JP5159888B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

この発明は電力変換装置に関し、特に、直流電力および交流電力のうちの一方の電力を他方の電力に変換する電力変換装置に関する。
従来より、コンピュータシステム等の重要負荷に交流電力を安定的に供給するための電源装置として、無停電電源装置が広く用いられている。たとえば特開２００６−１０９６０３号公報（特許文献１）に示されるように、無停電電源装置は一般に、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換するインバータを備える。常時にはコンバータは商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換し、蓄電池等の電力貯蔵装置を充電しながらインバータに直流電力を供給する。インバータは直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。商用交流電源が停電した場合には、蓄電池等の電力貯蔵装置からの電力がインバータに供給され、インバータは負荷への交流電力の供給を継続する。
また、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、その直流電力を所望の周波数および電圧の交流電力に変換するインバータとを備えた電力変換装置もある。たとえば特開２００３−７０２６２号公報（特許文献２）には、３レベルＰＷＭコンバータおよび３レベルＰＷＭインバータを備えた電力変換装置が開示されている。この電力変換装置では、３レベルＰＷＭコンバータは直列接続された４つのスイッチと平滑コンデンサとを含み、３レベルＰＷＭインバータは直列接続された４つのスイッチを含む。また、８つのスイッチのうちの使用頻度の高いスイッチが発熱によって破損されるのを防止するため、使用頻度の高いスイッチを並列接続された２つの半導体スイッチング素子で構成している。
特開２００６−１０９６０３号公報 特開２００３−７０２６２号公報
しかし、従来の電力変換装置では、スイッチが発熱によって破損されて短絡状態になると、大きな短絡電流が流れたり、平滑コンデンサが通常の√２倍の電圧に過充電され、他の回路部分まで破壊されるという問題があった。
また、破損され易いスイッチを並列接続された２つの半導体スイッチング素子で構成すると、半導体スイッチング素子の数が多くなり、コスト高になる。
それゆえに、この発明の主たる目的は、過電流、過電圧の発生を防止することが可能な低価格の電力変換装置を提供することである。
この発明に係る電力変換装置は、交流ラインと直流正母線、直流負母線および直流中性点母線との間に設けられ、直流電力および交流電力のうちの一方の電力を他方の電力に変換する電力変換装置であって、第１〜第３のヒューズと、第１および第２の半導体スイッチング素子と、交流スイッチと、第１および第２のダイオードと、第１および第２のコンデンサとを備える。第１のヒューズの一方端子は直流正母線に接続される。第２のヒューズの一方端子は直流負母線に接続される。第３のヒューズの一方端子は直流中性点母線に接続される。第１の半導体スイッチング素子は、第１のヒューズの他方端子と交流ラインとの間に接続される。第２の半導体スイッチング素子は、交流ラインと第２のヒューズの他方端子との間に接続される。交流スイッチは、交流ラインと第３のヒューズの他方端子との間に接続される。第１および第２のダイオードは、第１および第２の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される。第１のコンデンサは、第１および第３のヒューズの他方端子間に接続される。第２のコンデンサは、第２および第３のヒューズの他方端子間に接続される。
この発明に係る電力変換装置では、半導体スイッチング素子や交流スイッチが破損して短絡状態になった場合は、ヒューズが切れて電流が流れる経路が切断されるので、過電流、過電圧が発生することはない。また、半導体スイッチング素子の数を増やしてスイッチの破損を防止していた従来に比べ、回路の低価格化を図ることができる。
本発明の一実施の形態による無停電電源装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示した３レベルＰＷＭコンバータおよび３レベルＰＷＭインバータの構成を詳細に説明する回路図である。 図２に示したＩＧＢＴ素子のオン／オフのタイミングを説明するための波形図である。 図２に示した３レベルＰＷＭコンバータの動作を示す回路図である。 図２に示した３レベルＰＷＭコンバータの動作を示す他の回路図である。 図２に示した３レベルＰＷＭインバータの動作を示す回路図である。 図２に示した３レベルＰＷＭインバータの動作を示す他の回路図である。 図２に示したヒューズの働きを示す回路図である。 実施の形態の変更例を示す回路図である。 実施の形態の他の変更例を示す回路図である。 実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図である。 実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図である。 実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図である。 実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図である。 実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図である。 実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図である。
符号の説明
１ 商用交流電源、２ 入力フィルタ、３ ３レベルＰＷＭコンバータ、４ ３レベルＰＷＭインバータ、５ 出力フィルタ、６ 負荷、７ 直流電圧変換器、８ 蓄電池、１０ 制御装置、１１，１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，１９，１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ，Ｃ１Ｒ，Ｃ２Ｒ，Ｃ１Ｓ，Ｃ２Ｓ，Ｃ１Ｔ，Ｃ２Ｔ，Ｃ１Ｕ，Ｃ２Ｕ，Ｃ１Ｖ，Ｃ２Ｖ，Ｃ１Ｗ，Ｃ２Ｗ コンデンサ、１２，１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１８，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ リアクトル、１３ 直流正母線、１４ 直流負母線、１５ 直流中性点母線、３１，３６ 電圧センサ、３２，３２Ｒ，３２Ｓ，３２Ｔ，３７，ＳＲ，ＳＳ 電流センサ、３３ 停電検出回路、４０ 短絡検出保護回路、４１ 過電流検出保護回路、１００ 無停電電源装置、Ｄ１Ｒ〜Ｄ４Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ４Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ４Ｔ，Ｄ１Ｕ〜Ｄ４Ｕ，Ｄ１Ｖ〜Ｄ４Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ４Ｗ，Ｄ３ｘ，Ｄ４ｘ ダイオード、Ｆ１Ｒ〜Ｆ４Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ４Ｓ，Ｆ１Ｔ〜Ｆ３Ｔ，Ｆ１Ｕ〜Ｆ３Ｕ，Ｆ１Ｖ〜Ｆ３Ｖ，Ｆ１Ｗ〜Ｆ３Ｗ ヒューズ、Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ〜Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ〜Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗ，Ｑ３ｘ〜Ｑ５ｘ ＩＧＢＴ素子、ＲＬ Ｒ相ライン、ＳＬ Ｓ相ライン、ＴＬ Ｔ相ライン、ＵＬ Ｕ相ライン、ＶＬ Ｖ相ライン、ＷＬ Ｗ相ライン。
図１は、本発明の一実施の形態による無停電電源装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。図１を参照して、無停電電源装置１００は、入力フィルタ２、３レベルＰＷＭコンバータ３、３レベルＰＷＭインバータ４、出力フィルタ５、直流電圧変換器（図中「ＤＣ／ＤＣ」と示す）７、制御装置１０、直流正母線１３、直流負母線１４、直流中性点母線１５、電圧センサ３１，３６、電流センサ３２，３７、停電検出回路３３、Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ、Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、およびＷ相ラインＷＬを備える。
三相交流電源である商用交流電源１からの三相交流電力は、Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、およびＴ相ラインＴＬを介して３レベルＰＷＭコンバータ３に供給される。Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、およびＴ相ラインＴＬには、入力フィルタ２が設けられている。入力フィルタ２は、コンバータ３で発生した高調波の商用交流電源１への流出を防止する。入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
３レベルＰＷＭコンバータ３は、商用交流電源１から供給される三相交流電力を直流電力に変換し、直流正母線１３、直流負母線１４、および直流中性点母線１５を介して３レベルＰＷＭインバータ４にその直流電力を供給する。３レベルＰＷＭインバータ４は３レベルＰＷＭコンバータ３からの直流電力を三相交流電力に変換する。
３レベルＰＷＭインバータ４で生成された三相交流電力は、Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、およびＷ相ラインＷＬを介して負荷６に供給される。Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、およびＷ相ラインＷＬには出力フィルタ５が設けられている。出力フィルタ５は、インバータ４の動作により生じた高調波を除去する。出力フィルタ５は、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）およびコンデンサ１９（コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。入力フィルタ２のコンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの中性点と出力フィルタ５のコンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗの中性点とは接続されている。
直流電圧変換器７は、直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧と蓄電池８の電圧とを相互に変換する。なお、直流電圧変換器７には充放電可能な電力貯蔵装置が接続されていればよく、たとえば電気二重層キャパシタが直流電圧変換器７に接続されていてもよい。さらに本実施の形態では、蓄電池８は無停電電源装置１００の外部に設置されているが、蓄電池８は無停電電源装置１００に内蔵されていてもよい。
電圧センサ３１は、Ｒ相ラインの電圧ＶＲ、Ｓ相ラインの電圧ＶＳ、およびＴ相ラインの電圧ＶＴを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０および停電検出回路３３に出力する。電流センサ３２は、Ｒ相ラインの電流ＩＲ、Ｓ相ラインの電流ＩＳ、およびＴ相ラインの電流ＩＴを検出し、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。
停電検出回路３３は、電圧センサ３１からの三相電圧信号に基づいて商用交流電源１の停電を検出する。停電検出回路３３は、商用交流電源１の停電を示す停電信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ３６は蓄電池８の正負極間の電圧ＶＢを検出して、電圧ＶＢを示す信号を制御装置１０に出力する。電流センサ３７は蓄電池８に対して入出力される電流ＩＢを検出して、電流ＩＢを示す信号を制御装置１０に出力する。
制御装置１０は、３レベルＰＷＭコンバータ３、３レベルＰＷＭインバータ４、および直流電圧変換器７の動作を制御する。後に詳細に説明するが、３レベルＰＷＭコンバータ３、３レベルＰＷＭインバータ４、および直流電圧変換器７は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお本実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。また、本実施の形態では半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を採用する。制御装置１０は、電圧センサ３１からの三相電圧信号、電流センサ３２からの三相電流信号、停電検出回路３３からの停電信号、電圧センサ３６が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流センサ３７が検出した電流ＩＢを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。
次に、本実施の形態による無停電電源装置１００の動作について説明する。商用交流電源１が正常に交流電力を供給可能である場合、３レベルＰＷＭコンバータ３は商用交流電源１からの交流電力を直流電力に変換し、３レベルＰＷＭインバータ４はその直流電力を交流電力に変換して負荷６に供給する。直流電圧変換器７は、３レベルＰＷＭコンバータ３からの直流電圧を蓄電池８の充電に好適な電圧に変換して蓄電池８を充電する。一方、商用交流電源が停電した場合には、制御装置１０は、停電検出回路３３からの停電信号に基づいてコンバータ３を停止させる。さらに制御装置１０は、蓄電池８から３レベルＰＷＭインバータ４に直流電力が供給されるよう直流電圧変換器７を動作させて３レベルＰＷＭインバータ４による交流電力の供給を継続させる。この場合、直流電圧変換器７は、蓄電池８の電圧を３レベルＰＷＭインバータ４の入力電圧として好適な電圧に変換する。これにより交流負荷に安定して交流電力を供給することができる。
図２は、図１に示した３レベルＰＷＭコンバータ３および３レベルＰＷＭインバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。図２を参照して、３レベルＰＷＭコンバータ３は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ〜Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ〜Ｑ４Ｔ、ダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ４Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ４Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ４Ｔ、ヒューズＦ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓ，Ｆ１Ｔ〜Ｆ３Ｔ、およびコンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒ，Ｃ１Ｓ，Ｃ２Ｓ，Ｃ１Ｔ，Ｃ２Ｔを含む。３レベルＰＷＭインバータ４は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗ、ダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ４Ｕ，Ｄ１Ｖ〜Ｄ４Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ４Ｗ、ヒューズＦ１Ｕ〜Ｆ３Ｕ，Ｆ１Ｖ〜Ｆ３Ｖ，Ｆ１Ｗ〜Ｆ３Ｗ、およびコンデンサＣ１Ｕ，Ｃ２Ｕ，Ｃ１Ｖ，Ｃ２Ｖ，Ｃ１Ｗ，Ｃ２Ｗを含む。
ここで、３レベルＰＷＭコンバータ３および３レベルＰＷＭインバータ４の各相の構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのエミッタはｘ相ラインｘＬに接続され、そのコレクタはヒューズＦ１ｘを介して直流正母線１３に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのコレクタはｘ相ラインｘＬに接続され、そのエミッタはヒューズＦ２ｘを介して直流負母線１４に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのエミッタはｘ相ラインｘＬに接続され、そのコレクタはＩＧＢＴＱ４ｘのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのエミッタは、ヒューズＦ３ｘを介して直流中性点母線１５に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１ｘ，Ｄ２ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ３ｘ，Ｄ４ｘはクランプダイオードとして機能する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘおよびダイオードＤ３ｘ，Ｄ４ｘは、交流スイッチを構成する。
次に、３レベルＰＷＭコンバータ３および３レベルＰＷＭインバータ４の動作について説明する。図３は、Ｒ相の交流電圧ＶＲとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒのオン／オフの関係を示す波形図である。交流電圧ＶＲと参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒとの高低が比較され、その比較結果に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒのオン／オフの組合せが決定される。参照信号φ１Ｒは、交流電圧ＶＲの５倍の周波数を有し、交流電圧ＶＲに同期した三角波信号である。参照信号φ１Ｒの最低値は０Ｖであり、その最高値は交流電圧ＶＲの正のピーク電圧に等しい。参照信号φ２Ｒは参照信号φ１Ｒと同相の三角波信号であり、参照信号φ２Ｒの最低値は交流電圧ＶＲの負側のピーク電圧であり、その最高値は０Ｖである。
交流電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルの間にある期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，ｔ１１，ｔ１３）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４Ｒがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２Ｒがオフされる。交流電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルよりも高い期間（ｔ２，ｔ４，ｔ１０，ｔ１２）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ３Ｒがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ４Ｒがオフされる。交流電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルよりも低い期間（ｔ６，ｔ８）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ４Ｒがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ３Ｒがオフされる。
なお、実際には、たとえばＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオンの期間（たとえばｔ２）においても、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒは交流電圧ＶＲよりも十分に高い周波数（たとえば１０ｋＨｚ）でオン／オフされ、電流計３２，３７および電圧計３１，３６の測定結果に基づいてオン期間とオフ期間の比が制御される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオフの期間（たとえばｔ１）では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒはオフ状態に固定される。他の相Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗの回路も、Ｒ相と位相が異なるだけであり、Ｒ相の回路と同様に動作する。
図４（ａ）〜（ｅ）は、交流電圧ＶＲが正電圧から負電圧に変化する期間ｔ４〜ｔ６におけるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒのオン／オフ状態と電流経路を示す図である。期間ｔ４では、図４（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ３Ｒがオンし、Ｒ相ラインＲＬからＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒを介してコンデンサＣ１Ｒに正電流が流入し、直流正母線１３が正電圧に充電される。期間ｔ４からｔ５に移行する期間では、図４（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＲがオフしてＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒのみがオンする。
期間ｔ５では、図４（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４Ｒがオンし、Ｒ相ラインＲＬからＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４Ｒを介してコンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒに正および負の電流が流入し、直流中性点母線１５が中性点電圧に充電される。期間ｔ５からｔ６に移行する期間では、図４（ｄ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ＲがオフしてＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒのみがオンする。
期間ｔ６では、図４（ｅ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ４Ｒがオンし、Ｒ相ラインＲＬからＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒを介してコンデンサＣ２Ｒに負の電流が流入し、直流負母線１４が負電圧に充電される。
図５（ａ）〜（ｅ）は、交流電圧ＶＲが負電圧から正電圧に変化する期間ｔ８〜ｔ１０におけるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒのオン／オフ状態と電流経路を示す図である。期間ｔ８では、図５（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ４Ｒがオンし、Ｒ相ラインＲＬからＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒを介してコンデンサＣ２Ｒに負の電流が流入し、直流負母線１４が負電圧に充電される。期間ｔ８からｔ９に移行する期間では、図５（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ＲがオフしてＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒのみがオンする。
期間ｔ９では、図５（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４Ｒがオンし、Ｒ相ラインＲＬからＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４Ｒを介してコンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒに負および正の電流が流入し、直流中性点母線１５が中性点電圧に充電される。期間ｔ９からｔ１０に移行する期間では、図５（ｄ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ＲがオフしてＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒのみがオンする。
期間ｔ１０では、図５（ｅ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ３Ｒがオンし、Ｒ相ラインＲＬからＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒを介してコンデンサＣ１Ｒに正の電流が流入し、直流正母線１３が正電圧に充電される。
ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ〜Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ〜Ｑ４Ｔも、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒと位相が異なるだけであり、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒと同様に動作する。したがって、３レベルＰＷＭコンバータ３により、直流正母線１３、直流負母線１４および直流中性点母線１５は、それぞれ直流正電圧、直流負電圧および直流中性点電圧に充電される。
また、図６（ａ）〜（ｅ）は、交流電圧ＶＲが正電圧から負電圧に変化する期間ｔ４〜ｔ６におけるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕのオン／オフ状態と電流経路を示す図である。期間ｔ４では、図６（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｕがオンし、コンデンサＣ１ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕを介してＵ相ラインＵＬに正電圧が出力される。期間ｔ４からｔ５に移行する期間では、図６（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＵがオフしてＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕのみがオンする。
期間ｔ５では、図６（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕがオンし、コンデンサＣ１Ｕ，Ｃ２ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕを介してＵ相ラインＵＬに中性点電圧が出力される。期間ｔ５からｔ６に移行する期間では、図６（ｄ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ＵがオフしてＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕのみがオンする。期間ｔ６では、図６（ｅ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｕがオンし、コンデンサＣ２ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕを介してＵ相ラインＵＬに負電圧が出力される。
図７（ａ）〜（ｅ）は、交流電圧ＶＲが負電圧から正電圧に変化する期間ｔ８〜ｔ１０におけるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕのオン／オフ状態と電流経路を示す図である。期間ｔ８では、図７（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｕがオンし、コンデンサＣ２ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕを介してＵ相ラインＵＬに負電圧が出力される。期間ｔ８からｔ９に移行する期間では、図７（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ＵがオフしてＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕのみがオンする。
期間ｔ９では、図７（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕがオンし、コンデンサＣ１Ｕ，Ｃ２ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕを介してＵ相ラインＵＬに中性点電圧が出力される。期間ｔ９からｔ１０に移行する期間では、図７（ｄ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ＵがオフしてＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕのみがオンする。期間ｔ１０では、図７（ｅ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｕがオンし、コンデンサＣ１ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕを介してＵ相ラインＵＬに正電圧が出力される。
ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗも、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕと位相が異なるだけであり、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕと同様に動作する。したがって、３レベルＰＷＭインバータ４により、Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬおよびＷ相ラインＷＬには３レベルの３相交流電圧が出力される。
次に、ヒューズＦ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓ，Ｆ１Ｔ〜Ｆ３Ｔ，Ｆ１Ｕ〜Ｆ３Ｕ，Ｆ１Ｖ〜Ｆ３Ｖ，Ｆ１Ｗ〜Ｆ３Ｗの働きについて説明する。図８（ａ）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ３Ｓがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒが故障して通弧状態になった場合を示す図である。この場合は、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒ、ヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓ、ダイオードＤ４Ｓ、およびＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｓを介してＳ相ラインＳＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓが切断される。また、コンデンサＣ１Ｓの正側電極からヒューズＦ１Ｓ，Ｆ１Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ、ダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒ、およびヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓを介してコンデンサＣ１Ｓの負側電極に至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦ１Ｓ，Ｆ１Ｒ，Ｆ３Ｒ，Ｆ３Ｓが切断される。
また、図８（ｂ）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ４Ｓがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒが故障して通弧状態になった場合を示す図である。この場合は、Ｓ相ラインＳＬからダイオードＤ３Ｓ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｓ、ヒューズＦ３Ｓ，Ｆ３Ｒ、ダイオードＤ４Ｒ、およびＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒを介してＲ相ラインＲＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓが切断される。また、コンデンサＣ２Ｓの正側電極からヒューズＦ３Ｓ，Ｆ３Ｒ、ダイオードＤ４Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ２Ｒ、およびヒューズＦ２Ｒ，Ｆ２Ｓを介してコンデンサＣ２Ｓの負側電極に至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦ２Ｒ，Ｆ３Ｒ，Ｆ２Ｓ，Ｆ３Ｓが切断される。
このようにして、図８（ｃ）に示すように、全てのヒューズＦ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓが切断されると、Ｒ相とＳ相は完全に切り離され、過電流が流れたり、過電圧が発生することが防止される。たとえば、通常はＲ相ラインＲＬおよびＳ相ラインＳＬ間の電圧は直列接続された２つのコンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒに印加される。しかし、図８（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４Ｒが通弧した場合、ヒューズＦ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓが切断されていなければ、Ｒ相ラインＲＬおよびＳ相ラインＳＬ間の電圧は１つのコンデンサＣ１ＲまたはＣ２Ｒに印加され、コンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒが通常の√２倍に過充電される。しかし、本願発明では、ヒューズＦ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓが切断されるので、コンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒが過充電されることはない。図８（ａ）〜（ｃ）では、Ｒ相とＳ相を例にして説明したが、他の相（Ｔ相、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）でも同様である。
以下、この実施の形態の種々の変更例について説明する。図９(ａ）〜（ｃ）は、この実施の形態の変更例を示す回路図であって、図８(ａ）〜（ｃ）と対比される図である。この変更例では、ｘ相ラインｘＬとＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ間の接続ノードとの間にヒューズＦ４ｘが介挿される。図９(ａ）〜（ｃ）では、Ｒ相ラインＲＬとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２Ｒ間の接続ノードとの間にヒューズＦ４Ｒが介挿され、Ｓ相ラインＳＬとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２Ｓ間の接続ノードとの間にヒューズＦ４Ｓが介挿された状態が示されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｓがオンしている期間中にＩＧＢＴ素子Ｑ３ＲまたはＱ４Ｒが通弧すると、短絡電流が流れてヒューズＦ３Ｒ，Ｆ４Ｒ，Ｆ３Ｓ，Ｆ４Ｓが切断される。この変更例でも、実施の形態と同じ効果が得られる。
また、図１０(ａ）〜（ｃ）は、この実施の形態の他の変更例を示す回路図であって、図８(ａ）〜（ｃ）と対比される図である。この変更例では、ヒューズＦ３ｘは、コンデンサＣ１ｘ，Ｃ２ｘ間の接続ノードと直流中性点母線１５との間に接続される代わりに、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ間の接続ノードとＩＧＢＴ素子Ｆ３ｘのエミッタとの間に介挿される。図１０(ａ）〜（ｃ）では、ヒューズＦ３ＲがＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２Ｒ間の接続ノードとＩＧＢＴ素子Ｆ３Ｒのエミッタとの間に介挿され、ヒューズＦ３ＳがＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２Ｓ間の接続ノードとＩＧＢＴ素子Ｆ３Ｓのエミッタとの間に介挿された状態が示されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｓがオンしている期間中にＩＧＢＴ素子Ｑ３ＲまたはＱ４Ｒが通弧すると、短絡電流が流れてヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓが切断される。この変更例でも、実施の形態と同じ効果が得られる。ただし、ヒューズＦ３ｘに交流電流が流れるので、ヒューズＦ３ｘのインダクタンスが増大するという問題がある。
また、図１１（ａ）〜（ｃ）は、この実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図であって、図８（ａ）〜（ｃ）と対比される図である。この変更例では、ヒューズＦ３ｘは、コンデンサＣ１ｘ，Ｃ２ｘ間の接続ノードと直流中性点母線１５との間に接続される代わりに、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのエミッタとコンデンサＣ１ｘ，Ｃ２ｘ間の接続ノードとの間に介挿される。図１１（ａ）〜（ｃ）では、ヒューズＦ３ＲがＩＧＢＴ素子Ｑ４ＲのエミッタとコンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒ間の接続ノードとの間に介挿され、ヒューズＦ３ＳがＩＧＢＴ素子Ｑ４ＳのエミッタとコンデンサＣ１Ｓ，Ｃ２Ｓ間の接続ノードとの間に介挿された状態が示されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｓがオンしている期間中にＩＧＢＴ素子Ｑ３ＲまたはＱ４Ｒが通弧すると、短絡電流が流れてヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓが切断される。この変更例でも、実施の形態と同じ効果が得られる。ただし、ヒューズＦ３ｘに交流電流が流れるので、ヒューズＦ３ｘのインダクタンスが増大するという問題がある。
また、図１２は、この実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図であって、図８(ａ）と対比される図である。この変更例では、短絡検出保護回路４０が追加される。短絡検出保護回路４０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの各々のコレクタ−エミッタ間電圧をモニタし、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘが故障して短絡（通弧）したか否かを検出する。図１２では、短絡検出保護回路４０がＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４Ｒ，Ｑ３Ｓ，Ｑ４Ｓの各々のコレクタ−エミッタ間電圧をモニタしている状態が示されている。
短絡検出保護回路４０は、たとえば、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ（またはＱ４ｘ）のオフ期間にＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ（またはＱ４ｘ）のコレクタ−エミッタ間電圧が所定の電圧よりも低下した場合は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ（またはＱ４ｘ）が故障して短絡したと判定し、短絡検出信号φ４０を非活性化レベルの「Ｌ」レベルから活性化レベルの「Ｈ」レベルに立ち上げる。図１の制御装置１０は、短絡検出信号φ４０が「Ｈ」レベルに立ち上げられたことに応じて全ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘをオフ状態に固定する。これにより、ヒューズＦ１ｘ〜Ｆ３ｘが切断される前に、３レベルＰＷＭコンバータ３および３レベルＰＷＭインバータ４の動作を停止させることができ、ヒューズＦ１ｘ〜Ｆ３ｘと短絡検出保護回路４０で装置を２重に保護することができる。
また、図１３は、この実施の形態のさらに他の変更例を示す回路図であって、図８（ａ）と対比される図である。この変更例では、過電流検出保護回路４１および電流センサＳｘが追加される。電流センサＳｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ間の接続ノードとコンデンサＣ１ｘ，Ｃ２ｘ間の接続ノードとの間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘに流れる電流を検出し、検出値を示す信号を出力する。過電流検出保護回路４１は、電流センサＳｘの出力信号に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘに流れる電流をモニタし、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘが故障して過電流が流れているか否かを検出する。図１３では、過電流検出保護回路４１が電流センサＳＲの出力信号に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４Ｒに流れる電流をモニタするとともに、電流センサＳＳの出力信号に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｓ，Ｑ４Ｓに流れる電流をモニタしている状態が示されている。
過電流検出保護回路４１は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘに過電流が流れた場合は、過電流検出信号φ４１を非活性化レベルの「Ｌ」レベルから活性化レベルの「Ｈ」レベルに立ち上げる。図１の制御装置１０は、過電流検出信号φ４１が「Ｈ」レベルに立ち上げられたことに応じて全ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘをオフ状態に固定する。これにより、ヒューズＦ１ｘ〜Ｆ３ｘが切断される前に、３レベルＰＷＭコンバータ３および３レベルＰＷＭインバータ４の動作を停止させることができ、ヒューズＦ１ｘ〜Ｆ３ｘと過電流検出保護回路４１で装置を２重に保護することができる。
なお、図１４に示すように、電流センサＳｘをコンデンサＣ１ｘ，Ｃ２ｘ間の接続ノードと直流中性点母線１５との間のラインに配置し、電流センサＳｘによってヒューズＦ３ｘに流れる電流を検出してもよい。
また、本実施の形態では、本願発明が３レベル回路に適用された場合について説明したが、本願発明は直流電圧と少なくとも３つの電圧値を有する交流電圧とを相互に変換するマルチレベル回路に適用することも可能である。
また、本実施の形態では、三相３線式の交流電源および負荷に適用可能な無停電電源装置を示したが、本発明は三相４線式の交流電源および負荷にも適用可能であり、三相４線の場合には、図１５に示すように、コンデンサ１１，１９の中性点と、直流中性点母線１５とを接続すればよい。また、交流電源および交流負荷は三相のものと限定されず単相のものであってもよい。この場合にはコンバータおよびインバータの各々に２つのマルチレベル回路が含まれていればよい。
また、本実施の形態では、蓄電池と直流母線間に直流電圧変換器を適用したが、蓄電池を直流母線の定格運転範囲内で選定できる場合には、直流電圧変換器を省略することがもちろん可能である。
また、本実施の形態では、蓄電池を用いた無停電電源装置に本発明の電力変換装置を適用した例を説明したが、マルチレベル回路を用いたフィルタの小型・軽量化、対地電位変動抑制は、太陽光発電システム、燃料電池発電システム、あるいは二次電池エネルギー蓄電システム等の、直流電力から交流電力を出力する電力変換装置に適用可能である。
また、本実施の形態では、交流スイッチとして、エミッタ同士が接続された２つのＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘと、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘに逆並列接続された２つのダイオードＤ３ｘ，Ｄ４ｘとを含むものを用いたが、図１６（ａ）〜（ｃ）に示すように、他の構成の交流スイッチを用いてもよい。
図１６（ａ）の交流スイッチは、エミッタがノードＮ１に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘと、コレクタがＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのコレクタに接続され、エミッタがノードＮ２に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘに逆並列接続された２つのダイオードＤ３ｘ，Ｄ４ｘとを含む。なお、ノードＮ１はＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ間の接続ノードに接続され、ノードＮ２はコンデンサＣ１ｘ，Ｃ２ｘ間の接続ノードに接続される。
図１６（ｂ）の交流スイッチは、アノードがノードＮ１に接続されたダイオードＤ３ｘと、コレクタがダイオードＤ３ｘのカソードに接続され、エミッタがノードＮ２に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと、エミッタがノードＮ１に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘと、カソードがＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのコレクタに接続され、アノードがノードＮ２に接続されたダイオードＤ４ｘとを含む。図１６（ｃ）の交流スイッチは、ノードＮ１，Ｎ２間に接続された逆阻止ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘを含む。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims (9)

  1. 交流ラインと直流正母線、直流負母線および直流中性点母線との間に設けられ、直流電力および交流電力のうちの一方の電力を他方の電力に変換する電力変換装置であって、
    一方端子が前記直流正母線に接続された第１のヒューズと、
    一方端子が前記直流負母線に接続された第２のヒューズと、
    一方端子が前記直流中性点母線に接続された第３のヒューズと、
    前記第１のヒューズの他方端子と前記交流ラインとの間に接続された第１の半導体スイッチング素子と、
    前記交流ラインと前記第２のヒューズの他方端子との間に接続された第２の半導体スイッチング素子と、
    前記交流ラインと前記第３のヒューズの他方端子との間に接続された交流スイッチと、
    前記第１および第２の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された第１および第２のダイオードと、
    前記第１および第３のヒューズの他方端子間に接続された第１のコンデンサと、
    前記第２および第３のヒューズの他方端子間に接続された第２のコンデンサとを備える、電力変換装置。
  2. 交流ラインと直流正母線、直流負母線および直流中性点母線との間に設けられ、直流電力および交流電力のうちの一方の電力を他方の電力に変換する電力変換装置であって、
    一方端子が前記直流正母線に接続された第１のヒューズと、
    一方端子が前記直流負母線に接続された第２のヒューズと、
    一方端子が前記交流ラインに接続された第３のヒューズと、
    前記第１のヒューズの他方端子と前記交流ラインとの間に接続された第１の半導体スイッチング素子と、
    前記交流ラインと前記第２のヒューズの他方端子との間に接続された第２の半導体スイッチング素子と、
    前記第３のヒューズの他方端子と前記直流中性点母線との間に接続された交流スイッチと、
    前記第１および第２の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された第１および第２のダイオードと、
    前記第１のヒューズの他方端子と前記直流中性点母線との間に接続された第１のコンデンサと、
    前記第２のヒューズの他方端子と前記直流中性点母線との間に接続された第２のコンデンサとを備える、電力変換装置。
  3. 交流ラインと直流正母線、直流負母線および直流中性点母線との間に設けられ、直流電力および交流電力のうちの一方の電力を他方の電力に変換する電力変換装置であって、
    一方端子が前記直流正母線に接続された第１のヒューズと、
    一方端子が前記直流負母線に接続された第２のヒューズと、
    一方端子が前記直流中性点母線に接続された第３のヒューズと、
    前記第１のヒューズの他方端子と前記交流ラインとの間に接続された第１の半導体スイッチング素子と、
    前記交流ラインと前記第２のヒューズの他方端子との間に接続された第２の半導体スイッチング素子と、
    前記交流ラインと前記第３のヒューズの他方端子との間に接続された交流スイッチと、
    前記第１および第２の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された第１および第２のダイオードと、
    前記第１のヒューズの他方端子と前記直流中性点母線との間に接続された第１のコンデンサと、
    前記第２のヒューズの他方端子と前記直流中性点母線との間に接続された第２のコンデンサとを備える、電力変換装置。
  4. さらに、前記第１および第２の半導体スイッチング素子間の接続ノードと前記交流ラインとの間に介挿された第４のヒューズを備える、請求項１から請求項３までのいずれかに記載の電力変換装置。
  5. 前記交流スイッチは、
    直列接続された第３および第４の半導体スイッチング素子と、
    前記第３および第４の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された第３および第４のダイオードとを含む、請求項１から請求項３までのいずれかに記載の電力変換装置。
  6. さらに、第３および第４の半導体スイッチング素子のうちの少なくともいずれか一方が破損したことに応じて、前記第１〜第４の半導体スイッチング素子を非導通にする保護回路を備える、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. さらに、第３および第４の半導体スイッチング素子に過電流が流れたことに応じて、前記第１〜第４の半導体スイッチング素子を非導通にする保護回路を備える、請求項５に記載の電力変換装置。
  8. 前記電力変換装置は、前記交流ラインを介して供給された交流電圧を正電圧、負電圧および中性点電圧に変換してそれぞれ前記直流正母線、前記直流負母線および前記直流中性点母線に与える３レベルＰＷＭコンバータである、請求項１から請求項３までのいずれかに記載の電力変換装置。
  9. 前記電力変換装置は、それぞれ前記直流正母線、前記直流負母線および前記直流中性点母線を介して供給された正電圧、負電圧および中性点電圧を交流電圧に変換して前記交流ラインに与える３レベルＰＷＭインバータである、請求項１から請求項３までのいずれかに記載の電力変換装置。
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