JP2857094B2 - 三相整流装置 - Google Patents

三相整流装置

Info

Publication number
JP2857094B2
JP2857094B2 JP7342965A JP34296595A JP2857094B2 JP 2857094 B2 JP2857094 B2 JP 2857094B2 JP 7342965 A JP7342965 A JP 7342965A JP 34296595 A JP34296595 A JP 34296595A JP 2857094 B2 JP2857094 B2 JP 2857094B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
negative
positive
switching
phase rectifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP7342965A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH09182441A (ja
Inventor
宏 餅川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP7342965A priority Critical patent/JP2857094B2/ja
Priority to US08/774,086 priority patent/US5808882A/en
Priority to EP96309538A priority patent/EP0782245A3/en
Priority to EP04028660A priority patent/EP1528660A1/en
Publication of JPH09182441A publication Critical patent/JPH09182441A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2857094B2 publication Critical patent/JP2857094B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、三相交流電圧を整
流して直流電圧に変換する三相整流装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】この様な三相整流装置は、一般に三相ブ
リッジ接続された６個のダイオードからなる三相整流回
路と、その直流出力端子間に接続された平滑コンデンサ
とから構成されている。この三相整流回路においては、
１２０度の位相差を有する三相交流電圧を整流する関係
上、正側及び負側の各３個のダイオードは、三相交流電
圧のうち正側及び負側で夫々ピークを示している相のダ
イオードのみがターン・オンしてその相間で通電するた
め、三相整流回路の入力側の電流波形は歪んで、高調波
成分を含んだものとなってしまう。
【０００３】従来は、この高調波成分を抑制するため
に、三相整流回路の直流部に直流リアクトルを挿入した
り、三相整流回路の直流部に昇圧チョッパを挿入するな
どして、入力電流に含まれている高調波を低減させた
り、三相ＰＷＭコンバータを用いて入力電流を正弦波近
似させたりするようにしていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
の従来技術のうち、直流リアクトルを挿入するものや、
昇圧チョッパを挿入するものでは、波形改善効果が不十
分であり、高調波電流を抑制しきれないという問題があ
った。
【０００５】また、三相ＰＷＭコンバータを用いるもの
は、６個のスイッチング素子を要し、しかも、これらの
スイッチング素子は、許容最大電流が相電流のピーク値
で、且つ、耐圧が直流母線電圧の最大値よりも十分大な
るものを選定する必要がある。そのため、スイッチング
素子におけるスイッチング損失が高く、スイッチングに
伴う高周波ノイズも多く発生するという問題があった。
更に、電流リップルを小さくするために、大形の三相交
流リアクトルが必要であり、装置の小形化及び低価格化
の障害になっていた。
【０００６】本発明は上記課題を解決するものであり、
その目的は、整流時に流れる電流波形の歪みを低減する
と共に、小形化及び低価格化を図ることができる三相整
流装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の三相整流装置は、４個のダイオード
が単相ブリッジ接続されてなる単相整流回路の直流出力
端子間に半導体スイッチング素子が接続されて構成され
た３組の双方向性スイッチング回路と、これらの３組の
双方向性スイッチング回路の各交流入力端子の一方と三
相交流電源の各出力端子との間に夫々接続された３個の
交流側リアクトルと、３組の双方向性スイッチング回路
の正側直流出力端子に夫々アノードが接続され、カソー
ドが正側直流母線に接続された３個の正側ダイオード
と、３組の双方向性スイッチング回路の負側直流出力端
子に夫々カソードが接続され、アノードが負側直流母線
に接続された３個の負側ダイオードと、正側及び負側直
流母線間に２個のコンデンサを直列に接続して構成さ
れ、中点端子が前記３組の双方向性スイッチング回路の
各交流入力端子の他方に接続された平滑コンデンサと、
３組の双方向性スイッチング回路が有する半導体スイッ
チング素子を制御する制御回路とを具備したことを特徴
とする。この場合、制御回路は、３組の双方向性スイッ
チング回路が有する半導体スイッチング素子をスイッチ
ング制御する構成としても良い（請求項２）。
【０００８】請求項３記載の三相整流装置は、４個のダ
イオードが単相ブリッジ接続されてなる単相整流回路の
直流出力端子間に半導体スイッチング素子が接続されて
構成された３組の双方向性スイッチング回路と、これら
の３組の双方向性スイッチング回路の各交流入力端子の
一方と三相交流電源の各出力端子との間に夫々接続され
た３個の交流側リアクトルと、３組の双方向性スイッチ
ング回路の各交流入力端子の一方にアノードが夫々接続
され、カソードが正側直流母線に接続された３個の正側
ダイオードと、３組の双方向性スイッチング回路の各交
流入力端子の一方にカソードが夫々接続され、アノード
が負側直流母線に接続された３個の負側ダイオードと、
正側及び負側直流母線間に２個のコンデンサを直列に接
続して構成され、中点端子が３組の双方向性スイッチン
グ回路の各交流入力端子の他方に接続された平滑コンデ
ンサと、３組の双方向性スイッチング回路が有する半導
体スイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と
を具備したことを特徴とする。
【０００９】以上の場合において、６個のダイオードが
三相ブリッジ接続されて構成された三相整流回路を備
え、この三相整流回路の各交流入力端子を三相交流電源
の各出力端子に接続し、三相整流回路の正及び負側直流
出力端子を請求項１または３記載の三相整流装置の正及
び負側直流母線に接続する構成としても良い（請求項
４）。
【００１０】また、正及び負側直流母線の一方若しくは
双方に直流側リアクトルを設けても良い（請求項５）。
更に、３個の正側ダイオード及び３個の負側ダイオード
を、高速ダイオードで構成するのが好ましい（請求項
６）。
【００１１】加えて、制御回路を、三相交流電源の相電
圧のゼロクロス点を含む一部の期間だけスイッチング制
御する構成としても良い（請求項７）。この場合、制御
回路がスイッチング制御する期間は、相電圧のゼロクロ
ス点の前後で夫々約３０度以上６０度未満に設定しても
良い（請求項８）。また、この場合、制御回路がスイッ
チング制御する期間は、相電圧のゼロクロス点の前後で
夫々約６０度に設定するのが好適である（請求項９）。
【００１２】また、以上の場合において、三相交流電源
の少なくとも任意の２相の相電流を検出する電流検出手
段を備え、制御回路を、電流指令値に電流検出手段が検
出する相電流が追従するように、半導体スイッチング素
子をスイッチング制御する構成としても良い（請求項１
０）。更に、制御回路を、三相交流電源の相電圧若しく
は相間電圧のゼロクロス点を電流指令値の基準位相とし
て設定する構成としても良い（請求項１１）。
【００１３】また、制御回路を、相電流が所定値になる
ようにスイッチング制御し、そのスイッチング制御にお
けるオン比率が最大となった時点，オン期間が最大にな
った時点，オフ期間が最小になった時点，または、相電
圧推定値が略ゼロになった時点を電流指令値の基準位相
として設定する構成としても良い（請求項１２）。
【００１４】更に、正及び負側直流母線間に接続される
負荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段を備
え、制御回路を、負荷電流検出手段が検出する負荷電流
に基づいて電流指令値の振幅を決定する構成としても良
い（請求項１３）。
【００１５】また、平滑コンデンサの２個のコンデンサ
の端子電圧を夫々検出する端子電圧検出手段を備え、制
御回路を、２個のコンデンサの端子電圧が夫々設定値と
なるように、好ましくは、夫々略等しい設定値となるよ
うに半導体スイッチング素子を制御する構成としても良
い（請求項１４）。
【００１６】更に、三相交流電源の各出力端子間に接続
される３個の相間コンデンサを備え、または、これに加
えて三相交流電源の各出力端子と３個の交流側リアクト
ルとの間に３個のノーマルモードリアクトル若しくはコ
モンモードリアクトルを介挿しても良い（請求項１
５）。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施例につい
て図１乃至図４を参照して説明する。電気的構成を示す
図１において、三相交流電源１の出力端子１Ｒ，１Ｓ及
び１Ｔは、リアクトル（交流側リアクトル）２Ｒ，２Ｓ
及び２Ｔを介して双方向性のスイッチング回路３Ｒ，３
Ｓ及び３Ｔの交流入力端子３Ｒａ，３Ｓａ及び３Ｔａに
接続されている。
【００１８】正側直流母線４ａには、正側ダイオード５
Ｒａ，５Ｓａ，５Ｔａのカソードが共通に接続され、負
側直流母線４ｂには、負側ダイオード５Ｒｂ，５Ｓｂ，
５Ｔｂのアノードが共通に接続されている。尚、正側ダ
イオード５Ｒａ，５Ｓａ，５Ｔａ及び負側ダイオード５
Ｒｂ，５Ｓｂ，５Ｔｂは高速ダイオードである。そし
て、双方向性のスイッチング回路３Ｒの直流出力端子３
Ｒｃ，３Ｒｄには、正側ダイオード５Ｒａのアノード及
び負側ダイオード５Ｒｂのカソードが接続されている。
尚、スイッチング回路３Ｓ及び３Ｔについても同様の構
成であり、図１においては、符号“Ｒ”に代えて符号
“Ｓ”及び“Ｔ”を付して示している。
【００１９】直流母線４ａ，４ｂ間には、２個のコンデ
ンサ６ａ及び６ｂの直列回路からなる平滑コンデンサ６
が接続されている。スイッチング回路３Ｒ，３Ｓ及び３
Ｔのもう一方の交流入力端子３Ｒｂ，３Ｓｂ及び３Ｔｂ
は、これらのコンデンサ６ａ及び６ｂの共通接続点たる
中点端子７に共通に接続されている。
【００２０】また、直流母線４ａ，４ｂ間には、負荷た
る周知構成のインバータ回路８の入力端子が接続されて
おり、インバータ回路８の出力端子は、例えば誘導電動
機からなるモータ９の図示しない各相のステータコイル
に接続されている。
【００２１】リアクトル２Ｓ及び２Ｔとスイッチング回
路３Ｓ及び３Ｔの交流入力端子３Ｓａ及び３Ｔａとの間
には、電流検出器（電流検出手段）１０Ｓ及び１０Ｔが
介挿されており、電流検出器１０Ｓ及び１０Ｔの出力端
子は、マイクロコンピュータなどで構成される制御回路
１１の入力端子に夫々接続されている。電流検出器１０
Ｓ及び１０Ｔは、三相交流電源１のＳ及びＴ相の相電流
ｉＳ及びｉＴを夫々検出して、制御回路１１に与えるよ
うになっている。
【００２２】また、制御回路１１の入力端子は、三相交
流電源１の出力端子１Ｒ，１Ｓ及び１Ｔに夫々接続され
ており、制御回路１１は、三相交流電源１の各相電圧ｅ
Ｓ，ｅＲ及びｅＴを検出するようになっている。負側直
流母線４ｂには、負荷電流検出器（負荷電流検出手段）
１２が設けられており、負荷電流検出器１２の出力端子
は、制御回路１１の入力端子に接続されている。そし
て、負荷電流検出器１２は、インバータ回路８に流れる
負荷電流ｉＬを検出して、制御回路１１に与えるように
なっている。
【００２３】制御回路１１の出力端子は、ゲート駆動部
１３Ｒ，１３Ｓ及び１３Ｔを介して、スイッチング回路
３Ｒ，３Ｓ及３Ｔのゲート信号入力端子３Ｒｅ，３Ｓｅ
及び３Ｔｅに夫々接続されており、制御回路１１は、ス
イッチング回路３Ｒ，３Ｓ及び３Ｔにゲート信号ＧＲ，
ＧＳ及びＧＴを与えるようになっている。ゲート駆動部
１３Ｒ，１３Ｓ及び１３Ｔは、負側端子が負側直流母線
４ｂに接続されたゲート駆動用電源１４の正側端子に接
続されており、ゲート駆動部１３Ｒ，１３Ｓ及び１３Ｔ
には、ゲート駆動用電源１４からゲート駆動するための
電源が与えられるようになっている。
【００２４】スイッチング回路３Ｒ及びゲート駆動部１
３Ｒの詳細な電気的構成を示す図２において、スイッチ
ング回路３Ｒは、４個のダイオード１５Ｒａ，１５Ｒ
ｂ，１５Ｒｃ及び１５Ｒｄを単相ブリッジ接続して構成
された単相整流回路１６Ｒを備え、その直流出力端子３
Ｒｃ，３Ｒｄに、ＦＥＴ（半導体スイッチング素子）１
７Ｒのドレイン，ソースが夫々接続されて構成されてい
る。
【００２５】ＦＥＴ１７Ｒのゲートは、ゲート信号入力
端子３Ｒｅを介してゲート駆動部１３Ｒが有するゲート
駆動回路１８Ｒの出力端子に接続されており、ＦＥＴ１
７Ｒのゲートには、制御回路１１からゲート駆動回路１
８Ｒを介してゲート信号ＧＲが与えられるようになって
いる。ゲート駆動回路１８Ｒの負側電源入力端子１８Ｒ
ｂは、単相整流回路１６Ｒの直流出力端子３Ｒｄに接続
されており、正側電源入力端子１８Ｒａには、ゲート駆
動用電源１４の正側端子がダイオード１９Ｒａを介して
接続されている。また、正側，負側電源入力端子１８Ｒ
ａ，１８Ｒｂ間には、コンデンサ１９Ｒｂが接続されて
いる。
【００２６】尚、ゲート駆動用電源１４，ダイオード１
９Ｒａ及びコンデンサが１９Ｒｂはチャージポンプ回路
２０Ｒを構成しており、ゲート駆動回路１８Ｒ及びチャ
ージポンプ回路２０Ｒからゲート駆動用電源１４を除い
たものは、ゲート駆動部１３Ｒを構成している。このチ
ャージポンプ回路２０Ｒは、負側ダイオード５Ｒｂがオ
ンしている間に、ゲート駆動用電源１４からダイオード
１９Ｒａを介してコンデンサ１９Ｒｂが充電され、その
充電電流は、負側ダイオード５Ｒｂを介して環流するよ
うになっている。
【００２７】また、以上はＲ相に関するスイッチング回
路３Ｒ及びゲート駆動部１３Ｒについて説明したが、Ｓ
並びにＴ相に関するスイッチング回路３Ｓ及び３Ｔ並び
にゲート駆動部１３Ｓ及び１３Ｔについても同様の構成
であり、以降符号“Ｒ”に代えて符号“Ｓ”及び“Ｔ”
を付して示す。而して、以上から三相交流電源１，イン
バータ回路８及びモータ９を除いたものが三相整流装置
２１を構成している。
【００２８】次に、本実施例の作用について図３及び図
４をも参照して説明する。先ず、本実施例の整流作用の
原理について説明する。今、図３に示す時点Ａでの整流
作用を考える。この時点Ａでは、Ｓ相電圧ｅＳが最大の
正電位を示し、Ｔ相電圧ｅＴが最大の負電位を示してい
る。従って、この時、スイッチング回路３Ｒ乃至３Ｔの
ＦＥＴ１７Ｒ乃至１７Ｔがオフしていれば、正及び負側
ダイオード５Ｒａ乃至５Ｔｂの内、正側ダイオード５Ｒ
ａ及び負側ダイオード５Ｔｂのみがオンするので、Ｓ相
電流ｉＳは、三相交流電源１の出力端子１Ｓ，リアクト
ル２Ｓ，ダイオード１５Ｓａ，正側ダイオード５Ｓａ，
正側直流母線４ａ，平滑コンデンサ６，負側直流母線４
ｂ，負側ダイオード５Ｔｂ，ダイオード１５Ｔｂ，リア
クトル２Ｔ及び出力端子１Ｔの経路でＴ相へ流れる。
【００２９】この時点Ａにおいて、制御回路１１がスイ
ッチング回路３Ｒにゲート信号ＧＲを与えてＦＥＴ１７
Ｒをオンさせると、インバータ回路８がモータ９を駆動
している場合はＲ−Ｔ相間電位が平滑コンデンサ６のコ
ンデンサ６ｂの端子電圧よりも高いので、Ｒ相電流ｉＲ
は、三相交流電源１の出力端子１Ｒ，リアクトル２Ｒ，
ダイオード１５Ｒａ，ＦＥＴ１７Ｒ，ダイオード１５Ｒ
ｄ，中点端子７，コンデンサ６ｂ，負側直流母線４ｂ，
負側ダイオード５Ｔｂ，ダイオード１５Ｔｂ，リアクト
ル２Ｔ及び出力端子１Ｔの経路でＴ相へ流れて、コンデ
ンサ６ｂを充電する。
【００３０】上記のように相電流ｉＲが流れている状態
で制御回路１１がＦＥＴ１７Ｒをオフさせると、リアク
トル２Ｒに蓄えられている電磁エネルギが相電流ｉＲと
して、リアクトル２Ｒ，ダイオード１５Ｒａ，正側ダイ
オード５Ｒａ，正側直流母線４ａ，平滑コンデンサ６，
負側直流母線４ｂ，負側ダイオード５Ｔｂ，ダイオード
１５Ｔｂ，交流側リアクトル２Ｔ及び出力端子１Ｔの経
路でＴ相へ流れる。以上のようにして、中間電位相であ
るＲ相にも相電流ｉＲを流すことができる。
【００３１】また、この時、正側ダイオード５Ｓａを介
して流れるＳ相電流ｉＳにも若干不足が生じているの
で、スイッチング回路３Ｒをも同様にスイッチング制御
することによって相電流ｉＳの不足分をＴ相へ流すこと
により、相電流ｉＴの波形を制御することが可能とな
る。
【００３２】さて、制御回路１１は、各相電圧ｅＲ，ｅ
Ｓ及びｅＴを参照して各相電圧ｅＲ，ｅＳ及びｅＴのゼ
ロクロス点を検出し、これらのゼロクロス点を基準位相
とする。そして、内部のＲＯＭに予め記憶されている電
流指令値（図３及び図４において破線で示す）を基準位
相を起点としたタイミングで読出すと同時に、電流検出
器１０Ｓ及び１０Ｔの出力信号を参照して、相電流ｉＳ
及びｉＴが電流指令値に追従するように制御する。尚、
相電流ｉＲについては、相電流ｉＳ及びｉＴを追従制御
させた結果として追従制御されることになる。また、図
４においては、図３において破線の円で囲んだ部分の相
電流ｉＲと電流指令値とを拡大して示している。
【００３３】この時、制御回路１１は、負荷電流検出器
１２の出力信号を参照し、負荷電流ｉＬに応じて電流指
令値の振幅をレベルを調整して、負荷電流ｉＬが適正な
値となるように追従制御を行う。
【００３４】また、制御回路１１は、上記原理に基づい
て、スイッチング回路３Ｒ，３Ｓ及び３Ｔをスイッチン
グ制御することにより電流追従制御を行うが、図３に示
すように、各相について相電圧ｅＲ，ｅＳ及びｅＴのゼ
ロクロス点前後で夫々約６０度の一部の期間でスイッチ
ング制御する。この場合のスイッチング制御は、ゼロク
ロス点に近い程オン期間を示す正のパルス幅が大きくな
り、ゼロクロス点から離れるほど前記パルス幅が小さく
なるようにＰＷＭ制御を行う。
【００３５】この期間でのみスイッチング制御すること
により、例えば、相電圧ｅＲのピーク値の前後で夫々約
１５度の期間では、スイッチング回路３Ｒはスイッチン
グ制御されず、他の２相のスイッチング回路３Ｓ及び３
Ｔがスイッチング制御されて、相電流ｉＲは追従制御さ
れることになる。以上のようにスイッチング制御を行う
ことによって、各相電流ｉＲ，ｉＳ及びｉＴの波形を、
各相電圧ｅＲ，ｅＳ及びｅＴと同相で略正弦波状となる
ように制御する。
【００３６】以上のように本実施例によれば、正側及び
負側直流母線４ａ及び４ｂに夫々カソード及びアノード
が接続された正側及び負側ダイオード５Ｒａ及び５Ｒｂ
間，５Ｓａ及び５Ｓｂ間，５Ｔａ及び５Ｔｂ間に、夫々
スイッチング回路３Ｒ，３Ｓ，３Ｔを設けて、制御回路
１１は、三相交流電源１の各相電圧ｅＲ，ｅＳ及びｅＴ
のゼロクロス点前後で夫々約６０度という一部の期間で
スイッチング回路３Ｒ，３Ｓ及び３Ｔをスイッチング制
御して、各相電流ｉＲ，ｉＳ及びｉＴを電流指令値に追
従制御させるようにした。
【００３７】従って、従来の三相整流装置では相電流を
流すことができなかった三相交流電源電圧の中間電位相
にも、スイッチング回路３Ｒ乃至３Ｔを介して相電流を
流して電流追従制御させることにより、各相電流ｉＲ乃
至ｉＴを、各相電圧ｅＲ乃至ｅＴと同相で略正弦波状の
波形とすることができるので、高調波ノイズを抑制する
と共に、直流電源の力率を略１にして電源効率を向上さ
せることができる。また、平滑コンデンサ６に流れ込む
電流が平均化し、且つ、電流のリップルも低下するの
で、平滑コンデンサ６の容量を小さくすることもでき
る。加えて、相間に不平衡があった場合でも、スイッチ
ング制御によって平衡状態とするように調整することが
できる。
【００３８】また、本実施例によれば、制御回路１１
は、負荷電流検出器１２が検出した負荷電流ｉＬに応じ
て電流指令値の振幅を決定するので、負荷電流ｉＬが適
当な値になるように制御することができる。
【００３９】更に、スイッチング回路３Ｒ乃至３Ｔを用
いることにより、半導体スイッチング素子数はＦＥＴ１
７Ｒ乃至１７Ｔの３個で良く、また、リアクトル２Ｒ乃
至２Ｔも大形のものを使用する必要がないので、従来の
３相ＰＷＭコンバータなどを使用する方式に比較して、
三相整流装置２１を小形且つ低価格に構成することがで
きる。
【００４０】加えて、スイッチング回路３Ｒ乃至３Ｔ
は、相電圧ｅＲ乃至ｅＴのピーク値の前後ではオンされ
ないため、ＦＥＴ１７Ｒ乃至１７Ｔに高い耐圧を要する
ことが無く、スイッチング制御によるスイッチング損失
や、スイッチングノイズ（高周波ノイズ）の発生を低く
押さえることができる。
【００４１】更にまた、本実施例によれば、Ｒ，Ｓ，Ｔ
相における正側及び負側ダイオード５Ｒａ及び５Ｒｂ
間，５Ｓａ及び５Ｓｂ間，５Ｔａ及び５Ｔｂ間に、単相
整流回路１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔのダイオード１５Ｒａ
及び１５Ｒｂ，１５Ｓａ及び１５Ｓｂ，１５Ｔａ及び１
５Ｔｂを直列に挿入したので、上記各ダイオードに耐圧
の低いものを用いることができて高い電源電圧の用途に
有利である。また、ＦＥＴ１７Ｒ，１７Ｓ，１７Ｔがオ
フされた場合に、配線等にインダクタンス分があって
も、正側及び負側ダイオード５Ｒａ乃至５Ｔｂがフライ
ホイールダイオードとして作用するので、サージ電圧の
発生をも抑制することができる。
【００４２】また、正側及び負側ダイオード５Ｒａ及び
５Ｒｂ，５Ｓａ及び５Ｓｂ，５Ｔａ及び５Ｔｂを高速ダ
イオードで構成したので、ＦＥＴ１７Ｒ，１７Ｓ，１７
Ｔを高速でスイッチングさせた場合に、これらのダイオ
ードに発生する順回復，逆回復損失を低下させることが
できる。
【００４３】図５は本発明の第２実施例を示すものであ
り、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を
省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。電気的
構成を示す図５においては、第１実施例の正側及び負側
ダイオード５Ｒａ，５Ｓａ，５Ｔａ及び５Ｒｂ，５Ｓ
ｂ，５Ｔｂは取除かれている。
【００４４】そして、正，負側直流母線４ａ，４ｂ間に
は、正側及び負側ダイオード２２Ｒａ，２２Ｓａ，２２
Ｔａ及び２２Ｒｂ，２２Ｓｂ，２２Ｔｂが三相ブリッジ
接続されて構成された三相整流回路２２が接続されてい
る。尚、正側及び負側ダイオード２２Ｒａ乃至２２Ｔｂ
は、高速ダイオードである。三相整流回路２２の交流入
力端子は、リアクトル２Ｒ，２Ｓ，２Ｔの負荷側端子に
接続されていると共に、スイッチング回路３Ｒ，３Ｓ及
び３Ｔの交流入力端子３Ｒａ，３Ｓａ及び３Ｔａに接続
されている。その他は第１実施例と同様の構成であり、
以上から三相交流電源１，インバータ回路８及びモータ
９を除いたものが三相整流装置２３を構成している。以
上のように構成された三相整流装置２３を第１実施例と
同様に作用させることによって、第１実施例と略同様の
効果を得ることができる。
【００４５】図６は本発明の第３実施例を示すものであ
り、第１及び第２実施例と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明す
る。電気的構成を示す図６においては、三相整流回路２
２′（通常のダイオードを三相ブリッジ接続して、第２
実施例の三相整流回路２２と同様に構成されたもの）の
入力端子は、三相交流電源１の出力端子１Ｒ，１Ｓ及び
１Ｔに夫々接続されており、正及び負側直流出力端子
は、リアクトル２４ａ及び２４ｂ（直流側リアクトル）
を介して、正及び負側直流母線２５ａ及び２５ｂに接続
されている。尚、リアクトル２４ａ及び２４ｂは、磁気
回路が共通となってインダクタンス値が大となる方向を
以て接続されている。また、正及び負側直流母線２５ａ
及び２５ｂ間には、平滑コンデンサ２６及び出力側にモ
ータ９を有するインバータ回路８が接続されている。
【００４６】以上の三相整流回路２２′、リアクトル２
４ａ及び２４ｂ，正及び負側直流母線２５ａ及び２５
ｂ，平滑コンデンサ２６は、周知である直流リアクトル
挿入方式の整流回路２７を構成している。この整流回路
２７と並列になるように、正及び負側直流母線２５ａ及
び２５ｂには、第１実施例における三相整流装置２１の
正及び負側直流母線４ａ及び４ｂが夫々接続されてお
り、三相整流装置２１の電流検出器１０Ｓ及び１０Ｔ
は、出力端子１Ｓ及び１Ｔに接続されている。以上から
三相交流電源１，インバータ回路８及びモータ９を除い
たものが三相整流装置２８を構成している。
【００４７】以上のように構成された第３実施例によれ
ば、三相整流装置２１の制御回路１１は、相電流ｉＳ及
びｉＴを参照して、整流回路２７と三相整流装置２１と
の両方に入力される電流波形が正弦波状になるように制
御すれば良いので、三相整流装置２１の電流容量を少な
くすることができる。また、リアクトル２４ａ及び２４
ｂを正及び負側直流母線２５ａ及び２５ｂに設けたの
で、電流波形のリップルを更に抑制することができる。
【００４８】図７は本発明の第４実施例を示すものであ
り、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を
省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。電気的
構成を示す図７においては、三相整流装置２９は、正及
び負側直流母線４ａ及び４ｂ間に、第１実施例のインバ
ータ回路８に代えて、負荷たるインバータ回路３０が接
続されている。このインバータ回路３０は、中性点クラ
ンプ方式で構成されており、インバータ回路３０の図示
しない中性点は、平滑コンデンサ６の中点端子７に接続
されている。その他は第１実施例と同様の構成である。
【００４９】以上のように構成された第４実施例によれ
ば、第１実施例と同様の制御を行った場合に、電流波形
のレベルにインバータ回路３０の中性点電位のレベルが
付加されて、正及び負側で夫々２レベルの波形となるの
で、より容易な制御によって正弦波に近い電流波形を作
成することができる。
【００５０】図８は本発明の第５実施例を示すものであ
り、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を
省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。電気的
構成を示す図８においては、三相交流電源１の出力端子
１Ｒ，１Ｓ及び１Ｔとリアクトル２Ｒ，２Ｓ及び２Ｔと
の間に、ノーマルモードリアクトル３１Ｒ，３１Ｓ及び
３１Ｔが介挿されていると共に、相間コンデンサ３２
ａ，３２ｂ及び３２ｃが、夫々Ｒ−Ｓ相間，Ｓ−Ｔ相間
及びＲ−Ｔ相間に接続されている。その他は第１実施例
と同様の構成である。以上が三相整流装置３３を構成し
ている。
【００５１】以上のように構成された第５実施例によれ
ば、ノーマルモードリアクトル３１Ｒ乃至３１Ｔと、相
間コンデンサ３２ａ乃至３２ｃのノイズフィルタとして
の作用によって、スイッチング回路３Ｒ乃至３Ｔをスイ
ッチング制御することにより発生するスイッチングノイ
ズが、三相交流電源１側に影響を及ぼすことを抑制する
ことができると共に、ＦＥＴ１７Ｒ乃至１７Ｔに対する
入力電流の振幅も若干低下させることができるので、Ｆ
ＥＴ１７Ｒ乃至１７Ｔに低容量のものを選択することが
できて、より低価格で構成することができる。また、制
御回路１１による各相電圧ｅＲ，ｅＳ，ｅＴの検出精度
を向上させることもできる。
【００５２】本発明は上記しかつ図面に記載した実施例
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。制御回路１１が行うスイッチング回
路３Ｒ乃至３Ｔのスイッチング制御は、各相電圧ｅＲ，
ｅＳ及びｅＴのゼロクロス点前後で夫々約６０度の一部
の期間に限ること無く、適宜変更して行って良い。例え
ば、各相電圧ｅＲ，ｅＳ及びｅＴのゼロクロス点前後で
夫々約３０度以上６０度未満の一部の期間でスイッチン
グ制御を行っても良い。この場合でも、電流波形を改善
させることは可能である。また、半導体スイッチング素
子に高耐圧のものを使用すれば、各相電圧ｅＲ，ｅＳ及
びｅＴの全周期に渡ってスイッチング制御を行っても良
い。更に、スイッチング制御（ＰＷＭ制御）に限ること
無く、スイッチング回路３Ｒ乃至３Ｔを単にオンオフ制
御しても良い。
【００５３】制御回路１１は、力率が略１となるように
電流追従制御を行ったが、相電流が相電圧に対して例え
ば１０度の遅れを持つようにして、遅れ力率制御を行っ
ても良い。Ｒ相電流を検出する電流検出手段を設けても
良い。制御回路１１は、相電圧ｅＲ，ｅＳ及びｅＴの代
わりに相間電圧を検出し、相間電圧のゼロクロス点に基
づいて、基準位相を設定しても良い。また、制御回路１
１は、電流検出手段によって各相電流ｉＲ，ｉＳ及びｉ
Ｔの代わりに相間電流を検出するようにしても良い。
【００５４】制御回路１１は、例えば、整流制御の初期
状態において、電流検出器１０Ｓ及び１０Ｔを参照する
ことにより、各相電流ｉＲ，ｉＳ及びｉＴ若しくは各相
間電流が所定値となるようにスイッチング制御（ＰＷＭ
制御）を行い、そのスイッチング制御におけるオン比率
が最大となった時点，オン期間が最大になった時点，オ
フ期間が最小になった時点，または、相電圧推定値が略
零になった時点を電流指令値の基準位相として設定する
ようにしても良い。この場合、制御回路１１は各相電圧
ｅＲ，ｅＳ，ｅＴを検出する必要はない。制御回路１１
は、電流追従制御を行う代わりに、予め定められた適当
な電流パターンに従って電流波形を制御するようにして
も良い。
【００５５】コンデンサ６ａ，６ｂの端子電圧を夫々検
出する端子電圧検出手段を設けて、制御回路１１は、コ
ンデンサ６ａ，６ｂの端子電圧が夫々設定値になるよう
に、好ましくは、夫々略等しい設定値になるようにスイ
ッチング制御しても良い。例えば、中点端子７に流れ込
む電流の、三相交流電源１の１周期での平均値をゼロに
するようにスイッチング制御する。この様に制御すれ
ば、コンデンサ６ａ，６ｂの耐圧を、平滑コンデンサを
１個で構成する場合の１／２にすることができ、また、
電位バランス調整用の抵抗などを設ける必要がなく、三
相整流装置の効率を向上させると共に、三相整流装置を
より小形に構成できる。加えて、制御回路１１の制御用
電源をチョッパ若しくはスイッチング電源回路などを用
いて作成する場合は、コンデンサ６ｂから受電して作成
するようにすれば、低い受電電圧から制御用電源を作成
できる。
【００５６】第３実施例において、リアクトル２４ａ及
び２４ｂは必要に応じて設ければ良い。また、どちらか
一方のみを設けても良い。更に、三相整流装置２１に代
えて、第２実施例の三相整流装置２３を整流回路２７に
並列に接続しても良い。また、第３実施例において、平
滑コンデンサ２６を省略しても良い。第５実施例におい
て、ノーマルモードリアクトル３１Ｒ乃至３１Ｔと相間
コンデンサ３２ａ乃至３２ｃとのどちらか一方のみを設
けても良い。また、ノーマルモードリアクトル３１Ｒ乃
至３１Ｔに代えて、コモンモードリアクトル（零相リア
クトル）を設けても良い。この場合、スイッチング制御
による高調波ノイズ若しくは漏れ電流の抑制をより有効
に行うことができる。
【００５７】ノーマルモードリアクトル３１Ｒ乃至３１
Ｔと相間コンデンサ３２ａ乃至３２ｃとの双方若しくは
どちらか一方のみを、第２または第３実施例の三相整流
装置２３または２７に設けても良い。また、第５実施例
において、リアクトル２Ｒ乃至２Ｔ及び相間コンデンサ
３２ａ乃至３２ｃの値を小さく設定することにより、電
流波形を微小な共振を伴う波形として、制御回路１１
は、共振によって電流波形の振幅が低下したタイミング
でスイッチング回路３Ｒ乃至３Ｔをオフさせるようにす
れば、スイッチングノイズを更に低減させることができ
る。半導体スイッチング素子は、ＦＥＴ１７Ｒ乃至１７
Ｔに限らず、トランジスタでも良い。負荷は、インバー
タ回路８及び３０に限ること無く、直流電源によって駆
動されるものであれば何でも良い。
【００５８】
【発明の効果】本発明は以上説明した通りであるので、
以下の効果を奏する。請求項１または２記載の三相整流
装置によれば、制御回路は、カソード及びアノードが正
及び負側直流母線に接続された３個の正及び負側ダイオ
ードのアノード及びカソード間に、夫々交流入力端子が
接続された３組の双方向性スイッチング回路の半導体ス
イッチング素子をスイッチング制御して、三相交流電源
から直流電源を作成するので、電流波形の歪みを低減す
ることができると共に、従来よりも小形且つ低価格に構
成することができる。
【００５９】請求項３記載の三相整流装置によれば、制
御回路は、カソード及びアノードが正及び負側直流母線
に接続された３個の正及び負側ダイオードのアノード及
びカソードに、各交流入力端子の一方が接続された３組
の双方向性スイッチング回路が有する半導体スイッチン
グ素子をスイッチング制御するので、請求項２と同様の
効果が得られる。
【００６０】請求項４記載の三相整流装置によれば、６
個のダイオードが三相ブリッジ接続されて構成された三
相整流回路の各交流入力端子を三相交流電源の各出力端
子に接続し、三相整流回路の正及び負側直流出力端子を
請求項１または３記載の三相整流装置の正及び負側直流
母線に接続したので、請求項１または３記載の三相整流
装置の電流容量を少なくし得、総じて、低価格で構成す
ることができる。
【００６１】請求項５記載の三相整流装置によれば、正
及び負側直流母線の一方若しくは双方に直流側リアクト
ルを設けたので、電流波形のリップルを更に抑制するこ
とができる。
【００６２】請求項６記載の三相整流装置によれば、３
個の正側ダイオード及び３個の負側ダイオードを高速ダ
イオードとしたので、双方向性スイッチング回路によっ
て高速スイッチングを行う場合に、正及び負側ダイオー
ドに発生する順回復，逆回復損失を低下させることがで
きる。
【００６３】請求項７乃至９記載の三相整流装置によれ
ば、制御回路は、三相交流電源の相電圧のゼロクロス点
を含む一部の期間だけスイッチング制御するので、具体
的には、スイッチング制御する期間を相電圧のゼロクロ
ス点の前後で夫々約３０度以上６０度未満（請求項
８）、また、相電圧のゼロクロス点の前後で夫々約６０
度（請求項９）に設定したので、半導体スイッチング素
子によるスイッチング損失や、スイッチングノイズの発
生を低く押さえることができる。
【００６４】請求項１０記載の三相整流装置によれば、
制御回路は、電流指令値に電流検出手段が検出する相電
流が追従するように半導体スイッチング素子をスイッチ
ング制御するので、電流波形を略正弦波状にすることが
できる。
【００６５】請求項１１記載の三相整流装置によれば、
制御回路は、三相交流電源の相電圧若しくは相間電圧の
ゼロクロス点を電流指令値の基準位相として設定するの
で、電圧と電流を同位相とすることができ、電源効率を
向上させることができる。
【００６６】請求項１２記載の三相整流装置によれば、
制御回路は、相電流が所定値になるようにスイッチング
制御し、そのスイッチング制御におけるオン比率が最大
となった時点，オン期間が最大になった時点，オフ期間
が最小になった時点，または、相電圧推定値が略ゼロに
なった時点を電流指令値の基準位相として設定するの
で、相電圧を検出することなしに基準位相を得ることが
できる。
【００６７】請求項１３記載の三相整流装置によれば、
制御回路は、負荷電流検出手段が検出する負荷電流に基
づいて電流指令値の振幅を決定するので、負荷電流が適
当な値になるように制御することができる。
【００６８】請求項１４記載の三相整流装置によれば、
制御回路は、２個のコンデンサの端子電圧が夫々設定値
となるように、好ましくは、夫々略等しい設定値となる
ように半導体スイッチング素子を制御するので、２個の
コンデンサの夫々の耐圧を平滑コンデンサを１個で構成
する場合の１／２にすることができ、効率を向上させる
と共に、より小形に構成することができる。
【００６９】請求項１５記載の三相整流装置によれば、
三相交流電源の各出力端子間に接続される３個の相間コ
ンデンサを備え、または、これに加えて三相交流電源の
各出力端子と３個の交流側リアクトルとの間に３個のノ
ーマルモードリアクトル若しくはコモンモードリアクト
ルを介挿したので、双方向性スイッチング回路をスイッ
チング制御することにより発生するスイッチングノイズ
が、三相交流電源側に影響を及ぼすことを抑制すること
ができる
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す電気的構成図
【図２】スイッチング回路の詳細な電気的構成を示す図
【図３】三相交流電源の相電圧及び相電流波形図
【図４】図３の一部を拡大して示す図
【図５】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図６】本発明の第３実施例を示す図１相当図
【図７】本発明の第４実施例を示す図１相当図
【図８】本発明の第５実施例を示す図１相当図
【符号の説明】
１は三相交流電源、１Ｒ，１Ｓ，１Ｔは出力端子，２
Ｒ，２Ｓ，２Ｔはリアクトル（交流側リアクトル）、３
Ｒ，３Ｓ，３Ｔはスイッチング回路（双方向性スイッチ
ング回路）、３Ｒａ，３Ｒｂ，３Ｓａ，３Ｓｂ，３Ｔ
ａ，３Ｔｂは交流入力端子、３Ｒｃ，３Ｒｄ，３Ｓｃ，
３Ｓｄ，３Ｔｃ，３Ｔｄは直流出力端子、４ａ及び４ｂ
は正及び負側直流母線、５Ｒａ，５Ｓａ，５Ｔａ及び５
Ｒｂ，５Ｓｂ，５Ｔｂは正及び負側ダイオード（高速ダ
イオード）、６は平滑コンデンサ、６ａ，６ｂはコンデ
ンサ、７は中点端子、８はインバータ回路（負荷）、１
０Ｓ，１０Ｔは電流検出器（電流検出手段）、１１は制
御回路、１２は負荷電流検出器（負荷電流検出手段）、
１５Ｒａ，１５Ｒｂ，１５Ｒｃ及び１５Ｒｄはダイオー
ド、１６Ｒは単相整流回路、１７ＲはＦＥＴ（半導体ス
イッチング素子）、２１は三相整流装置、２２は三相整
流回路、２２Ｒａ，２２Ｓａ，２２Ｔａ及び２２Ｒｂ，
２２Ｓｂ，２２Ｔｂは正側及び負側ダイオード（高速ダ
イオード）、２２′は三相整流回路、２３は三相整流装
置、２４ａ及び２４ｂはリアクトル（直流側リアクト
ル）、２５ａ及び２５ｂは正及び負側直流母線、２８及
び２９は三相整流装置、３０はインバータ回路（負
荷）、３１Ｒ，３１Ｓ及び３１Ｔはノーマルモードリア
クトル、３２ａ，３２ｂ及び３２ｃは相間コンデンサ、
３３は三相整流装置を示す。

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ４個のダイオードが単相ブリッジ接続さ
    れてなる単相整流回路の直流出力端子間に半導体スイッ
    チング素子が接続されて構成された３組の双方向性スイ
    ッチング回路と、 これらの３組の双方向性スイッチング回路の各交流入力
    端子の一方と三相交流電源の各出力端子との間に夫々接
    続された３個の交流側リアクトルと、 前記３組の双方向性スイッチング回路の正側直流出力端
    子に夫々アノードが接続され、カソードが正側直流母線
    に接続された３個の正側ダイオードと、 前記３組の双方向性スイッチング回路の負側直流出力端
    子に夫々カソードが接続され、アノードが負側直流母線
    に接続された３個の負側ダイオードと、 前記正側及び負側直流母線間に２個のコンデンサを直列
    に接続して構成され、中点端子が前記３組の双方向性ス
    イッチング回路の各交流入力端子の他方に接続された平
    滑コンデンサと、 前記３組の双方向性スイッチング回路が有する半導体ス
    イッチング素子を制御する制御回路とを具備したことを
    特徴とする三相整流装置。
  2. 【請求項２】 制御回路は、３組の双方向性スイッチン
    グ回路が有する半導体スイッチング素子をスイッチング
    制御することを特徴とする請求項１記載の三相整流装
    置。
  3. 【請求項３】 ４個のダイオードが単相ブリッジ接続さ
    れてなる単相整流回路の直流出力端子間に半導体スイッ
    チング素子が接続されて構成された３組の双方向性スイ
    ッチング回路と、 これらの３組の双方向性スイッチング回路の各交流入力
    端子の一方と三相交流電源の各出力端子との間に夫々接
    続された３個の交流側リアクトルと、 前記３組の双方向性スイッチング回路の各交流入力端子
    の一方にアノードが夫々接続され、カソードが正側直流
    母線に接続された３個の正側ダイオードと、 前記３組の双方向性スイッチング回路の各交流入力端子
    の一方にカソードが夫々接続され、アノードが負側直流
    母線に接続された３個の負側ダイオードと、 前記正側及び負側直流母線間に２個のコンデンサを直列
    に接続して構成され、中点端子が前記３組の双方向性ス
    イッチング回路の各交流入力端子の他方に接続された平
    滑コンデンサと、 前記３組の双方向性スイッチング回路が有する半導体ス
    イッチング素子をスイッチング制御する制御回路とを具
    備したことを特徴とする三相整流装置。
  4. 【請求項４】 ６個のダイオードが三相ブリッジ接続さ
    れて構成された三相整流回路を備え、 この三相整流回路の各交流入力端子が三相交流電源の各
    出力端子に接続され、 前記三相整流回路の正及び負側直流出力端子が前記請求
    項１または３記載の三相整流装置の正及び負側直流母線
    に接続されていることを特徴とする三相整流装置。
  5. 【請求項５】 正及び負側直流母線の一方若しくは双方
    に直流側リアクトルが設けられていることを特徴とする
    請求項４記載の三相整流装置。
  6. 【請求項６】 ３個の正側ダイオード及び３個の負側ダ
    イオードは、高速ダイオードであることを特徴とする請
    求項１乃至５の何れかに記載の三相整流装置。
  7. 【請求項７】 制御回路は、三相交流電源の相電圧のゼ
    ロクロス点を含む一部の期間だけスイッチング制御する
    ことを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の三相
    整流装置。
  8. 【請求項８】 制御回路がスイッチング制御する期間
    は、相電圧のゼロクロス点の前後で夫々約３０度以上６
    ０度未満に設定されていることを特徴とする請求項７記
    載の三相整流装置。
  9. 【請求項９】 制御回路がスイッチング制御する期間
    は、相電圧のゼロクロス点の前後で夫々約６０度に設定
    されていることを特徴とする請求項７記載の三相整流装
    置。
  10. 【請求項１０】 三相交流電源の少なくとも任意の２相
    の相電流を検出する電流検出手段を備え、 制御回路は、電流指令値に前記電流検出手段が検出する
    相電流が追従するように半導体スイッチング素子をスイ
    ッチング制御することを特徴とする請求項１乃至９の何
    れかに記載の三相整流装置。
  11. 【請求項１１】 制御回路は、三相交流電源の相電圧若
    しくは相間電圧のゼロクロス点を電流指令値の基準位相
    として設定することを特徴とする請求項１０記載の三相
    整流装置。
  12. 【請求項１２】 制御回路は、相電流が所定値になるよ
    うにスイッチング制御し、そのスイッチング制御におけ
    るオン比率が最大となった時点，オン期間が最大になっ
    た時点，オフ期間が最小になった時点，または、相電圧
    推定値が略ゼロになった時点を電流指令値の基準位相と
    して設定することを特徴とする請求項１０記載の三相整
    流装置。
  13. 【請求項１３】 正及び負側直流母線間に接続される負
    荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段を備
    え、 制御回路は、前記負荷電流検出手段が検出する負荷電流
    に基づいて電流指令値の振幅を決定することを特徴とす
    る請求項１０乃至１２の何れかに記載の三相整流装置。
  14. 【請求項１４】 平滑コンデンサの２個のコンデンサの
    端子電圧を夫々検出する端子電圧検出手段を備え、 制御回路は、２個のコンデンサの端子電圧が夫々設定値
    となるように、好ましくは、夫々略等しい設定値となる
    ように半導体スイッチング素子を制御することを特徴と
    する請求項１乃至１３の何れかに記載の三相整流装置。
  15. 【請求項１５】 三相交流電源の各出力端子間に接続さ
    れる３個の相間コンデンサを備え、または、これに加え
    て三相交流電源の各出力端子と３個の交流側リアクトル
    との間に３個のノーマルモードリアクトル若しくはコモ
    ンモードリアクトルを介挿したことを特徴とする請求項
    １乃至１４の何れかに記載の三相整流装置。
JP7342965A 1995-12-28 1995-12-28 三相整流装置 Expired - Fee Related JP2857094B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP7342965A JP2857094B2 (ja) 1995-12-28 1995-12-28 三相整流装置
US08/774,086 US5808882A (en) 1995-12-28 1996-12-23 Three-phase bridge rectifier
EP96309538A EP0782245A3 (en) 1995-12-28 1996-12-27 Three-phase bridge rectifier
EP04028660A EP1528660A1 (en) 1995-12-28 1996-12-27 Three-phase bridge rectifier

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP7342965A JP2857094B2 (ja) 1995-12-28 1995-12-28 三相整流装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH09182441A JPH09182441A (ja) 1997-07-11
JP2857094B2 true JP2857094B2 (ja) 1999-02-10

Family

ID=18357889

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP7342965A Expired - Fee Related JP2857094B2 (ja) 1995-12-28 1995-12-28 三相整流装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US5808882A (ja)
EP (2) EP0782245A3 (ja)
JP (1) JP2857094B2 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011121653A1 (ja) 2010-03-31 2011-10-06 日立アプライアンス株式会社 コンバータ装置，モータ駆動用モジュール、及び冷凍機器

Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5905642A (en) * 1997-11-11 1999-05-18 Robicon Corporation Apparatus and method to reduce common mode voltage from current source drives
US6087738A (en) * 1998-08-20 2000-07-11 Robicon Corporation Variable output three-phase transformer
US6262555B1 (en) 1998-10-02 2001-07-17 Robicon Corporation Apparatus and method to generate braking torque in an AC drive
US6442979B1 (en) * 1999-05-06 2002-09-03 Emerson Electric Co. Washing machine motor control device and method
US7187566B2 (en) * 2000-03-17 2007-03-06 Daikin Industries, Ltd. Three-phase rectifier
DE10024674A1 (de) * 2000-05-18 2001-11-22 Abb Patent Gmbh Unidirektionaler Dreipunktgleichrichter
DE10102408A1 (de) * 2001-01-15 2002-07-18 Dietrich Eckert Verfahren für Drehstromanschluß für EVG
US7132812B1 (en) 2001-04-11 2006-11-07 Rockwell Automation Technologies, Inc. Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive
US6617814B1 (en) 2001-04-11 2003-09-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive
US6987372B1 (en) 2001-04-11 2006-01-17 Rockwell Automation Technologies, Inc. Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive
US20040085046A1 (en) * 2002-11-01 2004-05-06 General Electric Company Power conditioning system for turbine motor/generator
EP1646135A4 (en) * 2003-07-15 2008-09-10 Mitsubishi Electric Corp THREE-PHASE ELECTRICITY TRANSFORMER AND CURRENT TRANSFORMER
KR100654487B1 (ko) * 2003-09-09 2006-12-05 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 컨버터 회로, 모터 구동 장치, 압축기, 공기 조화기,냉장고, 전기 세탁기, 송풍기, 전기 청소기 및 히트펌프급탕기
JP4341836B2 (ja) * 2004-05-27 2009-10-14 本田技研工業株式会社 可搬型発電機
FR2888956B3 (fr) * 2005-07-22 2008-07-11 Wittenstein Ag Systeme d'attenuation de dephasages et d'harmoniques entre au moins une source d'energie et au moins un moteur electrique sans balais.
US8614874B2 (en) * 2005-11-22 2013-12-24 Harris Corporation Biased MOSFET active bridge with active gate drive
JP4069945B2 (ja) 2006-01-05 2008-04-02 ダイキン工業株式会社 整流回路及び三相整流装置
US7852639B2 (en) * 2007-05-22 2010-12-14 Harris Corporation Low-loss rectifier with optically coupled gate shunting
KR101133138B1 (ko) 2007-06-13 2012-04-06 삼성테크윈 주식회사 전원 컨버터 시스템
JP2009095083A (ja) * 2007-10-04 2009-04-30 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置
JP5167884B2 (ja) * 2008-03-14 2013-03-21 ダイキン工業株式会社 コンバータの制御方法及び制御装置
FR2933245B1 (fr) * 2008-06-27 2010-09-03 Peugeot Citroen Automobiles Sa Dispositif de recharge d'un systeme de stockage comportant deux elements de stockage et procedes d'utilisation d'un tel dispositif de recharge associes
JP5427787B2 (ja) * 2008-10-03 2014-02-26 東芝キヤリア株式会社 三相整流装置
JP5470802B2 (ja) * 2008-10-30 2014-04-16 富士電機株式会社 交流電動機駆動回路及び電気車駆動回路
FI20086142A (fi) * 2008-11-28 2010-05-29 Abb Oy Menetelmä ja laite taajuusmuuttajan yhteydessä
US8125808B2 (en) * 2009-09-28 2012-02-28 Harris Corporation Three-phase low-loss rectifier
US8174214B2 (en) * 2009-09-28 2012-05-08 Harris Corporation Three-phase low-loss rectifier with active gate drive
US8243481B2 (en) * 2009-11-04 2012-08-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power transformer and power converter incorporating same
US8339820B2 (en) 2009-11-04 2012-12-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Thirty-six pulse power transformer and power converter incorporating same
US8045350B2 (en) * 2009-12-11 2011-10-25 Harris Corporation N-phase active bridge circuits including N-channel field effect transistors with active gate drive
US20140063877A1 (en) * 2011-08-01 2014-03-06 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion apparatus
JP5961840B2 (ja) * 2011-10-07 2016-08-02 新電元工業株式会社 モータ制御装置
TWI454036B (zh) * 2012-01-09 2014-09-21 Richtek Technology Corp 應用在ｐｆｃ電源轉換器的橋式整流器
CN104081645A (zh) * 2012-02-03 2014-10-01 东芝三菱电机产业系统株式会社 功率转换装置
JP5429316B2 (ja) * 2012-03-02 2014-02-26 ダイキン工業株式会社 インダイレクトマトリックスコンバータ
CN102684519B (zh) * 2012-04-27 2014-09-03 华为技术有限公司 一种电路及其控制方法
CN102664542B (zh) * 2012-04-27 2014-09-03 华为技术有限公司 一种电路及其控制方法
TW201411998A (zh) * 2012-09-04 2014-03-16 Hon Hai Prec Ind Co Ltd 整流電路
CN103812314B (zh) * 2012-11-08 2016-09-14 上海儒竞电子科技有限公司 高功率因数三相整流电路
KR101532661B1 (ko) * 2013-12-30 2015-06-30 주식회사 효성 에너지 저장용 전력 변환 장치 및 방법
DE102014111451A1 (de) * 2014-08-12 2016-02-18 Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg System zur Anhebung des netzseitigen Leistungsfaktors von dreiphasig gespeisten EC-Motoren
JP2021035223A (ja) * 2019-08-27 2021-03-01 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 力率改善回路
JP7155182B2 (ja) * 2020-02-20 2022-10-18 株式会社日立産機システム コンバータ装置および電力変換システム
DE102020119105A1 (de) * 2020-07-21 2022-01-27 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Gleichrichteranordnung
EP4270763A4 (en) 2020-12-22 2024-06-12 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. POWER CONVERSION CONTROL DEVICE

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3927362A (en) * 1973-10-25 1975-12-16 Gen Motors Corp Rectifier circuit for providing six-phase rectification of three-phase alternating current
JPH03155392A (ja) * 1989-11-10 1991-07-03 Toshiba Corp 電流検出装置
US5414613A (en) * 1993-08-20 1995-05-09 Rem Technologies, Incorporated Soft switching active snubber for semiconductor circuit operated in discontinuous conduction mode
AT406434B (de) * 1993-12-23 2000-05-25 Ixys Semiconductor Gmbh Vorrichtung zur umformung eines dreiphasigen spannungssystems in eine vorgebbare, einen verbraucher speisende gleichspannung
US5633790A (en) * 1995-01-18 1997-05-27 Eaton Corporation DV/DT limiting of inverter output voltage

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011121653A1 (ja) 2010-03-31 2011-10-06 日立アプライアンス株式会社 コンバータ装置，モータ駆動用モジュール、及び冷凍機器

Also Published As

Publication number Publication date
EP0782245A3 (en) 1998-12-02
EP1528660A1 (en) 2005-05-04
US5808882A (en) 1998-09-15
JPH09182441A (ja) 1997-07-11
EP0782245A2 (en) 1997-07-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2857094B2 (ja) 三相整流装置
CA2292827C (en) Inverter apparatus
US7495938B2 (en) DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme
CN101714826B (zh) 多相电流供给电路、驱动装置、压缩机及空气调和机
JP3221828B2 (ja) 電力変換方法及び電力変換装置
JPH08196077A (ja) 電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置
JP3856689B2 (ja) 中性点クランプ式電力変換器の制御装置
JP4389446B2 (ja) 電力変換装置
JP3324645B2 (ja) 交流−直流変換装置
JP4340843B2 (ja) 交流直流複合電源装置
JP3530359B2 (ja) ３相力率改善形コンバータ
JP2005020836A (ja) 多相電流供給回路及び駆動装置
JPH11262269A (ja) パルス幅変調形インバータ装置の制御方法
JP3478700B2 (ja) ３相力率改善型コンバータ
JP2821168B2 (ja) インバータ装置と交流電動機駆動システム
JP2001045795A (ja) 可変速駆動装置
Klumpner et al. Evaluation of the converter topologies suited for integrated motor drives
JP3362130B2 (ja) ４個のスイッチを備えた３相インバータの電圧補償回路及び電圧補償方法
JP2003244960A (ja) Ｐｗｍサイクロコンバータ
JP4406909B2 (ja) Ａｃ−ｄｃコンバータ
JP3478701B2 (ja) ３相力率改善型コンバータ
JP3295929B2 (ja) 直流電源装置
JP3246584B2 (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータ
EP4344036A1 (en) Active filter pre-charging for a converter with active filter cells
JPH09182454A (ja) スイッチング損失を低減化した３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および装置

Legal Events

Date Code Title Description
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071127

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081127

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091127

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101127

Year of fee payment: 12

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101127

Year of fee payment: 12

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111127

Year of fee payment: 13

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121127

Year of fee payment: 14

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131127

Year of fee payment: 15

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees