CN109217765B - 一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法 - Google Patents

一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法 Download PDF

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Abstract

一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法，步骤1：构建合成电压矢量，组成新的开关表。步骤2：合成矢量的占空比；步骤3：调整零矢量和合成矢量的作用顺序，对PWM波形进行中心化处理，本发明通过合成矢量和占空比调制对传统直接转矩控制进行改进，引入合成矢量可以有效减小谐波电流，不需要额外增加谐波平面电流调节器。占空比的计算简单，在控制周期中合理加入零矢量可以很好抑制转矩脉动。并且为了便于PWM调制的硬件实现，通过对矢量作用顺序进行调整，可以得到中心对称的PWM波形，同时保证了开关频率恒定。

Description

一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法
技术领域
本发明涉及一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法，属于多相电动机的控制技术领域。
背景技术
在要求低压大功率和高可靠性的场合，相比于传统的三相电机，多相电机驱动系统提供更多的控制资源，获得了越来越多的关注，比如电动汽车、船舶电力推进、全电飞机、风力发电等。但如果简单的将传统直接转矩控制推广到多相系统，会存在转矩脉动和谐波电流大的问题，不能保证开关频率恒定。
直接转矩控制(direct torque control，DTC)已经在三相电机驱动系统中得到广泛应用，传统直接转矩控制根据转矩和磁链误差，由两个滞环比较器输出的控制信号和定子磁链的观测值，通过查表来选择作用的电压矢量。DTC结构简单、转矩动态响应快、对电机参数变化不敏感。但是一个控制周期中只作用一个电压矢量，存在转矩脉动大和开关频率不恒定的问题。传统DTC应用于双三相电机时，根据矢量空间解耦理论，会带来谐波电流大的问题，增加系统损耗。同时对转矩脉动和谐波电流进行抑制是双三相电机直接转矩控制中面临的一个主要问题，双三相系统可以提供丰富的电压矢量，为解决上述问题提供了可能。
发明内容
发明目的：
本发明提供一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法，其目的是解决以往所存在的问题，其在保持传统直接转矩控制优点的基础上，可以有效减小转矩脉动和谐波电流；同时对PWM进行中心化处理，易于硬件实现。
技术方案：
一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法，具体包括以下步骤：
步骤1：构建合成电压矢量，组成新的开关表。具体方法如下：
步骤1.1：根据矢量空间解耦原理，将双三相系统从一个六维空间分解为三个相互正交的二维子空间：αβ、xy和o1o2，其中只有αβ子空间的分量参与机电能量转换，而xy谐波平面由于阻抗很小，会存在很大的谐波电流。
步骤1.2：由电压矢量的空间分布可知，αβ平面中同一方向的大矢量和中矢量对应于xy平面中方向相反的小矢量和中矢量。因此通过控制两个矢量的作用时间，可以使xy平面的合成电压矢量为零。
步骤1.3：根据伏秒平衡的原理计算出αβ子空间中大矢量和中矢量分别作用的时间，此时在αβ空间一共可以得到12个新的合成电压矢量VVi(i＝1,2,…,12)。
步骤1.4：使用12个合成矢量VVi来替代传统直接转矩控制中使用的12个大矢量，组成新的开关表。
步骤2：合成矢量的占空比计算方法如下：
步骤2.1：将αβ子空间的12个扇区重新等分为36个扇区，同时将电机的额定转速等分为10个区间。通过离散积分分别求合成矢量和电机转速对转矩影响的评价值，分别为T1和T2。
步骤2.2：电机转矩参考值
Figure BDA0001802935760000021
和观测值Te的误差为T0，通过公式
Figure BDA0001802935760000022
计算出一个控制周期内合成矢量的占空比D，其中K为转矩误差增益系数。
步骤3：调整零矢量和合成矢量的作用顺序，对PWM波形进行中心化处理，具体方法如下：
步骤3.1：编号为奇数的合成矢量VVm(m＝1,3,…,11)对应的两个有效电压矢量没有变化；而编号为偶数的合成矢量VVn(n＝2,4,…,12)对应的有效电压矢量由两个变为三个。
步骤3.2：将零矢量V00作用于PWM周期的两端，零矢量V77作用于PWM周期的中间。
本发明的有益效果是：
本发明通过合成矢量和占空比调制对传统直接转矩控制进行改进，引入合成矢量可以有效减小谐波电流，不需要额外增加谐波平面电流调节器。占空比的计算简单，在控制周期中合理加入零矢量可以很好抑制转矩脉动。并且为了便于PWM调制的硬件实现，通过对矢量作用顺序进行调整，可以得到中心对称的PWM波形，同时保证了开关频率恒定。
附图说明
图1为本发明实施例提供的两电平电压源逆变器驱动的双三相永磁同步电机连接图；
图2为本发明实施例提供的双三相电机的电压矢量在αβ子空间和xy子空间的分布图；
图3为本发明实施例提供的合成矢量及磁链扇区的分布图；
图4为第一类PWM中心化处理方法，其中图4a为现有技术，图4b为本发明改进后的七段式；
图5为第二类PWM中心化处理方法，其中图5a为现有技术，图5b为本发明改进后的九段式。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。
该方法具体包括以下步骤：
步骤1：构建合成电压矢量，组成新的开关表。具体方法如下：
步骤1.1：根据矢量空间解耦原理，将双三相系统从一个六维空间分解为三个相互正交的二维子空间：αβ、xy和o1o2，其中只有αβ子空间的分量参与机电能量转换，而xy谐波平面由于阻抗很小，会存在很大的谐波电流。
步骤1.2：由电压矢量的空间分布可知，αβ平面中同一方向的大矢量和中矢量对应于xy平面中方向相反的小矢量和中矢量。因此通过控制两个矢量的作用时间，可以使xy平面的合成电压矢量为零。
步骤1.3：根据伏秒平衡的原理计算出αβ子空间中大矢量和中矢量分别作用的时间，此时在αβ空间一共可以得到12个新的合成电压矢量VVi(i＝1,2,…,12)。
步骤1.4：使用12个合成矢量VVi来替代传统直接转矩控制中使用的12个大矢量，组成新的开关表。
步骤2：合成矢量的占空比计算方法如下：
步骤2.1：将αβ子空间的12个扇区重新等分为36个扇区，同时将电机的额定转速等分为10个区间。通过离散积分分别求合成矢量和电机转速对转矩影响的评价值，分别为T1和T2。
步骤2.2：电机转矩参考值
Figure BDA0001802935760000032
和观测值Te的误差为T0，通过公式
Figure BDA0001802935760000031
计算出一个控制周期内合成矢量的占空比D，其中K为转矩误差增益系数。
步骤3：对合成矢量的波形进行中心化处理，具体方法如下：
步骤3.1：编号为奇数的合成矢量VVm(m＝1,3,…,11)对应的两个有效电压矢量没有变化；而编号为偶数的合成矢量VVn(n＝2,4,…,12)对应的有效电压矢量由两个变为三个。
步骤3.2：将零矢量V00作用于PWM周期的两端，零矢量V77作用于PWM周期的中间。
图1给出了两电平电压源逆变器馈电的双三相电机的驱动系统，其中两个中性点互相隔离，o1o2子空间的电流分量全为零，系统降为一个四维系统。
图2为电压矢量的空间分布，αβ子空间和xy子空间的电压矢量分别如图2a和图2b所示。逆变器总共有64个开关状态，每一个子空间有60个有效电压矢量和4个零矢量。每个电压矢量用八进制数表示，Vi＝SASBSCSUSVSW，以W相为例，SW＝1表示逆变器W相上桥臂导通，SW＝0表示W相逆变器下桥臂导通。αβ平面的有效电压矢量构成了四个不同幅值的正十二边形，按幅值从大到小依次为大矢量VL(0.644Udc)、中矢量VM(0.471Udc)、原始矢量VB(0.333Udc)和小矢量VS(0.173Udc)，Udc为直流母线电压。
以αβ子空间的大矢量V44和中矢量V65来说明合成电压矢量：
矢量V44和矢量V65在αβ子空间的幅值分别为0.644Udc和0.471Udc，且方向相同；矢量V44和矢量V65在xy子空间的幅值分别为0.173Udc和0.471Udc，并且方向相反。当一个控制周期Ts内，矢量V44和矢量V65的作用时间分别为0.732Ts和0.268Ts时，得到合成矢量VV1。VV1在xy子空间的幅值为零，在αβ子空间的幅值0.597Udc。
这样一共可以得到12个新的合成电压矢量VVi(i＝1,2,…,12)，组成新的开关表。
图3给出了合成矢量及磁链扇区的分布图，在12个扇区的基础上，将每个扇区三等分。
这里以扇区S1为例进行说明，扇区S1等分为S1a、S1b、S1c。当定子磁链位于扇区S1a(-15°，-5°)，需要同时增加转矩和磁链时，选择合成矢量VV3作为控制矢量，以VV3在扇区S1a的积分值作为对转矩影响的评价值T1，然后由转速评价值T2和转矩误差值T0求得合成矢量VV3在下一个周期内的占空比D。
图4给出了第一类PWM中心化处理过程(七段式)。
图4a为现有技术，图4b为本发明改进后的七段式。以合成矢量VV1为例来说明奇数合成矢量的处理过程：矢量VV1由两个有效矢量V44和V65合成所得，通过调整两个有效矢量的作用顺序，即可得到中心对称的PWM波形。占空比调制中，一个周期内合成矢量的作用时间为DTs，则零矢量的作用时间为(1-D)Ts，将零矢量V00作用于PWM周期的两端，零矢量V77作用于PWM周期的中间，电压矢量的先后顺序为V00-V44-V65-V77-V65-V44-V00(七段式)。在一个控制周期内，逆变器功率管均开通关断一次，保证了逆变器开关频率恒定。
图5给出了第二类PWM中心化处理过程(九段式)。
图5a为现有技术，图5b为本发明改进后的九段式。以合成矢量VV2来说明偶数合成矢量的处理过程：矢量VV2由两个有效矢量V64和V46合成所得，仅仅改变作用顺序不能得到中心对称的PWM波形，需要将矢量V64和V46变为V44、V64和V66，同时对三个有效矢量的作用时间进行调整，可得到中心对称的PWM波形。将零矢量V00作用于PWM周期的两端，零矢量V77作用于PWM周期的中间，电压矢量的先后顺序为V00-V44-V64-V66-V77-V66-V64-V44-V00(九段式)。在一个控制周期内，逆变器功率管均开通关断一次，保证了逆变器开关频率恒定。
综上，本发明占空比的计算，现有技术考虑电机反电动势对转矩控制的影响，然后给出占空比的计算，主要针对三相两电平和三相三电平。而本方法在双三相中以合成矢量为基础，对扇区进行重新划分，将现有占空比的计算方法做改进。
本发明PWM中心化：现有技术：调整矢量作用顺序可以使PWM中心对称，但开关频率不恒定。本方法的改进：由于引入了占空比调制，控制周期中存在零矢量，通过调整零矢量作用顺序，保证PWM中心对称，同时开关频率恒定(每一相均导通关断一次)。

Claims (3)

1.一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤1：构建合成电压矢量，组成新的开关表；具体方法如下：
步骤1.1：根据矢量空间解耦原理，将双三相系统从一个六维空间分解为三个相互正交的二维子空间：αβ、xy和o1o2，其中只有αβ子空间的分量参与机电能量转换，而xy谐波平面由于阻抗很小，会存在很大的谐波电流；
步骤1.2：由电压矢量的空间分布可知，αβ平面中同一方向的大矢量和中矢量对应于xy平面中方向相反的小矢量和中矢量；因此通过控制两个矢量的作用时间，可以使xy平面的合成电压矢量为零；
步骤1.3：根据伏秒平衡的原理计算出αβ子空间中大矢量和中矢量分别作用的时间，此时在αβ空间一共可以得到12个新的合成电压矢量VVi(i＝1,2,…,12)，使xy平面的合成电压矢量为零；
步骤1.4：使用12个合成电压矢量VVi来替代传统直接转矩控制中使用的12个大矢量，组成新的开关表；
步骤2：合成电压矢量的占空比计算方法如下：
步骤2.1：将αβ子空间的12个扇区重新等分为36个扇区，同时将电机的额定转速等分为10个区间；通过离散积分分别求合成电压矢量和电机转速对转矩影响的评价值，分别为T1和T2；
步骤2.2：电机转矩参考值Te *和观测值Te的误差为T0，通过公式
Figure FDA0003030650820000011
计算出一个控制周期内合成电压矢量的占空比D，其中K为转矩误差增益系数；
步骤3：调整零矢量和合成电压矢量的作用顺序，对PWM波形进行中心化处理。
2.根据权利要求1所述的一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法，其特征在于：PWM波形中心对称，逆变器开关频率恒定，所述步骤3的具体方法为：
步骤3.1：编号为奇数的合成电压矢量VVm(m＝1,3,…,11)对应的两个有效电压矢量没有变化；而编号为偶数的合成电压矢量VVn(n＝2,4,…,12)对应的有效电压矢量由两个变为三个；
步骤3.2：将零矢量V00作用于PWM周期的两端，零矢量V77作用于PWM周期的中间。
3.根据权利要求2所述的一种双三相永磁同步电机直接转矩控制方法，其特征在于：PWM合成方法包含两种：七段式和九段式；两种方法均能使波形中心对称，并且每个周期内功率管均导通关断一次。
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