JP5494147B2

JP5494147B2 - パワー半導体モジュール及びそれを用いた電力変換装置

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Description

本発明は、３レベル以上の多レベル（マルチレベルとも言う）の電力変換装置に適用するパワー半導体モジュールとそれを適用した電力変換装置に関する。

図１１に、直流から交流に変換する電力変換回路である３レベルインバータの回路例を示す。Ｃ１、Ｃ２が直列に接続された直流電源（大容量コンデンサでも代用）で、正側電位をＣｐ、負側電位をＣｎ、中点電位をＣｍ（Ｃｍ１、Ｃｍ２）としている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、整流器と大容量の電解コンデンサなどを適用して構成することが可能である。

３、４が正側電位Ｃｐに接続されている上アームのＩＧＢＴとダイオードで、５、６が負側電位Ｃｎに接続されている下アームのＩＧＢＴとダイオードで、上アームと下アームは直列接続されて１相分の相アームを構成する。３個の相アームで三相回路を構成する。また、７、８、９、１０は直流電源の中点電位Ｃｍ（Cm1、Cm2）と交流出力端子１１との間に接続された双方向性のスイッチを構成する素子で、７、８がＩＧＢＴ、９、１０がダイオードである。図１１に示す双方向スイッチは、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを逆直列に接続した構成で、各相に適用される。本図ではＩＧＢＴ７とＩＧＢＴ８はエミッタを共通にして逆直列接続しているが、コレクタ共通の構成、あるいは図１３（ｂ）に示すように逆耐圧を有するＩＧＢＴ１２、１３を逆並列接続した構成でも実現できる。

Ｌｏがフィルタ用のリアクトル、２が本システムの負荷である。本回路構成とすることで、出力端子１１には、直流電源の正側電位Ｃｐ、負側電位Ｃｎ、及び中点電位Ｃｍを出力することが可能となる。即ち、本回路は３つのレベルの電圧波形を出力する３レベルインバータの回路となる。図１２に出力電圧（Ｖｏｕｔ）の波形例を示す。２レベルのインバータに対してより低次の高調波成分が少ない（正弦波形に近い）ことが特長であり、出力のフィルタリアクトルＬｏの小型化が可能となる。

また、図１４に交流を直流に変換するＰＷＭコンバータ（ＣＯＮＶ）と直流を交流に変換するＰＷＭインバータ（ＩＮＶ）からなるダブルコンバータタイプの電力変換装置を示す。３相交流電源１を入力として、入力フィルタリアクトルＬｉ、３相の３レベルＰＷＭコンバータCONV、直列に接続された大容量のコンデンサC１、C２、３相の３レベルＰＷＭインバータINV、出力フィルタＬｏにより安定した交流電圧を生成し、負荷２に交流電力を供給する構成である。

本３レベル変換器（コンバータ又はインバータ）を専用のＩＧＢＴモジュールで構成する場合の例が、特許文献１に示されている。図１５（ｂ）にそのモジュールの外形構造図を、図１５（ａ）に内部回路例を示す。２４、２５、２６、２７がそれぞれ電位Ｃｐに接続される端子Ｐ、電位Ｃｍに接続される端子Ｍ、電位Ｃｎに接続される端子Ｎ、交流出力の端子Ｕである。本モジュールを３台使用することで３相のインバータを構成することが可能であり、さらに大容量化を図る場合は、本モジュールを並列接続することで実現可能である。

特開２００８−１９３７７９号公報

図１６に、図１５のモジュールの内部配線インダクタンス（Ｌ１〜Ｌ５）に着目して描いた等価回路を示す。各インダクタンスは主にモジュール出力端子と半導体チップ間、及び半導体チップ間の配線によるものである。各配線は通常数ｃｍ程度あるため、各インダクタンス値は１０ｎＨ程度となる。

図１７は、課題を説明するための回路図である。図１７において、ＩＧＢＴＴ１がオン状態の場合、点線で示す経路（コンデンサＣ１→インダクタンスＬ１→ＩＧＢＴＴ１→インダクタンスＬ３→リアクトルＬｏを通る経路）で電流Ｉが流れる。次に、ＩＧＢＴＴ１がターンオフすると、事前にオンさせておいたＩＧＢＴＴ４が導通し、リアクトルＬｏの電流は、リアクトルＬｏ→インダクタンスＬ２→ＩＧＢＴＴ４→リアクトルＬｏを通る電流経路２８に転流される。その際過渡的に、インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３にはＩＧＢＴの電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）に応じて、図中の矢印の向きに電圧が発生する。

その結果、外部配線の配線インダクタンスを無視すると、ＩＧＢＴＴ１のコレクタ−エミッタ間には最大で式（１）で示される電圧が印加されることになる。図１８にＩＧＢＴＴ１がターンオフする時のコレクタ電流（ｉｃ）とコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖ_ＣＥ）波形例を示す。

Ｖ_{ＣＥ（ｐｅａｋ）}＝Ｅｄｐ＋（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３）・ｄｉ／ｄｔ・・・式（１）
サージ電圧ΔＶ＝（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３）・ｄｉ／ｄｔ・・・式（２）
Ｅｄｐ：直流電源１の直流電圧
ｄｉ／ｄｔ：ＩＧＢＴターンオフ時のＩＧＢＴの電流変化率
Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３：各配線のインダクタンス値
一例として１００ＡクラスのＩＧＢＴの場合、そのｄｉ/ｄｔは最大で２０００Ａ/μｓ程度となるため、Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＝３０ｎＨとすると、式（１）によるサージ分（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３）・ｄｉ／ｄｔは６０Ｖとなる。

よって、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５の存在によって、ＩＧＢＴターンオフ時のＩＧＢＴに印加されるピーク電圧値は、直流電圧Ｅｄｐに対して上記式（２）のサージ電圧分高くなるため、ＩＧＢＴチップ及び並列に接続されているチップは電圧耐量が高いものが必要となる。通常、電圧耐量が高いチップは、概ね電圧耐量比例でチップ面積が広くなるため、モジュールの大型化及びコストアップとなる。
特に、モジュールの大電流化（大容量化）を図った場合、モジュールは体積的に大きくなるため、必然的にモジュール内の配線長は長くなり、その結果配線インダクタンス値も大きくなる。また、スイッチング時のｄｉ/ｄｔも電流値にほぼ比例して大きくなるため、上記式（２）によるサージ電圧ΔＶは、モジュールの電流定格の増加に対して指数的に増加する。そのため、１モジュールにて大容量化を図るのには限界が生じる。一方モジュールの並列接続による大容量化は通常的に実施されるが、１モジュールで構成する場合と比較してコストアップとなることや、並列接続間の電流のアンバランスを考慮しなければならないため、設計上ディレーティングしなければならないといった課題がある。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、電圧形の３以上の多レベルの変換回路に適用するＩＧＢＴなどのパワー半導体モジュールにおいて、第１のＩＧＢＴと、カソードが前記第１のＩＧＢＴのエミッタに接続されたダイオードと、エミッタが前記第1のＩＧＢＴのエミッタに接続された逆耐圧を有する第２のＩＧＢＴとを、一つのパッケージ内に収納し、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと、前記第２のＩＧＢＴのコレクタと、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのエミッタとの接続点と、前記ダイオードのアノードとを、各々外部端子とする。

第２の発明においては、第1の発明における、前記第1のＩＧＢＴのコレクタを直流電源の正極に接続する端子Pとし、前記第２のＩＧＢＴのコレクタを直流電源の中点に接続する端子Mとし、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのエミッタとの接続点を出力端子Uとし、前記ダイオードのアノードを直流電源の負極に接続する端子Nとし、端子配列順序を、端子P、端子M、端子N、端子Uの順に直線状に配置する。

第３の発明においては、電圧形の３以上の多レベルの変換回路に適用するＩＧＢＴなどのパワー半導体モジュールにおいて、第１のＩＧＢＴと、アノードが前記第１のＩＧＢＴのコレクタに接続されたダイオードと、コレクタが前記第1のＩＧＢＴのコレクタに接続された逆耐圧を有する第２のＩＧＢＴとを、一つのパッケージ内に収納し、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと、前記第２のＩＧＢＴのエミッタと、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と、前記ダイオードのカソードとを、各々外部端子とする。

第４の発明においては、第3の発明における、前記第1のＩＧＢＴのエミッタを直流電源の負極に接続する端子Nとし、前記第２のＩＧＢＴのエミッタを直流電源の中点に接続する端子Mとし、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点を出力端子Uとし、前記ダイオードのカソードを直流電源の正極に接続する端子Pとし、端子配列順序を、端子P、端子M、端子N、端子Uの順に直線状に配置する。

第５の発明においては、電圧形の３以上の多レベルの変換回路に適用するＩＧＢＴなどのパワー半導体モジュールにおいて、第１のＩＧＢＴと、カソードが前記第１のＩＧＢＴのエミッタに接続された第1のダイオードと、一端が前記第1のＩＧＢＴのエミッタに接続された第2のダイオードと第2のＩＧＢＴとの直列回路とを、一つのパッケージ内に収納し、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと、前記直列回路の他端と、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと前記直列回路一端との接続点と、前記第1のダイオードのアノードとを、各々外部端子とする。

第６の発明においては、第5の発明における、前記第1のＩＧＢＴのコレクタを直流電源の正極に接続する端子Pとし、前記直列回路の他端を直流電源の中点に接続する端子Mとし、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと前記直列回路の一端との接続点を出力端子Uとし、前記第1のダイオードのアノードを直流電源の負極に接続する端子Nとし、端子配列順序を、端子P、端子M、端子N、端子Uの順に直線状に配置する。

第７の発明においては、電圧形の３以上の多レベルの変換回路に適用するＩＧＢＴなどのパワー半導体モジュールにおいて、第１のＩＧＢＴと、アノードが前記第１のＩＧＢＴのコレクタに接続された第1のダイオードと、一端が前記第1のＩＧＢＴのコレクタに接続された第2のダイオードと第2のＩＧＢＴとの直列回路とを、一つのパッケージ内に収納し、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと、前記直列回路の他端と、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと前記直列回路との接続点と、前記第1のダイオードのカソードとを、各々外部端子とする。

第８の発明においては、第7の発明における、前記第1のＩＧＢＴのエミッタを直流電源の負極に接続する端子Nとし、前記直列回路の他端を直流電源の中点に接続する端子Mとし、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと前記直列回路の一端との接続点を出力端子Uとし、前記第1のダイオードのカソードを直流電源の正極に接続する端子Pとし、端子配列順序を、端子P、端子M、端子N、端子Uの順に直線状に配置する。

第９の発明においては、電圧形の３以上の多レベルの電力変換回路における、第２の発明である請求項２に記載したパワー半導体モジュールの端子配列と、第４の発明である請求項４に記載したパワー半導体モジュールの端子配列とが平行になるように前記二つのパワー半導体モジュールを隣接配置する。

第１０の発明においては、電圧形の３以上の多レベルの電力変換回路における、第６の発明である請求項６に記載したパワー半導体モジュールの端子配列と、第８の発明である請求項８に記載したパワー半導体モジュールの端子配列とが平行になるように前記二つのパワー半導体モジュールを隣接配置する。

本発明では、３レベル以上の多レベルの変換回路に使用するパワー半導体モジュールにおいて、転流動作に着目した回路にてモジュール内のチップを構成することで、外部配線を介さずに転流することが可能である。その結果、従来形の同一体積のモジュールと比較して、モジュール内部の配線インダクタンス値はほぼ変わらずに、電流定格を約２倍とすることが可能となり、大容量化してもコストアップを抑制することが可能となる。

また、本発明のモジュールを交流から直流、又は直流から交流に変換する電力変換装置に適用することにより、スイッチング時のサージ電圧の低減が可能となる。さらに、多並列接続して適用する場合、設計時の電流のディレーティングを小さくすることが可能となる。その結果、小型で安価な電力用半導体モジュールと、変換装置での配線数の低減、装置の小型化、低コスト化が可能となる。

本発明の第１の実施例を示す回路構成図である。本発明の第２の実施例を示す回路構成図である。本発明の第３の実施例を示す回路構成図である。本発明の第４の実施例を示す回路構成図である。３レベル変換回路１相分の回路構成図である。３レベル変換回路用モジュールの例である。モジュールとコンデンサとの配線構造例（１相分）である。インバータ運転中の電流の第１の転流動作を示す動作説明図である。インバータ運転中の電流の第１の転流動作を示す動作説明図である。５レベルインバータ回路への適用例を示す回路図である。３レベルインバータ主回路構成図を示す。３レベルインバータ出力電圧波形例を示す。双方向スイッチの構成例である。ダブルコンバータ（コンバータ＋インバータ）の主回路構成図である。従来の３レベル変換回路用モジュール例である。従来の３レベル変換回路用モジュールの内部等価回路図である。従来の課題を説明するための回路図である。ＩＧＢＴターンオフ時の電流、電圧波形例である。

本発明の要点は、１相分の上下アームＩＧＢＴ直列回路の直列接続点と、直流電源の中点との間に双方向スイッチを接続した３レベル以上の変換回路を構成するパワー半導体モジュールとして、上下アームの一方のＩＧＢＴと、他方のダイオードと、双方向スイッチを構成する一方の素子とを内蔵したパワー半導体モジュールを２種類組合せて３レベル以上の変換回路の１相分を構成するようにした点である。

図１、図２に、本発明の第1の実施例を示す。図１、図２は、各々第１、第２の発明及びに第３、第４の発明に相当し、直流電源の電位Ｃｍに接続される半導体素子は逆耐圧を有するＩＧＢＴで、かつモジュールの形状は図６に示す外観構造である。図５、図７は、本モジュールを３レベルインバータ（直流から交流への変換器）に適用する場合の実施例である。
図１のモジュールＭＪ１は、コレクタが直流電源の正極に接続されるＩＧＢＴＴ１と、アノードが直流電源の負極に接続されるダイオードD2と、双方向スイッチ用逆阻止型ＩＧＢＴＴ４を内蔵し、端子ＰにＩＧＢＴＴ１のコレクタが、端子Ｍに逆阻止型ＩＧＢＴＴ４のコレクタが、端子Ｕに逆阻止型ＩＧＢＴＴ１のエミッタとＩＧＢＴＴ１のエミッタとダイオードD2との接続点が、各々接続された構成である。

図２のモジュールＭＪ２は、エミッタが直流電源の負極に接続されるＩＧＢＴＴ２と、カソードが直流電源の正極に接続されるダイオードD1と、双方向スイッチ用逆阻止型ＩＧＢＴＴ３を内蔵し、端子ＮにＩＧＢＴＴ２のエミッタが、端子Ｍに逆阻止型ＩＧＢＴＴ３のエミッタが、端子ＵにＩＧＢＴＴ２のコレクタと逆阻止型ＩＧＢＴＴ３のコレクタとダイオードD1のアノードとの接続点が、各々接続されたた構成である。

図５に、上記モジュールＭＪ１とＭＪ２を用いて、３レベルインバータの１相分の回路を構成した回路図を示す。各モジュールの端子Ｐ同士、端子Ｎ同士、及び端子Ｕ同士を、各々接続することにより、３レベルインバータの１相分の回路を構成している。

図６に、上記モジュールＭＪ１とＭＪ２の外観図を示す。また、図７にモジュールＭＪ１とＭＪ２と直流電源としてのコンデンサ直列回路に導体で配線した構造図例を示す。コンデンサＣ１１とＣ１２、及びコンデンサＣ２１とＣ２２は、各々並列接続され、さらに直列接続されて、直流電源を構成している。

各モジュールの端子列が平行となるように隣接して配置し、各モジュールの端子Ｐと並列接続されたコンデンサＣ１１、Ｃ１２の正側電位Ｃｐとは導体Ａで、各モジュールの端子Ｍと並列接続されたコンデンサＣ１１、Ｃ１２の中点電位Ｃｍ１とコンデンサＣ２１、Ｃ２１の中点電位Ｃｍ２は導体Ｂで、各モジュールの端子Ｎと並列接続されたコンデンサＣ２１、Ｃ２２の負側電位Ｃｎは導体Ｃで、各々接続される。
また、各モジュールの端子Ｕは導体Ｄで接続され、交流端子となる。

上述のように、モジュールＭＪ１、ＭＪ２を端子列が平行となるように隣接配置することで、各モジュールの端子Ｐ、Ｍ、Ｎ、Ｕ同士を近接させることが可能となる。この結果、図７に示すようにコンデンサとモジュール間の配線長を短く、かつ低配線インダクタンス化することを目的に、平行平板構造とすることが容易に実現できる。
この構成を３個用いることにより、３相３レベルインバータや３相３レベルコンバータを構成できる。

図８に、インバータ運転中の電流の転流動作モード１の例を示す。直流電源から負荷側（リアクトルＬｏ側）へ電流を流している時の動作である。図８（ａ）の状態からＩＧＢＴＴ１がターンオフした場合、図８（ｂ）に示すようにＩＧＢＴＴ４側に電流は転流する。また図８（ｂ）の状態からＩＧＢＴＴ１がターンオンした場合は、図８（ａ）に示すようにＩＧＢＴＴ１側に電流は転流する。

一方、図８（ｂ）の状態からＩＧＢＴＴ４がターンオフした場合は、図８（ｃ）に示すようにダイオードＤ２側に電流は転流する。また（ｃ）の状態からＩＧＢＴＴ４がターンオンした場合は、図８（ｂ）に示すようにＩＧＢＴＴ４側に電流は転流する。

図９に、インバータ運転中の電流の転流動作モード２の例を示す。負荷側（リアクトルＬｏ側）から直流電源へ電流を流している時の動作である。図９（ａ）の状態からＩＧＢＴＴ２がターンオフした場合、図９（ｂ）に示すようにＩＧＢＴＴ３側に電流は転流する。また図９（ｂ）の状態からＩＧＢＴＴ２がターンオンした場合は、図９（ａ）に示すようにＩＧＢＴＴ２側に電流は転流する。

一方、図９（ｂ）の状態からＩＧＢＴＴ３がターンオフした場合は、図９（ｃ）に示すようにダイオードＤ１側に電流は転流する。また図９（ｃ）の状態からＩＧＢＴＴ３がターンオンした場合は、図９（ｂ）に示すようにＩＧＢＴＴ３側に電流は転流する。

以上のように、図８に示す出力電流の極性では、ＩＧＢＴＴ１、Ｔ４、又はダイオードＤ２が導通するため、図１のモジュールＭＪ１であれば、外部配線を介さずに転流することが可能である。また、図９に示す出力電流の極性では、ＩＧＢＴＴ２、Ｔ３又はダイオードＤ１が導通するため、図２のモジュールＭＪ２であれば、外部配線を介さずに転流することが可能である。

図３、図４に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、直流電源の中点電位Ｃｍ（Ｃｍ１、Ｃｍ２）に接続される双方向スイッチ用の素子として逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードとの直列回路を用いている点である。

図３に示すモジュールＭＪ３は、実施例１におけるモジュール１の逆耐圧を有するＩＧＢＴＴ４の代わりに、ダイオードＤ４とＩＧＢＴＴ４ａとの直列回路を、また図４に示すモジュールＭＪ４は、モジュール２の逆耐圧を有するＩＧＢＴＴ３の代わりに、ダイオードＤ３とＩＧＢＴＴ３ａとの直列回路を、各々用いた構成である。ここで、ダイオードＤ４とＩＧＢＴＴ４ａとの直列接続順序、及びダイオードＤ３とＩＧＢＴＴ３ａとの直列接続順序は、逆でも良い。また、主回路構成及び動作は、第１の実施例と同様である。

尚、上記実施例には直流から交流を作り出すインバータ回路への適用例を示したが、交流から直流を作り出すコンバータ（ＰＷＭ整流器）回路への適用も同様である。

図１０に、本発明の第３の実施例を示す。５レベル電力変換回路への適用例である。直流電源としてのコンデンサＣ１〜Ｃ４を直列接続し、最も高い電位がＣｐ、最も低い電位がＣｎで、５つの電位をつくり、各電位をスイッチ回路で、リアクトルＬｏを介して負荷側に供給する５レベルインバータの１相分の構成である。図７に示した３レベルインバータの構成を５レベル化したもので、３レベルインバータ回路と同様に、本発明のパワー半導体モジュールを適用することができる。コンデンサの直列接続数とスイッチ回路を変更することにより、レベルを自由に変更することができる。
図１０の構成では、図１に示したパワー半導体モジュールＭＪ１と、図２に示したパワー半導体モジュールＭＪ２を用いて、最も高い電位Ｃｐ、最も低い電位Ｃｎ、及び中間の電位（Ｃｍ３、Ｃｍ４）をリアクトルＬｏに出力し、第２番目に高い電位（Ｃｍ５、Ｃｍ６）は双方向スイッチＢＤＳ２で、第４番目に高い電位（Ｃｍ１、Ｃｍ２）は双方向スイッチＢＤＳ１で、各々リアクトルＬｏに出力する構成である。モジュールＭＪ１とＭＪ２を隣接して配置することにより、３レベル変換回路と同様の効果が得られる。
また、３レベルインバータやコンバータと同様に、モジュールＭＪ１とＭＪ２の代わりに、モジュールＭＪ３とＭＪ４を、各々用いることができる。

尚、分割された直流電源と、直流電源間に接続された二つの半導体スイッチの直列回路を用い、半導体スイッチの直列接続点と直流電源の分割点との間に双方向スイッチを接続する構成であれば、コンバータ、インバータのいずれでも実現可能である。

本発明は、３レベル以上の変換回路に適用できるパワー半導体モジュールとそれを適用した変換回路の提案であり、無停電電源装置、電動機駆動装置、系統連系装置などへの適用が可能である。

１・・・交流電源２・・・負荷
３、５、７、８、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３ａ、Ｔ４ａ・・・ＩＧＢＴ
１２、１３、Ｔ３、Ｔ４・・・逆阻止型ＩＧＢＴ
ＢＤＳ１、ＢＤＳ２・・・双方向スイッチ
４、６、９、１０、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４・・・ダイオード
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１、Ｃ２２・・・コンデンサ
Ｌｏ、Ｌｉ・・・リアクトル１１・・・交流端子
ＣＯＮＶ・・・コンバータ（ＰＷＭ整流器）ＩＮＶ・・・インバータ
ＭＪ０、ＭＪ１、ＭＪ２、ＭＪ３、ＭＪ４・・・半導体モジュール
導体Ａ〜Ｄ・・・導体

Claims

電圧形の３以上の多レベルの変換回路に適用するパワー半導体モジュールにおいて、第１のＩＧＢＴと、カソードが前記第１のＩＧＢＴのエミッタに接続されたダイオードと、エミッタが前記第1のＩＧＢＴのエミッタに接続された逆耐圧を有する第２のＩＧＢＴとを、一つのパッケージ内に収納し、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと、前記第２のＩＧＢＴのコレクタと、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのエミッタとの接続点と、前記ダイオードのアノードとを、各々外部端子としたことを特徴とするパワー半導体モジュール。
前記第1のＩＧＢＴのコレクタを直流電源の正極に接続する端子Pとし、前記第２のＩＧＢＴのコレクタを直流電源の中点に接続する端子Mとし、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのエミッタとの接続点を出力端子Uとし、前記ダイオードのアノードを直流電源の負極に接続する端子Nとし、端子配列順序を、端子P、端子M、端子N、端子Uの順に直線状に配置したことを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体モジュール。
電圧形の３以上の多レベルの変換回路に適用するパワー半導体モジュールにおいて、第１のＩＧＢＴと、アノードが前記第１のＩＧＢＴのコレクタに接続されたダイオードと、コレクタが前記第1のＩＧＢＴのコレクタに接続された逆耐圧を有する第２のＩＧＢＴとを、一つのパッケージ内に収納し、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと、前記第２のＩＧＢＴのエミッタと、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点と、前記ダイオードのカソードとを、各々外部端子としたことを特徴とするパワー半導体モジュール。
前記第1のＩＧＢＴのエミッタを直流電源の負極に接続する端子Nとし、前記第２のＩＧＢＴのエミッタを直流電源の中点に接続する端子Mとし、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの接続点を出力端子Uとし、前記ダイオードのカソードを直流電源の正極に接続する端子Pとし、端子配列順序を、端子P、端子M、端子N、端子Uの順に直線状に配置したことを特徴とする請求項３に記載のパワー半導体モジュール。
電圧形の３以上の多レベルの変換回路に適用するパワー半導体モジュールにおいて、第１のＩＧＢＴと、カソードが前記第１のＩＧＢＴのエミッタに接続された第1のダイオードと、一端が前記第1のＩＧＢＴのエミッタに接続された第2のダイオードと第2のＩＧＢＴとの直列回路とを、一つのパッケージ内に収納し、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと、前記直列回路の他端と、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと前記直列回路一端との接続点と、前記第1のダイオードのアノードとを、各々外部端子としたことを特徴とするパワー半導体モジュール。
前記第1のＩＧＢＴのコレクタを直流電源の正極に接続する端子Pとし、前記直列回路の他端を直流電源の中点に接続する端子Mとし、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと前記直列回路の一端との接続点を出力端子Uとし、前記第1のダイオードのアノードを直流電源の負極に接続する端子Nとし、端子配列順序を、端子P、端子M、端子N、端子Uの順に直線状に配置したことを特徴とする請求項５に記載のパワー半導体モジュール。
電圧形の３以上の多レベルの変換回路に適用するパワー半導体モジュールにおいて、第１のＩＧＢＴと、アノードが前記第１のＩＧＢＴのコレクタに接続された第1のダイオードと、一端が前記第1のＩＧＢＴのコレクタに接続された第2のダイオードと第2のＩＧＢＴとの直列回路とを、一つのパッケージ内に収納し、前記第1のＩＧＢＴのエミッタと、前記直列回路の他端と、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと前記直列回路との接続点と、前記第1のダイオードのカソードとを、各々外部端子としたことを特徴とするパワー半導体モジュール。
前記第1のＩＧＢＴのエミッタを直流電源の負極に接続する端子Nとし、前記直列回路の他端を直流電源の中点に接続する端子Mとし、前記第1のＩＧＢＴのコレクタと前記直列回路の一端との接続点を出力端子Uとし、前記第1のダイオードのカソードを直流電源の正極に接続する端子Pとし、端子配列順序を、端子P、端子M、端子N、端子Uの順に直線状に配置したことを特徴とする請求項７に記載のパワー半導体モジュール。
請求項２に記載したパワー半導体モジュールの端子配列と、請求項4に記載したパワー半導体モジュールの端子配列とが平行になるように前記二つのパワー半導体モジュールを隣接配置したことを特徴とする電力変換装置。
請求項６に記載したパワー半導体モジュールの端子配列と、請求項８に記載したパワー半導体モジュールの端子配列とが平行になるように前記二つのパワー半導体モジュールを隣接配置したことを特徴とする電力変換装置。