WO2013114613A1

WO2013114613A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2013114613A1
Application number: PCT/JP2012/052500
Authority: WO
Inventors: 雅博木下
Original assignee: 東芝三菱電機産業システム株式会社
Priority date: 2012-02-03
Filing date: 2012-02-03
Publication date: 2013-08-08
Also published as: WO2013114613A9; US20140347904A1; KR20140110037A; CN104081645A

Abstract

　電力変換装置は、第１のダイオード（Ｄ１）と、第２のダイオード（Ｄ２）と、第１のコンデンサ（Ｃ１）と、第２のコンデンサ（Ｃ２）と、交流スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）とを備える。第１のダイオード（Ｄ１）は、直流正母線（１１）に接続されたカソード端子を有する。第２のダイオード（Ｄ２）は、第１のダイオード（Ｄ１）のアノード端子に接続されたカソード端子と、直流負母線（１２）に接続されたアノード端子とを有する。第１のコンデンサ（Ｃ１）は、直流正母線（１１）と中性点（Ｎ１）との間に接続される。第２のコンデンサ（Ｃ２）は、直流負母線（１２）と中性点（Ｎ１）との間に接続される。交流スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）は、第１および第２のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の接続点と、中性点（Ｎ１）との間に接続される。

Description

電力変換装置

　本発明は電力変換装置に関する。

　整流回路は、一種の電力変換装置である。様々な整流回路がこれまでに提案されている。たとえば特開２００６－２１１８６７号公報（特許文献１）に開示された整流回路は、複数のダイオードブリッジと、コンデンサと、スイッチング素子とを備える。各ダイオードブリッジの直流正端子および直流負端子は、複数のダイオードブリッジの間で共通に接続される。コンデンサとスイッチング素子とは、ダイオードブリッジの直流正端子および直流負端子の間に並列に接続される。

　たとえば特開２００７－３２９９８０号公報（特許文献２）および特開２００２－１４２４５８号公報（特許第４０５１８７５号公報（特許文献３））は、双方向スイッチを備えた整流回路を開示する。たとえば国際公開公報ＷＯ２０１０／０２１０５２Ａ１（特許文献４）は、電力変換装置を小型化および軽量化するために、３レベル回路を電力変換装置に適用することを開示する。

特開２００６－２１１８６７号公報特開２００７－３２９９８０号公報特開２００２－１４２４５８号公報（特許第４０５１８７５号公報）国際公開公報ＷＯ２０１０／０２１０５２Ａ１

　電力変換装置に含まれる半導体スイッチング素子は、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）あるいはＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）である。同じ定格を有するＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとで損失を比較した場合には、一般に、ＭＯＳＦＥＴの損失がＩＧＢＴの損失よりも少ない。

　ＭＯＳＦＥＴは、その構造に起因して、寄生ダイオードを有する。ＭＯＳＦＥＴを含む電力変換装置の場合、リカバリモードにおいて、そのＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードにリカバリ電流が流れる。リカバリ電流が大きい場合には、ＭＯＳＦＥＴが損傷する可能性がある。このような理由により、電力変換装置の信頼性を確保するために、多くの電力変換装置にはＩＧＢＴが使用される。しかしながらＩＧＢＴを含む電力変換装置の場合、効率が課題となる。

　本発明の１つの目的は、高い効率を有する電力変換装置を提供することである。

　本発明のある局面において、電力変換装置は、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、交流スイッチとを備える。第１のダイオードは、直流正母線に接続されたカソード端子を有する。第２のダイオードは、第１のダイオードのアノード端子に接続されたカソード端子と、直流負母線に接続されたアノード端子とを有する。第１のコンデンサは、直流正母線と中性点との間に接続される。第２のコンデンサは、直流負母線と中性点との間に接続される。交流スイッチは、第１および第２のダイオードの接続点と、中性点との間に接続される。

　本発明によれば、高い効率を有する電力変換装置を実現することができる。

本発明の第１の実施の形能に係る電力変換装置の基本的な構成を示す図である。本発明の第１の実施の形能に係る電力変換装置を示す図である。リカバリ電流の発生を説明するための第１の図である。リカバリ電流の発生を説明するための第２の図である。リカバリ電流の発生を説明するための第３の図である。図３～図５に示した交流スイッチＳ１，Ｓ２の各々の電圧および電流を示した波形図である。図１に示した整流回路１のトランジスタＱ３の動作を説明するための第１の図である。図１に示した整流回路１のトランジスタＱ３の動作を説明するための第２の図である。図１に示した整流回路１のトランジスタＱ３の動作を説明するための第３の図である。図１に示した整流回路１のトランジスタＱ４の動作を説明するための第１の図である。図１に示した整流回路１のトランジスタＱ４の動作を説明するための第２の図である。図１に示した整流回路１のトランジスタＱ４の動作を説明するための第３の図である。図２に示された電力変換装置４の制御を説明するための図である。図１３に示した各モードに対応する整流回路の動作を説明する図である。本発明の第２の実施の形能に係る電力変換装置を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の第１の構成例を示した図である。本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の第２の構成例を示した図である。本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の第３の構成例を示した図である。

　以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

　［実施の形態１］
　図１は、本発明の第１の実施の形能に係る電力変換装置の基本的な構成を示す図である。図１を参照して、電力変換装置は、整流回路１と制御回路５とを含む。整流回路１は、ダイオードＤ１，Ｄ２と、交流スイッチＳＷ１，ＳＷ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２とを備える。

　ダイオードＤ１は、直流正母線１１に接続されるカソード端子と、交流ライン２に接続されるアノード端子とを有する。ダイオードＤ２は、直流負母線１２に接続されるカソード端子と、交流ライン２に接続されるアノード端子とを有する。言い換えると、ダイオードＤ１，Ｄ２は、直流正母線１１と直流負母線１２との間に、逆方向に直列に接続される。交流ライン２は、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点に接続される。

　コンデンサＣ１は直流正母線１１と中性点Ｎ１との間に接続される。コンデンサＣ２は直流負母線１２と中性点Ｎ１との間に接続される。すなわち中性点Ｎ１は、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点である。中性点Ｎ１には、ライン３が接続される。ライン３は中性線である。

　交流スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と中性点Ｎ１との間に直列に接続される。交流スイッチＳＷ１は、トランジスタＱ３と、ダイオードＤ３とを含む。交流スイッチＳＷ２は、トランジスタＱ４と、ダイオードＤ４とを含む。トランジスタＱ３，Ｑ４の各々は、ＭＯＳＦＥＴである。ライン３から交流ライン２への向きに電流が流れるようにトランジスタＱ３が配置される。一方、交流ライン２からライン３への向きに電流が流れるようにトランジスタＱ４が配置される。

　ダイオードＤ３，Ｄ４は、トランジスタＱ３，Ｑ４にそれぞれ逆並列接続される。トランジスタＱ３，Ｑ４の各々は寄生ダイオード（図示せず）を有する。トランジスタＱ３の寄生ダイオードは、ダイオードＤ３と同じ向きに電流を流すように形成される。トランジスタＱ４の寄生ダイオードは、ダイオードＤ４と同じ向きに電流を流すように形成される。

　制御回路５は、トランジスタＱ３，Ｑ４の各々のスイッチングを制御する。この実施の形態では、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）方式がトランジスタＱ３，Ｑ４のスイッチング方式として採用される。交流ライン２に交流電圧が供給される。トランジスタＱ３，Ｑ４のスイッチングによって、直流正母線１１と直流負母線１２との間には直流電圧が発生する。直流正母線１１の電圧は、直流負母線１２の電圧よりも高い。

　図２は、本発明の第１の実施の形能に係る電力変換装置を示す図である。図２を参照して、電力変換装置４は３レベルＰＷＭコンバータとして機能する。電力変換装置４は、整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃと、制御回路５とを備える。

　整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃの各々は、図１に示した整流回路１と同様の構成を有する。したがって、整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃの各々は、直流正母線１１と直流負母線１２との間に、逆方向に直列に接続された２つのダイオード（Ｄ１ＡおよびＤ２Ａ、Ｄ１ＢおよびＤ２Ｂ、またはＤ１ＣおよびＤ２Ｃ）と、直流正母線１１と直流負母線１２との間に直列に接続された２つのコンデンサ（Ｃ１ＡおよびＣ２Ａ、Ｃ１ＢおよびＣ２Ｂ、またはＣ１ＣおよびＣ２Ｃ）とを有する。中性点ＮＡ，ＮＢ，ＮＣの各々は、対応する２つのコンデンサの接続点である。

　整流回路１Ａは、さらに、交流ライン２Ａとライン３Ａとの間に直列に接続される交流スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａを有する。整流回路１Ｂは、さらに、交流ライン２Ｂとライン３Ｂとの間に直列に接続される交流スイッチＳＷ１Ｂ，ＳＷ２Ｂを有する。整流回路１Ｃは、さらに、交流ライン２Ｃとライン３Ｃとの間に直列に接続される交流スイッチＳＷ１Ｃ，ＳＷ２Ｃを有する。それらの交流スイッチの各々は、トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）と、そのトランジスタに逆並列接続されるダイオードとを有する。

　交流ライン２Ａ，２Ｂ，２Ｃは、たとえば三相交流電源（図示せず）に電気的に接続される。ライン３Ａ，３Ｂ，３Ｃはライン３に接続される。

　制御回路５は、各交流スイッチのトランジスタのスイッチングを制御する。上記の通り、ＰＷＭ方式が各トランジスタのスイッチング方式として採用される。

　図３は、リカバリ電流の発生を説明するための第１の図である。図４は、リカバリ電流の発生を説明するための第２の図である。図５は、リカバリ電流の発生を説明するための第３の図である。

　図３～図５を参照して、交流スイッチＳ１，Ｓ２は、コンデンサＣの２つの端子の間に直列に接続される。交流スイッチＳ１は、トランジスタＱ１と、ダイオードＤａ，Ｄ１とを含む。交流スイッチＳ２は、トランジスタＱ２と、ダイオードＤｂ，Ｄ２とを含む。トランジスタＱ１，Ｑ２はＭＯＳＦＥＴである。ダイオードＤａ，Ｄｂは、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードである。ダイオードＤ１，Ｄ２は、トランジスタＱ１，Ｑ２にそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤａの順方向はダイオードＤ１の順方向と同じである。ダイオードＤｂの順方向はダイオードＤ２の順方向と同じである。

　交流スイッチＳ１がオンであり、交流スイッチＳ２がオフであるときには、電流Ｉは、交流スイッチＳ１（トランジスタＱ１）およびリアクトルＬ１を通る。これによりリアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される（図３）。次に、交流スイッチＳ１がオフすると、リアクトルＬ１に蓄電されたエネルギーは電流ＩとしてリアクトルＬ１から放出される。このときには、電流Ｉは、交流スイッチＳ２のダイオードＤｂおよびＤ２に流れる（図４）。続いて、交流スイッチＳ１がオフ状態からオン状態へと変化する。このときには、電流Ｉは、交流スイッチＳ１（トランジスタＱ１）を通り、リアクトルＬ１に流れるとともに、ダイオードＤｂ，Ｄ２に流れる（図５）。図５に示された状態において、交流スイッチＳ２に流れる電流がリカバリ電流である。

　図６は、図３～図５に示した交流スイッチＳ１，Ｓ２の各々の電圧および電流を示した波形図である。図６を参照して、交流スイッチＳ１がオン状態であり、交流スイッチＳ２がオフ状態であるときには、交流スイッチＳ１に印加される電圧が０であるとともに交流スイッチＳ１に電流が流れる。このときには交流スイッチＳ２に流れる電流は０である。

　交流スイッチＳ１がオン状態からオフ状態に変化すると、交流スイッチＳ１に印加される電圧が上昇するとともに、交流スイッチＳ１に流れる電流が０へと低下する。一方、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されることによって、交流スイッチＳ２のダイオードＤｂ，Ｄ２に電流が流れる。このため、交流スイッチＳ２の電流は０から負方向へと変化する。

　続いて、交流スイッチＳ１がオフ状態からオン状態へと変化する。この場合には、交流スイッチＳ１に印加される電圧が０へと低下するとともに、交流スイッチＳ１に流れる電流が上昇する。一方、交流スイッチＳ２では、ダイオードＤｂ，Ｄ２に流れる電流が、零軸を一旦超えて正になり、その後０へと低下する。破線で囲まれた正方向の電流がリカバリ電流である。交流スイッチＳ２の電圧は、リカバリ電流の発生中に上昇を開始する。

　図３～５に示されるように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、寄生ダイオード（Ｄａ，Ｄｂ）を有する。ダイオードＤｂに流れるリカバリ電流によって、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が意図せずにターンオンする可能性がある。この場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が損傷する可能性がある。

　一般には、このような問題を防ぐために、スナバ回路が用いられる。あるいは、広い幅を有する配線が使用される。この実施の形態では、リカバリ電流が交流スイッチに流れることを回避する。

　図７は、図１に示した整流回路１のトランジスタＱ３の動作を説明するための第１の図である。図８は、図１に示した整流回路１のトランジスタＱ３の動作を説明するための第２の図である。図９は、図１に示した整流回路１のトランジスタＱ３の動作を説明するための第３の図である。

　図７～図９を参照して、トランジスタＱ３，Ｑ４の各々がオン状態である場合には、電流Ｉ１は、電源Ｅ１から流れ出てリアクトルＬ１およびトランジスタＱ３，Ｑ４を通り、電源Ｅ１に戻る（図７）。

　次にトランジスタＱ３がオフする。トランジスタＱ４はオン状態のままである。この場合には、電流Ｉ２は、電源Ｅ１から流れ出て、ダイオードＤ１を通る。電流Ｉ２は、コンデンサＣ１，Ｃ２を経由して電源Ｅ１に戻る（図８）。

　続いて、トランジスタＱ３がオフ状態からオン状態へと変化する。トランジスタＱ４はオン状態のままである。この場合、リカバリ電流Ｉｒは、ダイオードＤ１を逆方向に流れる。トランジスタＱ３，Ｑ４の寄生ダイオードにはリカバリ電流は流れない。図４に示されたトランジスタＱ１，Ｑ２の動作の場合、ダイオードＤｂに順方向電流が流れる。このために、図５に示されるように、リカバリモードでは、ダイオードＤｂにリカバリ電流が流れる。一方、図７および図８に示されたトランジスタＱ３，Ｑ４の動作において、トランジスタＱ３，Ｑ４の寄生ダイオードを流れる順方向電流が発生しない。したがって、図９に示されるリカバリモードにおいて、寄生ダイオードにリカバリ電流が流れない。

　図１０は、図１に示した整流回路１のトランジスタＱ４の動作を説明するための第１の図である。図１１は、図１に示した整流回路１のトランジスタＱ４の動作を説明するための第２の図である。図１２は、図１に示した整流回路１のトランジスタＱ４の動作を説明するための第３の図である。

　図１０～図１２を参照して、トランジスタＱ３，Ｑ４の各々がオン状態である場合には、電流Ｉ３は、電源Ｅ２から流れ出てリアクトルＬ２を通る。電流Ｉ３は、さらに、コンデンサＣ１を経由してトランジスタＱ３，Ｑ４を通り、電源Ｅ２に戻る（図１０）。

　次にトランジスタＱ４がオフする。トランジスタＱ３はオン状態のままである。この場合には、電流Ｉ４は、電源Ｅ２から流れ出てリアクトルＬ２を通る。電流Ｉ４は、さらに、コンデンサＣ１，Ｃ２を経由してダイオードＤ２を通り、電源Ｅ２に戻る（図１１）。

　続いて、トランジスタＱ４がオフ状態からオン状態へと変化する。トランジスタＱ３はオン状態のままである。この場合、リカバリ電流Ｉｒは、ダイオードＤ２を逆方向に流れる。さらに、電流Ｉ５が電源Ｅ２から流れ出て、リアクトルＬ２およびトランジスタＱ３，Ｑ４を通り、電源Ｅ２に戻る（図１２）。トランジスタＱ３，Ｑ４の寄生ダイオードにはリカバリ電流は流れない。この理由は、図１０および図１１に示された状態において、トランジスタＱ３，Ｑ４の寄生ダイオードを流れる順方向電流が発生しないためである。

　図７～図９に示されるように、トランジスタＱ３の状態が変化したにもかかわらず、リカバリ電流は交流スイッチＳＷ１，ＳＷ２に流れない。同じく、図１０～図１２に示されるように、トランジスタＱ４の状態が変化したにもかかわらず、リカバリ電流が交流スイッチＳＷ１，ＳＷ２には流れない。

　図１３は、図２に示された電力変換装置４の制御を説明するための図である。図１３を参照して、整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃの制御は互いに同じである。したがって、図１３では、整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃのうちの任意の１つの制御が示される。制御回路５は、電圧指令信号１０３を参照信号１０１，１０２と比較する。参照信号１０１，１０２および電圧指令信号１０３は、制御回路５により生成される。電圧指令信号１０３は正弦波信号である。電圧指令信号１０３の周波数は、交流電力の周波数に等しい（たとえば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）。一方、参照信号１０１，１０２の各々は三角波信号である。参照信号１０１，１０２の各々の周波数は、たとえば約１ｋＨｚ～約１０ｋＨｚである。

　モード（１）は、電圧指令信号１０３が参照信号１０１よりも大きい状態に対応する。モード（２）は、電圧指令信号１０３が参照信号１０２よりも大きく、かつ参照信号１０１よりも小さい状態に対応する。モード（３）は、電圧指令信号１０３が参照信号１０２よりも小さい状態に対応する。

　図１４は、図１３に示した各モードに対応する整流回路の動作を説明する図である。上記の通り、整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃの制御は互いに同じである。したがって、図１４では、整流回路１が整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃのうちの任意の１つとして示される。図１４を参照して、モード（１）では、トランジスタＱ３，Ｑ４がともにオフする。この場合には、電流は、交流電源１０からリアクトルＬ１およびダイオードＤ１を通り、コンデンサＣ１へと流れる。

　モード（２）では、トランジスタＱ３，Ｑ４がともにオンする。この場合には、電流は、中性点Ｎ１からダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の向きに流れる。あるいは、電流は、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点から中性点Ｎ１への向きに流れる。

　モード（３）では、トランジスタＱ３，Ｑ４がともにオフする。この場合には、電流は、コンデンサＣ２からダイオードＤ２を通り、交流電源１０へと流れ込む。

　モード（１）～モード（３）のいずれのモードにおいても、リカバリ電流が交流スイッチＳＷ１，ＳＷ２に流れることを防ぐことができる。

　図２に示された電力変換装置４（ＰＷＭコンバータ）は、３レベル回路である。したがって、電力変換装置４は、３つの値を有する交流電圧を直流電圧へと変換可能である。ＰＷＭコンバータに３レベル回路を適用することによって、リアクトル（たとえば図１４のリアクトルＬ１）に発生するリプル成分を小さくすることができる。リプル成分が小さいため、リアクトルのインダクタンスは小さくてもよい。したがってリアクトルを小型化できる。リアクトルを小型化することが可能であるので、電力変換装置の小型化および軽量化を図ることができる。

　一般に、３レベル回路を実現するためには、直流正母線と直流負母線との間に直列接続された４つのスイッチング素子が必要である（たとえば国際公開公報ＷＯ２０１０／０２１０５２Ａ１を参照）。この実施の形態によれば、２つのスイッチング素子によって３レベル回路を実現できる。このような理由によって、電力変換装置の小型化および軽量化を図ることができる。

　さらに、この実施の形態によれば、リカバリ電流が交流スイッチを流れない。交流スイッチがＭＯＳＦＥＴである場合には、リカバリ電流に起因してＭＯＳＦＥＴが損傷することを防ぐことができる。したがって交流スイッチにＭＯＳＦＥＴを使用することができる。一般に、同じ定格のＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとを比較すると、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失は、ＩＧＢＴのスイッチング損失よりも小さい。交流スイッチにＭＯＳＦＥＴを適用することによって、損失を低減することができる。これにより高い効率を有する電力変換装置を実現することができる。

　［実施の形態２］
　図１５は、本発明の第２の実施の形能に係る電力変換装置を示す図である。図１５を参照して、電力変換装置４Ａは、整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃに加えて、トランジスタＱ１Ａ，Ｑ２Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂ，Ｑ１Ｃ，Ｑ２Ｃを備える。整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃの各々の構成は、図２に示された構成と同様である。

　トランジスタＱ１Ａ，Ｑ２Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂ，Ｑ１Ｃ，Ｑ２Ｃの各々は、ＩＧＢＴである。トランジスタＱ１Ａ，Ｑ２Ａは直流正母線１１と直流負母線１２との間に直列に接続される。トランジスタＱ１Ｂ，Ｑ２Ｂは直流正母線１１と直流負母線１２との間に直列に接続される。トランジスタＱ１Ｃ，Ｑ２Ｃは直流正母線１１と直流負母線１２との間に直列に接続される。制御回路５は、トランジスタＱ１Ａ，Ｑ２Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂ，Ｑ１Ｃ，Ｑ２Ｃのスイッチングを制御する。

　図１５に示された構成では、ダイオードＤ１Ａ，Ｄ２Ａは、トランジスタＱ１Ａ，Ｑ２Ａにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１Ｂ，Ｄ２Ｂは、トランジスタＱ１Ｂ，Ｑ２Ｂにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１Ｃ，Ｄ２Ｃは、トランジスタＱ１Ｃ，Ｑ２Ｃにそれぞれ逆並列接続される。

　一般にＰＷＭコンバータの力率は１．０に近い。このため、トランジスタＱ１Ａ，Ｑ２Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂ，Ｑ１Ｃ，Ｑ２Ｃには、電流がほとんど流れない。このような理由により、図２に示した電力変換装置４（ＰＷＭコンバータ）では、図１５に示された構成からトランジスタＱ１Ａ，Ｑ２Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂ，Ｑ１Ｃ，Ｑ２Ｃが省略されている。

　電力変換装置４Ａは、実施の形態１に係る整流回路１Ａ，１Ｂ，１Ｃを有する。したがって、この実施の形態によれば、実施の形態１に係る電力変換装置と同じ効果を得ることができる。

　さらに、この実施の形態では、直流正母線１１と直流負母線１２との間に直列に接続された２つのトランジスタによってアームが構成される。たとえば交流ライン２Ａ，２Ｂ，２Ｃに三相交流モータが接続された場合に、その三相交流モータを回生運転させることができる。すなわち、電力変換装置４Ａは、三相交流モータの回生運転により発生した交流電力を直流電力に変換することができる。

　［実施の形態３］
　実施の形態３に係る電源装置は、実施の形態１または２に係る電力変換装置によって実現される。

　図１６は、本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の第１の構成例を示した図である。図１６を参照して、電力変換装置４（または４Ａ）は、交流電源１０からの三相交流電力を直流電力に変換する。電力変換装置４（または４Ａ）は、その直流電力を、直流正母線１１および直流負母線１２を介して直流負荷６に供給する。ライン３は、交流電源１０および直流負荷６に接続される。

　図１７は、本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の第２の構成例を示した図である。図１７を参照して、電力変換装置４（または４Ａ）は、直流電源Ｅからの直流電力を三相交流電力に変換する。直流正母線１１および直流負母線１２は直流電源Ｅに接続される。電力変換装置４（または４Ａ）は、その三相交流電力を、交流ライン２Ａ，２Ｂ，２Ｃを介して交流負荷７に供給する。交流負荷７は、三相４線式の負荷である。ライン３は、交流負荷７に接続される。図１７に示されるように、電力変換装置４（または４Ａ）は、コンバータとしてだけでなくインバータ（３レベルＰＷＭインバータ）としても利用可能である。交流負荷７が三相交流モータである場合には、電力変換装置４Ａが用いられることが好ましい。電力変換装置４Ａは、三相交流モータの回生運転によって発生した交流電力を直流電力に変換して、その直流電力を直流電源Ｅに供給することができる。

　図１８は、本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の第３の構成例を示した図である。図１７を参照して、電源装置２０は、電力変換装置４と電力変換装置４Ｂとを含む。電力変換装置４Ｂの構成は電力変換装置４の構成と同じである。電力変換装置４は、交流電源１０からの三相交流電力を直流電力に変換する。電力変換装置４Ｂは、電力変換装置４からの直流電力を三相交流電力に変換して、その三相交流電力を交流ライン２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃを介して交流負荷７に供給する。交流負荷７は、三相４線式の負荷である。ライン３は、交流電源１０および交流負荷７に接続される。

　図１８の構成において、電力変換装置４に代えて電力変換装置４Ａが用いることができる。この場合、電力変換装置４Ｂの構成は、たとえば電力変換装置４Ａの構成と同じである。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１，１Ａ～１Ｃ　整流回路、２，２Ａ～２Ｃ，２２Ａ～２２Ｃ　交流ライン、３，３Ａ～３Ｃ　ライン（中性線）、４，４Ａ，４Ｂ　電力変換装置、５　制御回路、６　直流負荷、７　交流負荷、１０　交流電源、１１　直流正母線、１２　直流負母線、２０　電源装置、１０１，１０２　参照信号、１０３　電圧指令信号、Ｃ，Ｃ１，Ｃ２　コンデンサ、Ｄ１～Ｄ４，Ｄ１Ａ，Ｄ２Ａ，Ｄ１Ｂ，Ｄ２Ｂ，Ｄ１Ｃ，Ｄ２Ｃ，Ｄａ，Ｄｂ　ダイオード、Ｅ　直流電源、Ｅ１，Ｅ２　電源、Ｉ，Ｉ１～Ｉ５　電流、Ｉｒ　リカバリ電流、Ｌ１，Ｌ２　リアクトル、Ｎ１，ＮＡ～ＮＣ　中性点、Ｑ１～Ｑ４，Ｑ１Ａ，Ｑ２Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ｂ，Ｑ１Ｃ，Ｑ２Ｃ　トランジスタ、Ｓ１，Ｓ２，ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａ，ＳＷ１Ｂ，ＳＷ２Ｂ，ＳＷ１Ｃ，ＳＷ２Ｃ　交流スイッチ。

Claims

　直流正母線（１１）に接続されたカソード端子を有する第１のダイオード（Ｄ１）と、
　前記第１のダイオード（Ｄ１）のアノード端子に接続されたカソード端子と、直流負母線（１２）に接続されたアノード端子とを有する第２のダイオード（Ｄ２）と、
　前記直流正母線（１１）と中性点（Ｎ１）との間に接続された第１のコンデンサ（Ｃ１）と、
　前記直流負母線（１２）と前記中性点（Ｎ１）との間に接続された第２のコンデンサ（Ｃ２）と、
　前記第１および第２のダイオードの接続点と、前記中性点（Ｎ１）との間に接続された交流スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）とを備える、電力変換装置。
　前記交流スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）は、
　前記第１および第２のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の前記接続点と前記中性点（Ｎ）との間に直列に接続された第１および第２のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）と、
　前記第１のＭＯＳＦＥＴに逆並列接続された第３のダイオード（Ｄ３）と、
　前記第２のＭＯＳＦＥＴに逆並列接続された第４のダイオード（Ｄ４）とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
　前記電力変換装置は、
　前記直流正母線（１１）と前記直流負母線（１２）との間に直列に接続された第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）をさらに備え、
　前記第１のダイオード（Ｄ１）は、前記第１の半導体スイッチング素子（Ｑ１）に逆並列接続され、
　前記第２のダイオード（Ｄ２）は、前記第２の半導体スイッチング素子（Ｑ２）に逆並列接続される、請求項２に記載の電力変換装置。
　前記第１および第２のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の前記接続点は交流ライン（２）に接続され、
　前記電力変換装置は、前記交流ライン（２）を介して供給された交流電圧が直流電力に変換されるように前記第１および第２のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）を制御するための制御回路（５）をさらに備える、請求項２に記載の電力変換装置。
　前記第１および第２のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の前記接続点は交流ライン（２）に接続され、
　前記電力変換装置は、前記直流正母線（１１）および前記直流負母線（１２）を介して供給された直流電圧が交流電圧に変換されるように前記第１および第２のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）を制御するための制御回路（５）をさらに備える、請求項２に記載の電力変換装置。