CN104081645A - 功率转换装置 - Google Patents

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CN104081645A CN201280068759.2A CN201280068759A CN104081645A CN 104081645 A CN104081645 A CN 104081645A CN 201280068759 A CN201280068759 A CN 201280068759A CN 104081645 A CN104081645 A CN 104081645A
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Abstract

功率转换装置包括：第1二极管(D1)、第2二极管(D2)、第1电容器(C1)、第2电容器(C2)、以及交流开关(SW1、SW2)。第1二极管(D1)具有与直流正母线(11)相连接的阴极端子。第2二极管(D2)具有与第1二极管(D1)的阳极端子相连接的阴极端子，以及与直流负母线(12)相连接的阳极端子。第1电容器(C1)连接在直流正母线(11)与中性点(N1)之间。第2电容器(C2)连接在直流负母线(12)与中性点(N1)之间。交流开关(SW1、SW2)连接在第1和第2二极管(D1、D2)的连接点、与中性点(N1)之间。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及功率转换装置。
背景技术
整流电路是一种功率转换装置。至今为止已提出有各种整流电路。例如日本专利特开2006－211867号公报(专利文献1)所揭示的整流电路包括多个二极管电桥、电容器、以及开关元件。在多个二极管电桥之间、各二极管电桥的直流正端子和直流负端子进行公共连接。电容器和开关元件并联连接在二极管电桥的直流正端子和直流负端子之间。
例如日本专利特开2007－329980号公报(专利文献2)和日本专利特开2002－142458号公报(日本专利第4051875号公报(专利文献3))揭示了具备双向开关的整流电路。例如国际公开专利公报WO2010/021052A1(专利文献4)揭示了为实现功率转换装置的小型化和轻量化而将三电平电路应用于功率转换装置的技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2006-211867号公报
专利文献2：日本专利特开2007-329980号公报
专利文献3：日本专利特开2002－142458号公报(日本专利第4051875号公报)
专利文献4：国际公开专利公报WO2010/021052A1
发明内容
发明所要解决的技术问题
功率转换装置所包含的半导体开关元件例如是MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)。若对具有相同规格(额定功率)的MOSFET和IGBT的损耗进行比较，则在一般情况下，MOSFET的功耗要小于IGBT的功耗。
MOSFET由于其构造的原因而具有寄生二极管。在包含MOSFET的功率转换装置的情况下，在恢复模式下，有恢复电流流过该MOSFET的寄生二极管。在恢复电流较大的情况下，有可能会损坏MOSFET。基于这种理由，为了确保功率转换装置的可靠性，在大多数的功率转换装置中使用IGBT。然而，对于包含IGBT的功率转换装置，效率成为了问题。
本发明的一个目的在于提供具有高效率的功率转换装置。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的某一方面中，功率转换装置包括第1二极管、第2二极管、第1电容器、第2电容器、以及交流开关。第1二极管具有与直流正母线相连接的阴极端子。第2二极管具有与第1二极管的阳极端子相连接的阴极端子，与直流负母线相连接的阳极端子。第1电容器连接在直流正母线与中性点之间。第2电容器连接在直流负母线与中性点之间。交流开关连接在第1和第2二极管的连接点与中性点之间。
发明效果
根据本发明，能够实现具有高效率的功率转换装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的基本结构的图。
图2是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的图。
图3是用于说明恢复电流的产生的第1图。
图4是用于说明恢复电流的产生的第2图。
图5是用于说明恢复电流的产生的第3图。
图6是表示图3～图5所示的交流开关S1、S2的各电压和电流的波形图。
图7是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q3的动作的第1图。
图8是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q3的动作的第2图。
图9是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q3的动作的第3图。
图10是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q4的动作的第1图。
图11是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q4的动作的第2图。
图12是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q4的动作的第3图。
图13是用于说明图2所示的功率转换装置4的控制的图。
图14是说明与图13所示的各模式相对应的整流电路的动作的图。
图15是表示本发明的实施方式2所涉及的功率转换装置的图。
图16是表示本发明的实施方式3所涉及的电源装置的第1结构例的图。
图17是表示本发明的实施方式3所涉及的电源装置的第2结构例的图。
图18是表示本发明的实施方式3所涉及的电源装置的第3结构例的图。
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的实施方式进行说明。另外，对图中相同或相当部分标注相同标号，且不进行重复说明。
[实施方式1]
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的基本结构的图。参照图1，功率转换装置包括整流电路1和控制电路5。整流电路1包括二极管D1、D2，交流开关SW1、SW2，以及电容器C1、C2。
二极管D1具有与直流正母线11相连接的阴极端子，以及与交流线路2相连接的阳极端子。二极管D2具有与直流负母线12相连接的阴极端子，以及与交流线路2相连接的阳极端子。换言之，二极管D1、D2以彼此反向的方式串联连接在直流正母线11与直流负母线12之间。交流线路2与二极管D1、D2的连接点相连接。
电容器C1连接在直流正母线11与中性点N1之间。电容器C2连接在直流负母线12与中性点N1之间。即，中性点N1是电容器C1、C2的连接点。中性点N1与线路3相连接。线路3为中性线。
交流开关SW1、SW2串联连接在二极管D1、D2的连接点与中性点N1之间。交流开关SW1包含有晶体管Q3和二极管D3。交流开关SW2包含有晶体管Q4和二极管D4。晶体管Q3、Q4分别是MOSFET。晶体管Q3以电流从线路3流向交流线路2的方式进行配置。另一方面，晶体管Q4以电流从交流线路2流向线路3的方式进行配置。
二极管D3、D4分别与晶体管Q3、Q4反向并联连接。晶体管Q3、Q4分别具有寄生二极管(未图示)。晶体管Q3的寄生二极管形成为流过与二极管D3相同方向的电流。晶体管Q4的寄生二极管形成为流过与二极管D4相同方向的电流。
控制电路5对晶体管Q3、Q4各自的开关动作进行控制。在本实施方式中，采用PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)方式来作为晶体管Q3、Q4的开关方式。交流电压被提供给交流线路2。通过晶体管Q3、Q4的开关动作，在直流正母线11与直流负母线12之间产生直流电压。直流正母线11的电压高于直流负母线12的电压。
图2是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的图。参照图2，功率转换装置4作为三电平PWM变换器进行作用。功率转换装置4包括整流电路1A、1B、1C、以及控制电路5。
整流电路1A、1B、1C分别具有与图1所示的整流电路1相同的结构。因此，整流电路1A、1B、1C分别具有：以彼此反向的方式串联连接在直流正母线11与直流负母线12之间的两个二极管(D1A和D2A、D1B和D2B、或D1C和D2C)，以及串联连接在直流正母线11与直流负母线12之间的两个电容器(C1A和C2A、C1B和C2B、或C1C和C2C)。中间点NA、NB、NC分别为相对应的两个电容器的连接点。
整流电路1A还具有串联连接在交流线路2A和线路3A之间的交流开关SW1A、SW2A。整流电路1B还具有串联连接在交流线路2B和线路3B之间的交流开关SW1B、SW2B。整流电路1C还具有串联连接在交流线路2C和线路3C之间的交流开关SW1C、SW2C。这些交流开关分别具有晶体管(MOSFET)、以及与该晶体管反向并联连接的二极管。
交流线路2A、2B、2C例如与三相交流电源(未图示)电连接。线路3A、3B、3C与线路3相连接。
控制电路5对各交流开关的晶体管的开关动作进行控制。如上所述，采用PWM方式作为各晶体管的开关方式。
图3是用于说明恢复电流的产生的第1图。图4是用于说明恢复电流的产生的第2图。图5是用于说明恢复电流的产生的第3图。
参照图3～图5，交流开关S1、S2串联连接在电容器C的两个端子之间。交流开关S1包含有晶体管Q1和二极管Da、D1。交流开关S2包含有晶体管Q2和二极管Db、D2。晶体管Q1、Q2是MOSFET。二极管Da、Db是MOSFET的寄生二极管。二极管D1、D2分别与晶体管Q1、Q2反向并联连接。二极管Da的正向与二极管D1的正向相同。二极管Db的正向与二极管D2的正向相同。
在交流开关S1接通，交流开关S2断开时，电流I通过交流开关S1(晶体管Q1)和电抗器L1。由此在电抗器1中积蓄能量(图3)。接着，若交流开关S1断开，则电抗器L1中所积蓄的能量作为电流I从电抗器L1流出。此时，电流I流过交流开关S2的二极管Db和D2(图4)。接着，交流开关S1从断开状态变化成接通状态。此时，电流I通过交流开关S1(晶体管Q1)，并流过电抗器L1，同时还流过二极管Db、D2(图5)。在图5所示的状态下，流过交流开关S2的电流为恢复电流。
图6是表示图3～图5所示的交流开关S1、S2的各电压和电流的波形图。参照图6，在交流开关S1处于接通状态，交流开关S2处于断开状态时，施加在交流开关S1上的电压为0，并且交流开关S1中流过电流。此时，流过交流开关S2的电流为0。
若交流开关S1从接通状态变化为断开状态，在施加于交流开关S1的电压上升的同时，流过交流开关S1的电流向0的方向下降。另一方面，由于电抗器L1中所蓄积的能量放出，因此有电流流过交流开关S2的二极管Db、D2。因而，交流开关S2的电流从0向负方向变化。
接着，交流开关S1从断开状态变化成接通状态。在这种情况下，在施加于交流开关S1的电压向0的方向下降的同时，流过交流开关S1的电流上升。另一方面，在交流开关S2中，流过二极管Db、D2的电流暂时超过零轴而变为正，然后向0的方向下降。用虚线圈出的正向电流为恢复电流。交流开关S2的电压在产生恢复电流的过程中开始上升。
如图3～图5所示，MOSFET(Q1、Q2)具有寄生二极管(Da、Db)。由于流过二极管Db的恢复电流，因此有可能无意间使MOSFET(Q2)导通。在这种情况下，有可能会损坏MOSFET(Q2)。
为了防止这种问题，一般情况下使用吸收电路(Snubber Circuit)。或者，使用具有较宽宽度的布线。在本实施方式中，采用避免恢复电流流过交流开关的方式。
图7是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q3的动作的第1图。图8是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q3的动作的第2图。图9是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q3的动作的第3图。
参照图7～图9，在晶体管Q3、Q4分别处于导通状态的情况下，电流I1从电源E1流出，通过电抗器L1和晶体管Q3、Q4，而后返回至电源E1(图7)。
接着，使晶体管Q3截止。晶体管Q4仍保持导通状态。在这种情况下，电流I2从电源E1流出，通过二极管D1。电流I2经由电容器C1、C2返回至电源E1(图8)。
接着，晶体管Q3从截止状态变化成导通状态。晶体管Q4仍保持导通状态。在这种情况下，恢复电流Ir反方向流过二极管D1。晶体管Q3、Q4的寄生二极管中不流过恢复电流。在图4所示的晶体管Q1、Q2进行动作的情况下，二极管Db中流过正向电流。由此，如图5所示，恢复模式下，二极管Db中流过恢复电流。另一方面，在图7和图8所示的晶体管Q3、Q4的动作中，不产生流过晶体管Q3、Q4的寄生二极管的正向电流。由此，在图9所示的恢复模式下，寄生二极管中不流过恢复电流。
图10是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q4的动作的第1图。图11是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q4的动作的第2图。图12是用于说明图1所示的整流电路1的晶体管Q4的动作的第3图。
参照图10～12，在晶体管Q3、Q4分别处于导通状态的情况下，电流I3从电源E2流出，并通过电抗器L2。并且电流I3经由电容器C1通过晶体管Q3、Q4，并返回至电源E2(图10)。
接着，使晶体管Q4截止。晶体管Q3仍保持导通状态。在这种情况下，电流I4从电源E2流出，通过电抗器L2。并且电流I4经由电容器C1、C2通过二极管D2，并返回至电源E2(图11)。
接着，晶体管Q4从截止状态变化成导通状态。晶体管Q3仍保持导通状态。在这种情况下，恢复电流Ir反方向流过二极管D2。并且，电流I5从电源E2流出，通过电抗器L2和晶体管Q3、Q4，并返回至电源E2(图12)。晶体管Q3、Q4的寄生二极管中不流过恢复电流。其理由是因为在图10和图11所示的状态下，不产生流过晶体管Q3、Q4的寄生二极管的正向电流。
如图7～图9所示，无论晶体管Q3的状态有没有发生变化，在交流开关SW1、SW2中均不流过恢复电流。同样，如图10～图12所示，无论晶体管Q4的状态有没有发生变化，在交流开关SW1、SW2中均不流过恢复电流。
图13是用于说明图2所示的功率转换装置4的控制的图。参照图13，整流电路1A、1B、1C的控制彼此相同。因此，图13中示出整流电路1A、1B、1C中任意一个的控制。控制电路5将电压指令信号103与参考信号101、102进行比较。参考信号101、102和电压指令信号103由控制电路5生成。电压指令信号103是正弦波信号。电压指令信号103的频率与交流电的频率相等(例如50Hz或60Hz)。另一方面，参考信号101、102分别为三角波信号。参考信号101、102各自的频率例如为约1kHz～约10kHz。
模式(1)对应于电压指令信号103大于参考信号101的状态。模式(2)对应于电压指令信号103大于参考信号102，且小于参考信号101的状态。模式(3)对应于电压指令信号103小于参考信号102的状态。
图14是说明与图13所示的各模式相对应的整流电路的动作的图。如上所述，整流电路1A、1B、1C的控制彼此相同。因此，图14中示出整流电路1以作为整流电路1A、1B、1C中任意一个。参照图14，在模式(1)下，晶体管Q3、Q4均截止。在这种情况下，电流从交流电源10通过电抗器L1和二极管D1，流向电容器C1。
在模式(2)下，晶体管Q3、Q4均导通。在这种情况下，电流从中性点N1向二极管D1、D2的连接点的方向流动。或者，电流从二极管D1、D2的连接点向中性点N1的方向流动。
在模式(3)下，晶体管Q3、Q4均截止。在这种情况下，电流从电容器C2通过二极管D2，流入交流电源10。
在模式(1)～模式(3)的任一模式下，均能防止恢复电流流过交流开关SW1、SW2。
图2所示的功率转换装置4(PWM变换器)是三电平电路。因此，功率转换装置4能将具有三个值的交流电压转换成直流电压。通过将三电平电路应用于PWM变换器，能够使电抗器(例如图14的电抗器L1)中产生的纹波分量较小。由于纹波分量较小，因此电抗器的电感也可以较小。因此，能够使电抗器小型化。由于能够使电抗器小型化，因此，能够力图实现功率转换装置的小型化和轻量化。
一般情况下，为了实现三电平电路，需要串联连接在直流正母线和直流负母线之间的四个开关元件(例如参照国际公开专利公报WO2010/021052A1)。根据本实施方式，能够通过两个开关元件来实现三电平电路。基于这种理由，能够力图实现功率转换装置的小型化和轻量化。
并且，根据本实施方式，恢复电流不会流过交流开关。在交流开关为MOSFET的情况下，能够防止因恢复电流而引起的MOSFET的损坏。因此，交流开关中能够使用MOSFET。一般情况下，若对相同规格的MOSFET和IGBT进行比较，则MOSFET的开关损耗要小于IGBT的开关损耗。通过将MOSFET应用于交流开关，能够减少功耗。由此，能够实现具有高效率的功率转换装置。
[实施方式2]
图15是表示本发明的实施方式2所涉及的功率转换装置的图。参照图15，功率转换装置4A除了整流电路1A、1B、1C之外，还具备晶体管Q1A、Q2A、Q1B、Q2B、Q1C、Q2C。整流电路1A、1B、1C各自的结构与图2所示的结构相同。
晶体管Q1A、Q2A、Q1B、Q2B、Q1C、Q2C分别为IGBT。晶体管Q1A、Q2A串联连接在直流正母线11和直流负母线12之间。晶体管Q1B、Q2B串联连接在直流正母线11和直流负母线12之间。晶体管Q1C、Q2C串联连接在直流正母线11和直流负母线12之间。控制电路5对晶体管Q1A、Q2A、Q1B、Q2B、Q1C、Q2C的开关动作进行控制。
在图15所示的结构中，二极管D1A、D2A分别与晶体管Q1A、Q2A反向并联连接。二极管D1B、D2B分别与晶体管Q1B、Q2B反向并联连接。二极管D1C、D2C分别与晶体管Q1C、Q2C反向并联连接。
一般情况下PWM变换器的功率因数接近于1.0。因此，晶体管Q1A、Q2A、Q1B、Q2B、Q1C、Q2C中几乎没有电流流过。基于这种理由，对于图2所示的功率转换装置4(PWM变换器)，从图15所示的结构中省略晶体管Q1A、Q2A、Q1B、Q2B、Q1C、Q2C。
功率转换装置4A具有实施方式1所涉及的整流电路1A、1B、1C。因此，根据本实施方式，能够获得与实施方式1所涉及的功率转换装置相同的效果。
并且，在本实施方式中，利用串联连接在直流正母线11和直流负母线12之间的两个晶体管来构成支路(arm)。例如，当交流线路2A、2B、2C与三相交流电动机相连接的情况下，能够对该三相交流电动机进行再生运行。即，功率转换装置4A能够将通过三相交流电动机的再生运行而产生的交流电转换成直流电。
[实施方式3]
实施方式3所涉及的电源装置可通过实施方式1或2涉及的功率转换装置来实现。
图16是表示本发明的实施方式3所涉及的电源装置的第1结构例的图。参照图16，功率转换装置4(或4A)将来自交流电源10的三相交流电转换成直流电。功率转换装置4(或4A)将经由直流正母线11和直流负母线12将该直流电提供给直流负载6。线路3与交流电源10和直流负载6相连接。
图17是表示本发明的实施方式3所涉及的电源装置的第2结构例的图。参照图17，功率转换装置4(或4A)将来自直流电源E的直流电转换成三相交流电。直流正母线11和直流负母线12与直流电源E相连接。功率转换装置4(或4A)将经由交流线路2A、2B、2C将该三相交流电提供给交流负载7。交流负载7是三相四线式负载。线路3与交流负载7相连接。如图17所示，功率转换装置4(或4A)不仅可用作变换器，还可用作逆变器(三电平PWM逆变器)。在交流负载7为三相交流电动机的情况下，优选使用功率转换装置4A。功率转换装置4A能够将由三相交流电动机的再生运行所产生的交流电转换成直流电，并将该直流电提供给直流电源E。
图18是表示本发明的实施方式3所涉及的电源装置的第3结构例的图。参照图17，电源装置20包括功率转换装置4和功率转换装置4B。功率转换装置4B的结构与功率转换装置4的结构相同。功率转换装置4将来自交流电源10的三相交流电转换成直流电。功率转换装置4B将来自功率转换装置4的直流电转换成三相交流电，并经由交流线路22A、22B、22C将该三相交流电提供给交流负载7。交流负载7是三相四线式负载。线路3与交流电源10和交流负载7相连接。
图18所示的结构中，可使用功率转换装置4A来替代功率转换装置4。在这种情况下，功率转换装置4B的结构例如与功率转换装置4A的结构相同。
应当认为本文所揭示的实施方式在所有的方面均为例示，而不是限制性的。本发明的范围由权利要求的范围来表示，而并非由上述说明来表示，此外，本发明的范围还包括与权利要求的范围等同的意思以及范围内的所有变更。
标号说明
1，1A～1C整流电路、2，2A～2C，22A～22C交流线路、3，3A～3C线路(中性线)、4，4A，4B功率转换装置、5控制电路、6直流负载、7交流负载、10交流电源、11直流正母线、12直流负母线、20电源装置、101，102参考信号、103电压指令信号、C，C1，C2电容器、D1～D4，D1A，D2A，D1B，D2B，D1C，D2C，Da，Db二极管、E直流电源、E1，E2电源、I，I1～I5电流、Ir恢复电流、L1，L2电抗器、N1，NA～NC中性点、Q1～Q4，Q1A，Q2A，Q1B，Q2B，Q1C，Q2C晶体管、S1，S2，SW1，SW2，SW1A，SW2A，SW1B，SW2B，SW1C，SW2C交流开关。

Claims (5)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
第1二极管(D1)，该第1二极管(D1)具有与直流正母线(11)相连接的阴极端子；
第2二极管(D2)，该第2二极管(D2)具有与所述第1二极管(D1)的阳极端子相连接的阴极端子，以及与直流负母线(12)相连接的阳极端子；
第1电容器(C1)，该第1电容器(C1)连接在所述直流正母线(11)与中性点(N1)之间；
第2电容器(C2)，该第2电容器(C2)连接在所述直流负母线(12)与所述中性点(N1)之间；以及
交流开关(SW1、SW2)，该交流开关(SW1、SW2)连接在所述第1二极管和第2二极管的连接点、与所述中性点(N1)之间。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述交流开关(SW1、SW2)包含有以下元器件：
串联连接在所述第1二极管和第2二极管(D1、D2)的所述连接点与所述中性点(N)之间的第1MOSFET和第2MOSFET(Q3、Q4)；
与所述第1MOSFET反向并联连接的第3二极管(D3)；以及
与所述第2MOSFET反向并联连接的第4二极管(D4)。
3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置还包括串联连接在所述直流正母线(11)和所述直流负母线(12)之间的第1半导体开关元件和第2半导体开关元件(Q1、Q2)，
所述第1二极管(D1)与所述第1半导体开关元件(Q1)反向并联连接，
所述第2二极管(D2)与所述第2半导体开关元件(Q2)反向并联连接。
4.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第1二极管和第2二极管(D1、D2)的所述连接点与交流线路(2)相连接，
所述功率转换装置还包括控制电路(5)，该控制电路(5)用于对所述第1MOSFET和第2MOSFET(Q3、Q4)进行控制，以使得将经由所述交流线路(2)提供的交流电压转换成直流电压。
5.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第1二极管和第2二极管(D1、D2)的所述连接点与交流线路(2)相连接，
所述功率转换装置还包括控制电路(5)，该控制电路(5)用于对所述第1MOSFET和第2MOSFET(Q3、Q4)进行控制，以使得将经由所述直流正母线(11)和所述直流负母线(12)提供的直流电压转换成交流电压。
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