチ２１およびリアクトル２２を含む。半導体スイッチ２１は、３レベル回路として構成され、直流ラインＬ１，Ｌ３間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤ１Ｄ〜Ｄ４Ｄとを含む。リアクトル２２は、リアクトル２２Ｐ，２２Ｎを含む。リアクトル２２Ｐは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄの接続点とバッテリＢ１の正極との間に接続される。リアクトル２２Ｎは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｄ，Ｑ４Ｄの接続点とバッテリＢ１の負極との間に接続される。

図５は、制御装置１０（図１）のうちのコンバータ３および直流電圧変換器６の制御に関連する部分を示すブロック図である。図５において、制御装置１０は、加算器５１、減算器５２、および制御部５３〜５５を含む。加算器５１は、電圧検出器３４，３５によって検出されたコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎを加算して直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎを求める。減算器５２は、電圧検出器３４によって検出されたコンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐから電圧検出器３５によって検出されたコンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎを減算して、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差である直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎを求める。直流電圧ＶＤＣ，ΔＥは、制御部５３〜５５の各々に与えられる。

制御部５３は、停電検出器３３からの停電信号ＰＣ、電圧検出器３１からの三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す信号、電流検出器３２からの三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す信号、加算器５１からの直流電圧ＶＤＣ（第１の電圧）を示す信号、減算器５２からの直流電圧ΔＥ（第２の電圧）を示す信号に基づいて、コンバータ３を制御する。

具体的には、制御部５３は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの位相と三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの位相とが一致し、直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになり、直流電圧ΔＥが０になるように、コンバータ３を制御する。

また、制御部５３は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも小さい場合には、コンバータ３の運転を停止させる。

さらに、制御部５３は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも大きい場合には、コンバータ３を制御して直流電圧ΔＥを低減させる。

制御部５４，５５は、停電検出器３３からの停電信号ＰＣ、電圧検出器３６からのバッテリ電圧ＶＢを示す信号、電流検出器３７からの直流電流ＩＢを示す信号、加算器５１からの直流電圧ＶＤＣを示す信号、減算器５２からの直流電圧ΔＥを示す信号に基づいて、直流電圧変換器６を制御する。

具体的には、制御部５４は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）に活性化され、バッテリ電圧ＶＢに応じたレベルの電流ＩＢがバッテリＢ１からコンデンサＣ１，Ｃ２に流れ、直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになり、かつ直流電圧ΔＥが０になるように、直流電圧変換器６を制御する。

制御部５５は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）に活性化され、直流電圧ＶＤＣに応じたレベルの電流ＩＢがコンデンサＣ１，Ｃ２からバッテリＢ１に流れ、バッテリ電圧ＶＢが参照バッテリ電圧ＶＢｒになるように、直流電圧変換器６を制御する。

図６は、図５に示した制御部５３の構成を示すブロック図である。図６において、制御部５３は、電圧指令生成回路６１、バランス制御回路６２，６６、加算器６３Ａ〜６３Ｃ、ＰＷＭ回路６４、判定器６５、および切換回路６７を備える。電圧指令生成回路６１は、図７に示すように、参照電圧生成回路７１、減算器７２，７６Ａ〜７６Ｃ、直流電圧制御回路７３、正弦波発生回路７４、乗算器７５Ａ〜７５Ｃ、電流制御回路７７、および加算器７８Ａ〜７８Ｃを含む。

参照電圧生成回路７１は、参照直流電圧ＶＤＣｒを生成する。減算器７２は、参照直流電圧ＶＤＣｒと、加算器５１（図５）からの直流電圧ＶＤＣとの差の電圧ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ−ＶＤＣを算出する。直流電圧制御回路７３は、電圧ΔＶＤＣが０となるようにコンバータ３の入力側に流れる電流を制御するための電流指令値Ｉ^＊を算出する。直流電圧制御回路７３は、たとえば、ΔＶＤＣを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値Ｉ^＊を算出する。

正弦波発生回路７４は、商用交流電源４１のＲ相電圧ＶＲと同相の正弦波信号と、商用交流電源４１のＳ相電圧ＶＳと同相の正弦波信号と、商用交流電源４１のＴ相電圧ＶＴと同相の正弦波信号とを出力する。正弦波発生回路７４は、商用交流電源４１の停電時においても、三相正弦波信号を出力する。３つの正弦波信号は、乗算器７５Ａ〜７５Ｃにそれぞれ入力されて電流指令値Ｉ^＊に乗じられる。これにより商用交流電源４１の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと同相の電流指令値ＩＲ^＊，ＩＳ^＊，ＩＴ^＊が生成される。

減算器７６Ａは、電流指令値ＩＲ^＊と電流検出器３２Ｒにより検出されたＲ相電流ＩＲとの差を算出する。減算器７６Ｂは、電流指令値ＩＳ^＊と電流検出器３２Ｓにより検出されたＳ相電流ＩＳとの差を算出する。減算器７６Ｃは、電流指令値ＩＴ^＊と電流検出器３２Ｔにより検出されたＴ相電流ＩＴとの差を算出する。

電流制御回路７７は、電流指令値ＩＲ^＊とＲ相電流ＩＲとの差、電流指令値ＩＳ^＊とＳ相電流ＩＳとの差、および電流指令値ＩＴ^＊とＴ相電流ＩＴとの差がいずれも０となるようにリアクトル１２に印加すべき電圧として、電圧指令値ＶＲａ^＊，ＶＳａ^＊，ＶＴａ^＊を生成する。電流制御回路７７は、たとえば電流指令値と電流検出器により検出された電流値との差を比例制御または比例積分制御に従って増幅することにより電圧指令値を生成する。

加算器７８Ａは、電圧指令値ＶＲａ^＊と電圧検出器３１により検出されたＲ相電圧ＶＲとを加算して電圧指令値ＶＲ０^＊を生成する。加算器７８Ｂは、電圧指令値ＶＳａ^＊と電圧検出器３１により検出されたＳ相電圧ＶＳとを加算して電圧指令値ＶＳ０^＊を生成する。加算器７８Ｃは、電圧指令値ＶＴａ^＊と電圧検出器３１により検出されたＴ相電圧ＶＴとを加算して電圧指令値ＶＴ０^＊を生成する。

このように、電圧指令生成回路６１は、電圧検出器３１によって検出された三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、電流検出器３２によって検出された三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ、および加算器５１により算出された直流電圧ＶＤＣを受けて、Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相にそれぞれ対応する電圧指令値ＶＲ０^＊，ＶＳ０^＊，ＶＴ０^＊を生成する。

図６に戻って、バランス制御回路６２は、減算器５２（図５）からの直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎに基づいて、電圧指令値Ｖ１^＊を生成する。たとえばバランス制御回路６２は、ΔＥを比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値Ｖ１^＊を生成する。ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎ＞０である場合には、コンデンサＣ１の充電時間がコンデンサＣ２の充電時間よりも短くなるように、電圧指令値Ｖ１^＊が生成される。ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎ＜０である場合には、コンデンサＣ１の充電時間がコンデンサＣ２の充電時間よりも長くなるように、電圧指令値Ｖ１^＊が生成される。

加算器６３Ａは、電圧指令値ＶＲ０^＊，Ｖ１^＊を加算して電圧指令値ＶＲ^＊を生成する。加算器６３Ｂは、電圧指令値ＶＳ０^＊，Ｖ１^＊を加算して電圧指令値ＶＳ^＊を生成する。加算器６３Ｃは、電圧指令値ＶＴ０^＊，Ｖ１^＊を加算して電圧指令値ＶＴ^＊を生成する。

ＰＷＭ回路６４は、停電検出器３３(図１）からの停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、電圧指令値ＶＲ^＊，ＶＳ^＊，ＶＴ^＊に基づいて、電圧検出器３１によって検出される三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが電圧指令値ＶＲ^＊，ＶＳ^＊，ＶＴ^＊にそれぞれ等しくなるようにするための信号を出力する。この信号は、コンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号である。

また、ＰＷＭ回路６４は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）には、コンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子をオフさせるための信号を出力する。

判定器６５は、停電検出器３３（図１）からの停電信号ＰＣと、減算器５２（図５）からの直流電圧ΔＥとに基づいて、信号ＤＴを生成する。停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、信号ＤＴは非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされる。

停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも小さい場合には、信号ＤＴは非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされる。停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも大きい場合には、信号ＤＴは活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。

バランス制御回路６６は、信号ＤＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合に活性化され、直流電圧ΔＥに基づいて、コンバータ３を制御して直流電圧ΔＥを減少させるための信号を出力する。この信号は、コンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号である。

バランス制御回路６６は、直流電圧ΔＥが正電圧である場合（すなわちＥｐ＞Ｅｎである場合）には、コンデンサＣ１が放電されるとともにコンデンサＣ２が充電されるようにコンバータ３を制御することにより、ΔＥを低減させる。

また、バランス制御回路６６は、直流電圧ΔＥが負電圧である場合（すなわちＥｐ＜Ｅｎである場合）には、コンデンサＣ２が放電されるとともにコンデンサＣ１が充電されるようにコンバータ３を制御することにより、ΔＥを低減させる。

切換回路６７は、判定器６５の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、ＰＷＭ回路６４とコンバータ３とを接続し、信号ＤＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、バランス制御回路６６とコンバータ３とを接続する。

上記の構成を有する制御部５３によってコンバータ３が制御されることにより、三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴは商用交流電源４１の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと同相になり、かつ正弦波の電流となるので、力率をほぼ１にすることができる。

図８は、図５に示した制御部５４の構成を示すブロック図である。図８において、制御部５４は、電圧指令生成回路８１、バランス制御回路８２、加算器８３Ａ，８３Ｂ、およびＰＷＭ回路７５を備える。電圧指令生成回路８１は、参照電圧生成回路９１、減算器９２、電圧制御回路９３、加算器９４、および電流制御回路９５を含む。

参照電圧生成回路９１は、参照直流電圧ＶＤＣｒを生成する。減算器９２は、参照直流電圧ＶＤＣｒと加算器５１（図５）によって検出された直流電圧ＶＤＣとの差の電圧ΔＶＤＣを算出する。電圧制御回路９３は、電圧検出器３６（図１）によって検出されたバッテリＢ１の端子間電圧ＶＢに基づいて、電圧ΔＶＤＣに応じたレベルの電流指令値ＩＢ^*を算出する。電圧制御回路９３は、たとえば、ΔＶＤＣを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値ＩＢ^*を算出する。加算器９４は、電圧制御回路９３により生成された電流指令値ＩＢ^*と電流検出器３７（図１）によって検出されたバッテリＢ１の電流値ＩＢとの偏差ΔＩＢ＝ＩＢ^＊−ＩＢを求める。電流制御回路９５は、電流指令値ＩＢ^*と電流値ＩＢとの偏差ΔＩＢに基づいて電圧指令値Ｖ^＊を生成する。

このように電圧指令生成回路８１は、電圧検出器３６によって検出されたバッテリ電圧ＶＢ、電流検出器３７によって検出されたバッテリ電流ＩＢ、および加算器５１により算出された直流電圧ＶＤＣを受けて、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎを所定の電圧に制御するための電圧指令値Ｖ^＊を生成する。

バランス制御回路８２は、減算器５２（図５）から直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎを受けて、電圧指令値ＶＢ１^＊を生成する。たとえばバランス制御回路８２は、直流電圧ΔＥを比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値ＶＢ１^＊を生成する。たとえばΔＥ＞０の場合、バランス制御回路８２は電圧指令値ＶＢ１^＊を負の値に設定する。一方、ΔＥ＜０の場合、バランス制御回路８２は電圧指令値ＶＢ１^＊を正の値に設定する。

加算器８３Ａは、電圧指令値Ｖ^＊，ＶＢ１^＊を加算して電圧指令値ＶＡ^＊を生成する。減算器８３Ｂは、電圧指令値Ｖ^＊から電圧指令値ＶＢ１^＊を減算して電圧指令値ＶＢ^＊を生成する。電圧指令値ＶＡ^＊，ＶＢ^＊は、半導体スイッチ２１の上アームおよび下アームの電圧をそれぞれ制御するための指令値であり、電圧Ｅｐ，Ｅｎの差分ΔＥを０にするための電圧Ｅｐ，Ｅｎの指令値である。バランス制御回路８２、加算器８３Ａ、および減算器８３Ｂは、直流電圧ΔＥおよび電圧指令値Ｖ^＊に基づいて、直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが０となるように電圧Ｅｐ，Ｅｎをそれぞれ制御するための電圧指令値ＶＡ^＊，ＶＢ^＊を生成する指令値生成回路を構成する。

ＰＷＭ回路８５は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）には、活性化され、電圧指令値ＶＡ＊，ＶＢ＊に基づいて、半導体スイッチ２１に含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号を出力する。直流電圧変換器６は、ＰＷＭ回路８５からの信号によって制御され、バッテリＢ１の直流電力をインバータ４に供給する。

ＰＷＭ回路８５は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、非活性化され、直流電圧変換器６のＰＷＭ制御を行なわない。なお、商用交流電源４１の健全時には、直流電圧変換器６は制御部５５（図５）によって制御され、バッテリＢ１に直流電力を蓄える。

図９は、図３に示したコンバータ３の一相分の構成を示す等価回路図である。図９では、一相分のアームとしてＲ相アーム３Ｒがスイッチ９８として示されている。スイッチ９８は、ダイオード９８ａ（第１の整流素子）と、ダイオード９８ｂ（第２の整流素子）と、コンバータ３の入力ノード３ａに接続された共通端子と、それぞれ直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３に接続された３つの切換端子とを含む。

ダイオード９８ａはダイオードＤ１Ｒ，Ｄ２Ｒ（図３）に対応し、ダイオード９８ｂはダイオードＤ３Ｒ，Ｄ４Ｒ（図３）に対応している。ダイオード９８ａのアノードはコンバータ３の入力ノード３ａに接続され、そのカソードは直流ラインＬ１に接続される。すなわち、ダイオード９８ａは、入力ノード３ａと直流ラインＬ１との間に順方向に接続される。ダイオード９８ｂのアノードは直流ラインＬ３に接続され、そのカソードはコンバータ３の入力ノード３ａに接続される。すなわち、ダイオード９８ｂは、直流ラインＬ３と入力ノード３ａとの間に順方向に接続される。このスイッチ９８では、共通端子と、３つの切換端子のうちのいずれか１つの切換端子とが接続される。

この等価回路において、たとえばインバータ動作における交流出力は、３つの電位状態（ｐ，ｃ，ｎ）のいずれかとなる。ｐ，ｃ，ｎは、それぞれ直流ラインＬ１，Ｌ２，ｌ３の電圧である。直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３の電圧は、それぞれ正電圧、中性点電圧、および負電圧である。中性点電圧は、たとえば接地電圧（０Ｖ）である。

図１０は、図６に示した制御部５３の動作を示すタイムチャートである。図１０では、商用交流電源４１の健全時における、コンバータ３（３レベルＰＷＭコンバータ）の一相分（たとえばＲ相分）のＰＷＭ制御が示されている。なお、以下の説明では、各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子の符号をＱ１〜Ｑ４と表わす。

図１０において、コンバータ３は力率１．０で運転されるので、入力相電圧１４１および相電流１４２の極性は一致している。電圧指令信号１０３は、バランス制御回路６２（図６）により補正されていない状態の電圧指令信号（ＶＲ０^＊）である。電圧指令信号１０３は、正弦波発生回路７４（図７）により、商用交流電源４１のＲ相電圧ＶＲと同相の正弦波信号とされている。ＰＷＭ回路６４において、電圧指令信号１０３と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１１１〜１１４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０６となる。

参照信号１０１，１０２の各々は、商用周波数よりも十分に高いスイッチング周波数の三角波信号である。参照信号１０１の位相および振幅は、参照信号１０２の位相および振幅と一致している。参照信号１０１は、０Ｖと正側ピーク電圧との間で変化する。参照信号１０２は、負側ピーク電圧と０Ｖとの間で変化する。電圧指令信号１０３の振幅は、参照信号１０１，１０２の振幅の和よりも小さい。

電圧指令信号１０３のレベルが参照信号１０１のレベルよりも高い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０３のレベルが参照信号１０１，１０２のレベルの間にある場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０３のレベルが参照信号１０２のレベルよりも低い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオフされる。

電圧指令信号１０４は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合にバランス制御回路６２により補正された電圧指令信号（ＶＲ^＊）であり、電圧指令信号１０３に調整信号Ｖｃ１を加算したものである。ＰＷＭ回路６４において、電圧指令信号１０４と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１２１〜１２４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０７となる。

電圧指令信号１０４のレベルが参照信号１０１のレベルよりも高い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０４のレベルが参照信号１０１，１０２のレベルの間にある場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０４のレベルが参照信号１０２のレベルよりも低い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオフされる。

図１０から分かるように、Ｅｐ＜Ｅｎの場合（スイッチングパターン１２１〜１２４）には、Ｅｐ＝Ｅｎの場合（スイッチングパターン１１１〜１１４）に比べ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間（コンデンサＣ１の充電時間）が長くなるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間（コンデンサＣ２の充電時間）が短くなる。したがって、ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが減少する。

電圧指令信号１０５は、Ｅｐ＞Ｅｎの場合にバランス制御回路６２により補正された電圧指令信号（ＶＲ^＊）であり、調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算したものである。ＰＷＭ回路６４において、電圧指令信号１０５と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１３１〜１３４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０８となる。

電圧指令信号１０５のレベルが参照信号１０１のレベルよりも高い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０５のレベルが参照信号１０１，１０２のレベルの間にある場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０５のレベルが参照信号１０２のレベルよりも低い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオフされる。

図１０から分かるように、Ｅｐ＞Ｅｎの場合（スイッチングパターン１３１〜１３４）には、Ｅｐ＝Ｅｎの場合（スイッチングパターン１１１〜１１４）に比べ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間（コンデンサＣ１の充電時間）が短くなるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間（コンデンサＣ２の充電時間）が長くなる。したがって、ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが減少する。

なお、電圧指令信号１０３は、電圧指令生成回路６１（図６）からの電圧指令値（ＶＲ０^＊，ＶＳ０^＊，ＶＴ０^＊）に対応し、調整信号Ｖｃ１，Ｖｃ２の各々は、バランス制御回路６２からの電圧指令値Ｖ１^＊に対応する。電圧指令値Ｖ１^＊は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合に正であり、Ｅｐ＞Ｅｎの場合に負となる。

図１０より、相アームのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図１１は、図３に示したコンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンを示す図である。図１２（Ａ）〜（Ｃ）は、図１１に示した各モードにおける各相アームの動作を示す回路図である。

図１２（Ａ）に、モード１を示す。モード１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンし、正側の平滑コンデンサＣ１が充電（または放電）れる。図１２（Ｂ）にモード２を示す。モード２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンし、正側の平滑コンデンサＣ１および負側の平滑コンデンサＣ２の蓄電状態はあまり変わらない。図１２（Ｃ）にモード３を示す。モード３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンし、負側の平滑コンデンサＣ２が充電（または放電）される。なお、図１２（Ａ），（Ｃ）において矢印は充電時に流れる電流の方向を示している。放電時には、矢印と逆方向に電流が流れる。

コンバータ３において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は第１のスイッチング素子を構成し、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４は第２のスイッチング素子を構成し、ダイオードＤ１，Ｄ２は第１の整流素子を構成し、ダイオードＤ３，Ｄ４は第２の整流素子を構成する。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３およびダイオードＤ５，Ｄ６は交流スイッチを構成する。

図１３（Ａ）〜（Ｄ）は、図６に示した制御部５３の動作を示す他のタイムチャートである。図１３（Ａ）〜（Ｄ）では、商用交流電源４１の停電時においてΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超え、かつＥｐ＞Ｅｎである場合における、コンバータ３（３レベルＰＷＭコンバータ）の一相分（たとえばＲ相分）の制御が示されている。図１３（Ａ）〜（Ｄ）は、その場合において、コンバータ３の一相分のＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するための制御信号φ１〜φ４の波形を示している。制御信号φ１〜φ４は、バランス制御回路６６（図６）で生成される。

停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルとなり、かつ直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超えると、判定器６５（図６）の出力信号ＤＴは活性化レベルの「Ｈ」レベルとなる。信号ＤＴが「Ｈ」レベルにされると、バランス制御回路６６が活性化され、切換回路６７によってバランス制御回路６６とコンバータ３が接続される。バランス制御回路６６の出力信号φ１〜φ４は、切換回路６７を介してコンバータ３のＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに与えられる。

ΔＥ＞０である場合（すなわちＥｐ＞Ｅｎである場合）、まず制御信号φ１，φ２が所定時間Ｔ１だけ所定周波数ｆｃで「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされ、制御信号φ３，φ４は「Ｌ」レベルに固定される（時刻ｔ１〜ｔ２）。

制御信号φ１，φ２が「Ｈ」レベルにされると、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンし（モード１）、図１４に示すように、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）によって直流ラインＬ１と入力ノード３ａとが接続される。これにより、コンデンサＣ１の正極から直流ラインＬ１、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）、入力ノード３ａ、リアクトル１２Ｒ、コンデンサ１１Ｒ、および中性点ラインＬ４を介してコンデンサＣ１の負極に電流が流れる。コンデンサＣ１の容量値はコンデンサ１１Ｒの容量値よりも十分に大きいので、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐが若干下降する。これにより、ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが若干減少する。また、このときリアクトル１２Ｒに電磁エネルギーが蓄えられる。

次いで制御信号φ１，φ２が「Ｌ」レベルにされると、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオフし、図１５に示すように、リアクトル１２Ｒの一方端子からコンデンサ１１Ｒ、中性点ラインＬ４、コンデンサＣ２、およびダイオード９８ｂを介してリアクトル１２Ｒの他方端子に電流が流れる。このとき、リアクトル１２Ｒの電磁エネルギーが放出され、コンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎが若干上昇する。これにより、ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが若干減少する。

このように制御信号φ１，φ２を「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにしてＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオンおよびオフさせる動作を繰り返すと、ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが徐々に減少する。図１４から分かるように、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲが上昇して直流ラインＬ１の電圧Ｅｐに到達すると、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオンさせてもコンデンサＣ１を放電させることができなくなる。

そこで、本実施の形態１では、所定時間Ｔ１だけ制御信号φ１，φ２を所定周波数ｆｃで「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにした後、図１３（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、所定時間Ｔ２だけ制御信号φ２，φ３を「Ｈ」レベルにする。制御信号φ２，φ３が「Ｈ」レベルにされると、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンし（モード２）、図１６に示すように、コンデンサ１１Ｒの一方電極からリアクトル１２Ｒ、入力ノード３ａ、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）、直流ラインＬ２、および中性点ラインＬ４を介してコンデンサ１１Ｒの他方電極に電流が流れる。これにより、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲは正極性から負極性に反転し（ＶＲ＝−Ｅｐ）、再度、コンデンサＣ１を放電させることが可能となる。

このように、商用交流電源４１の停電時においてΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超え、かつＥｐ＞Ｅｎである場合には、図１３（Ａ）〜（Ｄ）で示したように、制御信号φ１，φ２を所定時間Ｔ１だけ所定周波数ｆｃで「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにする動作（第１の動作）と、所定時間Ｔ２だけ制御信号φ２，φ３を「Ｈ」レベルにする動作（第２の動作）とを交互に繰り返す。

たとえば、ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも小さくなると、判定器６５（図６）の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルとなり、バランス制御回路６６が非活性化され、制御信号φ１〜φ４がともに「Ｌ」レベルにされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４がオフされる。また、切換回路６７（図６）によって、コンバータ３はバランス制御回路６６の代わりにＰＷＭ回路６４に接続される。

図１７（Ａ）〜（Ｄ）は、図６に示した制御部５３の動作を示すさらに他のタイムチャートであって、図１３（Ａ）〜（Ｄ）と対比される図である。図１３（Ａ）〜（Ｄ）では、ΔＥ＞０である場合（すなわちＥｐ＞Ｅｎである場合）の動作を示したのに対し、図１７（Ａ）〜（Ｄ）では、ΔＥ＜０である場合（すなわちＥｐ＜Ｅｎである場合）の動作を示す。

ΔＥ＜０である場合（すなわちＥｐ＜Ｅｎである場合）、まず制御信号φ３，φ４が所定時間Ｔ１だけ所定周波数ｆｃで「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされ、制御信号φ１，φ２は「Ｌ」レベルに固定される（時刻ｔ１〜ｔ２）。

制御信号φ３，φ４が「Ｈ」レベルにされると、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンし（モード３）、図１８に示すように、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）によって入力ノード３ａと直流ラインＬ３とが接続される。これにより、コンデンサＣ２の正極から中性点ラインＬ４、コンデンサ１１Ｒ、リアクトル１２Ｒ、入力ノード３ａ、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）、および直流ラインＬ３を介してコンデンサＣ２の負極に電流が流れる。コンデンサＣ２の容量値はコンデンサ１１Ｒの容量値よりも十分に大きいので、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎが若干下降する。これにより、ΔＥ＝Ｅｎ−Ｅｐが若干減少する。また、このときリアクトル１２Ｒに電磁エネルギーが蓄えられる。

次いで制御信号φ３，φ４が「Ｌ」レベルにされると、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオフし、図１９に示すように、リアクトル１２Ｒの他方端子からダイオード９８ａ、直流ラインＬ１、コンデンサＣ１、中性点ラインＬ４、およびコンデンサ１１Ｒを介してリアクトル１２Ｒの一方端子に電流が流れる。このとき、リアクトル１２Ｒの電磁エネルギーが放出され、コンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐが若干上昇する。これにより、ΔＥ＝Ｅｎ−Ｅｐが若干減少する。

このように制御信号φ３，φ４を「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにしてＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオンおよびオフさせる動作を繰り返すと、ΔＥ＝Ｅｎ−Ｅｐが徐々に減少する。図１８から分かるように、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲが下降して直流ラインＬ３の電圧（−Ｅｎ）に到達すると、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオンさせてもコンデンサＣ２を放電させることができなくなる。

そこで、本実施の形態１では、所定時間Ｔ１だけ制御信号φ３，φ４を所定周波数ｆｃで「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにした後、図１７（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、所定時間Ｔ２だけ制御信号φ２，φ３を「Ｈ」レベルにする。制御信号φ２，φ３が「Ｈ」レベルにされると、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンし（モード２）、図２０に示すように、コンデンサ１１Ｒの他方電極から中性点ラインＬ４、直流ラインＬ２、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）、入力ノード３ａ、およびリアクトル１２Ｒを介してコンデンサ１１Ｒの一方電極に電流が流れる。これにより、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲは負極性から正極性に反転し（ＶＲ＝Ｅｎ）、再度、コンデンサＣ２を放電させることが可能となる。

このように、商用交流電源４１の停電時においてΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超え、かつＥｐ＜Ｅｎである場合には、図１７（Ａ）〜（Ｄ）で示したように、制御信号φ３，φ４を所定時間Ｔ１だけ所定周波数ｆｃで「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにする動作（第３の動作）と、所定時間Ｔ２だけ制御信号φ２，φ３を「Ｈ」レベルにする動作（第４の動作）とを交互に繰り返す。

たとえば、ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも小さくなると、判定器６５（図６）の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルとなり、バランス制御回路６６が非活性化され、制御信号φ１〜φ４がともに「Ｌ」レベルにされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４がオフされる。また、切換回路６７（図６）によって、コンバータ３はバランス制御回路６６の代わりにＰＷＭ回路６４に接続される。

次に、商用交流電源４１の健全時における、コンバータ３によるバランス制御について説明する。商用交流電源４１の健全時には、判定器６５（図６）の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルとなり、切換回路６７によってＰＷＭ回路６４とコンバータ３とが結合される。図１０において、Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスをとるために、バランス制御回路６２は調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０４になるよう調整する。

ＰＷＭ回路６４において、電圧指令信号１０４と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターン１２１〜１２４が得られる。電圧指令信号１０４が正である期間で、正側の平滑コンデンサＣ１は充電される。電圧指令信号１０４が負である期間で、負側の平滑コンデンサＣ２は充電される。

補正なしのスイッチングパターン（１１１〜１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１２１〜１２４）とを比べると、正側の平滑コンデンサＣ１の充電期間は負側の平滑コンデンサＣ２の充電期間より長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１はＥｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致してバランスする。

また、図１０においてＥｐ＞Ｅｎの場合には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスをとるために、バランス制御回路６２は調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０５になるよう調整する。ＰＷＭ回路６４において、電圧指令信号１０５と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターン１３１〜１３４が得られる。

電圧指令信号１０４が正の期間で、正側の平滑コンデンサＣ１は充電される。電圧指令信号１０４が負の期間で、負側の平滑コンデンサＣ２は充電される。補正なしのスイッチングパターン（１１１〜１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１３１〜１３４）とを比べると、負側の平滑コンデンサＣ２の充電期間は正側の平滑コンデンサＣ１の充電期間より長くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ２は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致してバランスする。

次に、商用交流電源４１の停電時においてΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合における、コンバータ３によるバランス制御について説明する。商用交流電源４１の停電時においてΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超えると、判定器６５（図６）の出力信号ＤＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルとなり、切換回路６７によってバランス制御回路６６とコンバータ３とが結合される。

図１３〜図１６において、Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスをとるために、バランス制御回路６６は、所定時間Ｔ１だけＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２を所定周波数ｆｃでオンおよびオフさせる第１の動作と、所定時間Ｔ２だけＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせる第２の動作とを交互に繰り返す。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオンさせると、コンデンサＣ１からコンデンサＣ３に電流が流出し、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐが若干低下するとともに、リアクトル１２Ｒに電磁エネルギーが蓄えられる。ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオフさせると、リアクトル１２Ｒに蓄えられた電磁エネルギーが放出されてコンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎが若干上昇する。ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせると、コンデンサ１１Ｒの端子間にリアクトル１２Ｒが接続され、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲの極性が反転し、第１の動作の実行が可能となる。

上記第１および第２の動作を交互に繰り返すことにより、ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが徐々に減少する。ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも低下すると、判定器６５（図６）の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルとなり、バランス制御回路６６が非活性化されてＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４はオフされるとともに、切換回路６７によってＰＷＭ回路６４とコンバータ３とが結合される。

図１７〜図２０において、Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスをとるために、バランス制御回路６６は、所定時間Ｔ１だけＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４を所定周波数ｆｃでオンおよびオフさせる第３の動作と、所定時間Ｔ２だけＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせる第４の動作とを交互に繰り返す。

ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオンさせると、コンデンサＣ２からコンデンサＣ３に電流が流出し、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎが若干低下するとともに、リアクトル１２Ｒに電磁エネルギーが蓄えられる。ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオフさせると、リアクトル１２Ｒに蓄えられた電磁エネルギーが放出されてコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｐが若干上昇する。ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせると、コンデンサ１１Ｒの端子間にリアクトル１２Ｒが接続され、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲの極性が反転し、第４の動作の実行が可能となる。

上記第３および第４の動作を交互に繰り返すことにより、ΔＥ＝Ｅｎ−Ｅｐが徐々に減少する。ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも低下すると、判定器６５（図６）の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルとなり、バランス制御回路６６が非活性化されてＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４はオフされるとともに、切換回路６７によってＰＷＭ回路６４とコンバータ３とが結合される。

図２１は、図８に示した制御部５４の動作を示すタイムチャートである。図２１において、電圧指令信号１５４は、バランス制御回路８２（図８）により補正されていない状態の電圧指令信号（Ｖ^＊）である。

Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、調整信号Ｖｃ１が示す電圧指令値（ＶＢ１^＊）は正となる。この場合、バランス制御回路８２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４に加算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄの電圧指令信号（ＶＡ^＊）を電圧指令信号１５３に変更する。また、バランス制御回路８２は、調整信号Ｖｃ１を指令信号１５４から減算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄの電圧指令信号（ＶＢ^＊）を、補正された電圧指令信号１５５に変更する。

図２１より、半導体スイッチ２１（図４）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図２２は、図４に示したＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンを示す図である。図２３（Ａ）〜（Ｃ）は、図２２に示した３つのモードにおける直流電圧変換器６の動作を示す回路図である。

図２３（Ａ）にモード１を示す。モード１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄがオンし、正側の平滑コンデンサＣ１が充電される。図２３（Ｂ）にモード２を示す。モード２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄがオフし、正側の平滑コンデンサＣ１および負側の平滑コンデンサＣ２の蓄電状態はあまり変わらない。図２３（Ｃ）にモード３を示す。モード３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄがオンし、負側の平滑コンデンサＣ２が充電される。

図２１に戻って、ＰＷＭ回路８５（図８）において、電圧指令信号１５４と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３のスイッチングパターン１６１，１６３が得られる。また、ＰＷＭ回路８５において、電圧指令信号１５４と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチングパターン１６２，１６４が得られる。

参照信号１５１，１５２は、ともに三角波信号である。参照信号１５１の周波数および振幅は、参照信号１５２の周波数および振幅と同じである。参照信号１５１の位相は、参照信号１５２の位相と１８０度ずれている。

参照信号１５１のレベルが電圧指令信号１５４のレベルよりも低い期間Ｔａには、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３がオンされる（モード１）。参照信号１５１，１５２のレベルが電圧指令信号１５４のレベルよりも高い期間には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４がオフされる（モード２）。参照信号１５２のレベルが電圧指令信号１５４のレベルよりも低い期間Ｔｂには、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ４がオンされる（モード３）。

すなわち、参照信号１５１の各周期のうち期間Ｔａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード１で運転されて、正側の平滑コンデンサＣ１が充電される。また、参照信号１５２の各周期のうち期間Ｔｂでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード３で運転されて、負側の平滑コンデンサＣ２が充電される。

Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、電圧指令信号１５３と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのスイッチングパターン１７１，１７３が得られる。また、電圧指令信号１５５と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのスイッチングパターン１７２，１７４が得られる。この場合、図２１に示すように、参照信号１５１の各周期Ｔのうち期間Ｔｃでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード１で運転されて正側の平滑コンデンサＣ１が充電される。また、参照信号１５２の各周期Ｔのうち期間Ｔｄでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード３で運転されて負側の平滑コンデンサＣ２が充電される。

補正なしのスイッチングパターン（１６１〜１６４）と補正ありのスイッチングパターン（１７１〜１７４）とを比べると、正側の平滑コンデンサＣ１の充電期間（Ｔｃ）は負側の平滑コンデンサＣ２の充電期間（Ｔｄ）よりも長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致しバランスする。

図２４は、図７に示した制御部５４の動作を示す他のタイムチャートである。図２４において、電圧指令信号１５４は、バランス制御回路８２（図８）により補正されていない状態の電圧指令信号（Ｖ^＊）である。

Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、調整信号Ｖｃ１が示す電圧指令値（ＶＢ１^＊）は負となる。この場合、バランス制御回路８２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４に加算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄの電圧指令信号（ＶＡ^＊）を電圧指令信号１５５に変更する。また、バランス制御回路８２は、調整信号Ｖｃ１を指令信号１５４から減算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄの電圧指令信号（ＶＢ^＊）を、補正された電圧指令信号１５３に変更する。

この場合、ＰＷＭ回路８５において電圧指令信号１５５と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのスイッチングパターンとして図２４に示すスイッチングパターン１８１，１８３が得られる。また、ＰＷＭ回路８５において、電圧指令信号１５３と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとして図２４に示すスイッチングパターン１８２，１８４が得られる。

Ｅｐ＞Ｅｎの場合、図２４に示すように、参照信号１５１の各周期のうち期間Ｔｃでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード１で運転されて正側の平滑コンデンサＣ１が充電される。また、参照信号１５２の各周期のうち期間Ｔｄでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード３で運転されて負側の平滑コンデンサＣ２が充電される。

補正なしのスイッチングパターン（１６１〜１６４）と補正ありのスイッチングパターン（１８１〜１８４）とを比べると、正側の平滑コンデンサＣ１の充電期間（Ｔｃ）は負側の平滑コンデンサＣ２の充電期間（Ｔｄ）よりも短くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致してバランスする。

次に、図１〜図２４で示した無停電電源装置Ｕ１の動作について説明する。商用交流電源４１の健全時には、スイッチ１がオンされ、商用交流電源４１からの三相交流電力がスイッチ１および交流入力フィルタ２を介してコンバータ３に供給され、コンバータ３によって直流電力に変換される。その直流電力は、直流電圧変換器６によってバッテリＢ１に蓄えられるとともに、インバータ４によって三相交流電力に変換される。インバータ４によって生成された三相交流電力は、交流出力フィルタ５を介して負荷４２に供給され、負荷４２を駆動させる。

このとき、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧ＶＤＣｒとなり、かつコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが０になるように、制御部５３（図６）によってコンバータ３が制御される。

また、商用交流電源４１の停電時には、基本的には、スイッチ１がオフされ、コンバータ３の運転が停止され、バッテリＢ１の直流電力が直流電圧変換器６を介してインバータ４に供給され、インバータ４によって商用周波数の三相交流電力に変換される。インバータ４によって生成された三相交流電力は、交流出力フィルタ５を介して負荷４２に供給され、負荷４２を駆動させる。

このとき、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧ＶＤＣｒとなり、かつコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが０になるように、制御部５４（図８）によって直流電圧変換器６が制御される。

ただし、図２に示したように、負荷４２が三相４線式の変圧器４３および負荷本体部４６を含む場合には、変圧器４３に三相励磁電流が流れ、無停電電源装置Ｕ１の三相出力電流の各々は正負非対称波形となる。交流電源、無停電電源装置、三相変圧器、および負荷本体部がともに三相３線式である場合には、三相変圧器に流れる三相交流電流の和は０となるので、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎがアンバランスになる可能性は小さい。

しかし、本実施の形態１では、商用交流電源４１、無停電電源装置Ｕ１、変圧器４３、および負荷本体部４６が三相４線式であり、中性点ラインＬ４に電流が流れるので、変圧器４３に流れる三相交流電流の和が０とならず、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎがアンバランスになる虞がある。特に、負荷電流が小さい場合であって商用交流電源４１の停電時には、直流電圧変換器６の出力電流が小さくなり、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎのアンバランスを解消することができなくなる虞がある。

そこで、本実施の形態１では、商用交流電源４１の停電時において、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎの絶対値が所定のしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合には、コンバータ３を起動させる。コンバータ３は、Ｅｐ＞Ｅｎである場合はコンデンサＣ１を放電させるとともにコンデンサＣ２を充電し、Ｅｐ＜Ｅｎである場合はコンデンサＣ２を放電させるとともにコンデンサＣ１を充電し、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎを低減させる。ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎが所定のしきい値電圧ＥＴＨよりも低下した場合には、コンバータ３の運転を停止させる。

以上のように、この実施の形態１では、商用交流電源４１の停電時には、スイッチ１をオフさせて商用交流電源４１と交流入力フィルタ２とを電気的に切り離し、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差である直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎがなくなるように直流電圧変換器６を制御するとともに、ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合には、コンバータ３を制御してΔＥを低減させる。したがって、負荷４２が三相４線式の変圧器４３および負荷本体部４６を含み、負荷電流が小さい場合でも、停電時におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎのアンバランスを解消することができる。

[実施の形態２]
実施の形態１においてバランス制御回路６６（図６）は、Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、所定時間Ｔ１だけ所定周波数ｆｃでＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオンおよびオフさせてコンデンサＣ１を放電させるとともにコンデンサＣ２を充電する第１の動作と、所定時間Ｔ２だけＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせてコンデンサ１１Ｒを放電させる第２の動作とを交互に実行した。

しかし、図１４から分かるように、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲが直流ラインＬ１の電圧Ｅｐに到達した後、すなわちＶＲ＝Ｅｐになった後に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオンおよびオフさせてもコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎを変化させることはできず、時間の無駄となる。

また、図１６から分かるように、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲが反転して負のピーク電圧（−Ｅｐ）になった後、すなわちＶＲ＝−Ｅｐになった後に、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせても直流ラインＬ１の電圧Ｅｐとコンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲとの差の電圧（Ｅｐ−ＶＲ）を増大させることはできず、時間の無駄となる。

また、実施の形態１においてバランス制御回路６６は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、所定時間Ｔ１だけ所定周波数ｆｃでＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオンおよびオフさせてコンデンサＣ２を放電させるとともにコンデンサＣ１を充電する第３の動作と、所定時間Ｔ２だけＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオンさせてコンデンサ１１Ｒを放電させる第４の動作とを交互に実行した。

しかし、図１８から分かるように、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲが直流ラインＬ３の電圧（−Ｅｎ）に到達した後、すなわちＶＲ＝−Ｅｎになった後に、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオンおよびオフさせてもコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎを変化させることはできず、時間の無駄となる。

また、図２０から分かるように、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲが反転して正のピーク電圧Ｅｎになった後、すなわちＶＲ＝Ｅｎになった後に、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせてもコンデンサ１１Ｒの端子間電圧ＶＲと直流ラインＬ３の電圧（−Ｅｎ）との差の電圧[ＶＲ−（−Ｅｎ）]を増大させることはできず、時間の無駄となる（図１６参照）。本実施の形態２では、これらの問題の解決が図られる。

図２５は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置に含まれる制御部５３Ａの構成を示すブロック図であって、図６と対比される図である。図２５を参照して、この制御部５３Ａが制御部５３と異なる点は、タイミング制御回路２００が追加され、バランス制御回路６６がバランス制御回路６６Ａで置換されている点である。

バランス制御回路６６Ａは、バランス制御回路６６と同様に、判定器６５の出力信号ＤＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルにされた場合に活性化され、制御信号をφ１〜φ４を生成して直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎの絶対値を低減させる。

すなわち、バランス制御回路６６Ａは、Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、タイミング制御回路２００の出力信号Ｘ１が「Ｌ」レベルであるときは所定周波数ｆｃで制御信号φ１，φ２を「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにし（第１の動作）、信号Ｘ１が「Ｈ」レベルであるときは制御信号φ２，φ３を「Ｈ」レベルにする（第２の動作）。

また、バランス制御回路６６Ａは、Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、タイミング制御回路２００の出力信号Ｘ２が「Ｌ」レベルであるときは所定周波数ｆｃで制御信号φ３，φ４を「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにし（第３の動作）、信号Ｘ２が「Ｈ」レベルであるときは制御信号φ２，φ３を「Ｈ」レベルにする（第４の動作）。さらに、バランス制御回路６６Ａは、第１〜第４の動作の実行中には、それぞれ信号Ｄ１〜Ｄ４を「Ｈ」レベルにする。

タイミング制御回路２００は、信号Ｙ１が「Ｈ」レベルにされている第１の動作時には、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが所定のしきい値電圧ＶＴＨｐよりも低いときには信号Ｘ１を「Ｈ」レベルにし、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが所定のしきい値電圧ＶＴＨｐを超えたことに応じて信号Ｘ１を「Ｌ」レベルにする。

ここで、しきい値電圧ＶＴＨｐは、０Ｖと参照電圧ＶＤＣｒ（図７）の２分の１の電圧ＶＤＣｒ／２との間の正極性の所定電圧である。たとえば、しきい値電圧ＶＴＨｐはＶＤＣｒ／２よりも若干低い電圧に設定される。参照電圧ＶＤＣｒは直流ラインＬ１，Ｌ３間の電圧ＶＤＣの目標電圧である。ＶＤＣｒ／２は、Ｅｐ，Ｅｎの各々の目標電圧である。

また、タイミング制御回路２００は、信号Ｙ２が「Ｈ」レベルにされている第２の動作時には、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが所定のしきい値電圧ＶＴＨｎよりも高いときには信号Ｘ１を「Ｌ」レベルにし、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが所定のしきい値電圧ＶＴＨｎよりも低下したことに応じて信号Ｘ１を「Ｈ」レベルにする。

ここで、しきい値電圧ＶＴＨｎは、０Ｖと−ＶＤＣｒ／２との間の負極性の所定電圧である。たとえば、しきい値電圧ＶＴＨｎは−ＶＤＣｒ／２よりも若干高い電圧に設定される。

また、タイミング制御回路２００は、信号Ｙ３が「Ｈ」レベルにされている第３の動作時には、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが所定のしきい値電圧ＶＴＨｎよりも高いときには信号Ｘ２を「Ｈ」レベルにし、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが所定のしきい値電圧ＶＴＨｎよりも低下したことに応じて信号Ｘ２を「Ｌ」レベルにする。

また、タイミング制御回路２００は、信号Ｙ４が「Ｈ」レベルにされている第４の動作時には、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが所定のしきい値電圧ＶＴＨｐよりも低いときには信号Ｘ２を「Ｌ」レベルにし、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが所定のしきい値電圧ＶＴＨｐを超えたことに応じて信号Ｘ２を「Ｈ」レベルにする。

図２６（Ａ）〜（Ｆ）は、Ｅｐ＞Ｅｎである場合における制御部５３Ａの動作を例示するタイムチャートである。判定器６５（図２５）の出力信号ＤＴが「Ｈ」レベルにされると、バランス制御回路６６Ａが活性化される。Ｅｐ＞Ｅｎであるので、バランス制御回路６６Ａは第１の動作を開始し、信号Ｙ１を「Ｈ」レベルに立ち上げる。

信号Ｙ１が「Ｈ」レベルに立ち上げられると、タイミング制御回路２００によって信号Ｘ１が「Ｈ」レベルに立ち上げられる。第１の動作が実行されると、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが徐々に上昇する。

電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴがともにしきい値電圧ＶＴＨｐを超えると、タイミング制御回路２００によって制御信号Ｘ１が「Ｌ」レベルに立ち下げられる（時刻ｔ２）。制御信号Ｘ１が「Ｌ」レベルに立ち下げられると、バランス制御回路６６Ａにより、第１の動作が停止されて第２の動作が実行され、信号Ｙ１が「Ｌ」レベルに立ち下げられて信号Ｙ２が「Ｈ」レベルに立ち上げられる。

第２の動作が実行されると、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの各々の端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが正電圧から０Ｖに向かって徐々に下降し、さらに、負電圧になって徐々に下降する。電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴがともにしきい値電圧ＶＴＨｎよりも低下すると、タイミング制御回路２００によって制御信号Ｘ１が「Ｈ」レベルに立ち上げられる（時刻ｔ３）。制御信号Ｘ１が「Ｈ」レベルに立ち上げられると、バランス制御回路６６Ａにより、第２の動作が中止されて第１の動作が実行され、信号Ｙ１が「Ｈ」レベルに立ち下げられて信号Ｙ２が「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

以下同様に、第１および第２の動作が交互に実行される。判定器６５の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルに立ち下げられると、第１および第２の動作が停止され、信号Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１〜Ｙ４が「Ｌ」レベルにされる（時刻ｔ６）。

図２７（Ａ）〜（Ｆ）は、Ｅｐ＜Ｅｎである場合における制御部５３Ａの動作を例示するタイムチャートである。判定器６５（図２５）の出力信号ＤＴが「Ｈ」レベルにされると、バランス制御回路６６Ａが活性化される。Ｅｐ＜Ｅｎであるので、バランス制御回路６６Ａは第３の動作を開始し、信号Ｙ３を「Ｈ」レベルに立ち上げる。

信号Ｙ３が「Ｈ」レベルに立ち上げられると、タイミング制御回路２００によって信号Ｘ２が「Ｈ」レベルに立ち上げられる。第３の動作が実行されると、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが徐々に下降する。

電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴがともにしきい値電圧ＶＴＨｎよりも低下すると、タイミング制御回路２００によって制御信号Ｘ２が「Ｌ」レベルに立ち下げられる（時刻ｔ２）。制御信号Ｘ２が「Ｌ」レベルに立ち下げられると、バランス制御回路６６Ａにより、第３の動作が中止されて第４の動作が実行され、信号Ｙ３が「Ｌ」レベルに立ち下げられて信号Ｙ４が「Ｈ」レベルに立ち上げられる。

第４の動作が実行されると、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの各々の端子間電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが負電圧から０Ｖに向かって徐々に上昇し、さらに、正電圧になって徐々に上昇する。電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴがともにしきい値電圧ＶＴＨｐを超えると、タイミング制御回路２００によって制御信号Ｘ２が「Ｈ」レベルに立ち上げられる（時刻ｔ３）。制御信号Ｘ２が「Ｈ」レベルに立ち上げられると、バランス制御回路６６Ａにより、第４の動作が中止されて第３の動作が実行され、信号Ｙ３が「Ｈ」レベルに立ち下げられて信号Ｙ４が「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

以下同様に、第３および第４の動作が交互に実行される。判定器６５の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルに立ち下げられると、第３および第４の動作が停止され、信号Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１〜Ｙ４が「Ｌ」レベルにされる（時刻ｔ６）。

この実施の形態２では、実施の形態１と比べ、第１〜第４の動作の実行時間を短くすることができ、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥの絶対値を迅速に減少させることができる。

[実施の形態３]
図２８は、この発明の実施の形態３による無停電電源装置に含まれる制御部５３Ｂの構成を示すブロック図であって、図６と対比される図である。図２８を参照して、この制御部５３Ｂが制御部５３と異なる点は、保護回路２１０が追加され、バランス制御回路６６がバランス制御回路６６Ｂで置換されている点である。

保護回路２１０は、上限値ＩＨおよび許容値ＩＬと、電流検出器３２Ｒ，３２Ｓ，３２Ｔによって検出された電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴとに基づいて制御信号ＣＮＴを生成する。上限値ＩＨは、ＩＧＢＴ素子Ｑの定格電流値よりも大きい。許容値ＩＬは、ＩＧＢＴ素子Ｑの定格電流値よりも小さい。

電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの絶対値がともに許容値ＩＬよりも小さい場合には、制御信号ＣＮＴは非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされる。電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの絶対値が増加してともに許容値ＩＬを超えた場合でも、制御信号ＣＮＴ３は「Ｌ」レベルに維持される。電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの絶対値がさらに増加し、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの絶対値のうちの少なくとも１つの値が上限値ＩＨを超えた場合には、制御信号ＣＮＴは活性化レベルの「Ｈ」レベルに立ち上げられる。

制御信号ＣＮＴが「Ｈ」レベルにされた後に、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの絶対値が減少してともに上限値ＩＨよりも低下した場合でも、制御信号ＣＮＴは「Ｈ」レベルに維持される。電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの絶対値がさらに減少し、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの絶対値がともに許容値ＩＬよりも低下した場合には、制御信号ＣＮＴは非活性化レベルの「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

制御信号ＣＮＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、バランス制御回路６６Ｂは、実施の形態１のバランス制御回路６６と同じ動作（図１３〜図２０）を実行する。すなわち、バランス制御回路６６Ｂは、Ｅｐ＞Ｅｃの場合には、所定時間Ｔ１だけ所定周波数ｆｃで３組のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオンおよびオフさせてコンデンサＣ１を放電させるとともにコンデンサＣ２を充電する第１の動作と、所定時間Ｔ２だけ３組のＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせてコンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔを放電させる第２の動作とを交互に実行する。

また、バランス制御回路６６Ｂは、Ｅｐ＜Ｅｃの場合には、所定時間Ｔ１だけ所定周波数ｆｃで３組のＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオンおよびオフさせてコンデンサＣ２を放電させるとともにコンデンサＣ１を充電する第３の動作と、所定時間Ｔ２だけ３組のＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせてコンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔを放電させる第４の動作とを交互に実行する。

第１〜第４の動作の実行中において制御信号ＣＮＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルから活性化レベルの「Ｈ」レベルに立ち上げられた場合には、バランス制御回路６６Ｂは、３組のＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４をオフさせ、コンバータ３に過電流が流れてコンバータ３が破損することを防止するとともに、第１〜第４の動作を一旦停止する。

第１〜第４の動作の停止中において制御信号ＣＮＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルから非活性化レベルの「Ｌ」レベルに立ち下げられた場合には、バランス制御回路６６Ｃは、第１〜第４の動作の実行を再開する。

したがって、この実施の形態３では、実施の形態１と同じ効果が得られる他、過電流によってコンバータ３が破損することを防止することができる。

[実施の形態４]
図２９は、この発明の実施の形態４による無停電電源装置の要部を示す回路図であって、図３と対比される図である。図２９を参照して、実施の形態４が実施の形態１と異なる点は、アーム３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ，４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの各々が３レベル回路２１５で構成されている点である。３レベル回路２１５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４を含む。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１１のコレクタは直流ラインＬ１に接続され、そのエミッタはノードＮ１に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３のコレクタは互いに接続され、それらのエミッタはそれぞれノードＮ１および直流ラインＬ２に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１４のコレクタはノードＮ１に接続され、そのエミッタは直流ラインＬ３に接続される。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４に逆並列に接続される。

３レベル回路２１５がコンバータ３のＲ相アーム３Ｒを構成している場合には、ノードＮ１はコンバータ３の入力ノード３ａに対応する。３レベル回路２１５がコンバータ３のＳ相アーム３Ｓを構成している場合には、ノードＮ１はコンバータ３の入力ノード３ｂに対応する。３レベル回路２１５がコンバータ３のＴ相アーム３Ｔを構成している場合には、ノードＮ１はコンバータ３の入力ノード３ｃに対応する。

３レベル回路２１５がインバータ４のＵ相アーム３Ｕを構成している場合には、ノードＮ１はインバータ４の出力ノード４ａに対応する。３レベル回路２１５がインバータ４のＶ相アーム３Ｕを構成している場合には、ノードＮ１はインバータ４の出力ノード４ｂに対応する。３レベル回路２１５がインバータ４のＷ相アーム３Ｗを構成している場合には、ノードＮ１はインバータ４の出力ノード４ｃに対応する。

図１０および図１１で示したように、相アームのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図３０は、図２９に示した４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４のスイッチングパターンを示す図であって、図１１と対比される図である。図３１（Ａ）〜（Ｃ）は、図３０に示した各モードにおける各相アームの動作を示す回路図である。

図３１（Ａ）に、モード１を示す。モード１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２がオンし、正側の平滑コンデンサＣ１が充電（または放電）される。図３１（Ｂ）にモード２を示す。モード２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３がオンし、正側の平滑コンデンサＣ１および負側の平滑コンデンサＣ２の蓄電状態はあまり変わらない。図３１（Ｃ）にモード３を示す。モード３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３，Ｑ１４がオンし、負側の平滑コンデンサＣ２が充電（または放電）される。なお、図３１（Ａ），（Ｃ）において矢印は充電時に流れる電流の方向を示している。放電時には、矢印と逆方向に電流が流れる。したがって、３レベル回路２１５はスイッチ９８（図９）と等価である。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１１は第１のスイッチング素子を構成し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１４は第２のスイッチング素子を構成し、ダイオードＤ１１は第１の整流素子を構成し、ダイオードＤ１４は第２の整流素子を構成し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３およびダイオードＤ１２，Ｄ１３は交流スイッチを構成する。

商用交流電源４１の停電時において、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ−Ｅｎの絶対値が所定のしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４は、それぞれ制御信号φ１〜φ４によって制御される。

他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態４でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Ｕ１，Ｕ２ 無停電電源装置、１，９８ スイッチ、２ 入力フィルタ、３ コンバータ、３Ｒ Ｒ相アーム、３Ｓ Ｓ相アーム、３Ｔ Ｔ相アーム、４ インバータ、４Ｕ Ｕ相アーム、４Ｖ Ｖ相アーム、４Ｗ Ｗ相アーム、５ 出力フィルタ、６ 直流電圧変換器、Ｂ１ 蓄電池、１０，１０Ａ，１０Ｂ 制御装置、１１，１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，Ｃ１，Ｃ２，１９，１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ コンデンサ、１２，１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１８，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ，２２，２２Ｎ，２２Ｐ リアクトル、Ｌ１〜Ｌ３ 直流ライン、Ｌ４ 中性点ライン、２１ 半導体スイッチ、３１，３４，３５，３６ 電圧検出器、３２，３２Ｒ，３２Ｓ，３２Ｔ，３７ 電流検出器、３３ 停電検出器、４１ 商用交流電源、４２ 負荷、４３ 変圧器、４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗ 一次巻線、４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗ 二次巻線、４６ 負荷本体部、Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ〜Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ〜Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗ，Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄ，Ｑ１１〜Ｑ１４ ＩＧＢＴ素子、Ｄ１Ｒ〜Ｄ６Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ６Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ６Ｔ，Ｄ１Ｕ〜Ｄ６Ｕ，Ｄ１Ｖ〜Ｄ６Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ６Ｗ，Ｄ１Ｄ〜Ｄ４Ｄ，Ｄ１１〜Ｄ１４，９８ａ，９８ｂ ダイオード、５１，６３Ａ〜６３Ｃ，７８Ａ〜７８Ｃ，８３Ａ 加算器、５２，７２，７６Ａ〜７６Ｃ，８３Ｂ，９２，９４ 減算器、５３，５３Ａ，５３Ｂ，５４，５５ 制御部、６１，８１ 電圧指令生成回路、６２，６６，６６Ａ，６６Ｂ，８２ バランス制御回路、６５ 判定器、６４，８５ ＰＷＭ回路、６７ 切換回路、７１，９１ 参照電圧生成回路、７３ 直流電圧制御回路、７４ 正弦波発生回路、７５Ａ〜７５Ｃ 乗算器、７７，９５ 電流制御回路、９３ 電圧制御回路、２００ タイミング制御回路、２１０ 保護回路、２１５ ３レベル回路。

Claims (8)

1. 第１〜第３の直流ラインと、
   前記第１および第２の直流ライン間に接続された第１のコンデンサと、
   前記第２および第３の直流ライン間に接続された第２のコンデンサと、
   三相４線式の交流電源の中性点端子、前記第２の直流ライン、および三相４線式の負荷の中性点端子に接続される中性点ラインと、
   前記交流電源の各相に対応して設けられ、一方端子が前記交流電源から供給される対応する相の交流電圧を受け、前記交流電源の健全時にはオンされ、前記交流電源の停電時にはオフされるスイッチと、
   前記スイッチの他方端子と前記中性点ラインとの間に接続された第３のコンデンサ、および一方端子が前記スイッチの他方端子に接続されたリアクトルを含む交流入力フィルタと、
   前記リアクトルの他方端子と前記第１〜第３の直流ラインとの間に接続され、交流電圧と第１〜第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成された第１のマルチレベル回路を含み、前記交流電源の健全時に、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１〜第３の直流ラインに供給するコンバータと、
   直流電力供給源と前記第１〜第３の直流ラインとの間に接続され、前記直流電力供給源から供給される第４の直流電圧と前記第１〜第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成された第２のマルチレベル回路を含み、前記交流電源の停電時に、前記直流電力供給源からの直流電力を前記第１〜第３の直流ラインに供給する直流電圧変換器と、
   前記第１〜第３の直流ラインと前記負荷との間に設けられ、前記第１〜第３の直流電圧と交流電圧とを相互に変換可能に構成された第３のマルチレベル回路を含み、前記コンバータおよび前記直流電圧変換器から供給される直流電力を交流電力に変換して前記負荷に供給するインバータと、
   それぞれ前記第１および第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第１および第２の電圧検出器と、
   前記第１および第２の電圧検出器の検出結果に基づき、前記第１および第２のコンデンサの端子間電圧の和である第１の電圧と前記第１および第２のコンデンサの端子間電圧の差である第２の電圧とを求める演算器と、
   前記交流電源の健全時には、前記第１の電圧が第１の参照電圧になり、かつ前記第２の電圧がなくなるように前記コンバータを制御し、前記交流電源の停電時には、前記第２の電圧の絶対値が第１のしきい値電圧よりも小さい第１の場合は前記コンバータを停止させ、前記第２の電圧の絶対値が前記第１のしきい値電圧よりも大きい第２の場合は前記コンバータを制御して前記第２の電圧を低減させる第１の制御部と、
   前記交流電源の停電時に、前記第１の電圧が前記第１の参照電圧になり、かつ前記第２の電圧がなくなるように前記直流電圧変換器を制御する第２の制御部とを備え、
   前記第１のマルチレベル回路は、
   前記第１の直流ラインと前記リアクトルの他方端子との間に接続された第１のスイッチング素子と、
   前記リアクトルの他方端子と前記第１の直流ラインとの間に順方向に接続された第１の整流素子と、
   前記リアクトルの他方端子と前記第２の直流ラインとの間に接続された交流スイッチと、
   前記リアクトルの他方端子と前記第３の直流ラインとの間に接続された第２のスイッチング素子と、
   前記第３の直流ラインと前記リアクトルの他方端子との間に順方向に接続された第２の整流素子とを有し、
   前記第２の場合において前記第１の制御部は、
   前記第１のコンデンサの端子間電圧が前記第２のコンデンサの端子間電圧よりも大きいときには、前記第１のスイッチング素子をオンおよびオフさせることにより、前記第１のコンデンサを放電させるとともに前記第２のコンデンサを充電し、
   前記第２のコンデンサの端子間電圧が前記第１のコンデンサの端子間電圧よりも大きいときには、前記第２のスイッチング素子をオンおよびオフさせることにより、前記第２のコンデンサを放電させるとともに前記第１のコンデンサを充電する、無停電電源装置。
2. 前記第２の場合において前記第１の制御部は、
   前記第１のコンデンサの端子間電圧が前記第２のコンデンサの端子間電圧よりも大きいときには、前記第１のスイッチング素子をオンおよびオフさせる第１の動作と、前記交流スイッチをオンさせることにより前記第３のコンデンサの端子間電圧を下降させる第２の動作とを交互に実行し、
   前記第２のコンデンサの端子間電圧が前記第１のコンデンサの端子間電圧よりも大きいときには、前記第２のスイッチング素子をオンおよびオフさせる第３の動作と、前記交流スイッチをオンさせることにより前記第３のコンデンサの端子間電圧を上昇させる第４の動作とを交互に実行する、請求項１に記載の無停電電源装置。
3. 前記第２の場合において前記第１の制御部は、
   前記第１の動作では、予め定められた第１の時間だけ予め定められた周波数で前記第１のスイッチング素子をオンおよびオフさせ、
   前記第２の動作では、予め定められた第２の時間だけ前記交流スイッチをオンさせ、
   前記第３の動作では、前記予め定められた第１の時間だけ前記予め定められた周波数で前記第２のスイッチング素子をオンおよびオフさせ、
   前記第４の動作では、前記予め定められた第２の時間だけ前記交流スイッチをオンさせる、請求項２に記載の無停電電源装置。
4. さらに、前記第３のコンデンサの端子間電圧を検出する第３の電圧検出器を備え、
   前記第２の場合において前記第１の制御部は、
   前記第１の動作では、予め定められた周波数で前記第１のスイッチング素子をオンおよびオフさせ、前記第３の電圧が正極性の第２のしきい値電圧を超えたことに応じて、前記第１の動作を停止して前記第２の動作を実行し、
   前記第２の動作では、前記交流スイッチをオンさせ、前記第３の電圧が負極性の第３のしきい値電圧よりも低下したことに応じて、前記第２の動作を停止して前記第１の動作を実行し、
   前記第３の動作では、前記予め定められた周波数で前記第２のスイッチング素子をオンおよびオフさせ、前記第３の電圧が前記第３のしきい値電圧よりも低下したことに応じて、前記第３の動作を停止して前記第４の動作を実行し、
   前記第４の動作では、前記交流スイッチをオンさせ、前記第３の電圧が前記第２のしきい値電圧を超えたことに応じて、前記第４の動作を停止して前記第３の動作を実行する、請求項２に記載の無停電電源装置。
5. さらに、前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器を備え、
   前記第２の場合において前記第１の制御部は、
   前記第１〜第４の動作の実行中に前記リアクトルに流れる電流が予め定められた上限値を超えたときには前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、および前記交流スイッチをオフさせて前記第１〜第４の動作を停止し、
   前記リアクトルに流れる電流が予め定められた許容値よりも低下したときには前記第１〜第４の動作を再開する、請求項２に記載の無停電電源装置。
6. 前記第１のマルチレベル回路は、
   前記第１の直流ラインと前記リアクトルの他方端子との間に直列接続された第１および第２のトランジスタと、
   前記リアクトルの他方端子と前記第３の直流ラインとの間に直列接続された第３および第４のトランジスタと、
   それぞれ前記第１、第２、第３、および第４のトランジスタに逆並列に接続された第１、第２、第３、および第４のダイオードと、
   アノードが前記第２の直流ラインに接続され、カソードが前記第１および第２のトランジスタの間のノードに接続された第５のトランジスタと、
   アノードが前記第３および第４のトランジスタの間のノードに接続され、カソードが前記第２の直流ラインに接続された第６のトランジスタとを有し、
   前記第１および第２のトランジスタは前記第１のスイッチング素子を構成し、
   前記第１および第２のダイオードは前記第１の整流素子を構成し、
   前記第２および第３のトランジスタと前記第２、第３、第５、および第６のダイオードとは前記交流スイッチを構成し、
   前記第３および第４のトランジスタは前記第２のスイッチング素子を構成し、
   前記第３および第４のダイオードは前記第２の整流素子を構成する、請求項１に記載の無停電電源装置。
7. 前記第１のマルチレベル回路は、
   前記第１の直流ラインと前記リアクトルの他方端子との間に接続された第１のトランジスタと、
   それらの第１の電極が互いに接続され、それらの第２の電極がそれぞれ前記リアクトルの他方端子および前記第２の直流ラインに接続された第２および第３のトランジスタと、
   前記リアクトルの他方端子と前記第３の直流ラインとの間に接続された第４のトランジスタと、
   それぞれ前記第１、第２、第３、および第４のトランジスタに逆並列に接続された第１、第２、第３、および第４のダイオードとを有し、
   前記第１および第４のトランジスタはそれぞれ前記第１および第２のスイッチング素子を構成し、
   前記第１および第４のダイオードはそれぞれ前記第１および第２の整流素子を構成し、
   前記第２および第３のトランジスタと前記第２および第３のダイオードとは前記交流スイッチを構成する、請求項１に記載の無停電電源装置。
8. 前記直流電力供給源は、直流電力を貯蔵する電力貯蔵装置であり、
   前記第２のマルチレベル回路は、前記電力貯蔵装置から供給される第４の直流電圧と前記第１〜第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成されており、
   前記直流電圧変換器は、前記交流電源の健全時には、前記コンバータによって生成された直流電力を前記電力貯蔵装置に蓄え、前記交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置の直流電力を前記第１〜第３の直流ラインに供給し、
   さらに、電力貯蔵装置の端子間電圧を検出する第３の電圧検出器と、
   前記交流電源の健全時に、前記第３の電圧検出器の検出値が第２の参照電圧になるように前記直流電圧変換器を制御する第３の制御部とを備える、請求項１に記載の無停電電源装置。

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