JPWO2018127945A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１００）は、３レベルコンバータ（６）と、インバータ（３）と、ダイオード整流器（２）と、制御装置（７）とを備える。３レベルコンバータ（６）は、交流電源（１）から交流ラインを介して供給される交流電圧を直流電圧に変換するように構成される。インバータ（３）は、３レベルコンバータ（６）から直流正母線（１３）、直流負母線（１４）および直流中性点母線（１５）を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、負荷（４）に供給するように構成される。ダイオード整流器（２）は、交流ラインと直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に、３レベルコンバータ（６）と並列に接続される。制御装置（７）は、インバータ（３）に供給する直流電圧が、ダイオード整流器（２）から出力されるべき直流電圧よりも高い基準電圧になるように３レベルコンバータ（６）を制御する一方で、３レベルコンバータ（６）の故障時には３レベルコンバータ（６）をゲートブロックするように構成される。

Description

この発明は、電力変換装置に関する。

特開２０１３−２７９９０号公報（特許文献１）には、モータと、モータを駆動する駆動回路と、整流部と、コンデンサと、ブリッジ回路と、高調波成分抑制部とを備える射出成型機が開示される。整流部は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して駆動回路に供給する。コンデンサは、駆動回路と整流部との間に設けられる。ブリッジ回路は、駆動回路と整流部との間の直流電力を交流電力に変換するように構成される。高調波成分抑制部は、ブリッジ回路の交流部側に接続される。

上記射出成型機において、ブリッジ回路および高調波成分抑制部は、整流部に並列接続され、モータで発生する回生電力を交流電源に供給するための回生経路を形成する。高調波成分抑制部はリアクトルを有する。

特開２０１３−２７９９０号公報

上記射出成型機においては、ブリッジ回路と整流部とが並列に接続されているため、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子をオンオフすると、整流部を介して流れる電流の還路がブリッジ回路に形成される。この電流は循環電流と呼ばれ、電力損失の原因となる。

循環電流を抑制するため、特許文献１では、コンデンサの電圧が所定値以上のとき、モータの電力を回生するように、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子をオンオフする。一方、コンデンサの電圧が所定値未満のときには、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を全てオフする。

しかしながら、特許文献１に記載される技術では、整流部は交流電源からモータに電力を供給するための力行経路を形成するため、負荷の力行時には、整流部でのダイオード整流により大量の高調波成分が発生し、力率の低下を避けられない。

高調波成分抑制部およびブリッジ回路を回生経路だけでなく、力行経路としても用いるためには、特許文献１での手法に代わる循環電流への対策が必要となる。この対策によると、高調波成分抑制部のリアクトルは、高調波成分を抑制するために必要なインダクタンス値が高くなる。その結果、リアクトルが大型になってしまうという課題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、循環電流を抑制することができ、かつ、小型化に有利な電力変換装置を提供することである。

この発明のある局面によれば、電力変換装置は、３レベルコンバータと、インバータと、２個のコンデンサと、ダイオード整流器と、制御装置とを備える。３レベルコンバータは、交流電源から交流ラインを介して供給される交流電圧を直流電圧に変換するように構成される。インバータは、３レベルコンバータから直流正母線、直流負母線および直流中性点母線を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に供給するように構成される。２個のコンデンサは、直流正母線と直流中性点母線との間、直流中性点母線と直流負母線との間にそれぞれ接続される。ダイオード整流器は、交流ラインと直流正母線および直流負母線との間に、３レベルコンバータと並列に接続される。制御装置は、インバータに供給する直流電圧が、ダイオード整流器から出力されるべき直流電圧よりも高い基準電圧になるように３レベルコンバータを制御する一方で、３レベルコンバータの故障時には３レベルコンバータをゲートブロックするように構成される。

この発明によれば、循環電流を抑制することができ、かつ、小型化に有利な電力変換装置を提供することができる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す回路図である。 制御装置による、３レベルコンバータの１相分のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態２の変形例による電力変換装置の構成を示す回路図である。 従来の電力変換装置の構成を示す回路図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

まず、図５を用いて、従来の電力変換装置の構成とその課題について説明する。次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。

ここでは、従来の電力変換装置の課題を説明するため、特許文献１に開示される電力変換装置を例に取り上げて説明する。

図５は、従来の電力変換装置１１０の構成を示す回路図である。図５を参照して、電力変換装置１１０は、三相交流電源１と負荷４との間に接続されている。負荷４はたとえばモータであり、電力変換装置１１０から供給される三相交流電力によって駆動される。負荷４は、力行運転および回生運転を交互に行ない得る。

電力変換装置１１０は、ダイオード整流器２と、コンデンサＣ０と、インバータ３と、２レベルコンバータ８と、フィルタ５と、制御装置７とを備える。電力変換装置１１０は、直流正母線１３、直流負母線１４、および交流ライン（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）をさらに備える。

ダイオード整流器２は、三相交流電源１から交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬを介して供給される三相交流電力を直流電力に変換するように構成される。ダイオード整流器２は、ダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。ダイオードＤ１のアノードはＲ相ラインＲＬに接続され、そのカソードは直流正母線１３に接続される。ダイオードＤ２のカソードはＲ相ラインＲＬに接続され、そのアノードは直流負母線１４に接続される。ダイオードＤ３のアノードはＳ相ラインＳＬに接続され、そのカソードは直流正母線１３に接続される。ダイオードＤ４のカソードはＳ相ラインＳＬに接続され、そのアノードは直流負母線１４に接続される。ダイオードＤ５のアノードはＴ相ラインＴＬに接続され、そのカソードは直流正母線１３に接続される。ダイオードＤ６のカソードはＴ相ラインＴＬに接続され、そのアノードは直流負母線１４に接続される。コンデンサＣ０は、直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧を平滑化する。

インバータ３は、ダイオード整流器２から直流正母線１３および直流負母線１４を介して供給される直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ３で生成された三相交流電力は、交流ライン（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）を介して負荷４に供給される。

２レベルコンバータ８は、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬと直流正母線１３および直流負母線１４との間に、ダイオード整流器２に対して並列に接続されている。２レベルコンバータ８は、三相交流電源１から供給される三相交流電力を直流電力に変換し、直流正母線１３および直流負母線１４を介してインバータ３にその直流電力を供給する。

インバータ３および２レベルコンバータ８は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。半導体スイッチング素子として、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。また、半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を採用する。

２レベルコンバータ８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒ，Ｑ１ｓ，Ｑ２ｓ，Ｑ１ｔ，Ｑ２ｔ、およびダイオードＤ１ｒ，Ｄ２ｒ，Ｄ１ｓ，Ｄ２ｓ，Ｄ１ｔ，Ｄ２ｔを含む。ここで、２レベルコンバータ８の各相の構成を総括的に説明するため、符号ｒ，ｓ，ｔをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのエミッタはｘ相ラインｘＬに接続され、そのコレクタは直流正母線１３に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのコレクタはｘ相ラインｘＬに接続され、そのエミッタは直流負母線１４に接続される。ダイオードＤ１ｘ，Ｄ２ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘにそれぞれ逆並列に接続される。

フィルタ５は、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬと２レベルコンバータ８との間に設けられている。フィルタ５は、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬの各相に対して直列に挿入されたリアクトルを少なくとも含む。フィルタ５は、たとえば、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬの各相に対して直列に挿入されたリアクトルがコンデンサに接続されるＬＣ回路である。フィルタ５は高調波成分抑制部を構成する。

制御装置７は、インバータ３および２レベルコンバータ８の動作を制御する。制御装置７は、ＰＷＭ制御を実行する。

従来の電力変換装置１１０では、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬに対してダイオード整流器２と２レベルコンバータ８とが並列に接続されている。そのため、２レベルコンバータ８の半導体スイッチング素子をオンしたときに、図中に矢印ｋ１で示すように、交流ラインからダイオード整流器２を通って直流母線に流れる電流が２レベルコンバータ８およびフィルタ５を通って交流ラインに戻されるという経路が形成される。あるいは、図中に矢印ｋ２で示すように、交流ラインからフィルタ５および２レベルコンバータ８を通って直流母線に流れる電流がダイオード整流器２を通って交流ラインに戻されるという経路が形成される。この電流は循環電流と呼ばれ、電力損失の原因となる。

従来技術では、循環電流を抑制するために、コンデンサＣ０の端子間電圧が所定値以上のとき、負荷４で発生した電力を回生するように、２レベルコンバータ８の半導体スイッチング素子をオンオフする。一方、コンデンサＣ０の端子間電圧が所定値未満のときには、２レベルコンバータ８の半導体スイッチング素子を全てオフする。

２レベルコンバータ８の半導体スイッチング素子を全てオフすると、各半導体スイッチング素子に並列接続されたダイオードの働きにより、フィルタ５の２レベルコンバータ８側の３個の端子の電位は、各相に流れる電流を抑制するように、直流正母線１３または直流負母線１４の電位に変化する。これにより、フィルタ５に流れる循環電流が抑制される。

すなわち、従来技術によると、負荷４の力行運転時には、２レベルコンバータ８が停止されるため、ダイオード整流器２によって三相交流電源１からの三相交流電力が直流電力に変換される。また、負荷４の回生運転時には、２レベルコンバータ８によって直流正母線１３および直流負母線１４の間の直流電力が三相交流電力に変換される。

しかしながら、従来技術では、ダイオード整流器２において大量の高調波成分が発生してしまうため、力率の低下を避けられない。そこで、負荷４の力行運転時においても、２レベルコンバータ８の半導体スイッチング素子をオンオフさせようとした場合、従来技術に代わる循環電流への対策として、フィルタ５において、大量の高調波成分を抑制するために必要なインダクタンス値が高くなる。その結果、リアクトルが大型になってしまうという課題がある。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置１００の構成を示す回路図である。図１および図５を参照して、本実施の形態１による電力変換装置１００は、従来の電力変換装置１１０における２レベルコンバータ８を、３レベルコンバータ６に置き換えたものである。すなわち、３レベルコンバータ６は、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬと直流正母線１３および直流負母線１４との間に、ダイオード整流器２に対して並列に接続されている。３レベルコンバータ６は、三相交流電源１からフィルタ５を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換し、直流正母線１３および直流負母線１４を介してインバータ３にその直流電力を供給する。

フィルタ５は、コンデンサ部５０およびリアクトル部５２を含む。リアクトル部５２は、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬにそれぞれ直列に挿入されるリアクトル５２ｒ，５２ｓ，５２ｔを含む。コンデンサ部５０は、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬにそれぞれ一端が接続されるコンデンサ５０ｒ，５０ｓ，５０ｔを含む。なお、フィルタ５は、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬの各々に直列にリアクトルのみが挿入される構成でもよい。

３レベルコンバータ６は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒ，Ｑ１ｓ，Ｑ２ｓ，Ｑ１ｔ，Ｑ２ｔ、ダイオードＤ１ｒ，Ｄ２ｒ，Ｄ１ｓ，Ｄ２ｓ，Ｄ１ｔ，Ｄ２ｔ、および交流スイッチＳ１〜Ｓ３を含む。３レベルコンバータ６は、図５の２レベルコンバータ８に交流スイッチＳ１〜Ｓ３を付加したものである。交流スイッチＳ１〜Ｓ３の各々は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４およびダイオードＤ３，Ｄ４を含む。ここで、各交流スイッチの構成を総括的に説明するため、符号ｒ，ｓ，ｔをまとめて符号「ｘ」と示す。

ＩＧＢＴ素子Ｑ３のソースは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとの接続点に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４のソースは、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点である中性点Ｎ１に接続される。中性点Ｎ１には直流中性点母線１５が接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のドレインは互いに接続される。ダイオードＤ３，Ｄ４は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４にそれぞれ逆並列に接続される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ３，Ｑ４の各々は、制御装置７によってＰＷＭ制御され、三相交流電源１から供給される三相交流電圧に同期して所定のタイミングでオンオフされる。たとえば、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｒ，Ｑ１ｓ，Ｑ１ｔは、三相交流電圧に同期して順次オンオフされる。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｒ，Ｑ１ｓ，Ｑ１ｔがオンされている期間ではそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ２ｒ，Ｑ２ｓ，Ｑ２ｔがオフされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｒ，Ｑ１ｓ，Ｑ１ｔがオフされている期間ではそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ２ｒ，Ｑ２ｓ，Ｑ２ｔがオンされる。３レベルコンバータ６は、三相交流電源１からフィルタ５を介して供給される三相交流電圧に基づいて正電圧、負電圧および中性点電圧を生成し、生成した正電圧、負電圧および中性点電圧をそれぞれ直流正母線１３、直流負母線１４および直流中性点母線１５に与える。

図２は、制御装置７による、３レベルコンバータ６の１相分のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘのゲートには、それぞれゲート信号φ１〜φ４が与えられる。図２には、電圧指令値Ｖ＊、正側三角波キャリア信号ＣＡ１、負側三角波キャリア信号ＣＡ２およびゲート信号φ１〜φ４の波形を示している。

電圧指令値Ｖ＊は、３レベルコンバータ６が出力すべき交流電圧の指令値である。キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の周期および位相は同じである。キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の周期は電圧指令値Ｖ＊の周期よりも十分に小さい。

電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＣＡ１とのレベルの高低が比較される。電圧指令値Ｖ＊のレベルがキャリア信号ＣＡ１のレベルよりも高い場合は、ゲート信号φ１，φ３がそれぞれＨレベルおよびＬレベルにされる。電圧指令値Ｖ＊のレベルがキャリア信号ＣＡ１のレベルよりも低い場合は、ゲート信号φ１，φ３がそれぞれＬレベルおよびＨレベルにされる。

したがって、電圧指令値Ｖ＊のレベルが正である期間では、ゲート信号φ１，φ３がキャリア信号ＣＡ１に同期して交互にＨレベルにされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘが交互にオンされる。また、電圧指令値Ｖ＊のレベルが負である期間では、ゲート信号φ１，φ３はそれぞれＬレベルおよびＨレベルに固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘがオフ状態に固定されるとともにＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘがオン状態に固定される。

電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＣＡ２とのレベルの高低が比較される。電圧指令値Ｖ＊のレベルがキャリア信号ＣＡ２のレベルよりも高い場合は、ゲート信号φ２，φ４がそれぞれＬレベルおよびＨレベルにされる。電圧指令値Ｖ＊のレベルがキャリア信号ＣＡ１のレベルよりも低い場合は、ゲート信号φ２，φ４がそれぞれＨレベルおよびＬレベルにされる。

したがって、電圧指令値Ｖ＊のレベルが正である期間では、ゲート信号φ２，φ４はそれぞれＬレベルおよびＨレベルに固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘがオフ状態に固定されるとともにＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘがオン状態に固定される。また、電圧指令値Ｖ＊のレベルが負である期間では、ゲート信号φ２，φ４およびキャリア信号ＣＡ２に同期して交互にＨレベルにされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘが交互にオンされる。

次に、本実施の形態１による電力変換装置１００の動作について説明する。
電力変換装置１００では、制御装置７は、直流正母線１３および直流負母線１４の間の直流電圧が基準電圧に一致するように、３レベルコンバータ６の半導体スイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。

ここで、基準電圧は、ダイオード整流器２が出力すべき直流電圧よりも高い電圧に設定される。たとえば、三相交流電源１の出力交流電圧が４００Ｖである場合、ダイオード整流器２の出力直流電圧は約５６６Ｖとなる。この場合、基準電圧は５６６Ｖよりも高い電圧であって、たとえば７００Ｖに設定される。

このようにすると、３レベルコンバータ６が正常に動作しているときには、ダイオード整流器２では、交流入力電圧よりも直流出力電圧が高い状態となるため、整流動作が行なわれない。したがって、負荷４の力行運転時には、ダイオード整流器２が停止されるため、３レベルコンバータ６によって三相交流電源１からの三相交流電力が直流電力に変換される。

負荷４の回生運転時には、３レベルコンバータ６によって直流正母線１３および直流負母線１４の間の直流電力が三相交流電力に変換される。すなわち、本実施の形態１は、負荷４の力行運転時に３レベルコンバータ６の半導体スイッチング素子をオフオフする点で、力行運転時に２レベルコンバータ８の半導体スイッチング素子を全てオフする従来技術（図５参照）とは異なっている。

ただし、本実施の形態１では、３レベルコンバータ６において一部の半導体スイッチング素子に異常が発生した場合には、３レベルコンバータ６の半導体スイッチング素子を全てオフする。これにより、ダイオード整流器２を動作させてインバータ３に直流電力を供給することができる。ただし、インバータ３に供給される直流電圧は基準電圧（たとえば７００Ｖ）よりも低い電圧（たとえば５６６Ｖ）となる。

ここで、３レベルコンバータ６の半導体スイッチング素子をオンした場合には、図５の２レベルコンバータ８と同様に、交流ライン、ダイオード整流器２、直流正母線１３、直流負母線１４および３レベルコンバータ６を経由して循環電流が流れる経路が形成されることとなる。

しかしながら、３レベルコンバータ６は、３値の電圧（正電圧、負電圧および中性点電圧）を出力することができるため、２値の電圧（正電圧および負電圧）を出力する２レベルコンバータ８に比較して、高調波成分が少ないという特徴がある。

詳細には、３レベルコンバータ６における、キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の半周期ごとの線間出力電圧の変化幅は、２レベルコンバータ８の変化幅の１／２となる。また、３レベルコンバータ６では、１キャリア周期間に４つの半導体スイッチング素子のうち２つは１回ずつオンオフするが、残りの２つがスイッチングしない。したがって、半導体スイッチング素子１個当たりの平均スイッチング周波数はキャリア周波数の１／２となる。これに対し、２レベルコンバータ８では、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数はキャリア周波数と一致する。

以上のことから、半導体スイッチング素子１個当たりの平均スイッチング周波数が等しい場合、３レベルコンバータ６の交流出力電圧に含まれる高調波成分は等価的に２レベルコンバータ８の交流出力電圧に含まれる高調波成分の１／４となる。

したがって、本実施の形態１では、三相交流電源１からの三相交流電力を直流電力に変換するためのコンバータに３レベルコンバータ６を採用したことで、高周波成分が少ないという特徴により、半導体スイッチング素子をオンしたときに流れる循環電流を抑制することができる。これによれば、負荷４の力行運転時にコンバータの半導体スイッチング素子を全てオフすることを必要せず、循環電流を抑制することができる。すなわち、フィルタ５および３レベルコンバータ６を回生経路だけでなく、力行経路としても用いることができる。したがって、ダイオード整流器２を力行経路とする従来技術に比べて、力率を改善することができる。

また、本実施の形態１では、高周波成分が少ないという３レベルコンバータ６の特徴により、フィルタ５に含まれるリアクトル部５２のインダクタンス値を小さくすることができる。これにより、フィルタ５を小型化することができる。あるいは、高調波成分が電力変換装置１００に求められる許容レベルよりも小さい場合には、フィルタ５を設ける必要をなくすことができる。

［実施の形態２］
図３は、この発明の実施の形態２による電力変換装置１００の構成を示す回路図である。図１および図３を参照して、本実施の形態２による電力変換装置１００は、図１の電力変換装置１００におけるフィルタ５を、フィルタ９に置き換えたものである。

フィルタ９は、リアクトル９０，９１を含む。リアクトル９０は、３レベルコンバータ６と直流正母線１３との間に接続される。リアクトル９０は、直流正母線１３に直列に挿入されている。リアクトル９２は、３レベルコンバータ６と直流負母線１４との間に接続される。リアクトル９２は、直流負母線１４に直列に挿入されている。

リアクトル９０，９２はともに、循環電流が流れる経路上に挿入されている。したがって、図１のフィルタ５のリアクトル５２ｒ，５２ｓ，５２ｔと同様、高調波成分を抑制する機能を果たす。

本実施の形態２では、さらに、３レベルコンバータ６の交流側に設けられるフィルタを、３レベルコンバータ６の直流側に設けることによって、フィルタに含まれるリアクトルの個数を減らすことができるとともに、コンデンサを不要とすることができる。これにより、フィルタを小型化することが可能となる。

なお、リアクトル９０，９２は、循環電流が流れる経路上に挿入されていればよいため、たとえば図４に示すように、ダイオード整流器２と直流正母線１３および直流負母線１４との間にフィルタ９を設けることも可能である。

図４では、リアクトル９０は、ダイオード整流器２と直流正母線１３との間に接続される。リアクトル９０は、直流正母線１３に直列に挿入されている。リアクトル９２は、ダイオード整流器２と直流負母線１４との間に接続される。リアクトル９２は、直流負母線１４に直列に挿入されている。

なお、図３および図４に示したフィルタ９の設置およびこれによる効果（フィルタの小型化）は、図５の電力変換装置１１０に対しても適用可能である点について確認的に記載する。すなわち、図５の電力変換装置１１０においても、２レベルコンバータ８の交流側のフィルタ５に代えて、２レベルコンバータ８と直流正母線１３および直流負母線１４との間にフィルタ９を設けることができる。そして、これによりフィルタを小型化することができる。

今回開示された実施の形態は例示であって、上記内容のみに限定されるものではない。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。

１ 三相交流電源、２ ダイオード整流器、３ インバータ、４ 不可、５ フィルタ、６ ３レベルコンバータ、７ 制御装置、８ ２レベルコンバータ、１３ 直流正母線、１４ 直流負母線、１５ 直流中性点母線、５０ コンデンサ部、５２ リアクトル部、５２ｒ，５２ｓ，５２ｔ，９０，９２ リアクトル、１００，１１０ 電力変換装置、Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，５０ｒ，５０ｓ，５０ｔ コンデンサ、ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ 交流ライン、Ｑ１ｒ，Ｑ１ｓ，Ｑ１ｔ，Ｑ２ｒ，Ｑ２ｓ，Ｑ２ｔ，Ｑ３，Ｑ４ ＩＧＢＴ素子、Ｄ１ｒ，Ｄ１ｓ，Ｄ１ｔ，Ｄ２ｒ，Ｄ２ｓ，Ｄ２ｔ，Ｄ１ｄ〜Ｄ６ｄ，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード。

Claims (6)

1. 交流電源から交流ラインを介して供給される交流電圧を直流電圧に変換するように構成された３レベルコンバータと、
   前記３レベルコンバータから直流正母線、直流負母線および直流中性点母線を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に供給するように構成されたインバータと、
   前記直流正母線と前記直流中性点母線との間、および前記直流中性点母線と前記直流負母線との間にそれぞれ接続される２個のコンデンサと、
   前記交流ラインと前記直流正母線および前記直流負母線との間に、前記３レベルコンバータと並列に接続されるダイオード整流器と、
   前記インバータに供給する直流電圧が、前記ダイオード整流器から出力されるべき直流電圧よりも高い基準電圧になるように前記３レベルコンバータを制御する一方で、前記３レベルコンバータの故障時には前記３レベルコンバータをゲートブロックするように構成された制御装置とを備える、電力変換装置。
2. 前記交流ラインと前記３レベルコンバータとの間、前記３レベルコンバータと前記直流正母線および前記直流負母線の間、前記ダイオード整流器と前記直流正母線および前記直流負母線との間のいずれかに接続されるフィルタをさらに備える、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 交流電源から交流ラインを介して供給される交流電圧を直流電圧に変換するように構成されたコンバータと、
   前記コンバータから直流正母線および直流負母線を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に供給するように構成されたインバータと、
   前記直流正母線と前記直流負母線との間に接続され、前記インバータに供給する直流電圧を平滑する平滑回路と、
   前記交流ラインと前記直流正母線および前記直流負母線との間に、前記コンバータと並列に接続されるダイオード整流器と、
   前記インバータに供給する直流電圧が、前記ダイオード整流器から出力されるべき直流電圧よりも高い基準電圧になるように前記コンバータを制御する一方で、前記コンバータの故障時には前記コンバータをゲートブロックするように構成された制御装置と、
   前記直流正母線および前記直流負母線に挿入されるフィルタとを備える、電力変換装置。
4. 前記コンバータは前記交流ラインと前記直流正母線、前記直流負母線および直流中性点母線との間に設けられた３レベルコンバータであり、
   前記平滑回路は、前記直流正母線と前記直流中性点母線との間、および前記直流中性点母線と前記直流負母線との間にそれぞれ接続される２個のコンデンサを含む、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記フィルタは、
   前記コンバータと前記直流正母線との間に接続される第１のリアクトルと、
   前記コンバータと前記直流負母線との間に接続される第２のリアクトルとを含む、請求項２から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記フィルタは、
   前記ダイオード整流器と前記直流正母線との間に接続される第１のリアクトルと、
   前記ダイオード整流器と前記直流負母線との間に接続される第２のリアクトルとを含む、請求項２から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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