KR20140110037A - 전력 변환 장치 - Google Patents

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KR20140110037A
KR20140110037A KR1020147021664A KR20147021664A KR20140110037A KR 20140110037 A KR20140110037 A KR 20140110037A KR 1020147021664 A KR1020147021664 A KR 1020147021664A KR 20147021664 A KR20147021664 A KR 20147021664A KR 20140110037 A KR20140110037 A KR 20140110037A
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마사히로 키노시타
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도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤
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Abstract

전력 변환 장치는, 제1의 다이오드(D1)와, 제2의 다이오드(D2)와, 제1의 콘덴서(C1)와, 제2의 콘덴서(C2)와, 교류 스위치(SW1, SW2)를 구비한다. 제1의 다이오드(D1)는, 직류 정모선(11)에 접속된 캐소드 단자를 갖는다. 제2의 다이오드(D2)는, 제1의 다이오드(D1)의 애노드 단자에 접속된 캐소드 단자와, 직류 부모선(12)에 접속된 애노드 단자를 갖는다. 제1의 콘덴서(C1)는, 직류 정모선(11)과 중성점(N1)과의 사이에 접속된다. 제2의 콘덴서(C2)는, 직류 부모선(12)과 중성점(N1)과의 사이에 접속된다. 교류 스위치(SW1, SW2)는, 제1 및 제2의 다이오드(D1, D2)의 접속점과, 중성점(N1)과의 사이에 접속된다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것이다.
정류회로는, 일종의 전력 변환 장치이다. 다양한 정류 회로가 지금까지 제안되어 있다. 예를 들면 일본 특개2006-211867호 공보(특허 문헌 1)에 개시된 정류 회로는, 복수의 다이오드 브리지와, 콘덴서와, 스위칭 소자를 구비한다. 각 다이오드 브리지의 직류 정단자(正端子) 및 직류 부단자(負端子)는, 복수의 다이오드 브리지의 사이에서 공통으로 접속된다. 콘덴서와 스위칭 소자는, 다이오드 브리지의 직류 정단자 및 직류 부단자의 사이에 병렬로 접속된다.
예를 들면 일본 특개2007-329980호 공보(특허 문헌 2) 및 일본 특개2002-142458호 공보(특허 제4051875호 공보(특허 문헌 3))는, 쌍방향 스위치를 구비한 정류 회로를 개시한다. 예를 들면 국제공개공보 WO2010/021052A1(특허 문헌 4)은, 전력 변환 장치를 소형화 및 경량화하기 위해, 3레벨 회로를 전력 변환 장치에 적용하는 것을 개시한다.
특허 문헌 1 : 일본 특개2006-211867호 공보 특허 문헌 2 : 일본 특개2007-329980호 공보 특허 문헌 3 : 일본 특개2002-142458호 공보(특허 제4051875호 공보) 특허 문헌 4 : 국제공개공보 WO2010/021052A1
전력 변환 장치에 포함되는 반도체 스위칭 소자는, 예를 들면 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)이다. 같은 정격을 갖는 MOSFET와 IGBT에서 손실을 비교하는 경우에는, 일반적으로, MOSFET의 손실이 IGBT의 손실보다도 적다.
MOSFET는, 그 구조에 기인하여, 기생 다이오드를 갖는다. MOSFET를 포함하는 전력 변환 장치의 경우, 리커버리 모드에서, 그 MOSFET의 기생 다이오드에 리커버리 전류가 흐른다. 리커버리 전류가 큰 경우에는, MOSFET가 손상될 가능성이 있다. 이와 같은 이유에 의해, 전력 변환 장치의 신뢰성을 확보하기 위해, 많은 전력 변환 장치에는 IGBT가 사용된다. 그렇지만 IGBT를 포함하는 전력 변환 장치의 경우, 효율이 과제가 된다.
본 발명의 하나의 목적은, 높은 효율을 갖는 전력 변환 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 어느 국면에 있어서, 전력 변환 장치는, 제1의 다이오드와, 제2의 다이오드와, 제1의 콘덴서와, 제2의 콘덴서와, 교류 스위치를 구비한다. 제1의 다이오드는, 직류 정모선(positive bus)에 접속된 캐소드 단자를 갖는다. 제2의 다이오드는, 제1의 다이오드의 애노드 단자에 접속된 캐소드 단자와, 직류 부모선(negative bus)에 접속된 애노드 단자를 갖는다. 제1의 콘덴서는, 직류 정모선과 중성점(neutral point)과의 사이에 접속된다. 제2의 콘덴서는, 직류 부모선과 중성점과의 사이에 접속된다. 교류 스위치는, 제1 및 제2의 다이오드의 접속점과, 중성점과의 사이에 접속된다.
본 발명에 의하면, 높은 효율을 갖는 전력 변환 장치를 실현할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1의 실시의 형태에 관한 전력 변환 장치의 기본적인 구성을 도시하는 도면.
도 2는 본 발명의 제1의 실시의 형태에 관한 전력 변환 장치를 도시하는 도면.
도 3은 리커버리 전류의 발생을 설명하기 위한 제1의 도면.
도 4는 리커버리 전류의 발생을 설명하기 위한 제2의 도면.
도 5는 리커버리 전류의 발생을 설명하기 위한 제3의 도면.
도 6은 도 3 내지 도 5에 도시한 교류 스위치(S1, S2)의 각각의 전압 및 전류를 도시한 파형도.
도 7은 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q3)의 동작을 설명하기 위한 제1의 도면.
도 8은 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q3)의 동작을 설명하기 위한 제2의 도면.
도 9는 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q3)의 동작을 설명하기 위한 제3의 도면.
도 10은 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q4)의 동작을 설명하기 위한 제1의 도면.
도 11은 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q4)의 동작을 설명하기 위한 제2의 도면.
도 12는 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q4)의 동작을 설명하기 위한 제3의 도면.
도 13은 도 2에 도시된 전력 변환 장치(4)의 제어를 설명하기 위한 도면.
도 14는 도 13에 도시한 각 모드에 대응하는 정류 회로의 동작을 설명하는 도면.
도 15는 본 발명의 제2의 실시의 형태에 관한 전력 변환 장치를 도시하는 도면.
도 16은 본 발명의 제3의 실시의 형태에 관한 전원 장치의 제1의 구성예를 도시한 도면.
도 17은 본 발명의 제3의 실시의 형태에 관한 전원 장치의 제2의 구성예를 도시한 도면.
도 18은 본 발명의 제3의 실시의 형태에 관한 전원 장치의 제3의 구성예를 도시한 도면.
이하, 본 발명의 실시의 형태에 관해 도면을 이용하여 설명한다. 또한, 도면 중 동일 또는 상당 부분에는 동일 부호를 붙이고 그 설명은 반복하지 않는다.
[실시의 형태 1]
도 1은, 본 발명의 제1의 실시의 형태에 관한 전력 변환 장치의 기본적인 구성을 도시하는 도면이다. 도 1을 참조하면, 전력 변환 장치는, 정류 회로(1)와 제어 회로(5)를 포함한다. 정류 회로(1)는, 다이오드(D1, D2)와, 교류 스위치(SW1, SW2)와, 콘덴서(C1, C2)를 구비한다.
다이오드(D1)는, 직류 정모선(11)에 접속된 캐소드 단자와, 교류 라인(2)에 접속된 애노드 단자를 갖는다. 다이오드(D2)는, 직류 부모선(12)에 접속된 캐소드 단자와, 교류 라인(2)에 접속된 애노드 단자를 갖는다. 환언하면, 다이오드(D1, D2)는, 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)과의 사이에, 역방향으로 직렬로 접속된다. 교류 라인(2)은, 다이오드(D1, D2)의 접속점에 접속된다.
콘덴서(C1)는 직류 정모선(11)과 중성점(N1)과의 사이에 접속된다. 콘덴서(C2)는 직류 부모선(12)과 중성점(N1)과의 사이에 접속된다. 즉 중성점(N1)은, 콘덴서(C1, C2)의 접속점이다. 중성점(N1)에는, 라인(3)이 접속된다. 라인(3)은 중성선(neutral conductor)이다.
교류 스위치(SW1, SW2)는, 다이오드(D1, D2)의 접속점과 중성점(N1)과의 사이에 직렬로 접속된다. 교류 스위치(SW1)는, 트랜지스터(Q3)와, 다이오드(D3)를 포함한다. 교류 스위치(SW2)는, 트랜지스터(Q4)와, 다이오드(D4)를 포함한다. 트랜지스터(Q3, Q4)의 각각은, MOSFET이다. 라인(3)부터 교류 라인(2)으로의 방향으로 전류가 흐르도록 트랜지스터(Q3)가 배치된다. 한편, 교류 라인(2)부터 라인(3)으로의 방향으로 전류가 흐르도록 트랜지스터(Q4)가 배치된다.
다이오드(D3, D4)는, 트랜지스터(Q3, Q4)에 각각 역병렬 접속된다. 트랜지스터(Q3, Q4)의 각각은 기생 다이오드(도시 생략)를 갖는다. 트랜지스터(Q3)의 기생 다이오드는, 다이오드(D3)와 같은 방향으로 전류를 흘리도록 형성된다. 트랜지스터(Q4)의 기생 다이오드는, 다이오드(D4)와 같은 방향으로 전류를 흘리도록 형성된다.
제어 회로(5)는, 트랜지스터(Q3, Q4)의 각각의 스위칭을 제어한다. 이 실시의 형태에서는, PWM(Pulse Width Modulation) 방식이 트랜지스터(Q3, Q4)의 스위칭 방식으로서 채용된다. 교류 라인(2)에 교류 전압이 공급된다. 트랜지스터(Q3, Q4)의 스위칭에 의해, 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)과의 사이에는 직류 전압이 발생한다. 직류 정모선(11)의 전압은, 직류 부모선(12)의 전압보다도 높다.
도 2는, 본 발명의 제1의 실시의 형태에 관한 전력 변환 장치를 도시하는 도면이다. 도 2를 참조하면, 전력 변환 장치(4)는 3레벨 PWM 컨버터로서 기능한다. 전력 변환 장치(4)는, 정류 회로(1A, 1B, 1C)와, 제어 회로(5)를 구비한다.
정류 회로(1A, 1B, 1C)의 각각은, 도 1에 도시한 정류 회로(1)와 같은 구성을 갖는다. 따라서 정류 회로(1A, 1B, 1C)의 각각은, 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)과의 사이에, 역방향으로 직렬로 접속된 2개의 다이오드(D1A 및 D2A, D1B 및 D2B, 또는 D1C 및 D2C)와, 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)과의 사이에 직렬로 접속된 2개의 콘덴서(C1A 및 C2A, C1B 및 C2B, 또는 C1C 및 C2C)를 갖는다. 중성점(NA, NB, NC)의 각각은, 대응하는 2개의 콘덴서의 접속점이다.
정류 회로(1A)는, 또한, 교류 라인(2A)과 라인(3A)과의 사이에 직렬로 접속된 교류 스위치(SW1A, SW2A)를 갖는다. 정류 회로(1B)는, 또한, 교류 라인(2B)과 라인(3B)과의 사이에 직렬로 접속된 교류 스위치(SW1B, SW2B)를 갖는다. 정류 회로(1C)는, 또한, 교류 라인(2C)과 라인(3C)과의 사이에 직렬로 접속된 교류 스위치(SW1C, SW2C)를 갖는다. 그들의 교류 스위치의 각각은, 트랜지스터(MOSFET)와, 그 트랜지스터에 역병렬 접속된 다이오드를 갖는다.
교류 라인(2A, 2B, 2C)은, 예를 들면 3상 교류 전원(도시 생략)에 전기적으로 접속된다. 라인(3A, 3B, 3C)은 라인(3)에 접속된다.
제어 회로(5)는, 각 교류 스위치의 트랜지스터의 스위칭을 제어한다. 상기한 바와 같이, PWM 방식이 각 트랜지스터의 스위칭 방식으로서 채용된다.
도 3은, 리커버리 전류의 발생을 설명하기 위한 제1의 도면이다. 도 4는, 리커버리 전류의 발생을 설명하기 위한 제2의 도면이다. 도 5는, 리커버리 전류의 발생을 설명하기 위한 제3의 도면이다.
도 3 내지 도 5를 참조하면, 교류 스위치(S1, S2)는, 콘덴서(C)의 2개의 단자의 사이에 직렬로 접속된다. 교류 스위치(S1)는, 트랜지스터(Q1)와, 다이오드(Da, D1)을 포함한다. 교류 스위치(S2)는, 트랜지스터(Q2)와, 다이오드(Db, D2)를 포함한다. 트랜지스터(Q1, Q2)는 MOSFET이다. 다이오드(Da, Db)는, MOSFET의 기생 다이오드이다. 다이오드(D1, D2)는, 트랜지스터(Q1, Q2)에 각각 역병렬 접속된다. 다이오드(Da)의 순방향은 다이오드(D1)의 순방향과 같다. 다이오드(Db)의 순방향은 다이오드(D2)의 순방향과 같다.
교류 스위치(S1)가 온이고, 교류 스위치(S2)가 오프일 때에는, 전류(I)는, 교류 스위치(S1)(트랜지스터(Q1)) 및 리액터(L1)를 통과한다. 이에 의해 리액터(L1)에 에너지가 축적된다(도 3). 다음에, 교류 스위치(S1)가 오프 하면, 리액터(L1)에 축전된 에너지는 전류(I)로서 리액터(L1)로부터 방출된다. 이 때에는, 전류(I)는, 교류 스위치(S2)의 다이오드(Db 및 D2)에 흐른다(도 4). 계속해서, 교류 스위치(S1)가 오프 상태로부터 온 상태로 변화한다. 이 때에는, 전류(I)는, 교류 스위치(S1)(트랜지스터(Q1))를 통과하여, 리액터(L1)에 흐름과 함께, 다이오드(Db, D2)에 흐른다(도 5). 도 5에 도시된 상태에서, 교류 스위치(S2)에 흐르는 전류가 리커버리 전류이다.
도 6은, 도 3 내지 도 5에 도시한 교류 스위치(S1, S2)의 각각의 전압 및 전류를 도시한 파형도이다. 도 6을 참조하면, 교류 스위치(S1)가 온 상태이고, 교류 스위치(S2)가 오프 상태일 때에는, 교류 스위치(S1)에 인가되는 전압이 0임과 함께 교류 스위치(S1)에 전류가 흐른다. 이 때에는 교류 스위치(S2)에 흐르는 전류는 0이다.
교류 스위치(S1)가 온 상태로부터 오프 상태로 변화하면, 교류 스위치(S1)에 인가되는 전압이 상승함과 함께, 교류 스위치(S1)에 흐르는 전류가 0으로 저하된다. 한편, 리액터(L1)에 축적된 에너지가 방출됨에 의해, 교류 스위치(S2)의 다이오드(Db, D2)에 전류가 흐른다. 이 때문에, 교류 스위치(S2)의 전류는 0으로부터 부방향으로 변화한다.
계속해서, 교류 스위치(S1)가 오프 상태로부터 온 상태로 변화한다. 이 경우에는, 교류 스위치(S1)에 인가되는 전압이 0으로 저하됨과 함께, 교류 스위치(S1)에 흐르는 전류가 상승한다. 한편, 교류 스위치(S2)에서는, 다이오드(Db, D2)에 흐르는 전류가, 제로축을 일단 초과하고 정(正)으로 되고, 그 후 0으로 저하된다. 파선으로 둘러싸여진 정방향의 전류가 리커버리 전류이다. 교류 스위치(S2)의 전압은, 리커버리 전류의 발생 중에 상승을 시작한다.
도 3 내지 5에 도시되는 바와 같이, MOSFET(Q1, Q2)는, 기생 다이오드(Da, Db)를 갖는다. 다이오드(Db)에 흐르는 리커버리 전류에 의해, MOSFET(Q2)가 의도하지 않게 턴 온할 가능성이 있다. 이 경우에는, MOSFET(Q2)가 손상될 가능성이 있다.
일반적으로는, 이와 같은 문제를 막기 위해, 스너버 회로가 사용된다. 또는, 넓은 폭을 갖는 배선이 사용된다. 이 실시의 형태에서는, 리커버리 전류가 교류 스위치에 흐르는 것을 회피한다.
도 7은, 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q3)의 동작을 설명하기 위한 제1의 도면이다. 도 8은, 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q3)의 동작을 설명하기 위한 제2의 도면이다. 도 9는, 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q3)의 동작을 설명하기 위한 제3의 도면이다.
도 7 내지 도 9를 참조하면, 트랜지스터(Q3, Q4)의 각각이 온 상태인 경우에는, 전류(I1)는, 전원(E1)으로부터 흘러나와 리액터(L1) 및 트랜지스터(Q3, Q4)를 통과하여, 전원(E1)으로 되돌아온다(도 7).
다음에 트랜지스터(Q3)가 오프 한다. 트랜지스터(Q4)는 온 상태 그대로이다. 이 경우에는, 전류(I2)는, 전원(E1)으로부터 흘러나와, 다이오드(D1)를 통과한다. 전류(I2)는, 콘덴서(C1, C2)를 경유하여 전원(E1)으로 되돌아온다(도 8).
계속해서, 트랜지스터(Q3)가 오프 상태로부터 온 상태로 변화한다. 트랜지스터(Q4)는 온 상태 그대로이다. 이 경우, 리커버리 전류(Ir)는, 다이오드(D1)를 역방향으로 흐른다. 트랜지스터(Q3, Q4)의 기생 다이오드에는 리커버리 전류는 흐르지 않는다. 도 4에 도시된 트랜지스터(Q1, Q2)의 동작의 경우, 다이오드(Db)에 순방향 전류가 흐른다. 이 때문에, 도 5에 도시되는 바와 같이, 리커버리 모드에서는, 다이오드(Db)에 리커버리 전류가 흐른다. 한편, 도 7 및 도 8에 도시된 트랜지스터(Q3, Q4)의 동작에서, 트랜지스터(Q3, Q4)의 기생 다이오드를 흐르는 순방향 전류가 발생하지 않는다. 따라서 도 9에 도시되는 리커버리 모드에서, 기생 다이오드에 리커버리 전류가 흐르지 않는다.
도 10은, 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q4)의 동작을 설명하기 위한 제1의 도면이다. 도 11은, 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q4)의 동작을 설명하기 위한 제2의 도면이다. 도 12는, 도 1에 도시한 정류 회로(1)의 트랜지스터(Q4)의 동작을 설명하기 위한 제3의 도면이다.
도 10 내지 도 12를 참조하면, 트랜지스터(Q3, Q4)의 각각이 온 상태인 경우에는, 전류(I3)는, 전원(E2)으로부터 흘러나와 리액터(L2)를 통과한다. 전류(I3)는, 또한, 콘덴서(C1)를 경유하여 트랜지스터(Q3, Q4)를 통과하여, 전원(E2)으로 되돌아온다(도 10).
다음에 트랜지스터(Q4)가 오프 한다. 트랜지스터(Q3)는 온 상태 그대로이다. 이 경우에는, 전류(I4)는, 전원(E2)으로부터 흘러나와 리액터(L2)를 통과한다. 전류(I4)는, 또한, 콘덴서(C1, C2)를 경유하여 다이오드(D2)를 통과하여, 전원(E2)으로 되돌아온다(도 11).
계속해서, 트랜지스터(Q4)가 오프 상태로부터 온 상태로 변화한다. 트랜지스터(Q3)는 온 상태 그대로이다. 이 경우, 리커버리 전류(Ir)는, 다이오드(D2)를 역방향으로 흐른다. 또한, 전류(I5)가 전원(E2)으로부터 흘러나와, 리액터(L2) 및 트랜지스터(Q3, Q4)를 통과하여, 전원(E2)으로 되돌아온다(도 12). 트랜지스터(Q3, Q4)의 기생 다이오드에는 리커버리 전류는 흐르지 않는다. 이 이유는, 도 10 및 도 11에 도시된 상태에서, 트랜지스터(Q3, Q4)의 기생 다이오드를 흐르는 순방향 전류가 발생하지 않기 때문이다.
도 7 내지 도 9에 도시되는 바와 같이, 트랜지스터(Q3)의 상태가 변화하였음에도 불구하고, 리커버리 전류는 교류 스위치(SW1, SW2)에 흐르지 않는다. 마찬가지로, 도 10 내지 도 12에 도시되는 바와 같이, 트랜지스터(Q4)의 상태가 변화하였음에도 불구하고, 리커버리 전류가 교류 스위치(SW1, SW2)에는 흐르지 않는다.
도 13은, 도 2에 도시된 전력 변환 장치(4)의 제어를 설명하기 위한 도면이다. 도 13을 참조하면, 정류 회로(1A, 1B, 1C)의 제어는 서로 같다. 따라서 도 13에서는, 정류 회로(1A, 1B, 1C) 중의 임의의 하나의 제어가 나타난다. 제어 회로(5)는, 전압 지령 신호(103)를 참조 신호(101, 102)와 비교한다. 참조 신호(101, 102) 및 전압 지령 신호(103)는, 제어 회로(5)에 의해 생성된다. 전압 지령 신호(103)는 정현파 신호이다. 전압 지령 신호(103)의 주파수는, 교류 전력의 주파수와 같다(예를 들면 50㎐ 또는 60㎐). 한편, 참조 신호(101, 102)의 각각은 삼각파 신호이다. 참조 신호(101, 102)의 각각의 주파수는, 예를 들면 약 1㎑ 내지 약 10㎑이다.
모드(1)는, 전압 지령 신호(103)가 참조 신호(101)보다도 큰 상태에 대응한다. 모드(2)는, 전압 지령 신호(103)가 참조 신호(102)보다 크고, 또한 참조 신호(101)보다 작은 상태에 대응한다. 모드(3)는, 전압 지령 신호(103)가 참조 신호(102)보다도 작은 상태에 대응한다.
도 14는, 도 13에 도시한 각 모드에 대응하는 정류 회로의 동작을 설명하는 도면이다. 상기한 바와 같이, 정류 회로(1A, 1B, 1C)의 제어는 서로 같다. 따라서, 도 14에서는, 정류 회로(1)가 정류 회로(1A, 1B, 1C) 중의 임의의 하나로서 나타난다. 도 14를 참조하면, 모드(1)에서는, 트랜지스터(Q3, Q4)가 모두 오프 한다. 이 경우에는, 전류는, 교류 전원(10)으로부터 리액터(L1) 및 다이오드(D1)를 통과하여, 콘덴서(C1)로 흐른다.
모드(2)에서는, 트랜지스터(Q3, Q4)가 모두 온 한다. 이 경우에는, 전류는, 중성점(N1)부터 다이오드(D1, D2)의 접속점 방향으로 흐른다. 또는, 전류는, 다이오드(D1, D2)의 접속점부터 중성점(N1)으로의 방향으로 흐른다.
모드(3)에서는, 트랜지스터(Q3, Q4)가 모두 오프 한다. 이 경우에는, 전류는, 콘덴서(C2)로부터 다이오드(D2)를 통과하여, 교류 전원(10)으로 흘러 들어간다.
모드(1) 내지 모드(3)의 어느 모드에서도, 리커버리 전류가 교류 스위치(SW1, SW2)에 흐르는 것을 막을 수 있다.
도 2에 도시된 전력 변환 장치(4)(PWM 컨버터)는, 3레벨 회로이다. 따라서 전력 변환 장치(4)는, 3개의 값을 갖는 교류 전압을 직류 전압으로 변환 가능하다. PWM 컨버터에 3레벨 회로를 적용함에 의해, 리액터(예를 들면, 도 14의 리액터(L1))에 발생하는 리플 성분을 작게 할 수 있다. 리플 성분이 작기 때문에, 리액터의 인덕턴스는 작아도 좋다. 따라서 리액터를 소형화할 수 있다. 리액터를 소형화하는 것이 가능하기 때문에, 전력 변환 장치의 소형화 및 경량화를 도모할 수 있다.
일반적으로, 3레벨 회로를 실현하기 위해서는, 직류 정모선과 직류 부모선과의 사이에 직렬 접속된 4개의 스위칭 소자가 필요한다(예를 들면 국제공개공보 WO2010/021052A1을 참조). 이 실시의 형태에 의하면, 2개의 스위칭 소자에 의해 3레벨 회로를 실현할 수 있다. 이와 같은 이유에 의해, 전력 변환 장치의 소형화 및 경량화를 도모할 수 있다.
또한, 본 실시의 형태에 의하면, 리커버리 전류가 교류 스위치를 흐르지 않는다. 교류 스위치가 MOSFET인 경우에는, 리커버리 전류에 기인하여 MOSFET가 손상되는 것을 막을 수 있다. 따라서 교류 스위치에 MOSFET를 사용할 수 있다. 일반적으로, 같은 정격의 MOSFET와 IGBT를 비교하면, MOSFET의 스위칭 손실은, IGBT의 스위칭 손실보다도 작다. 교류 스위치에 MOSFET를 적용함에 의해, 손실을 저감할 수 있다. 이에 의해 높은 효율을 갖는 전력 변환 장치를 실현할 수 있다.
[실시의 형태 2]
도 15는, 본 발명의 제2의 실시의 형태에 관한 전력 변환 장치를 도시하는 도면이다. 도 15를 참조하면, 전력 변환 장치(4A)는, 정류 회로(1A, 1B, 1C)에 더하여, 트랜지스터(Q1A, Q2A, Q1B, Q2B, Q1C, Q2C)를 구비한다. 정류 회로(1A, 1B, 1C)의 각각의 구성은, 도 2에 도시된 구성과 마찬가지이다.
트랜지스터(Q1A, Q2A, Q1B, Q2B, Q1C, Q2C)의 각각은, IGBT이다. 트랜지스터(Q1A, Q2A)는 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)과의 사이에 직렬로 접속된다. 트랜지스터(Q1B, Q2B)는 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)과의 사이에 직렬로 접속된다. 트랜지스터(Q1C, Q2C)는 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)과의 사이에 직렬로 접속된다. 제어 회로(5)는, 트랜지스터(Q1A, Q2A, Q1B, Q2B, Q1C, Q2C)의 스위칭을 제어한다.
도 15에 도시된 구성에서는, 다이오드(D1A, D2A)는, 트랜지스터(Q1A, Q2A)에 각각 역병렬 접속된다. 다이오드(D1B, D2B)는, 트랜지스터(Q1B, Q2B)에 각각 역병렬 접속된다. 다이오드(D1C, D2C)는, 트랜지스터(Q1C, Q2C)에 각각 역병렬 접속된다.
일반적으로 PWM 컨버터의 역률은 1.0에 가깝다. 이 때문에, 트랜지스터(Q1A, Q2A, Q1B, Q2B, Q1C, Q2C)에는, 전류가 거의 흐르지 않는다. 이와 같은 이유에 의해, 도 2에 도시한 전력 변환 장치(4)(PWM 컨버터)에서는, 도 15에 도시된 구성에서 트랜지스터(Q1A, Q2A, Q1B, Q2B, Q1C, Q2C)가 생략되어 있다.
전력 변환 장치(4A)는, 실시의 형태 1에 관한 정류 회로(1A, 1B, 1C)를 갖는다. 따라서 이 실시의 형태에 의하면, 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치와 같은 효과를 얻을 수 있다.
또한, 이 실시의 형태에서는, 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)과의 사이에 직렬로 접속된 2개의 트랜지스터에 의해 암이 구성된다. 예를 들면 교류 라인(2A, 2B, 2C)에 3상 교류 모터가 접속된 경우에, 그 3상 교류 모터를 회생(回生) 운전시킬 수 있다. 즉, 전력 변환 장치(4A)는, 3상 교류 모터의 회생 운전에 의해 발생한 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 수 있다.
[실시의 형태 3]
실시의 형태 3에 관한 전원 장치는, 실시의 형태 1 또는 2에 관한 전력 변환 장치에 의해 실현된다.
도 16은, 본 발명의 제3의 실시의 형태에 관한 전원 장치의 제1의 구성예를 도시한 도면이다. 도 16을 참조하면, 전력 변환 장치(4)(또는 4A)는, 교류 전원(10)으로부터의 3상 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다. 전력 변환 장치(4)(또는 4A)는, 그 직류 전력을, 직류 정모선(11) 및 직류 부모선(12)을 통하여 직류 부하(6)에 공급한다. 라인(3)은, 교류 전원(10) 및 직류 부하(6)에 접속된다.
도 17은, 본 발명의 제3의 실시의 형태에 관한 전원 장치의 제2의 구성예를 도시한 도면이다. 도 17을 참조하면, 전력 변환 장치(4)(또는 4A)는, 직류 전원(E)으로부터의 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환한다. 직류 정모선(11) 및 직류 부모선(12)은 직류 전원(E)에 접속된다. 전력 변환 장치(4)(또는 4A)는, 그 3상 교류 전력을, 교류 라인(2A, 2B, 2C)을 통하여 교류 부하(7)에 공급한다. 교류 부하(7)는, 3상4선식의 부하이다. 라인(3)은, 교류 부하(7)에 접속된다. 도 17에 도시되는 바와 같이, 전력 변환 장치(4)(또는 4A)는, 컨버터로서만이 아니라 인버터(3레벨 PWM 인버터)로서도 이용 가능하다. 교류 부하(7)가 3상 교류 모터인 경우에는, 전력 변환 장치(4A)가 이용되는 것이 바람직하다. 전력 변환 장치(4A)는, 3상 교류 모터의 회생 운전에 의해 발생한 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여, 그 직류 전력을 직류 전원(E)에 공급할 수 있다.
도 18은, 본 발명의 제3의 실시의 형태에 관한 전원 장치의 제3의 구성예를 도시한 도면이다. 도 17을 참조하면, 전원 장치(20)는, 전력 변환 장치(4)와 전력 변환 장치(4B)를 포함한다. 전력 변환 장치(4B)의 구성은 전력 변환 장치(4)의 구성과 같다. 전력 변환 장치(4)는, 교류 전원(10)으로부터의 3상 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다. 전력 변환 장치(4B)는, 전력 변환 장치(4)로부터의 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하고, 그 3상 교류 전력을 교류 라인(22A, 22B, 22C)을 통하여 교류 부하(7)에 공급한다. 교류 부하(7)는, 3상 4선식의 부하이다. 라인(3)은, 교류 전원(10) 및 교류 부하(7)에 접속된다.
도 18의 구성에서, 전력 변환 장치(4)에 대신하여 전력 변환 장치(4A)를 이용할 수 있다. 이 경우, 전력 변환 장치(4B)의 구성은, 예를 들면 전력 변환 장치(4A)의 구성과 같다.
금회 개시된 실시의 형태는 모든 점에서 예시이고 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 할 것이다. 본 발명의 범위는 상기한 설명이 아니라 청구의 범위에 의해 나타나고, 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
1, 1A 내지 1C : 정류 회로
2, 2A 내지 2C, 22A 내지 22C : 교류 라인
3, 3A 내지 3C : 라인(중성선)
4, 4A, 4B : 전력 변환 장치
5 : 제어 회로
6 : 직류 부하
7 : 교류 부하
10 : 교류 전원
11 : 직류 정모선
12 : 직류 부모선
20 : 전원 장치
101, 102 : 참조 신호
103 : 전압 지령 신호
C, C1, C2 : 콘덴서
D1 내지 D4, D1A, D2A, D1B, D2B, D1C, D2C, Da, Db : 다이오드
E : 직류 전원
E1, E2 : 전원
I, I1 내지 I5 : 전류
Ir : 리커버리 전류
L1, L2 : 리액터
N1, NA 내지 NC : 중성점
Q1 내지 Q4, Q1A, Q2A, Q1B, Q2B, Q1C, Q2C : 트랜지스터
S1, S2, SW1, SW2, SW1A, SW2A, SW1B, SW2B, SW1C, SW2C : 교류 스위치

Claims (5)

  1. 직류 정모선(11)에 접속된 캐소드 단자를 갖는 제1의 다이오드(D1)와,
    상기 제1의 다이오드(D1)의 애노드 단자에 접속된 캐소드 단자와, 직류 부모선(12)에 접속된 애노드 단자를 갖는 제2의 다이오드(D2)와,
    상기 직류 정모선(11)과 중성점(N1)과의 사이에 접속된 제1의 콘덴서(C1)와,
    상기 직류 부모선(12)과 상기 중성점(N1)과의 사이에 접속된 제2의 콘덴서(C2)와,
    상기 제1 및 제2의 다이오드의 접속점과, 상기 중성점(N1)과의 사이에 접속된 교류 스위치(SW1, SW2)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 교류 스위치(SW1, SW2)는,
    상기 제1 및 제2의 다이오드(D1, D2)의 상기 접속점과 상기 중성점과의 사이(N)에 직렬로 접속된 제1 및 제2의 MOSFET(Q3, Q4)와,
    상기 제1의 MOSFET에 역병렬 접속된 제3의 다이오드(D3)와,
    상기 제2의 MOSFET에 역병렬 접속된 제4의 다이오드(D4)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는,
    상기 직류 정모선(11)과 상기 직류 부모선과의 사이(12)에 직렬로 접속된 제1 및 제2의 반도체 스위칭 소자(Q1, Q2)를 더 구비하고,
    상기 제1의 다이오드(D1)는, 상기 제1의 반도체 스위칭 소자(Q1)에 역병렬 접속되고,
    상기 제2의 다이오드(D2)는, 상기 제2의 반도체 스위칭 소자(Q2)에 역병렬 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 제1 및 제2의 다이오드(D1, D2)의 상기 접속점은 교류 라인(2)에 접속되고,
    상기 전력 변환 장치는, 상기 교류 라인(2)을 통하여 공급된 교류 전압이 직류 전력으로 변환되도록 상기 제1 및 제2의 MOSFET(Q3, Q4)를 제어하기 위한 제어 회로(5)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 제1 및 제2의 다이오드(D1, D2)의 상기 접속점은 교류 라인(2)에 접속되고,
    상기 전력 변환 장치는, 상기 직류 정모선(11) 및 상기 직류 부모선(12)을 통하여 공급된 직류 전압이 교류 전압으로 변환되도록 상기 제1 및 제2의 MOSFET(Q3, Q4)를 제어하기 위한 제어 회로(5)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10038392B2 (en) * 2014-08-29 2018-07-31 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Inverter
US9843270B2 (en) * 2015-01-13 2017-12-12 Hamilton Sundstrand Corporation Phase leg arrangements for multilevel active rectifiers
DE102015105889A1 (de) * 2015-04-17 2016-10-20 Ge Energy Power Conversion Technology Limited Schaltmodul und Umrichter mit wenigstens einem Schaltmodul
KR101994023B1 (ko) * 2015-04-20 2019-06-27 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 컨버터 및 그것을 사용한 전력 변환 장치
FR3072221B1 (fr) * 2017-10-09 2021-03-26 Continental Automotive France Dispositif d’alimentation d’un calculateur electronique
JP7039430B2 (ja) * 2018-09-19 2022-03-22 株式会社東芝 Ａｃ／ｄｃコンバータ

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2857094B2 (ja) * 1995-12-28 1999-02-10 株式会社東芝 三相整流装置
CN100377481C (zh) * 2003-03-24 2008-03-26 台达电子工业股份有限公司 具有三相功率因数校正的集成变换装置
EP1861914B1 (en) * 2005-10-24 2008-12-03 Conergy AG Inverter
TWI316166B (en) * 2006-05-30 2009-10-21 Delta Electronics Inc Bridgeless pfc converter with low common-mode noise and high power density
US20090040800A1 (en) * 2007-08-10 2009-02-12 Maximiliano Sonnaillon Three phase rectifier and rectification method
CA2740765C (en) * 2008-10-16 2014-12-30 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion device
JP5159888B2 (ja) * 2009-02-20 2013-03-13 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP2011078271A (ja) * 2009-10-01 2011-04-14 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
CN102612803B (zh) * 2009-10-20 2015-09-02 杜比实验室特许公司 数字控制式ac保护及衰减电路
EP2538543B1 (en) * 2010-02-17 2019-08-21 Fuji Electric Co., Ltd. Power conversion apparatus
WO2011143136A2 (en) * 2010-05-12 2011-11-17 Magistor Technologies, L.L.C. Ac battery employing magistor technology
US9362844B2 (en) * 2013-06-14 2016-06-07 Hamilton Sundstrand Corporation Method of deriving switch current signals in a rectifier

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