JP2001045795A - 可変速駆動装置 - Google Patents
可変速駆動装置Info
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- JP2001045795A JP2001045795A JP11220611A JP22061199A JP2001045795A JP 2001045795 A JP2001045795 A JP 2001045795A JP 11220611 A JP11220611 A JP 11220611A JP 22061199 A JP22061199 A JP 22061199A JP 2001045795 A JP2001045795 A JP 2001045795A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 モータまでの線路に流れていた漏れ電流を低
減する。 【解決手段】 モータを１８０°位相を異にする２つの
巻線Ｗ１，Ｗ２からなる６相モータとし、インバータを
オン、オフが反対に変化するＰＷＭパターンで駆動され
る２組の３相インバータ１１，１２とし、インバータ１
１，１２とモータ巻線Ｗ１，Ｗ２間をＬ−Ｃ−Ｌのノイ
ズフィルタＡ１，Ａ２で接続し、ノイズフィルタＡ１，
Ａ２のインバータ側のインダクタンスＬ１とモータ巻線
Ｗ１，Ｗ２との間の点から２組のインバータ１１，１２
間をコンデンサＣ１２で接続する。２つのＰＷＭパター
ンの高調波電流は逆極性となっているので、漏れ電流は
それぞれキャンセルされモータの外には漏れ電流はなく
なる（従来技術）。モータの鉄心部分には浮遊容量を通
して高調波電流が流れる。この高調電流をノイズフィル
タＡ１，Ａ２で阻止されると共にコンデンサＣ１２によ
りバイパスせる。
減する。 【解決手段】 モータを１８０°位相を異にする２つの
巻線Ｗ１，Ｗ２からなる６相モータとし、インバータを
オン、オフが反対に変化するＰＷＭパターンで駆動され
る２組の３相インバータ１１，１２とし、インバータ１
１，１２とモータ巻線Ｗ１，Ｗ２間をＬ−Ｃ−Ｌのノイ
ズフィルタＡ１，Ａ２で接続し、ノイズフィルタＡ１，
Ａ２のインバータ側のインダクタンスＬ１とモータ巻線
Ｗ１，Ｗ２との間の点から２組のインバータ１１，１２
間をコンデンサＣ１２で接続する。２つのＰＷＭパター
ンの高調波電流は逆極性となっているので、漏れ電流は
それぞれキャンセルされモータの外には漏れ電流はなく
なる（従来技術）。モータの鉄心部分には浮遊容量を通
して高調波電流が流れる。この高調電流をノイズフィル
タＡ１，Ａ２で阻止されると共にコンデンサＣ１２によ
りバイパスせる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ＰＷＭ変調方式
の電力変換装置を用いた可変速駆動装置に関する。
の電力変換装置を用いた可変速駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ変調方式の電力変換装置はインバ
ータ、ＵＰＳ、無効電力補償装置などに多数利用されて
いる。ＰＷＭ変調方式の電力変換装置の基本的回路を図
６に示す。図６の電力変換装置１はＩＧＢＴ等をスイッ
チング素子Ｓ１〜Ｓ６として直流を３相交流に変換し、
モータ・トランス等に出力するように構成されている。
ータ、ＵＰＳ、無効電力補償装置などに多数利用されて
いる。ＰＷＭ変調方式の電力変換装置の基本的回路を図
６に示す。図６の電力変換装置１はＩＧＢＴ等をスイッ
チング素子Ｓ１〜Ｓ６として直流を３相交流に変換し、
モータ・トランス等に出力するように構成されている。
【０００３】図７に示すように電力変換装置１は一種の
直流〈−〉交流電圧変換器であり、対象が電力系統であ
ったりモータであったりするが、どれも同じ原理であ
る。可変速駆動装置はインバータをＶＶＶＦ制御してモ
ータを駆動する。図６に示すように実際のモータの巻線
Ｗと鉄心Ｆとの絶縁部分や配線路部分などに、対地に対
するコンデンサ成分Ｃ0が存在するため漏れ電流が流れ
る。特に、ＰＷＭ変調のために電力変換装置１のスイッ
チング素子Ｓ１〜Ｓ６がＯＮ／ＯＦＦ動作を行うと、各
線路と対地間の電位が急変するために、コンデンサ成分
Ｃ0を流れる高周波の漏れ電流成分が発生する。これが
他の機器に対するノイズ源になる。図６では３相の例を
示したが１アーム分に簡略化したモデルの場合での漏れ
電流について示すと図８に示すようなモデルとなる。
直流〈−〉交流電圧変換器であり、対象が電力系統であ
ったりモータであったりするが、どれも同じ原理であ
る。可変速駆動装置はインバータをＶＶＶＦ制御してモ
ータを駆動する。図６に示すように実際のモータの巻線
Ｗと鉄心Ｆとの絶縁部分や配線路部分などに、対地に対
するコンデンサ成分Ｃ0が存在するため漏れ電流が流れ
る。特に、ＰＷＭ変調のために電力変換装置１のスイッ
チング素子Ｓ１〜Ｓ６がＯＮ／ＯＦＦ動作を行うと、各
線路と対地間の電位が急変するために、コンデンサ成分
Ｃ0を流れる高周波の漏れ電流成分が発生する。これが
他の機器に対するノイズ源になる。図６では３相の例を
示したが１アーム分に簡略化したモデルの場合での漏れ
電流について示すと図８に示すようなモデルとなる。
【０００４】上記漏れ電流を抑制する方式の１つに、参
考文献として次のようなものがある。
考文献として次のようなものがある。
【０００５】Ａｎｎｅｔｔｅ ｖｏｎ Ｊｏｕａｎｎ
ｅ，Ｈａｏｒａｎ Ｚａｎｇ；”Ａ Ｄｕａｌ−Ｂｒｉ
ｄｇｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏＥ
ｌｉｍｉｎａｔｉｏｎｇ Ｃｏｍｍｏｎ−Ｍｏｄｅ Ｖ
ｏｌｔａｇｅ ａｎｄＢｅａｒｉｎｇ ａｎｄ Ｌｅａ
ｋａｇｅ Ｃｕｒｒｅｎｔｓ”；ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｖｏｌ．１４，
Ｎｏ．１，Ｊａｎ．１９９９，ｐ．４３−４８ 上記文献の回路構成を図９に示す。これは、従来３相モ
ータを３アームのインバータで駆動していたものを６相
モータＭに変更して、３アームブリッジで構成した２台
のインバータ１１，１２で駆動することに特徴がある。
ここで、モータＭの６相は従来の３相を２倍に増やした
もので、２組の３相巻線Ｗ１，Ｗ２には１８０°位相の
ずれた対称的な反転電圧となるように極性を定めてい
る。
ｅ，Ｈａｏｒａｎ Ｚａｎｇ；”Ａ Ｄｕａｌ−Ｂｒｉ
ｄｇｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏＥ
ｌｉｍｉｎａｔｉｏｎｇ Ｃｏｍｍｏｎ−Ｍｏｄｅ Ｖ
ｏｌｔａｇｅ ａｎｄＢｅａｒｉｎｇ ａｎｄ Ｌｅａ
ｋａｇｅ Ｃｕｒｒｅｎｔｓ”；ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｖｏｌ．１４，
Ｎｏ．１，Ｊａｎ．１９９９，ｐ．４３−４８ 上記文献の回路構成を図９に示す。これは、従来３相モ
ータを３アームのインバータで駆動していたものを６相
モータＭに変更して、３アームブリッジで構成した２台
のインバータ１１，１２で駆動することに特徴がある。
ここで、モータＭの６相は従来の３相を２倍に増やした
もので、２組の３相巻線Ｗ１，Ｗ２には１８０°位相の
ずれた対称的な反転電圧となるように極性を定めてい
る。
【０００６】上記のように６相モータを２組の３アーム
ブリッジで構成した２台のインバータ１１，１２で駆動
する場合には、図１０（ａ）に示すようにモータの電圧
は丁度基本波周期に対して１８０°ずれた正負反転した
波形となる。ここで、２台のインバータ１１，１２の三
角波ＰＷＭキャリア自体も対称に切り換えると（ＰＷＭ
波形を上下反転させると）、丁度ＰＷＭパターンも図１
０（ｂ）のように、同時に一方がＯＮするときには他方
がＯＦＦするようになる。つまり、２台のインバータの
出力電圧の合成電圧（ＰＷＭ＿Ｖａ＋ＰＷＭ＿Ｖａ´）
は常に零一定にすることができる。
ブリッジで構成した２台のインバータ１１，１２で駆動
する場合には、図１０（ａ）に示すようにモータの電圧
は丁度基本波周期に対して１８０°ずれた正負反転した
波形となる。ここで、２台のインバータ１１，１２の三
角波ＰＷＭキャリア自体も対称に切り換えると（ＰＷＭ
波形を上下反転させると）、丁度ＰＷＭパターンも図１
０（ｂ）のように、同時に一方がＯＮするときには他方
がＯＦＦするようになる。つまり、２台のインバータの
出力電圧の合成電圧（ＰＷＭ＿Ｖａ＋ＰＷＭ＿Ｖａ´）
は常に零一定にすることができる。
【０００７】または、図１１に示すようなモデルを考え
て、２つのＰＷＭパターンの高周波電流は、丁度逆極性
になっているため、対地を通ってインバータに還流する
漏れ電流を零にすることができると考えても良い。
て、２つのＰＷＭパターンの高周波電流は、丁度逆極性
になっているため、対地を通ってインバータに還流する
漏れ電流を零にすることができると考えても良い。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の２組の３相
巻線を有する６相モータを２台の３アームブリッジで構
成したインバータで駆動する漏れ電流抑制方式は、モー
タの外には漏れ電流は流れなくなる。しかし、鉄心部分
には浮遊容量（コンデンサ）を通した高調波電流は流れ
る。したがって、インバータからモータへの配線路から
放射するノイズ成分は残る。
巻線を有する６相モータを２台の３アームブリッジで構
成したインバータで駆動する漏れ電流抑制方式は、モー
タの外には漏れ電流は流れなくなる。しかし、鉄心部分
には浮遊容量（コンデンサ）を通した高調波電流は流れ
る。したがって、インバータからモータへの配線路から
放射するノイズ成分は残る。
【０００９】この発明は、上記課題に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、上記インバータか
らモータへの配線路から放射するノイズ成分も抑制しう
るようにした可変速駆動装置を提供することにある。
のであり、その目的とするところは、上記インバータか
らモータへの配線路から放射するノイズ成分も抑制しう
るようにした可変速駆動装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明は、位相が１８
０°異なる２組の３相巻線を有するモータを、それぞれ
オン、オフが反対に変化するＰＷＭパターンで駆動され
る３アームブリッジで構成された２台のインバータで駆
動する可変速駆動装置において、インバータの出力端子
にインダクタンスまたはこのインダクタンスを含むフィ
ルタを直列に接続し、そのインダクタンスとモータ巻線
との間の点から２台のインバータ間をコンデンサで接続
し、モータに流れる漏れ電流をバイパスさせることを特
徴とする。
０°異なる２組の３相巻線を有するモータを、それぞれ
オン、オフが反対に変化するＰＷＭパターンで駆動され
る３アームブリッジで構成された２台のインバータで駆
動する可変速駆動装置において、インバータの出力端子
にインダクタンスまたはこのインダクタンスを含むフィ
ルタを直列に接続し、そのインダクタンスとモータ巻線
との間の点から２台のインバータ間をコンデンサで接続
し、モータに流れる漏れ電流をバイパスさせることを特
徴とする。
【００１１】または、位相が１８０°異なる２組の３相
巻線を有する系統電源に接続されたトランスと、２台の
３アームブリッジで構成されたインバータで駆動するシ
ステムであり、その２組の３相巻線を、オン、オフが反
対に変化するＰＷＭパターンで駆動させておき、少なく
ともインバータの出力端子にインダクタンスを直列に接
続し、そのインダクタンスとモータ巻線との間の点から
２台のインバータ間をコンデンサで接続することによ
り、モータに流れる漏れ電流をバイパスさせることによ
り、モータに流れ込む漏れ電流を低減させることを特徴
とする。
巻線を有する系統電源に接続されたトランスと、２台の
３アームブリッジで構成されたインバータで駆動するシ
ステムであり、その２組の３相巻線を、オン、オフが反
対に変化するＰＷＭパターンで駆動させておき、少なく
ともインバータの出力端子にインダクタンスを直列に接
続し、そのインダクタンスとモータ巻線との間の点から
２台のインバータ間をコンデンサで接続することによ
り、モータに流れる漏れ電流をバイパスさせることによ
り、モータに流れ込む漏れ電流を低減させることを特徴
とする。
【００１２】そして、２台のインバータを出力電圧が等
しく電流容量を異にしたインバータとし、各インバータ
の出力端子に接続するインダクタンスの値またはこのイ
ンダクタンスを含むフィルタの各素子の各インピーダン
ス値を２台のインバータの電流容量比の２乗に逆比例さ
せることができる。
しく電流容量を異にしたインバータとし、各インバータ
の出力端子に接続するインダクタンスの値またはこのイ
ンダクタンスを含むフィルタの各素子の各インピーダン
ス値を２台のインバータの電流容量比の２乗に逆比例さ
せることができる。
【００１３】また、トランスは２個のトランスでなく一
方のインバータは直接３相電源に接続し、もう一方はそ
の電源から逆位相の電圧を出力できるトランスを介して
２台目のインバータに接続することができる。
方のインバータは直接３相電源に接続し、もう一方はそ
の電源から逆位相の電圧を出力できるトランスを介して
２台目のインバータに接続することができる。
【００１４】
【実施の形態】図１に実施例１にかかる可変速駆動装置
の回路構成を示す。図１において、１１，１２はそれぞ
れ環流ダイオードを有するＩＧＢＴ等をスイッチング素
子Ｓ１〜Ｓ６として３アームブリッジ接続した第１，第
２の３相インバータで、インバータ１１，１２は出力電
圧位相が１８０°異なるようにＰＷＭ変調によりＶＶＶ
Ｆ制御される。Ｗ１，Ｗ２は６相モータＭを構成する第
１，第２の３相巻線で、それぞれ３相インバータ１１，
１２に３相Ｌ−Ｃ−Ｌ形のノイズフィルタＡ１，Ａ２を
介して接続されている。
の回路構成を示す。図１において、１１，１２はそれぞ
れ環流ダイオードを有するＩＧＢＴ等をスイッチング素
子Ｓ１〜Ｓ６として３アームブリッジ接続した第１，第
２の３相インバータで、インバータ１１，１２は出力電
圧位相が１８０°異なるようにＰＷＭ変調によりＶＶＶ
Ｆ制御される。Ｗ１，Ｗ２は６相モータＭを構成する第
１，第２の３相巻線で、それぞれ３相インバータ１１，
１２に３相Ｌ−Ｃ−Ｌ形のノイズフィルタＡ１，Ａ２を
介して接続されている。
【００１５】上記ノイズフィルタＡ１，Ａ２はインバー
タ１１，１２の各相出力端子とモータの巻線Ｗ１，Ｗ２
の各相端子との間にそれぞれ直列に接続された３相分の
インダクタンスＬ１，Ｌ２と、各相のインダクタンスＬ
１，Ｌ２の接続点間にΔまたはＹ接続されたコンデンサ
Ｃ１で構成されている。
タ１１，１２の各相出力端子とモータの巻線Ｗ１，Ｗ２
の各相端子との間にそれぞれ直列に接続された３相分の
インダクタンスＬ１，Ｌ２と、各相のインダクタンスＬ
１，Ｌ２の接続点間にΔまたはＹ接続されたコンデンサ
Ｃ１で構成されている。
【００１６】そして、ノイズフィルタＡ１の各相のイン
ダクタンスＬ１とＬ２の接続点ａ，ｂ，ｃとノイズフィ
ルタＡ２の各相のインダクタンスＬ１とＬ２の接続点ｃ
´，ｂ´，ａ´との間にそれぞれ漏れ電流循環（バイパ
ス）用コンデンサＣ１２を接続してある。
ダクタンスＬ１とＬ２の接続点ａ，ｂ，ｃとノイズフィ
ルタＡ２の各相のインダクタンスＬ１とＬ２の接続点ｃ
´，ｂ´，ａ´との間にそれぞれ漏れ電流循環（バイパ
ス）用コンデンサＣ１２を接続してある。
【００１７】実施例１は、従来図９の回路にインダクタ
ンスＬ１，１２とコンデンサＣ１からなるノイズフィル
タＡ１，Ａ２を追加し、さらに、インバータ１１，１２
間をインダクタンスＬ１の後段部分において漏れ電流バ
イパス用コンデンサＣ１２で接続したものである。
ンスＬ１，１２とコンデンサＣ１からなるノイズフィル
タＡ１，Ａ２を追加し、さらに、インバータ１１，１２
間をインダクタンスＬ１の後段部分において漏れ電流バ
イパス用コンデンサＣ１２で接続したものである。
【００１８】このバイパス用コンデンサＣ１２を漏れ電
流が流れることにより、モータへの配線路に流れる漏れ
電流を低減することになる。ここで、フィルタＡ１，Ａ
２をインバータ１１，１２の近傍に設置すると、配線路
が長くても漏れ電流による放射ノイズが抑制できる。
流が流れることにより、モータへの配線路に流れる漏れ
電流を低減することになる。ここで、フィルタＡ１，Ａ
２をインバータ１１，１２の近傍に設置すると、配線路
が長くても漏れ電流による放射ノイズが抑制できる。
【００１９】ここで、バイパス用コンデンサＣ１２は、
モータ自身の漏れ電流路を構成する静電容量より大きい
方がよいが、元々モータ自体の漏れ電流路を構成する静
電容量自体が小さいため、それほど大きな値を必要とせ
ず、小型なものでよい。ノイズフィルタＡ１，Ａ２はダ
ンピング用の抵抗を含むものでもよい。
モータ自身の漏れ電流路を構成する静電容量より大きい
方がよいが、元々モータ自体の漏れ電流路を構成する静
電容量自体が小さいため、それほど大きな値を必要とせ
ず、小型なものでよい。ノイズフィルタＡ１，Ａ２はダ
ンピング用の抵抗を含むものでもよい。
【００２０】また、ノイズフィルタは、Ｌ−Ｃ−Ｌ形に
限られるものではなく、インバータ側だけに突入電流抑
制効果をもったインダクタンスＬ１を設けても漏れ電流
に対しては同様の効果を発揮する。
限られるものではなく、インバータ側だけに突入電流抑
制効果をもったインダクタンスＬ１を設けても漏れ電流
に対しては同様の効果を発揮する。
【００２１】もし、インバータの各スイッチング素子が
理想的に瞬時にＯＮ／ＯＦＦ動作ができると仮定する
と、単に反転ＰＷＭ発生できるインバータを２台用意し
てインダクタンスＬ１を介してバイパスコンデンサＣ１
２を接続し、一方のインバータにのみモータを３相接続
して他方のインバータにモータを接続しなくても等価な
漏れ電流バイパス効果は得られる。
理想的に瞬時にＯＮ／ＯＦＦ動作ができると仮定する
と、単に反転ＰＷＭ発生できるインバータを２台用意し
てインダクタンスＬ１を介してバイパスコンデンサＣ１
２を接続し、一方のインバータにのみモータを３相接続
して他方のインバータにモータを接続しなくても等価な
漏れ電流バイパス効果は得られる。
【００２２】しかし、実際にはスイッチング遅れが存在
するため、アームの上下が同時にＯＮしないよう、ＰＷ
Ｍ変化時に短絡防止期間と呼ばれる上下ともオフの期間
を挿入している。この短絡防止期間中は負荷電流がイン
バータのスイッチング素子に接続されている環流ダイオ
ードに流れるが、ここで、アームの上下の２個のダイオ
ードのどちらに流れるかはその負荷電流の極性によって
決まる。
するため、アームの上下が同時にＯＮしないよう、ＰＷ
Ｍ変化時に短絡防止期間と呼ばれる上下ともオフの期間
を挿入している。この短絡防止期間中は負荷電流がイン
バータのスイッチング素子に接続されている環流ダイオ
ードに流れるが、ここで、アームの上下の２個のダイオ
ードのどちらに流れるかはその負荷電流の極性によって
決まる。
【００２３】そのため、出力電圧を正確に対称な波形と
するためには、２つのインバータは電流自体の波形も対
称でなくてはならない。もし電流波形が異なると、短絡
防止期間中の出力電圧が対象でなくなり、漏れ電流をキ
ャンセルできない期間が生じてしまう。
するためには、２つのインバータは電流自体の波形も対
称でなくてはならない。もし電流波形が異なると、短絡
防止期間中の出力電圧が対象でなくなり、漏れ電流をキ
ャンセルできない期間が生じてしまう。
【００２４】したがって、この短絡防止期間による電流
波形の遅れ時間の影響を避けるためには、モータを含め
て対象的な回路構成にする必要があるため、モータも６
相分接続しなくては十分な効果は得られない。このよう
に、モータ部分まで対称な構成にすることが、本発明の
特徴である。 実施例２ 図２に実施例２にかかる可変速駆動装置の回路構成を示
す。
波形の遅れ時間の影響を避けるためには、モータを含め
て対象的な回路構成にする必要があるため、モータも６
相分接続しなくては十分な効果は得られない。このよう
に、モータ部分まで対称な構成にすることが、本発明の
特徴である。 実施例２ 図２に実施例２にかかる可変速駆動装置の回路構成を示
す。
【００２５】図２について、Ａ１´，Ａ２´は第１，第
２のインバータ１１，１２と６相モータの第１，第２巻
線Ｗ１，Ｗ２との間を接続するノイズフィルタで、直列
に接続されたインダクタンスＬ１，Ｌ２で構成されてい
る。Ｃ１２はノイズフィルタＡ１´の各相のインダクタ
ンスＬ１とＬ２の接続点ａ，ｂ，ｃとノイズフィルタＡ
２´の各相のインダクタンスＬ１とＬ２の接続点ｃ´，
ｂ´，ａ´との間に接続されたフィルタコンデンサを兼
ねた漏れ電流バイパス用コンデンサで、コンデンサＣ１
２の容量は図１のフィルタコンデンサＣ１と同程度の容
量としてある。その他の構成は図１（実施例１）と変わ
りがない。
２のインバータ１１，１２と６相モータの第１，第２巻
線Ｗ１，Ｗ２との間を接続するノイズフィルタで、直列
に接続されたインダクタンスＬ１，Ｌ２で構成されてい
る。Ｃ１２はノイズフィルタＡ１´の各相のインダクタ
ンスＬ１とＬ２の接続点ａ，ｂ，ｃとノイズフィルタＡ
２´の各相のインダクタンスＬ１とＬ２の接続点ｃ´，
ｂ´，ａ´との間に接続されたフィルタコンデンサを兼
ねた漏れ電流バイパス用コンデンサで、コンデンサＣ１
２の容量は図１のフィルタコンデンサＣ１と同程度の容
量としてある。その他の構成は図１（実施例１）と変わ
りがない。
【００２６】図１の場合、ノイズフィルタＡ１，Ａ２の
ΔまたはＹ結線されたフィルタコンデンサＣ１は漏れ電
流バイパス用のコンデンサＣ１２よりも静電容量が大き
い。実施例２では、バイパス用コンデンサＣ１２を図１
のフィルタコンデンサＣ１と同等の静電容量を有する大
きなものとし、図１のコンデンサＣ１を省略したもので
ある。
ΔまたはＹ結線されたフィルタコンデンサＣ１は漏れ電
流バイパス用のコンデンサＣ１２よりも静電容量が大き
い。実施例２では、バイパス用コンデンサＣ１２を図１
のフィルタコンデンサＣ１と同等の静電容量を有する大
きなものとし、図１のコンデンサＣ１を省略したもので
ある。
【００２７】実施例２は、図１のノーマルモード用のノ
イズフィルタＡ１，Ａ２のコンデンサＣ１を漏れ電流バ
イパス用のコンデンサＣ１２で兼ねた構成となっている
ので、少ない部品点数で実施例１と同様に漏れ電流を抑
制することができる。 実施例３ 図３に実施例にかかる可変速駆動装置の回路構成を示
す。図３について、２つのインバータ１１，１２は容量
を異にしている。インバータ１１，１２と６相モータの
巻線Ｗ１，Ｗ２との間は図１の場合と同様に３相Ｌ−Ｃ
−Ｌ形のノイズフィルタＡ１，Ａ２で接続され、フィル
タＡ１とＡ２間にバイパス用コンデンサＣ１２が接続さ
れている。ただし、ノイズフィルタＡ１，Ａ２のインピ
ーダンス成分は後述するように決める。その他の構成は
図１の物と変わりがない。なお、図中、Ｃ0は漏れ電流
等価コンデンサを示す。
イズフィルタＡ１，Ａ２のコンデンサＣ１を漏れ電流バ
イパス用のコンデンサＣ１２で兼ねた構成となっている
ので、少ない部品点数で実施例１と同様に漏れ電流を抑
制することができる。 実施例３ 図３に実施例にかかる可変速駆動装置の回路構成を示
す。図３について、２つのインバータ１１，１２は容量
を異にしている。インバータ１１，１２と６相モータの
巻線Ｗ１，Ｗ２との間は図１の場合と同様に３相Ｌ−Ｃ
−Ｌ形のノイズフィルタＡ１，Ａ２で接続され、フィル
タＡ１とＡ２間にバイパス用コンデンサＣ１２が接続さ
れている。ただし、ノイズフィルタＡ１，Ａ２のインピ
ーダンス成分は後述するように決める。その他の構成は
図１の物と変わりがない。なお、図中、Ｃ0は漏れ電流
等価コンデンサを示す。
【００２８】図１（実施例１）でバイパスコンデンサＣ
１２によりインバータ１１，１２の出力部分でバイパス
する電流は、インバータ容量に対して大幅に小さな電流
値である。したがって、漏れ電流をバイパスする目的だ
けなら２台のインバータ１１，１２は同一容量でなくて
も良い。インバータ１１，１２のどちらか一方にモータ
を駆動できる容量をもたせて、他方は漏れ電流だけを抑
制できる程度の、極小さなインバータであっても良い。
１２によりインバータ１１，１２の出力部分でバイパス
する電流は、インバータ容量に対して大幅に小さな電流
値である。したがって、漏れ電流をバイパスする目的だ
けなら２台のインバータ１１，１２は同一容量でなくて
も良い。インバータ１１，１２のどちらか一方にモータ
を駆動できる容量をもたせて、他方は漏れ電流だけを抑
制できる程度の、極小さなインバータであっても良い。
【００２９】しかし、電流が少なくても電圧自体は対称
な波形にする必要があるため、フィルタＡ１，Ａ２のノ
ーマルモード用のインダクタンスＬ１，Ｌ２やフィルタ
コンデンサＣ１などのインピーダンス成分を電流の２乗
に反比例した大きさに決め、電流波形を相似形にする。
こうするとバイパスコンデンサＣ１２の両端子には同一
の大きさで対称な電圧波形が生じるようになり、漏れ電
流のキャンセル効果が得られる。
な波形にする必要があるため、フィルタＡ１，Ａ２のノ
ーマルモード用のインダクタンスＬ１，Ｌ２やフィルタ
コンデンサＣ１などのインピーダンス成分を電流の２乗
に反比例した大きさに決め、電流波形を相似形にする。
こうするとバイパスコンデンサＣ１２の両端子には同一
の大きさで対称な電圧波形が生じるようになり、漏れ電
流のキャンセル効果が得られる。
【００３０】なお、本例の場合は主電流自体（漏れ電流
以外の系統に流れ込む電流成分）がインバータ１１と１
２の間では異なるため、図２（実施例２）のようにバイ
パス用コンデンサＣ１２の静電容量を大きくしてフィル
タ用コンデンサＣ１を省略することはできない。 実施例４ 図４に実施例４にかかる可変速駆動装置の系統側インバ
ータ部の回路構成を示す。図４について、ＴＲ１は１次
巻線が電源系統に接続され、１８０°位相を異にする第
１，第２の２次巻線Ｓ１，Ｓ２を有する３相トランス、
２１，２２はトランスＴＲ１の２次巻線Ｓ１，Ｓ２にノ
イズフィルタＡ１´，Ａ２´を介して接続されたコンバ
ータ（インバータ）で、逆並列にダイオードが接続され
ているＩＧＢＴをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６として３
アームブリッジ接続されている。ノイズフィルタＡ１
´，Ａ２´は図２（実施例２）と同様にインダクタンス
Ｌ１，Ｌ２とフィルタコンデンサを兼ねたバイパス用コ
ンデンサＣ１２で構成されている。この系統側インバー
タ２１，２２の直流側にはこの直流を電源とする可変駆
動装置（例えば図２）が接続されている。
以外の系統に流れ込む電流成分）がインバータ１１と１
２の間では異なるため、図２（実施例２）のようにバイ
パス用コンデンサＣ１２の静電容量を大きくしてフィル
タ用コンデンサＣ１を省略することはできない。 実施例４ 図４に実施例４にかかる可変速駆動装置の系統側インバ
ータ部の回路構成を示す。図４について、ＴＲ１は１次
巻線が電源系統に接続され、１８０°位相を異にする第
１，第２の２次巻線Ｓ１，Ｓ２を有する３相トランス、
２１，２２はトランスＴＲ１の２次巻線Ｓ１，Ｓ２にノ
イズフィルタＡ１´，Ａ２´を介して接続されたコンバ
ータ（インバータ）で、逆並列にダイオードが接続され
ているＩＧＢＴをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６として３
アームブリッジ接続されている。ノイズフィルタＡ１
´，Ａ２´は図２（実施例２）と同様にインダクタンス
Ｌ１，Ｌ２とフィルタコンデンサを兼ねたバイパス用コ
ンデンサＣ１２で構成されている。この系統側インバー
タ２１，２２の直流側にはこの直流を電源とする可変駆
動装置（例えば図２）が接続されている。
【００３１】図２ではモータを対象としていたが、図４
はそれを電源側に利用したものである。この場合、１８
０°位相の反転した２組の３相電源が必要であり、２次
側が２組の出力をもつトランスＴＲ１を利用している。
原理的には図２の場合と同様である。図４のトランスＴ
Ｒ１はΔ−Υの組み合わせで示しているが２次巻線Ｓ
１，Ｓ２に逆極性の電圧が発生すればその他の組み合わ
せでもよい。
はそれを電源側に利用したものである。この場合、１８
０°位相の反転した２組の３相電源が必要であり、２次
側が２組の出力をもつトランスＴＲ１を利用している。
原理的には図２の場合と同様である。図４のトランスＴ
Ｒ１はΔ−Υの組み合わせで示しているが２次巻線Ｓ
１，Ｓ２に逆極性の電圧が発生すればその他の組み合わ
せでもよい。
【００３２】実施例４の動作について説明する。トラン
スＴＲ１の２次巻線Ｓ１，Ｓ２から出力される１８０°
位相を異にする３相交流はノイズフィルタＡ１´，Ａ２
´を介して系統側インバータ２１，２２のスイッチング
素子Ｓ１〜Ｓ６のＩＧＢＴと逆並列に接続されているダ
イオードにより直流に変換され、直流コンデンサＣDCを
充電すると共に可変速駆動装置のモータ側インバータ１
１，１２（図２）に直流電源を供給する。
スＴＲ１の２次巻線Ｓ１，Ｓ２から出力される１８０°
位相を異にする３相交流はノイズフィルタＡ１´，Ａ２
´を介して系統側インバータ２１，２２のスイッチング
素子Ｓ１〜Ｓ６のＩＧＢＴと逆並列に接続されているダ
イオードにより直流に変換され、直流コンデンサＣDCを
充電すると共に可変速駆動装置のモータ側インバータ１
１，１２（図２）に直流電源を供給する。
【００３３】インバータ１１，１２により制御される巻
線Ｗ１，Ｗ２を有する６相モータ（図２）が回生状態に
なると、モータからの回生電力がモータ側インバータ１
１，１２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の還流ダイオー
ドを介して直流側に回生され、直流電圧が上昇する。直
流電圧の上昇を検出して系統側インバータ２１，２２の
スイッチング素子２１，２２がＰＷＭ制御され、回生電
力を電源系統側に流す。
線Ｗ１，Ｗ２を有する６相モータ（図２）が回生状態に
なると、モータからの回生電力がモータ側インバータ１
１，１２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の還流ダイオー
ドを介して直流側に回生され、直流電圧が上昇する。直
流電圧の上昇を検出して系統側インバータ２１，２２の
スイッチング素子２１，２２がＰＷＭ制御され、回生電
力を電源系統側に流す。
【００３４】このインバータ２１，２２のＰＷＭ制御に
基づくトランスＴＲ１の巻線部から漏れる漏れ電流は図
２の場合と同じ原理によりノイズフィルタＡ１´，Ａ２
´とバイパス用コンデンサＣ１２により抑制される。
基づくトランスＴＲ１の巻線部から漏れる漏れ電流は図
２の場合と同じ原理によりノイズフィルタＡ１´，Ａ２
´とバイパス用コンデンサＣ１２により抑制される。
【００３５】また、実施例３のようにインバータ容量が
異なっていても、ノイズフィルタＡ１´，Ａ２´のイン
ダクタンスＬ１，Ｌ２の値を適切に設定することによ
り、２組のインバータ２１，２２の出力電流波形を相似
にすることにより、バイパスコンデンサＣ１２の両端の
電圧波形を正負逆極性で対称とすることにより、同様な
漏れ電流抑制効果を得ることもできる。この場合はノー
マルモードのノイズ成分も低減させるためには、実施例
３のように３相コンデンサＣ１を挿入する必要がある。 実施例５ 図５に実施例５にかかる可変速駆動装置の系統側インバ
ータ部の回路構成を示す。図５について、ＴＲ２は１次
巻線Ｐ１が電源系統に接続され、２次巻線Ｐ２に１次電
圧と電圧を同じくし位相を１８０°位にする電圧を出力
する反転電圧発生用３相トランス、２１および２２は電
源系統およびトランスＴＲ２の２次側にそれぞれノイズ
フィルタＡ１，Ａ２を介して接続されたインバータで、
逆並列ダイオードを有するＩＧＢＴ等をスイッチング素
子Ｓ１〜Ｓ６として３アームブリッジに構成されてい
る。ノイズフィルタＡ１，Ａ２は図３（実施例３）と同
様に構成されている。このインバータ２１，２２の直流
側にはこの直流を電源とする可変駆動装置（例えば図
３）が接続されている。
異なっていても、ノイズフィルタＡ１´，Ａ２´のイン
ダクタンスＬ１，Ｌ２の値を適切に設定することによ
り、２組のインバータ２１，２２の出力電流波形を相似
にすることにより、バイパスコンデンサＣ１２の両端の
電圧波形を正負逆極性で対称とすることにより、同様な
漏れ電流抑制効果を得ることもできる。この場合はノー
マルモードのノイズ成分も低減させるためには、実施例
３のように３相コンデンサＣ１を挿入する必要がある。 実施例５ 図５に実施例５にかかる可変速駆動装置の系統側インバ
ータ部の回路構成を示す。図５について、ＴＲ２は１次
巻線Ｐ１が電源系統に接続され、２次巻線Ｐ２に１次電
圧と電圧を同じくし位相を１８０°位にする電圧を出力
する反転電圧発生用３相トランス、２１および２２は電
源系統およびトランスＴＲ２の２次側にそれぞれノイズ
フィルタＡ１，Ａ２を介して接続されたインバータで、
逆並列ダイオードを有するＩＧＢＴ等をスイッチング素
子Ｓ１〜Ｓ６として３アームブリッジに構成されてい
る。ノイズフィルタＡ１，Ａ２は図３（実施例３）と同
様に構成されている。このインバータ２１，２２の直流
側にはこの直流を電源とする可変駆動装置（例えば図
３）が接続されている。
【００３６】図３ではモータを対象としていたが、図５
はそれを電源側に利用したものである。図４の場合、電
源に専用のトランスＴＲ１が必要であった。しかし、漏
れ電流自体をバイパスさせることで、外部に流出する漏
れ電流を抑制するためだけであれば実施例３のように異
なる容量比であっても良い。
はそれを電源側に利用したものである。図４の場合、電
源に専用のトランスＴＲ１が必要であった。しかし、漏
れ電流自体をバイパスさせることで、外部に流出する漏
れ電流を抑制するためだけであれば実施例３のように異
なる容量比であっても良い。
【００３７】実施例５は、一方のインバータ２１を大容
量としさらにノイズフィルタＡ１を介して直接電源系統
に接続し、他方のインバータ２２を小容量としてこちら
はノイズフィルタＡ２を介してトランスＴＲ２の２次側
Ｓ２に接続する。これにより電流容量が異なるが電圧振
幅は同等のインバータ２１，２２を構成できる。フィル
タＡ１，Ａ２間にバイパス用コンデンサＣ１２を挿入す
る。インバータ２１，２２がＰＷＭ制御するとき発生す
る漏れ電流は、図３の場合と同じ原理で抑制される。
量としさらにノイズフィルタＡ１を介して直接電源系統
に接続し、他方のインバータ２２を小容量としてこちら
はノイズフィルタＡ２を介してトランスＴＲ２の２次側
Ｓ２に接続する。これにより電流容量が異なるが電圧振
幅は同等のインバータ２１，２２を構成できる。フィル
タＡ１，Ａ２間にバイパス用コンデンサＣ１２を挿入す
る。インバータ２１，２２がＰＷＭ制御するとき発生す
る漏れ電流は、図３の場合と同じ原理で抑制される。
【００３８】小容量側のインバータ２２は電力を供給す
るためではなく、単にノイズをキャンセルするための電
圧を生成するだけの機能があればよく小形なものでよ
い。そこで、反転電圧発生用の小形の専用トランスＴＲ
２を利用することができるため、３相回路が既に設置さ
れているような場合であっても、大幅な改造を行わずに
トランスや系統に対する漏れ電流を低減させることがで
きる。
るためではなく、単にノイズをキャンセルするための電
圧を生成するだけの機能があればよく小形なものでよ
い。そこで、反転電圧発生用の小形の専用トランスＴＲ
２を利用することができるため、３相回路が既に設置さ
れているような場合であっても、大幅な改造を行わずに
トランスや系統に対する漏れ電流を低減させることがで
きる。
【００３９】
【発明の効果】この発明は、２台のインバータのＰＷＭ
パターンが反転する構成をとり、それらの端子間をＬＣ
の素子で接続して漏れ電流のバイパス回路を構成したの
で、従来モータまでの線路に流れていた、漏れ電流を低
減することができる。
パターンが反転する構成をとり、それらの端子間をＬＣ
の素子で接続して漏れ電流のバイパス回路を構成したの
で、従来モータまでの線路に流れていた、漏れ電流を低
減することができる。
【図１】実施例１にかかる可変速駆動装置の回路構成
図。
図。
【図２】実施例２にかかる可変速駆動装置の回路構成
図。
図。
【図３】実施例３にかかる可変速駆動装置の回路構成
図。
図。
【図４】実施例４にかかる可変速駆動装置の回路構成
図。
図。
【図５】実施例５にかかる可変速駆動装置の回路構成
図。
図。
【図６】ＰＷＭ変調電力変換装置の漏れ電流説明図。
【図７】ＰＷＭ変調電力変換装置の電源系統側とモータ
側への適用説明図。
側への適用説明図。
【図８】電力変換装置１アーム分についての漏れ電流説
明図。
明図。
【図９】従来例にかかる６相モータを２台の３アームブ
リッジインバータで駆動する回路構成図。
リッジインバータで駆動する回路構成図。
【図１０】（ａ）は６相モータの電圧波形図。（ｂ）は
２台のインバータの出力電圧ＰＷＭパターン図。
２台のインバータの出力電圧ＰＷＭパターン図。
【図１１】対称各相の漏れ電流のキャンセルする様子を
示す説明図。
示す説明図。
１１，１２は１８０°位相のずれた対称的な反転電圧を
出力する３相インバータ ２１，２２は電力回生時インバータとして動作するコン
バータ Ａ１，Ａ２，Ａ１´，Ａ２´…ノイズフィルタ Ｃ１２…漏れ電流循環（バイパス）用コンデンサ
出力する３相インバータ ２１，２２は電力回生時インバータとして動作するコン
バータ Ａ１，Ａ２，Ａ１´，Ａ２´…ノイズフィルタ Ｃ１２…漏れ電流循環（バイパス）用コンデンサ
Claims (5)
- 【請求項１】 位相が１８０°異なる２組の３相巻線を
有するモータを、それぞれオン、オフが反対に変化する
ＰＷＭパターンで駆動される３アームブリッジで構成さ
れた２台のインバータで駆動する可変速駆動装置におい
て、 インバータの出力端子にインダクタンスまたはこのイン
ダクタンスを含むフィルタを直列に接続し、そのインダ
クタンスのモータ巻線側の端点から２台のインバータ間
をコンデンサで接続し、モータに流れる漏れ電流をバイ
パスさせることを特徴とする可変速駆動装置。 - 【請求項２】 請求項１において、 ２台のインバータを出力電圧が等しく電流容量を異にし
たインバータとし、 各インバータの出力端子に接続するインダクタンスの値
またはこのインダクタンスを含むフィルタの各素子の各
インピーダンス値をインバータの電流容量比の２乗に逆
比例させたことを特徴とする可変速駆動装置。 - 【請求項３】 位相が１８０°異なる２組の３相巻線を
有する系統電源に接続されたトランスと、２台の３アー
ムブリッジで構成されたインバータで駆動するシステム
であり、 その２組の３相巻線を、オン、オフが反対に変化するＰ
ＷＭパターンで駆動させておき、 少なくともインバータの出力端子にインダクタンスを直
列に接続し、そのインダクタンスとモータ巻線との間の
点から２台のインバータ間をコンデンサで接続すること
により、モータに流れる漏れ電流をバイパスさせること
により、トランスの漏れ静電容量に流れ込む漏れ電流を
低減させることを特徴とする可変速駆動装置。 - 【請求項４】 請求項３において、 ２台のインバータを出力電圧が等しく電流容量を異にし
たインバータとし、 各インバータの出力端子に接続するインダクタンスの値
またはこのインダクタンスを含むフィルタの各素子の各
インピーダンス値を２台のインバータの電流容量比の２
乗に逆比例させたことを特徴とする可変速駆動装置。 - 【請求項５】 請求項３又は４において、 ２個のトランスでなく一方のインバータは直接３相電源
に接続し、もう一方はその電源から逆位相の電圧を出力
できるトランスを介して２台目のインバータに接続した
ことを特徴とする可変速駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11220611A JP2001045795A (ja) | 1999-08-04 | 1999-08-04 | 可変速駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11220611A JP2001045795A (ja) | 1999-08-04 | 1999-08-04 | 可変速駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001045795A true JP2001045795A (ja) | 2001-02-16 |
Family
ID=16753694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11220611A Pending JP2001045795A (ja) | 1999-08-04 | 1999-08-04 | 可変速駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001045795A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003102189A (ja) * | 2001-09-25 | 2003-04-04 | Shinko Electric Co Ltd | Ａｃサーボモータ駆動装置 |
| KR100691785B1 (ko) | 2005-06-30 | 2007-03-12 | 이동균 | 직류모터용 전기자기파 감쇄회로 |
| GB2436927A (en) * | 2006-01-14 | 2007-10-10 | Coverteam Ltd | Drive circuit for a machine having a dual stator winding |
| JP2012157086A (ja) * | 2011-01-21 | 2012-08-16 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電力変換装置 |
| CN105827126A (zh) * | 2015-01-09 | 2016-08-03 | 台达电子工业股份有限公司 | 双降式直流转交流转换系统及其操作方法 |
| EP2725689A3 (en) * | 2012-10-23 | 2016-11-23 | Hitachi, Ltd. | Rotary machine and drive system therefor |
| CN106301148A (zh) * | 2016-08-30 | 2017-01-04 | 山东大学（威海） | 一种六相电机驱动器拓扑及控制算法 |
| CN106685307A (zh) * | 2016-08-30 | 2017-05-17 | 山东大学（威海） | 一种电机驱动器拓扑及控制算法 |
| US9876438B2 (en) | 2015-03-19 | 2018-01-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Converter unit system having inrush-current suppression circuit |
| WO2018142635A1 (ja) * | 2017-02-04 | 2018-08-09 | 田中 正一 | インバータ駆動６相モータ装置 |
| CN109217765A (zh) * | 2018-09-17 | 2019-01-15 | 沈阳工业大学 | 一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法 |
-
1999
- 1999-08-04 JP JP11220611A patent/JP2001045795A/ja active Pending
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003102189A (ja) * | 2001-09-25 | 2003-04-04 | Shinko Electric Co Ltd | Ａｃサーボモータ駆動装置 |
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| GB2436927B (en) * | 2006-01-14 | 2009-08-26 | Converteam Ltd | Drive circuits |
| US7868573B2 (en) | 2006-01-14 | 2011-01-11 | Converteam Uk Ltd | Drive circuits |
| JP2012157086A (ja) * | 2011-01-21 | 2012-08-16 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電力変換装置 |
| EP2725689A3 (en) * | 2012-10-23 | 2016-11-23 | Hitachi, Ltd. | Rotary machine and drive system therefor |
| US9641034B2 (en) | 2012-10-23 | 2017-05-02 | Hitachi, Ltd. | Rotary machine and drive system therefor |
| CN105827126A (zh) * | 2015-01-09 | 2016-08-03 | 台达电子工业股份有限公司 | 双降式直流转交流转换系统及其操作方法 |
| CN105827126B (zh) * | 2015-01-09 | 2018-10-09 | 台达电子工业股份有限公司 | 双降式直流转交流转换系统及其操作方法 |
| US9876438B2 (en) | 2015-03-19 | 2018-01-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Converter unit system having inrush-current suppression circuit |
| CN106301148A (zh) * | 2016-08-30 | 2017-01-04 | 山东大学（威海） | 一种六相电机驱动器拓扑及控制算法 |
| CN106685307A (zh) * | 2016-08-30 | 2017-05-17 | 山东大学（威海） | 一种电机驱动器拓扑及控制算法 |
| WO2018142635A1 (ja) * | 2017-02-04 | 2018-08-09 | 田中 正一 | インバータ駆動６相モータ装置 |
| CN109217765A (zh) * | 2018-09-17 | 2019-01-15 | 沈阳工业大学 | 一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法 |
| CN109217765B (zh) * | 2018-09-17 | 2021-06-15 | 沈阳工业大学 | 一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法 |
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