JPH09182454A - スイッチング損失を低減化した３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および装置 - Google Patents
スイッチング損失を低減化した３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および装置Info
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- JPH09182454A JPH09182454A JP7338694A JP33869495A JPH09182454A JP H09182454 A JPH09182454 A JP H09182454A JP 7338694 A JP7338694 A JP 7338694A JP 33869495 A JP33869495 A JP 33869495A JP H09182454 A JPH09182454 A JP H09182454A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 瞬時空間ベクトル制御方式を用いた電圧形３
レベルインバータにおけるスイッチング損失を低減化す
ること。 【解決手段】 ベクトルの全空間を６つの区間に分け、
また、各区間をそれぞれ４つの範囲に分ける。第１の手
段１は、ベクトル制御装置５から与えられる指令ベクト
ルＶの大きさと回転角から、指令ベクトルＶが存在する
区間および範囲を求める。また、第３の手段は、負荷電
流と線間電圧パルスに基づき負荷の力率角βを推定す
る。第４の手段は、力率角βおよび求めた区間と範囲に
より、スイッチング損失を低減化できるベクトルの発信
順序を決定して、各ベクトルの出力時間を計算し、電圧
形インバータ６の各スイッチング素子をスイッチングす
る。これにより、負荷力率角が３０°以下のとき、スイ
ッチングしない領域を負荷電流の中央付近におくことが
でき、スイッチング損失を低減化することができる。
レベルインバータにおけるスイッチング損失を低減化す
ること。 【解決手段】 ベクトルの全空間を６つの区間に分け、
また、各区間をそれぞれ４つの範囲に分ける。第１の手
段１は、ベクトル制御装置５から与えられる指令ベクト
ルＶの大きさと回転角から、指令ベクトルＶが存在する
区間および範囲を求める。また、第３の手段は、負荷電
流と線間電圧パルスに基づき負荷の力率角βを推定す
る。第４の手段は、力率角βおよび求めた区間と範囲に
より、スイッチング損失を低減化できるベクトルの発信
順序を決定して、各ベクトルの出力時間を計算し、電圧
形インバータ６の各スイッチング素子をスイッチングす
る。これにより、負荷力率角が３０°以下のとき、スイ
ッチングしない領域を負荷電流の中央付近におくことが
でき、スイッチング損失を低減化することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般産業および鉄道
等の分野でモータを駆動するための制御電源として使用
される電圧形３レベルインバータの制御装置に関し、特
に本発明は、スイッチング損失を低減化することができ
る３レベルインバータのＰＷＭ制御方法および装置に関
するものである。
等の分野でモータを駆動するための制御電源として使用
される電圧形３レベルインバータの制御装置に関し、特
に本発明は、スイッチング損失を低減化することができ
る３レベルインバータのＰＷＭ制御方法および装置に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】３レベルインバータは電気鉄道をはじ
め、主として大容量、高電圧インバータとして普及しつ
つある。図２は３レベルインバータの主回路構成を示す
図である。同図において、１１は直流電圧電源、１２は
直流リアクトル、１２Ｃ１および１２Ｃ２は同一容量の
コンデンサであり、その両端ＰおよびＮは直流電源１１
のそれぞれの正端子、負端子に接続される。さらに、コ
ンデンサ１２Ｃ１と１２Ｃ２の接続点からは中性点端子
Ｏが導出されている。
め、主として大容量、高電圧インバータとして普及しつ
つある。図２は３レベルインバータの主回路構成を示す
図である。同図において、１１は直流電圧電源、１２は
直流リアクトル、１２Ｃ１および１２Ｃ２は同一容量の
コンデンサであり、その両端ＰおよびＮは直流電源１１
のそれぞれの正端子、負端子に接続される。さらに、コ
ンデンサ１２Ｃ１と１２Ｃ２の接続点からは中性点端子
Ｏが導出されている。
【０００３】１３ｕ１〜１３ｕ４、１４ｖ１〜１４ｖ４
および１５ｗ１〜１５ｗ４は正端子Ｐと負端子Ｎとの間
に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相の主スイッチング素子群
であり、それぞれがこの順に１３Ｄ１〜１３Ｄ４、１４
Ｄ１〜１４Ｄ４および１５Ｄ１〜１５Ｄ４で示される逆
並列ダイオードを備えている。また、１３Ｄ５〜１３Ｄ
６、１４Ｄ５〜１４Ｄ６および１５Ｄ５〜１５Ｄ６は同
図に示す極性で、上記主スイッチング素子１３ｕ１，１
４ｕ１，１５ｕ１と１３ｕ２，１４ｕ２，１５ｕ２の接
続点、および、主スイッチング素子１３ｕ３，１４ｕ
３，１５ｕ３と１３ｕ４，１４ｕ４，１５ｕ４の接続点
と中性点端子Ｏとの間に接続された中性点クランプダイ
オードである。
および１５ｗ１〜１５ｗ４は正端子Ｐと負端子Ｎとの間
に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相の主スイッチング素子群
であり、それぞれがこの順に１３Ｄ１〜１３Ｄ４、１４
Ｄ１〜１４Ｄ４および１５Ｄ１〜１５Ｄ４で示される逆
並列ダイオードを備えている。また、１３Ｄ５〜１３Ｄ
６、１４Ｄ５〜１４Ｄ６および１５Ｄ５〜１５Ｄ６は同
図に示す極性で、上記主スイッチング素子１３ｕ１，１
４ｕ１，１５ｕ１と１３ｕ２，１４ｕ２，１５ｕ２の接
続点、および、主スイッチング素子１３ｕ３，１４ｕ
３，１５ｕ３と１３ｕ４，１４ｕ４，１５ｕ４の接続点
と中性点端子Ｏとの間に接続された中性点クランプダイ
オードである。
【０００４】図２のＵ，Ｖ，Ｗ相の電位は３種類のレベ
ル＋Ｅ、０，−Ｅを出力する。例えば、Ｕ相の主スイッ
チング素子群において、スイッチング素子１３ｕ１、１
３ｕ２が導通すると＋Ｅレベルが出力され、１３ｕ３、
１３ｕ４が導通すると−Ｅレベルとなり、さらに、１３
ｕ２、１３ｕ３が導通すると０レベルとなる。同様に各
相のスイッチング素子は２個ずつペアで導通し、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相に＋Ｅ，０，−Ｅの電圧が発生する。
ル＋Ｅ、０，−Ｅを出力する。例えば、Ｕ相の主スイッ
チング素子群において、スイッチング素子１３ｕ１、１
３ｕ２が導通すると＋Ｅレベルが出力され、１３ｕ３、
１３ｕ４が導通すると−Ｅレベルとなり、さらに、１３
ｕ２、１３ｕ３が導通すると０レベルとなる。同様に各
相のスイッチング素子は２個ずつペアで導通し、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相に＋Ｅ，０，−Ｅの電圧が発生する。
【０００５】図３は上記３レベルインバータが出力でき
る空間電圧ベクトルを示す図、 図４は図３の一つの区
間（例えば図３の区間Ｓ１）を４つの範囲Ａ１〜Ａ４に
分けて示した図である。なお、同図において、例えば
（０，１，−１）はＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧がそれぞれ
（０，＋Ｅ，−Ｅ）であることを示す。また、（１，
１，１）、（０，０，０）、（−１，−１，−１）は出
力を発生しない零電圧ベクトルＶ0 である。同図に示す
ように、３レベルインバータは３3 ＝２７通りのスイッ
チング状態をとることができ、１９種類の離散な電圧ベ
クトルが出力可能である。３レベルインバータの瞬時空
間電圧ベクトル制御においては、指令電圧ベクトルＶと
隣接した上記電圧ベクトルの内の零電圧ベクトルも含む
いくつかのベクトルを選択し、その合成ベクトルが上記
指令ベクトルＶと一致するように制御する。
る空間電圧ベクトルを示す図、 図４は図３の一つの区
間（例えば図３の区間Ｓ１）を４つの範囲Ａ１〜Ａ４に
分けて示した図である。なお、同図において、例えば
（０，１，−１）はＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧がそれぞれ
（０，＋Ｅ，−Ｅ）であることを示す。また、（１，
１，１）、（０，０，０）、（−１，−１，−１）は出
力を発生しない零電圧ベクトルＶ0 である。同図に示す
ように、３レベルインバータは３3 ＝２７通りのスイッ
チング状態をとることができ、１９種類の離散な電圧ベ
クトルが出力可能である。３レベルインバータの瞬時空
間電圧ベクトル制御においては、指令電圧ベクトルＶと
隣接した上記電圧ベクトルの内の零電圧ベクトルも含む
いくつかのベクトルを選択し、その合成ベクトルが上記
指令ベクトルＶと一致するように制御する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の３相３レベルイ
ンバータ装置はインバータの出力電圧ベクトルによって
発生できる指令ベクトルＶの範囲が明確化されていなか
ったので、図３の電圧ベクトルのいくつかを選択し、指
令ベクトルＶに一致するベクトルを合成する際、零電圧
ベクトルＶ0 が頻繁に使用されることが多かった。すな
わち、図４において、指令ベクトルＶが区間Ａ２、Ａ
３、或いはＡ４のどの範囲に存在していても零電圧ベク
トルＶ0 が使用される場合があり、負荷電流リップルが
多くなるといった問題点があった。
ンバータ装置はインバータの出力電圧ベクトルによって
発生できる指令ベクトルＶの範囲が明確化されていなか
ったので、図３の電圧ベクトルのいくつかを選択し、指
令ベクトルＶに一致するベクトルを合成する際、零電圧
ベクトルＶ0 が頻繁に使用されることが多かった。すな
わち、図４において、指令ベクトルＶが区間Ａ２、Ａ
３、或いはＡ４のどの範囲に存在していても零電圧ベク
トルＶ0 が使用される場合があり、負荷電流リップルが
多くなるといった問題点があった。
【０００７】また、従来の３相３レベルインバータ装置
においては、ＩＧＢＴ素子を利用してスイッチング周波
数を上げることにより高調波成分を低減化しているが、
スイッチング損失はスイッチング周波数を上げると共に
大きくなり、システム全体の効率が低下するといった問
題を生じた。
においては、ＩＧＢＴ素子を利用してスイッチング周波
数を上げることにより高調波成分を低減化しているが、
スイッチング損失はスイッチング周波数を上げると共に
大きくなり、システム全体の効率が低下するといった問
題を生じた。
【０００８】本発明は上記した従来技術の問題点を考慮
してなされたものであって、本発明の目的は、比較的簡
単な演算と論理判断を行うだけで、スイッチング損失を
低減化することができ、システムの効率を向上させるこ
とができるる３レベルインバータのＰＷＭ制御方法およ
び装置を提供することである。
してなされたものであって、本発明の目的は、比較的簡
単な演算と論理判断を行うだけで、スイッチング損失を
低減化することができ、システムの効率を向上させるこ
とができるる３レベルインバータのＰＷＭ制御方法およ
び装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】まず、本発明の原理を説
明する。前記した図３において、２つの長いベクトルで
挟む６０°の領域を一つの区間として、ベクトルの３６
０°全空間を区間Ｓ１から区間Ｓ６まで６個の区間に分
ける。ベクトルの定義から指令ベクトルＶが存在する区
間番号ｎは次の（１）式で計算することができる。ここ
で、ωはインバータの出力周波数である。 ｎ＝（ωｔ mod ６０°）＋１ （１）
明する。前記した図３において、２つの長いベクトルで
挟む６０°の領域を一つの区間として、ベクトルの３６
０°全空間を区間Ｓ１から区間Ｓ６まで６個の区間に分
ける。ベクトルの定義から指令ベクトルＶが存在する区
間番号ｎは次の（１）式で計算することができる。ここ
で、ωはインバータの出力周波数である。 ｎ＝（ωｔ mod ６０°）＋１ （１）
【００１０】図４は図３における一つの区間（例えば区
間Ｓ１）を４つの範囲Ａ１〜Ａ４にわけた状態を示して
おり、同図において、範囲Ａ１における指令ベクトルＶ
を、零電圧ベクトルＶ0 と２つの短いベクトルＶs1，Ｖ
s2によって発生するとき、短いベクトル（Ｖs1，Ｖs2）
の出力できる最大の時間Ｔsmax1 は次の式（２）で計算
される。また、範囲Ａ２における指令ベクトルＶを、中
間ベクトルＶm と２つの短いベクトルＶs1，Ｖs2によっ
て発生するとき、２つの短いベクトルＶs1，Ｖs2の出力
できる最大の時間Ｔsmax2 ，Ｔsmax3 は、次の（３）
（４）式で計算される。
間Ｓ１）を４つの範囲Ａ１〜Ａ４にわけた状態を示して
おり、同図において、範囲Ａ１における指令ベクトルＶ
を、零電圧ベクトルＶ0 と２つの短いベクトルＶs1，Ｖ
s2によって発生するとき、短いベクトル（Ｖs1，Ｖs2）
の出力できる最大の時間Ｔsmax1 は次の式（２）で計算
される。また、範囲Ａ２における指令ベクトルＶを、中
間ベクトルＶm と２つの短いベクトルＶs1，Ｖs2によっ
て発生するとき、２つの短いベクトルＶs1，Ｖs2の出力
できる最大の時間Ｔsmax2 ，Ｔsmax3 は、次の（３）
（４）式で計算される。
【００１１】
【数１】
【００１２】また、ベクトルの大きさを｜Ｖ｜として表
すと、指令ベクトルＶを発生するに必要な短いベクトル
Ｖs の出力時間Ｔs は上記（５）式で計算される。な
お、上記式（１）〜（５）において、Ｔc は制御周期、
｜Ｖm ｜は中間ベクトルの大きさ、θは前記図４に示す
ベクトルＶの回転角である。上記式（５）のＴs とＴsm
ax1 ，Ｔsmax2 ，Ｔsmax3 とを比較することにより、指
令ベクトルＶがどの範囲にあるかを判断することができ
る。この判断は次のように行われる。
すと、指令ベクトルＶを発生するに必要な短いベクトル
Ｖs の出力時間Ｔs は上記（５）式で計算される。な
お、上記式（１）〜（５）において、Ｔc は制御周期、
｜Ｖm ｜は中間ベクトルの大きさ、θは前記図４に示す
ベクトルＶの回転角である。上記式（５）のＴs とＴsm
ax1 ，Ｔsmax2 ，Ｔsmax3 とを比較することにより、指
令ベクトルＶがどの範囲にあるかを判断することができ
る。この判断は次のように行われる。
【００１３】(a) Ｔs ＜Ｔsmax1 のとき指令ベクトルＶ
は範囲Ａ１（ｍ＝１：ｍは一つの区間における指令ベク
トルＶが存在する範囲番号）に存在する。 (b) θ≦３０°でＴsmax1 ≦Ｔs ＜Ｔsmax2 、あるい
は、θ＞３０°でＴsmax1≦Ｔs ＜Ｔsmax3 のとき指令
ベクトルＶは範囲Ａ２（ｍ＝２）に存在する。 (c) θ≦３０°でＴs ≧Ｔsmax2 のとき指令ベクトルＶ
は範囲Ａ３（ｍ＝３）に存在する。 (d) θ＞３０°でＴs ≧Ｔsmax3 のとき指令ベクトルＶ
は範囲Ａ４（ｍ＝４）に存在する。
は範囲Ａ１（ｍ＝１：ｍは一つの区間における指令ベク
トルＶが存在する範囲番号）に存在する。 (b) θ≦３０°でＴsmax1 ≦Ｔs ＜Ｔsmax2 、あるい
は、θ＞３０°でＴsmax1≦Ｔs ＜Ｔsmax3 のとき指令
ベクトルＶは範囲Ａ２（ｍ＝２）に存在する。 (c) θ≦３０°でＴs ≧Ｔsmax2 のとき指令ベクトルＶ
は範囲Ａ３（ｍ＝３）に存在する。 (d) θ＞３０°でＴs ≧Ｔsmax3 のとき指令ベクトルＶ
は範囲Ａ４（ｍ＝４）に存在する。
【００１４】ところで、指令ベクトルＶが上記各範囲内
にあるとき、前記図３の示す空間電圧ベクトルの発信順
序として次の発信順序が存在する。なお、説明を簡単に
するため、以下、電圧ベクトルＶが区間Ｓ１にある場合
について説明する。 ベクトルＶが範囲Ａ１にあるときは次の２つの発信
順序がある。 上記発信順序１はインバータのＵ相が変調しない（Ｕ相
のスイッチング素子がスイッチングしない）Ｖu ＝＋１
の発信順序であり、発信順序２はインバータのＷ相が変
調しないＶｗ＝−１の発信順序である。なお、Ｔ0 は各
制御周期における零電圧ベクトルＶ0 （111),(-1-1-1)
の出力時間、Ｔs1は短いベクトルＶs1（100),(0-1-1)の
出力時間、Ｔs2は短いベクトルＶs2（110),(00-1) の出
力時間である。
にあるとき、前記図３の示す空間電圧ベクトルの発信順
序として次の発信順序が存在する。なお、説明を簡単に
するため、以下、電圧ベクトルＶが区間Ｓ１にある場合
について説明する。 ベクトルＶが範囲Ａ１にあるときは次の２つの発信
順序がある。 上記発信順序１はインバータのＵ相が変調しない（Ｕ相
のスイッチング素子がスイッチングしない）Ｖu ＝＋１
の発信順序であり、発信順序２はインバータのＷ相が変
調しないＶｗ＝−１の発信順序である。なお、Ｔ0 は各
制御周期における零電圧ベクトルＶ0 （111),(-1-1-1)
の出力時間、Ｔs1は短いベクトルＶs1（100),(0-1-1)の
出力時間、Ｔs2は短いベクトルＶs2（110),(00-1) の出
力時間である。
【００１５】 ベクトルＶが範囲Ａ２にあるときは次
の２つの発信順序がある。 上記発信順序３はインバータのＵ相が変調しないＶu ＝
＋１の発信順序であり、発信順序４はインバータのＷ相
が変調しないＶｗ＝−１の発信順序である。なお、Ｔm
は中間ベクトルＶm （10-1) の出力時間、Ｔs1、Ｔs2は
短いベクトルＶs1、Ｖs2（110),(00-1) の出力時間であ
る。
の２つの発信順序がある。 上記発信順序３はインバータのＵ相が変調しないＶu ＝
＋１の発信順序であり、発信順序４はインバータのＷ相
が変調しないＶｗ＝−１の発信順序である。なお、Ｔm
は中間ベクトルＶm （10-1) の出力時間、Ｔs1、Ｔs2は
短いベクトルＶs1、Ｖs2（110),(00-1) の出力時間であ
る。
【００１６】 ベクトルＶが長く、範囲Ａ３にあると
きは次の２つの発信順序がある。 上記発信順序５はインバータのＵ相が変調しないＶu ＝
＋１の発信順序であり、発信順序６はインバータのＷ相
が変調しないＶｗ＝−１の発信順序である。なお、Ｔm
は中間ベクトルＶm の出力時間、Ｔs1は短いベクトルＶ
s1の出力時間、ＴL1は長いベクトルＶL1 (1-1-1)の出力
時間である。
きは次の２つの発信順序がある。 上記発信順序５はインバータのＵ相が変調しないＶu ＝
＋１の発信順序であり、発信順序６はインバータのＷ相
が変調しないＶｗ＝−１の発信順序である。なお、Ｔm
は中間ベクトルＶm の出力時間、Ｔs1は短いベクトルＶ
s1の出力時間、ＴL1は長いベクトルＶL1 (1-1-1)の出力
時間である。
【００１７】 ベクトルＶが長く、範囲Ａ４にあると
きは次の２つの発信順序がある。 上記発信順序７はインバータのＵ相が変調しないＶu ＝
＋１の発信順序であり、発信順序８はインバータのＷ相
が変調しないＶｗ＝−１の発信順序である。なお、Ｔm
は中間ベクトルＶm の出力時間、ＴL2は長いベクトルＶ
L2 (11-1)の出力時間である。
きは次の２つの発信順序がある。 上記発信順序７はインバータのＵ相が変調しないＶu ＝
＋１の発信順序であり、発信順序８はインバータのＷ相
が変調しないＶｗ＝−１の発信順序である。なお、Ｔm
は中間ベクトルＶm の出力時間、ＴL2は長いベクトルＶ
L2 (11-1)の出力時間である。
【００１８】上記したように、ベクトルＶが区間Ｓ１の
各範囲Ａ１〜Ａ４にあるとき、スイッチングしない相を
もつ発信順序がそれぞれ２つある。そこで、ある相電流
のピーク付近で出力されるベクトルの発信順序に、上記
したスイッチングしない相を持つ発信順序を選定するこ
とにより、スイッチング損失を低減化することができ
る。本発明は上記原理に基づきスイッチング損失を低減
化する。
各範囲Ａ１〜Ａ４にあるとき、スイッチングしない相を
もつ発信順序がそれぞれ２つある。そこで、ある相電流
のピーク付近で出力されるベクトルの発信順序に、上記
したスイッチングしない相を持つ発信順序を選定するこ
とにより、スイッチング損失を低減化することができ
る。本発明は上記原理に基づきスイッチング損失を低減
化する。
【００１９】図５はＵ相の電流、電圧基本波、および図
３に示した空間ベクトルの対応関係を示す図である。同
図において、Ｓ１〜Ｓ６は図３に示した区間Ｓ１〜Ｓ
６、Ｖu はＵ相の電圧、ｉu はＵ相の電流、Ｔc は制御
周期である。また、ａ〜ｆ（１２０°の範囲）はスイッ
チングしないことが可能な範囲を示し、例えば、Ｕ相に
ついては、区間Ｓ６、Ｓ１においてＵ相をスイッチング
させずにＶｕ＝＋１のまま保持でき、また、区間Ｓ３，
Ｓ４においてはスイッチングさせずにＶu ＝−１のまま
保持できる。
３に示した空間ベクトルの対応関係を示す図である。同
図において、Ｓ１〜Ｓ６は図３に示した区間Ｓ１〜Ｓ
６、Ｖu はＵ相の電圧、ｉu はＵ相の電流、Ｔc は制御
周期である。また、ａ〜ｆ（１２０°の範囲）はスイッ
チングしないことが可能な範囲を示し、例えば、Ｕ相に
ついては、区間Ｓ６、Ｓ１においてＵ相をスイッチング
させずにＶｕ＝＋１のまま保持でき、また、区間Ｓ３，
Ｓ４においてはスイッチングさせずにＶu ＝−１のまま
保持できる。
【００２０】そこで、例えば、同図のａ〜ｆにおいて、
電流ピーク値付近の６０°の範囲を実際にスイッチング
しない範囲（同図の黒い部分）に選定すれば、スイッチ
ング損失を低減化することができる。ここで、力率角β
がβ≦３０°の場合には、上記したスイッチングしない
部分（図５の黒い部分）を負荷の力率角に応じて電流の
ピーク付近に置くことができる。図６は区間Ｓ６，Ｓ１
におけるインバータのＵ相のスイッチングしない範囲と
負荷の力率角との関係を示す図である。スイッチングし
ない範囲を同図に示すように選定できれば、スイッチン
グ損失を最小にすることができる。
電流ピーク値付近の６０°の範囲を実際にスイッチング
しない範囲（同図の黒い部分）に選定すれば、スイッチ
ング損失を低減化することができる。ここで、力率角β
がβ≦３０°の場合には、上記したスイッチングしない
部分（図５の黒い部分）を負荷の力率角に応じて電流の
ピーク付近に置くことができる。図６は区間Ｓ６，Ｓ１
におけるインバータのＵ相のスイッチングしない範囲と
負荷の力率角との関係を示す図である。スイッチングし
ない範囲を同図に示すように選定できれば、スイッチン
グ損失を最小にすることができる。
【００２１】この場合の各区間の発信順序は次のように
なる。 区間Ｓ１：θ≦30°＋βの時にｕ相は変調しない（Ｖｕ＝＋１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｗ相は変調しない（Ｖｗ＝−１に保持する）。 区間Ｓ２：θ≦30°＋βの時にｗ相は変調しない（Ｖｗ＝−１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｖ相は変調しない（Ｖｖ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ３：θ≦30°＋βの時にｖ相は変調しない（Ｖｖ＝＋１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｕ相は変調しない（Ｖｕ＝−１に保持する）。 区間Ｓ４：θ≦30°＋βの時にｕ相は変調しない（Ｖｕ＝−１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｗ相は変調しない（Ｖｗ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ５：θ≦30°＋βの時にｗ相は変調しない（Ｖｗ＝＋１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｖ相は変調しない（Ｖｖ＝−１に保持する）。 区間Ｓ６：θ≦30°＋βの時にｖ相は変調しない（Ｖｖ＝−１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｕ相は変調しない（Ｖｕ＝＋１に保持する）。
なる。 区間Ｓ１：θ≦30°＋βの時にｕ相は変調しない（Ｖｕ＝＋１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｗ相は変調しない（Ｖｗ＝−１に保持する）。 区間Ｓ２：θ≦30°＋βの時にｗ相は変調しない（Ｖｗ＝−１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｖ相は変調しない（Ｖｖ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ３：θ≦30°＋βの時にｖ相は変調しない（Ｖｖ＝＋１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｕ相は変調しない（Ｖｕ＝−１に保持する）。 区間Ｓ４：θ≦30°＋βの時にｕ相は変調しない（Ｖｕ＝−１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｗ相は変調しない（Ｖｗ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ５：θ≦30°＋βの時にｗ相は変調しない（Ｖｗ＝＋１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｖ相は変調しない（Ｖｖ＝−１に保持する）。 区間Ｓ６：θ≦30°＋βの時にｖ相は変調しない（Ｖｖ＝−１に保持する）。 θ＞30°＋βの時にｕ相は変調しない（Ｖｕ＝＋１に保持する）。
【００２２】図７は負荷力率角β＞３０°の場合におけ
る区間Ｓ６，Ｓ１のインバータｕ相のスイッチングしな
い範囲を示す図である。負荷力率角β＞３０°の場合に
は発信順序を次のように配分する。 区間Ｓ１：ｕ相は変調しない（Ｖｕ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ２：ｗ相は変調しない（Ｖｗ＝−１に保持する）。 区間Ｓ３：ｖ相は変調しない（Ｖｖ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ４：ｕ相は変調しない（Ｖｕ＝−１に保持する）。 区間Ｓ５：ｗ相は変調しない（Ｖｗ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ６：ｖ相は変調しない（Ｖｖ＝−１に保持する）。 この場合には、６０°のスイッチングしない範囲を、対
応する相電流位相の中央（ピーク値の付近）に置くこと
ができなくなる。
る区間Ｓ６，Ｓ１のインバータｕ相のスイッチングしな
い範囲を示す図である。負荷力率角β＞３０°の場合に
は発信順序を次のように配分する。 区間Ｓ１：ｕ相は変調しない（Ｖｕ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ２：ｗ相は変調しない（Ｖｗ＝−１に保持する）。 区間Ｓ３：ｖ相は変調しない（Ｖｖ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ４：ｕ相は変調しない（Ｖｕ＝−１に保持する）。 区間Ｓ５：ｗ相は変調しない（Ｖｗ＝＋１に保持する）。 区間Ｓ６：ｖ相は変調しない（Ｖｖ＝−１に保持する）。 この場合には、６０°のスイッチングしない範囲を、対
応する相電流位相の中央（ピーク値の付近）に置くこと
ができなくなる。
【００２３】ところで、上述の通りに発信順序を選択す
るためには、負荷の力率角βによる判断が必要である。
負荷の力率角βは次のように推定する。図８は本発明に
おいて負荷の力率角βを推定する原理を示す図である。
同図に示すように、まず、制御装置のＰＷＭ制御部によ
り、各出力電圧パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタ
イミングｔA 、ｔB を求めると共に線間電圧パルスの極
性を計算して記憶する。
るためには、負荷の力率角βによる判断が必要である。
負荷の力率角βは次のように推定する。図８は本発明に
おいて負荷の力率角βを推定する原理を示す図である。
同図に示すように、まず、制御装置のＰＷＭ制御部によ
り、各出力電圧パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタ
イミングｔA 、ｔB を求めると共に線間電圧パルスの極
性を計算して記憶する。
【００２４】次に、今回計算した線間電圧パルスの極性
と前回計算した線間電圧パルスの極性を比較する。そし
て、極性が逆になると、そのパルスの立ち上がり及び立
ち下がりのタイミングｔC 、ｔD を記憶する。そして、
次式（６）により時刻ｔ1 を求め記憶する。 ｔ1 ＝（ｔC −ｔB ）／２ （６） また、線間電圧基本波が負から正に切り替わる時刻ｔ1
を、前記ｔA ，ｔB を用いて次式（７）により求める。 ｔ1 ＝（ｔD −ｔA ）／２ （７） 上記のようにして求めた時刻ｔ1 は線間電圧基本波が
正、負に切り替わる時刻である。次に、測定した電流値
を処理し、電流の正、負の切り替わる時刻をｔ2 として
記憶する。そしてｔ1 ，ｔ2 から力率角βを下式（８）
で推定する。 β＝ωｔ×（ｔ2 −ｔ1 ）−３０° （８）
と前回計算した線間電圧パルスの極性を比較する。そし
て、極性が逆になると、そのパルスの立ち上がり及び立
ち下がりのタイミングｔC 、ｔD を記憶する。そして、
次式（６）により時刻ｔ1 を求め記憶する。 ｔ1 ＝（ｔC −ｔB ）／２ （６） また、線間電圧基本波が負から正に切り替わる時刻ｔ1
を、前記ｔA ，ｔB を用いて次式（７）により求める。 ｔ1 ＝（ｔD −ｔA ）／２ （７） 上記のようにして求めた時刻ｔ1 は線間電圧基本波が
正、負に切り替わる時刻である。次に、測定した電流値
を処理し、電流の正、負の切り替わる時刻をｔ2 として
記憶する。そしてｔ1 ，ｔ2 から力率角βを下式（８）
で推定する。 β＝ωｔ×（ｔ2 −ｔ1 ）−３０° （８）
【００２５】以上のようにしてベクトルＶの存在する範
囲を求め、ベクトルの出力時間を計算する。例えば、区
間Ｓ１において各発信順序におけるベクトルの出力時間
の計算は次のようになる。区間Ｓ１のＡ１範囲に存在す
る指令ベクトルＶを生成するたに各ベクトルの出力時間
を下式（９）〜（１１）で計算する。区間Ｓ１のＡ２範
囲に存在する指令ベクトルＶを生成するために各ベクト
ルの出力時間を下式（１２）〜（１４）で計算する。
囲を求め、ベクトルの出力時間を計算する。例えば、区
間Ｓ１において各発信順序におけるベクトルの出力時間
の計算は次のようになる。区間Ｓ１のＡ１範囲に存在す
る指令ベクトルＶを生成するたに各ベクトルの出力時間
を下式（９）〜（１１）で計算する。区間Ｓ１のＡ２範
囲に存在する指令ベクトルＶを生成するために各ベクト
ルの出力時間を下式（１２）〜（１４）で計算する。
【００２６】
【数２】
【００２７】区間Ｓ１のＡ３範囲に存在する指令ベクト
ルＶを生成するために各ベクトルの出力時間を下式（１
５）〜（１７）で計算する。区間Ｓ１のＡ４範囲に存在
する指令ベクトルＶを生成するために各ベクトルの出力
時間を下式（１８）〜（２０）で計算する。
ルＶを生成するために各ベクトルの出力時間を下式（１
５）〜（１７）で計算する。区間Ｓ１のＡ４範囲に存在
する指令ベクトルＶを生成するために各ベクトルの出力
時間を下式（１８）〜（２０）で計算する。
【００２８】
【数３】
【００２９】本発明は上記原理に基づき３レベルインバ
ータのスイッチング損失を低減化したものであり、図１
に本発明の原理ブロック図を示す。図１において、１は
指令ベクトルＶの大きさ｜Ｖ｜と回転角度θに基づき、
指令ベクトルＶが存在する区間Ｓ１〜Ｓ６、および、範
囲Ａ１〜Ａ４を判断する第１の手段、２は負荷電流を検
出する手段、３は負荷の力率角βを推定する第３の手
段、４は発信順序を決定するとともに各ベクトルの出力
時間を計算する第４の手段である。また、５はベクトル
制御装置、６は電圧形インバータ、７は誘導電動機等の
負荷である。
ータのスイッチング損失を低減化したものであり、図１
に本発明の原理ブロック図を示す。図１において、１は
指令ベクトルＶの大きさ｜Ｖ｜と回転角度θに基づき、
指令ベクトルＶが存在する区間Ｓ１〜Ｓ６、および、範
囲Ａ１〜Ａ４を判断する第１の手段、２は負荷電流を検
出する手段、３は負荷の力率角βを推定する第３の手
段、４は発信順序を決定するとともに各ベクトルの出力
時間を計算する第４の手段である。また、５はベクトル
制御装置、６は電圧形インバータ、７は誘導電動機等の
負荷である。
【００３０】図１において、本発明は次のようにして前
記課題を解決する。 （１）３レベルインバータの出力空間電圧ベクトルにお
ける２つの長いベクトルＶL で挟む６０°の領域を一つ
の区間として、ベクトルの３６０°全空間を区間Ｓ１か
ら区間Ｓ６まで６つの区間に分け、さらに上記各区間Ｓ
１〜Ｓ６について、零ベクトルＶ0 と短いベクトルＶs
1，Ｖs2、短いベクトルＶs1，Ｖs2と中間ベクトルＶm
、あるいは、短いベクトルＶs1，Ｖs2と中間ベクトル
Ｖm および長いベクトルＶL1，ＶL2により発生できる指
令ベクトルＶが存在する範囲に応じて上記各区間をそれ
ぞれ４つの範囲Ａ１〜Ａ４に分ける。そして、ベクトル
制御装置５から指令ベクトルが与えられると、第１の手
段１により、指令ベクトルＶの大きさ｜Ｖ｜と指令ベク
トルの回転角θから、指令ベクトルＶが存在する区間Ｓ
１〜Ｓ６および範囲Ａ１〜Ａ４を求める。一方、第２の
手段により、負荷電流を検出し、第３の手段により、検
出した負荷電流と負荷に印加する線間電圧パルスに基づ
き負荷の力率角βを推定する。次に、第４の手段によ
り、力率角βおよび指令ベクトルＶが存在する区間と範
囲により、スイッチング損失を低減化できるベクトルの
発信順序を決定すると共に、該発信順序における各ベク
トルの出力時間を計算し、電圧形インバータ６の各スイ
ッチング素子を上記発信順序、出力時間に基づきスイッ
チングする。
記課題を解決する。 （１）３レベルインバータの出力空間電圧ベクトルにお
ける２つの長いベクトルＶL で挟む６０°の領域を一つ
の区間として、ベクトルの３６０°全空間を区間Ｓ１か
ら区間Ｓ６まで６つの区間に分け、さらに上記各区間Ｓ
１〜Ｓ６について、零ベクトルＶ0 と短いベクトルＶs
1，Ｖs2、短いベクトルＶs1，Ｖs2と中間ベクトルＶm
、あるいは、短いベクトルＶs1，Ｖs2と中間ベクトル
Ｖm および長いベクトルＶL1，ＶL2により発生できる指
令ベクトルＶが存在する範囲に応じて上記各区間をそれ
ぞれ４つの範囲Ａ１〜Ａ４に分ける。そして、ベクトル
制御装置５から指令ベクトルが与えられると、第１の手
段１により、指令ベクトルＶの大きさ｜Ｖ｜と指令ベク
トルの回転角θから、指令ベクトルＶが存在する区間Ｓ
１〜Ｓ６および範囲Ａ１〜Ａ４を求める。一方、第２の
手段により、負荷電流を検出し、第３の手段により、検
出した負荷電流と負荷に印加する線間電圧パルスに基づ
き負荷の力率角βを推定する。次に、第４の手段によ
り、力率角βおよび指令ベクトルＶが存在する区間と範
囲により、スイッチング損失を低減化できるベクトルの
発信順序を決定すると共に、該発信順序における各ベク
トルの出力時間を計算し、電圧形インバータ６の各スイ
ッチング素子を上記発信順序、出力時間に基づきスイッ
チングする。
【００３１】（２）上記（１）において、第４の手段
は、下記(a) 〜(d) により各ベクトルの発信順序、出力
時間を計算する。すなわち、指令ベクトルＶが短い場合
は長いベクトルＶL を使わず、指令ベクトルＶが長い場
合は零ベクトルを使用しない。 (a) 指令ベクトルＶが各区間Ｓ１〜Ｓ６における範囲Ａ
１に存在する場合は、零ベクトルＶ0 と短いベクトルＶ
s1，Ｖs2を使用する。 (b) 指令ベクトルＶが範囲Ａ２に存在する場合は、短い
ベクトルＶs1，Ｖs2と中間ベクトルＶm を使用する。 (c) 指令ベクトルＶが範囲Ａ３に存在する場合には、短
いベクトルＶs1、中間ベクトルＶm および長いベクトル
ＶL1を使用する。 (d) 指令ベクトルＶが範囲Ａ４に存在する場合には、短
いベクトルＶs2、中間ベクトルＶm および長いベクトル
ＶL2を使用する。
は、下記(a) 〜(d) により各ベクトルの発信順序、出力
時間を計算する。すなわち、指令ベクトルＶが短い場合
は長いベクトルＶL を使わず、指令ベクトルＶが長い場
合は零ベクトルを使用しない。 (a) 指令ベクトルＶが各区間Ｓ１〜Ｓ６における範囲Ａ
１に存在する場合は、零ベクトルＶ0 と短いベクトルＶ
s1，Ｖs2を使用する。 (b) 指令ベクトルＶが範囲Ａ２に存在する場合は、短い
ベクトルＶs1，Ｖs2と中間ベクトルＶm を使用する。 (c) 指令ベクトルＶが範囲Ａ３に存在する場合には、短
いベクトルＶs1、中間ベクトルＶm および長いベクトル
ＶL1を使用する。 (d) 指令ベクトルＶが範囲Ａ４に存在する場合には、短
いベクトルＶs2、中間ベクトルＶm および長いベクトル
ＶL2を使用する。
【００３２】（３）上記（１）（２）において、第３の
手段は、線間電圧パルスの正、負の切り換え点を第１の
時刻ｔ1 として記憶し、第２の手段により検出された負
荷電流が零となる時刻を第２の時刻ｔ2 として記憶し、
上記第１および第２の時刻ｔ1，ｔ2 とインバータの出
力周波数に基づき、負荷の力率角βを推定する。 （４）上記（１）〜（３）において、第４の手段は、負
荷電流の正と負のピーク値近傍の６０°の範囲でスイッ
チングしない発信順序を決定する。本発明の請求項１，
２の発明においては、上記（１）のように構成したの
で、３レベルインバータのスイッチング損失を低減化す
ることができる。
手段は、線間電圧パルスの正、負の切り換え点を第１の
時刻ｔ1 として記憶し、第２の手段により検出された負
荷電流が零となる時刻を第２の時刻ｔ2 として記憶し、
上記第１および第２の時刻ｔ1，ｔ2 とインバータの出
力周波数に基づき、負荷の力率角βを推定する。 （４）上記（１）〜（３）において、第４の手段は、負
荷電流の正と負のピーク値近傍の６０°の範囲でスイッ
チングしない発信順序を決定する。本発明の請求項１，
２の発明においては、上記（１）のように構成したの
で、３レベルインバータのスイッチング損失を低減化す
ることができる。
【００３３】本発明の請求項３の発明においては、上記
（２）のように構成したので、零ベクトルの使用を減ら
すことができ、負荷電流リップルが大きくなることを回
避することができる。本発明の請求項４の発明において
は、上記（３）のように構成したので、負荷の力率角を
精度良く推定することができる。本発明の請求項５の発
明においては、上記（４）のように構成したので、負荷
の力率角が３０°以下の場合において、６０°のスイッ
チングしない範囲を負荷電流のピーク値の真ん中に置く
ことができ、スイッチング損失を低減化することができ
る。
（２）のように構成したので、零ベクトルの使用を減ら
すことができ、負荷電流リップルが大きくなることを回
避することができる。本発明の請求項４の発明において
は、上記（３）のように構成したので、負荷の力率角を
精度良く推定することができる。本発明の請求項５の発
明においては、上記（４）のように構成したので、負荷
の力率角が３０°以下の場合において、６０°のスイッ
チングしない範囲を負荷電流のピーク値の真ん中に置く
ことができ、スイッチング損失を低減化することができ
る。
【００３４】
【発明の実施の形態】図９は本発明の実施例の制御装置
の構成を示す図である。同図において、１１、１２は直
流電源及び直流リアクトルであり、１２Ｃ１、１２Ｃ２
は入力分圧コンデンサ、１３、１４、１５は３相３レベ
ルインバータブリッジ、１０は負荷であるモータ、１６
は負荷電流検出器、１７はデジタルシグナル・プロセッ
サ（以下、ＤＳＰと略記する）、１８，１９，２０はマ
イクロ・コンピュータである（それぞれをＭＣ１８，Ｍ
Ｃ１９，ＭＣ２０と略記する。
の構成を示す図である。同図において、１１、１２は直
流電源及び直流リアクトルであり、１２Ｃ１、１２Ｃ２
は入力分圧コンデンサ、１３、１４、１５は３相３レベ
ルインバータブリッジ、１０は負荷であるモータ、１６
は負荷電流検出器、１７はデジタルシグナル・プロセッ
サ（以下、ＤＳＰと略記する）、１８，１９，２０はマ
イクロ・コンピュータである（それぞれをＭＣ１８，Ｍ
Ｃ１９，ＭＣ２０と略記する。
【００３５】ＤＳＰ１７は、モータの動作指令によって
電圧ベクトル指令Ｖを生成するとともに、負荷電流検出
器１６の出力を前記した手法で処理し、負荷電流が零に
なる時刻ｔ2 を求め、その結果をＭＣ１８に出力する。
ＭＣ１８はＤＳＰ１７で処理した結果によって、ベクト
ルの出力順序を選択し、出力時間を計算する。ＭＣ１
９，ＭＣ２０はＭＣ１８により計算された出力時間に基
づきＰＷＭ波形を生成し、図示しないゲート駆動回路を
介して３相３レベルインバータブリッジ１３，１４，１
５のスイッチング素子を駆動する。
電圧ベクトル指令Ｖを生成するとともに、負荷電流検出
器１６の出力を前記した手法で処理し、負荷電流が零に
なる時刻ｔ2 を求め、その結果をＭＣ１８に出力する。
ＭＣ１８はＤＳＰ１７で処理した結果によって、ベクト
ルの出力順序を選択し、出力時間を計算する。ＭＣ１
９，ＭＣ２０はＭＣ１８により計算された出力時間に基
づきＰＷＭ波形を生成し、図示しないゲート駆動回路を
介して３相３レベルインバータブリッジ１３，１４，１
５のスイッチング素子を駆動する。
【００３６】図１０は上記ＤＳＰ１７、ＭＣ１８におけ
る処理を示すフローチャートであり、同図により本実施
例における処理を説明する。予め、ベクトルの区間をＳ
１〜Ｓ６の区間（区間番号をｎとする）に分け（ステッ
プＳ１）、各区間Ｓ１〜Ｓ６を範囲Ａ１〜Ａ４（範囲番
号をｍとする）に分ける（ステップＳ２）。まず、ＤＳ
Ｐ１７において、モータを制御する演算結果から電圧指
令ベクトルＶを生成し、また、モータを制御するために
電流検出器１６で検出された瞬時電流値を処理して電流
が零になる時刻ｔ2 を求め記憶する（ステップＳ３）。
そして、上記電圧指令ベクトルＶおよび時刻ｔ2 をＭＣ
１８に転送する。
る処理を示すフローチャートであり、同図により本実施
例における処理を説明する。予め、ベクトルの区間をＳ
１〜Ｓ６の区間（区間番号をｎとする）に分け（ステッ
プＳ１）、各区間Ｓ１〜Ｓ６を範囲Ａ１〜Ａ４（範囲番
号をｍとする）に分ける（ステップＳ２）。まず、ＤＳ
Ｐ１７において、モータを制御する演算結果から電圧指
令ベクトルＶを生成し、また、モータを制御するために
電流検出器１６で検出された瞬時電流値を処理して電流
が零になる時刻ｔ2 を求め記憶する（ステップＳ３）。
そして、上記電圧指令ベクトルＶおよび時刻ｔ2 をＭＣ
１８に転送する。
【００３７】ＭＣ１８は、まず、電圧指令ベクトルＶが
存在する区間番号ｎおよび対応する範囲番号ｍを計算
し、また、前回の処理時に出力線間電圧パルスタイミン
グから求めた、電圧基本波が正から負へ切り換わる時刻
ｔ1 と、ＤＳＰ１７から転送された電流が零になる時刻
ｔ2 により負荷の力率角βを推定する（ステップＳ
４）。次に上記区間番号ｎ、範囲番号ｍと力率角βによ
りベクトルの発信順序を選択する（ステップＳ５）。
存在する区間番号ｎおよび対応する範囲番号ｍを計算
し、また、前回の処理時に出力線間電圧パルスタイミン
グから求めた、電圧基本波が正から負へ切り換わる時刻
ｔ1 と、ＤＳＰ１７から転送された電流が零になる時刻
ｔ2 により負荷の力率角βを推定する（ステップＳ
４）。次に上記区間番号ｎ、範囲番号ｍと力率角βによ
りベクトルの発信順序を選択する（ステップＳ５）。
【００３８】さらに、ステップＳ６において、各ベクト
ルの出力時間を計算すると同時に、出力線間電圧パルス
タイミングを計算し、線間電圧基本波の正と負の切り換
え時刻ｔ1 を求める（この時刻ｔ1 は次の処理時に使用
する）。上記出力時間はＭＣ１９、ＭＣ２０に出力さ
れ、ＭＣ１９，ＭＣ２０はＰＷＭ波形を生成し、３相３
レベルインバータブリッジ１３，１４，１５のスイッチ
ング素子を駆動する。
ルの出力時間を計算すると同時に、出力線間電圧パルス
タイミングを計算し、線間電圧基本波の正と負の切り換
え時刻ｔ1 を求める（この時刻ｔ1 は次の処理時に使用
する）。上記出力時間はＭＣ１９、ＭＣ２０に出力さ
れ、ＭＣ１９，ＭＣ２０はＰＷＭ波形を生成し、３相３
レベルインバータブリッジ１３，１４，１５のスイッチ
ング素子を駆動する。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、１周期の間にインバータの各相について、電流の正
の中央位相および負の中央位相でそれぞれ６０°、合計
１２０°の範囲でスイッチングしない領域を設けている
ので、負荷の力率角が３０°以下の場合、スイッチング
しない領域を負荷電流位相の中央付近（ピーク値の付
近）に置くことができる。このため、スイッチング損失
を従来のものに比して３０％以上低減化することができ
る。また、演算や論理判断が簡単なので、処理時間を短
くすることができ、システム全体の時間応答特性に影響
を与えることがない。
は、１周期の間にインバータの各相について、電流の正
の中央位相および負の中央位相でそれぞれ６０°、合計
１２０°の範囲でスイッチングしない領域を設けている
ので、負荷の力率角が３０°以下の場合、スイッチング
しない領域を負荷電流位相の中央付近（ピーク値の付
近）に置くことができる。このため、スイッチング損失
を従来のものに比して３０％以上低減化することができ
る。また、演算や論理判断が簡単なので、処理時間を短
くすることができ、システム全体の時間応答特性に影響
を与えることがない。
【図１】本発明の原理を示す図である。
【図２】３レベルインバータの回路構成を示す図であ
る。
る。
【図３】３レベルインバータにおける空間ベクトルを示
す図である。
す図である。
【図４】一つの区間における４つの領域分けを示す図で
ある。
ある。
【図５】インバータスイッチングをしない範囲を示す図
である。
である。
【図６】スイッチングしない範囲と負荷力率角βとの関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図７】β＞３０°の場合におけるスイッチングしない
範囲を示す図である。
範囲を示す図である。
【図８】負荷力率角βを推定する原理を示す図である。
【図９】本発明の実施例の制御装置の構成を示す図であ
る。
る。
【図１０】本発明の実施例の処理を示すフローチャート
である。
である。
１ 指令ベクトルＶが存在する区間、範囲を判断する
第１の手段 ２ 負荷電流を検出する第２の手段 ３ 負荷の力率角βを推定する第３の手段 ４ 発信順序を決定し各ベクトルの出力時間を計算す
る第４の手段 ５ ベクトル制御装置 ６ 電圧形インバータ ７ 誘導電動機等の負荷 １１ 直流電源 １２ 直流リアクトル １２Ｃ１，１２Ｃ２ 入力分圧コンデンサ １３，１４，１５ ３レベルインバータブリッジ １０ モータ １６ 負荷電流検出器 １７ デジタルシグナル・プロセッサ（ＤＳＰ） １８，１９，２０ マイクロ・コンピュータ
第１の手段 ２ 負荷電流を検出する第２の手段 ３ 負荷の力率角βを推定する第３の手段 ４ 発信順序を決定し各ベクトルの出力時間を計算す
る第４の手段 ５ ベクトル制御装置 ６ 電圧形インバータ ７ 誘導電動機等の負荷 １１ 直流電源 １２ 直流リアクトル １２Ｃ１，１２Ｃ２ 入力分圧コンデンサ １３，１４，１５ ３レベルインバータブリッジ １０ モータ １６ 負荷電流検出器 １７ デジタルシグナル・プロセッサ（ＤＳＰ） １８，１９，２０ マイクロ・コンピュータ
Claims (5)
- 【請求項１】 ３レベルインバータの出力空間電圧ベク
トルにおける２つの長いベクトルＶL で挟む６０°の領
域を一つの区間として、ベクトルの３６０°全空間を区
間Ｓ１から区間Ｓ６まで６つの区間に分け、 さらに上記各区間Ｓ１〜Ｓ６について、零ベクトルＶ0
と短いベクトルＶs1，Ｖs2、あるいは、短いベクトルＶ
s1，Ｖs2と中間ベクトルＶm 、あるいは、短いベクトル
Ｖs1，Ｖs2と中間ベクトルＶm および長いベクトルＶL
1，ＶL2により発生できる指令ベクトルＶが存在する範
囲に応じて上記各区間をそれぞれ４つの範囲Ａ１〜Ａ４
に分け、 指令ベクトルＶの大きさ｜Ｖ｜と指令ベクトルの回転角
θによって、指令ベクトルＶが存在する区間Ｓ１〜Ｓ６
および範囲Ａ１〜Ａ４を求め、 上記指令ベクトルＶが存在する区間、範囲と、負荷の力
率角βとに基づき、スイッチング損失を低減化できるベ
クトルの発信順序を決定すると共に、決定された発信順
序における各ベクトルの出力時間を計算し、 上記決定された発信時間、出力時間で各ベクトルを出力
することを特徴とする３レベルインバータのＰＷＭ制御
方法。 - 【請求項２】 ３レベルインバータの出力空間電圧ベク
トルにおける２つの長いベクトルＶL で挟む６０°の領
域を一つの区間として、ベクトルの３６０°全空間を区
間Ｓ１から区間Ｓ６まで６つの区間に分け、また、零ベ
クトルＶ0 と短いベクトルＶs1，Ｖs2、あるいは、短い
ベクトルＶs1，Ｖs2と中間ベクトルＶm 、あるいは、短
いベクトルＶs1，Ｖs2と中間ベクトルＶm および長いベ
クトルＶL1，ＶL2により発生できる指令ベクトルＶが存
在する範囲に応じて、上記各区間Ｓ１〜Ｓ６をそれぞれ
４つの範囲Ａ１〜Ａ４に分け、ベクトル制御装置から指
令ベクトルが与えられたとき、その指令ベクトルＶの大
きさ｜Ｖ｜と回転角度θに基づき、指令ベクトルＶが存
在する区間Ｓ１〜Ｓ６、および、上記範囲Ａ１〜Ａ４を
判断する第１の手段と、 負荷電流を検出する第２の手段と、 上記第２の手段により検出した負荷電流と、計算された
負荷に印加する線間電圧パルスによって負荷の力率角β
を推定する第３の手段と、 上記力率角βおよび上記指令ベクトルＶが存在する区間
と範囲により、スイッチング損失を低減化できるベクト
ルの発信順序を決定するとともに、該発信順序における
各ベクトルの出力時間を計算する第４の手段と、 第４の手段により得られた発信順序および出力時間で各
ベクトルを出力することを特徴する３レベルインバータ
のＰＷＭ制御装置。 - 【請求項３】 第４の手段は、指令ベクトルＶが各区間
Ｓ１〜Ｓ６における範囲Ａ１に存在する場合は、零ベク
トルＶ0 と短いベクトルＶs1，Ｖs2を使用し、指令ベク
トルＶが範囲Ａ２に存在する場合は、短いベクトルＶs
1，Ｖs2と中間ベクトルＶm を使用し、指令ベクトルＶ
が範囲Ａ３に存在する場合には、短いベクトルＶs1、中
間ベクトルＶm および長いベクトルＶL1を使用し、さら
に、指令ベクトルＶが範囲Ａ４に存在する場合には、短
いベクトルＶs2、中間ベクトルＶm および長いベクトル
ＶL2を使用して、各ベクトルの発信順序、出力時間を計
算することを特徴とする請求項２の３レベルインバータ
のＰＷＭ制御装置。 - 【請求項４】 第３の手段は、線間電圧パルスの正、負
の切り換え点を第１の時刻ｔ1 として記憶し、また、第
２の手段により検出された負荷電流が零となる時刻を第
２の時刻ｔ2 として記憶し、 上記第１および第２の時刻ｔ1 ，ｔ2 とインバータの出
力周波数に基づき、負荷の力率角βを推定することを特
徴とする請求項３または請求項４の３レベルインバータ
のＰＷＭ制御装置。 - 【請求項５】 第４の手段は、負荷電流の正と負のピー
ク値近傍の６０°の範囲でスイッチングしない発信順序
を決定することを特徴とする請求項２，３または請求項
４の３レベルインバータのＰＷＭ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33869495A JP3179692B2 (ja) | 1995-12-26 | 1995-12-26 | スイッチング損失を低減化した３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33869495A JP3179692B2 (ja) | 1995-12-26 | 1995-12-26 | スイッチング損失を低減化した３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および装置 |
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|---|---|---|---|---|
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1995
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