JP4340843B2 - 交流直流複合電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力と直流電力との両方を実質的に無停電で供給することができる交流直流複合電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２０００−３４１８８１号公報
従来の代表的な無停電型の交流直流複合電源装置は、図１に示すように、商用交流電源端子１と、交流スイッチ（ＡＣ−ＳＷ）２と、交流出力端子３と、双方向電力変換器４と、第１の蓄電池５と、電源異常検出回路６と、交流‐直流即ちＡＣ−ＤＣ変換器７と、直流‐直流即ちＤＣ−ＤＣ変換器８と、直流出力端子９と、第２の蓄電池１０とで構成されている。
【０００３】
図１の交流（AC）負荷１１に電力を供給するための交流無停電電源装置部分は前記特許文献１等で周知であり、また直流（DC）負荷１２に電力を供給するための直流無停電装置部分も周知である。交流電源端子１に電力が正常に供給されている時には、交流電源端子１、交流スイッチ２、及び交流出力端子３の経路で交流負荷１１に電力が供給されると共に、交流電源端子１、交流スイッチ２及び双方向電力変換器４の経路で第１の蓄電池５に充電電流が供給され、且つ交流電源端子１、ＡＣ−ＤＣ変換器７、ＤＣ−ＤＣ変換器８及び直流出力端子９の経路で直流負荷１２に直流電力が供給されると共にＤＣ−ＤＣ変換器８から第２の蓄電池１０に充電電流が供給される。
【０００４】
図１の交流電源端子１の電圧が所定値よりも低下又は上昇した時には、交流スイッチ２がオフ状態に制御されて交流電源端子１からの電力供給が停止し、これに代って第１の蓄電池５、双方向電力変換器４及び交流出力端子３の経路で交流負荷１１に電力が供給され、また、第２の蓄電池１０から直流負荷１２に電力が供給される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スイッチング電源装置に対して力率改善、波形改善、ノイズ低減、高効率化、低コスト化が要求されている。図１の従来の装置において、双方向電力変換器４及びＡＣ−ＤＣ変換器７を力率制御機能即ちＰＦＣ機能を有するように構成すれば、高力率改善、波形改善、ノイズ低減が達成される。しかし、ＰＦＣ機能を双方向電力変換器４とＡＣ−ＤＣ変換器７との両方に設けるために、電源装置が比較的コスト高、及び大型になる。
また、交流負荷１１及び直流負荷１２の大きさの変化に対応し難いという問題を有する。例えば、交流負荷１１の容量が小さくなり、逆に直流負荷１２の容量が大きくなった時には、双方向電力変換器４及び第１の蓄電池５の容量の余裕が大きくなり過ぎ、無駄が生じ、他方、ＡＣ−ＤＣ変換器７及びＤＣ−ＤＣ変換器８及び第２の蓄電池１０は容量不足になり、これ等の交換又は増設が必要になる。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、高効率化、小型化、及び低コスト化を図ることができる交流直流複合電源装置を提供することにある。
本発明の別の目的は、交流負荷容量と直流負荷容量との割合の変化に容易に対応することができる交流直流複合電源装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、正弦波交流電圧を入力させるための交流電源端子と、前記交流電源端子の交流電圧が異常であるか否かを検出する電源異常検出回路と、前記交流電源端子と前記電源異常検出回路とに接続されており、且つ前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示していない時にオン状態を保持し、前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示している時にオフ状態に転換するように前記電源異常検出回路で制御される交流スイッチと、前記交流電源端子に前記交流スイッチを介して接続された交流出力端子と、前記交流電源端子に前記交流スイッチを介して接続され且つ前記交流出力端子にも接続されている交流端子と直流電圧入出力用の直流端子と前記電源異常検出回路に接続された制御端子とを有し、且つ前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示していない時には前記交流端子に供給された交流電圧を変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって直流電圧に変換して前記直流端子に出力する機能と、前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示している時には前記直流端子に供給された直流電圧を変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって交流電圧に変換して前記交流端子に出力する機能と、力率改善機能とを有している双方向電力変換器ユニットの複数台から成る双方向電力変換器と、前記複数台の双方向電力変換器ユニットの各直流端子にそれぞれ接続された蓄電池と、前記蓄電池の電圧と異なるレベルの電圧を出力するために前記蓄電池に接続された直流−直流変換器ユニットの複数台から成る直流−直流変換器と、前記複数台の直流−直流変換器ユニットにそれぞれ接続された直流出力端子とを備え、前記複数台の双方向電力変換器ユニットは、互いに同一に構成され且つ互いに並列接続され、前記複数台の直流−直流変換器ユニットは、互いに同一に構成され且つ互いに並列接続されていることを特徴とする交流直流複合電源装置に係わるものである。
【０００８】
なお、請求項２に示すように、前記電源異常検出回路は、前記交流電源端子の電圧を示す信号を検出する電源電圧検出手段と、前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧の振幅よりも低い振幅を有する基準値を作成する手段と、前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記基準値よりも低い時に電源異常を示す信号を出力する比較手段とから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記電源異常検出回路は、前記交流電源端子の電圧を示す信号を検出する電源電圧検出手段と、前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧よりも低い振幅を有する第1の基準値、及び前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧よりも高い振幅を有する第２の基準値を作成する手段と、前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記第1の基準値よりも低い時又は前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記第２の基準値よりも高い時に電源異常を示す信号を出力する比較手段とから成ることが望ましい。
また、請求項４に示すように、更に、前記蓄電池に接続された発電機を有し、前記発電機は前記電源異常検出回路の電源異常を示す出力に応答して駆動されるものであることが望ましい。
また、請求項５に示すように、更に、前記蓄電池に接続された燃料電池を有し、前記燃料電池は前記電源異常検出回路の電源異常を示す出力に応答して駆動されるものであることが望ましい。
【０００９】
【発明の効果】
各請求項の発明は次の効果を有する。
（１） 双方向電力変換器から蓄電池及び直流−直流変換器の両方に電力が供給されるので、直流−直流変換器のための独立したＰＦＣ機能を有するＡＣ−ＤＣ変換器が不要になり、交流直流複合電源装置の小型化、低コスト化が達成される。
（２） 交流電源が正常の時には、変換器を介さずに交流負荷に電力が供給されるので、交流直流複合電源装置の高効率化が達成される。
（３） 交流負荷容量が減少し、逆に直流負荷容量が増大した時には双方向電力変換器及び直流−直流変換器の容量の増大で対処できる。即ち、双方向電力変換器の容量の変更を伴なわないで直流負荷容量の割合を増大できる。
（４）双方向電力変換器が、互いに並列接続された複数台の双方向電力変換器ユニットから成り、直流−直流変換器が、互いに並列接続された複数台の直流−直流変換器ユニットから成るので、交流負荷容量及び直流負荷容量の変化に容易に対応できる。例えば、交流負荷容量と直流負荷容量との合計が一定に保たれている状態で直流負荷容量の割合が増大した時には、直流−直流変換器ユニットを追加することによって対処できる。
また、請求項２及び３の発明によれば、電源電圧検出信号に同期して変化する振幅を有する基準値を使用して電源異常を検出するので、電源異常の検出を迅速に達成することができる。
また、請求項４及び５の発明によれば、発電機又は燃料電池によって交流電源の比較的長い停電に対処することができる。
【００１０】
【第１の実施形態】
次に、図２〜図１４を参照して本発明の第１の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を説明する。
【００１１】
図２に示す本発明の第１の実施形態に従う無停電型の交流直流複合電源装置は、２００Ｖの３相の商用交流電源に接続される交流電源端子１と、３相の交流スイッチ２と、３相の交流出力端子３と、３相の双方向電力変換器４と、３００〜４００Ｖの蓄電池５と、電源異常検出回路６と、直流−直流変換器８と、４８Ｖの直流出力端子９とから成る。
【００１２】
交流スイッチ２は交流電源端子１と交流出力端子３及び双方向電力変換器４との間に接続されている。この交流スイッチ２は図３に詳しく示すように、ＧＴＯ（ゲートターンオフ）構成のサイリスタ又は一般的な構成のサイリスタから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のサイリスタＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 とゲート制御回路１３とから成る。第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の逆方向並列回路は第１相電源ライン１ａに直列に接続され、第３及び第４のサイリスタＳ3 、Ｓ4 の逆方向並列回路は第２相電源ライン１ｂに直列に接続され、第５及び第６のサイリスタＳ5 、Ｓ6 の逆方向並列回路は第３相電源ライン１ｃに直列に接続されている。第１、第２及び第３相電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃは図２の３相交流電源端子１に接続される。
ゲート制御回路１３はライン１４によって与えられる図２の電源異常検出回路６の異常検出出力に応答して第１〜第６のサイリスタＳ1 〜Ｓ6 をオフ制御し、電源正常時には第１〜第６のサイリスタＳ1 〜Ｓ6 をオン制御する。
【００１３】
図４は交流スイッチ２の変形例の１相分を示す。図４（Ａ）の交流スイッチ２ａはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイホーラトランジスタ）１５、１６の逆並列回路によって構成され、各ＩＧＢＴ１５、１６に直列に逆流阻止用ダイオード１７、１８が接続されている。
図４（Ｂ）に示す交流スイッチ２ｂは、ブリッジ接続された４つのダイオード１９、２０、２１、２２と、１つのサイリスタから成る半導体スイッチ２３によって構成されている。
図４（Ｃ）に示す交流スイッチ２ｃは双方向制御が可能なトライアック２４によって構成されている。
図２の交流スイッチ２は、図３、及び図４に限定されるものでなく、交流電圧を高速でオン・オフできるものであれば、どのようなものでもよい。
【００１４】
図２の双方向電力変換器４は、交流−直流変換機能と直流−交流変換機能とＰＦＣ機能とを有するものであって、３相交流端子２５と直流端子２６と制御端子２７と第１及び第２の双方向電力変換器ユニット４ａ、４ｂとで構成されている。第１及び第２の双方向電力変換器ユニット４ａ、４ｂは互いに同一に構成され、交流端子２５、直流端子２６及び制御端子２７に接続されている。図２の双方向電力変換器４を第１の双方向電力変換器ユニット４ａのみで構成すること、又は更に双方向電力変換器ユニットを増設することが可能である。３相交流端子２５は交流スイッチ２を介して交流電源端子１に接続され且つ交流出力端子３にも接続されている。直流端子２６は蓄電池５に接続されている。制御端子２７はライン２８を介して電源異常検出回路６に接続されている。
【００１５】
図５は図２の第１の双方向電力変換器ユニット４ａを詳しく示す。なお、第２の双方向電力変換器ユニット４ｂも図５に示す第１の双方向電力変換器ユニットと同一に構成されている。双方向電力変換器ユニット４ａは、スイッチ回路３０と、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と高周波成分除去用フィルタ３１と、第１、第２及び第３の電流検出器３２ａ、３２ｂ、３２ｃと、平滑コンデンサ３３と、スイッチ制御回路３４とを含む周知の回路であって、第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃに供給される３相交流電圧を直流電圧に変換し、直流電圧を一対の直流端子３６ａ、３６ｂ間に送出するＡＣ−ＤＣ変換機能と、一対の直流端子３６ａ、３６ｂ間の直流電圧を３相交流電圧に変換して第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃに送出するＤＣ−ＡＣ変換機能とを有する。第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃは図２の３相交流端子２５に接続され、一方の直流端子３６ａは図２の直流端子２６に接続され、他方の直流端子３６ｂは図２の蓄電池５の負側電極に接続されている。即ち、図２の蓄電池５は図５の一対の直流端子３６ａ、３６ｂ間に接続されている。
【００１６】
スイッチ回路３０は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 及びＱ6 とから成る。図５では第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴで示されているが、この代りにＦＥＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。
【００１７】
第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ゲート）は、スイッチ制御回路３４の第１〜第６の制御信号ライン３７、３８、３９、４０、４１、４２に図示が省略されているドライブ回路を介して接続される。スイッチ回路３０の第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の相互接続点４３、第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続点４４、第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 の相互接続点４５は、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を介して第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃにそれぞれ接続されている。第１、第３及び第５のダイオードＤ1 、Ｄ3 、Ｄ5 のカソードは一方の直流端子３６ａに接続され、第２、第４及び第６のダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ6 のアノードは他方の直流端子３６ｂに接続されている。
高周波成分除去用フィルタ３１はコンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 から成り、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の高周波（例えば２０〜１００kHz ）でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。３相電源ラインに直列に接続された第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は、交流−直流変換時即ちＡＣ−ＤＣ変換動作時にＰＦＣ用リアクトル及び昇圧リアクトルとして機能し、また直流−交流（ＤＣ−ＡＣ）変換時即ちＤＣ−ＡＣ変換（インバータ）動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。
【００１８】
スイッチ制御回路３４は、スイッチ回路３０をＡＣ−ＤＣ変換動作及びＤＣ−ＡＣ変換動作させるために、ライン４６によって直流出力端子３６ａに接続され、且つ電源異常検出信号が入力する制御端子２７に接続され、且つライン４７ａ、４７ｂ、４７ｃによって電流検出器３２ａ、３２ｂ、３２ｃに接続され、且つライン４８ａ、４８ｂ、４８ｃによって第１、第２及び第３相交流端子３５ａ，３５ｂ、３５ｃが接続されている。
【００１９】
電流検出器３２ａ、３２ｂ、３２ｃは、第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃを通って流れる電流に比例した電圧値をスイッチ制御回路３４に送る。
図５では３個の電流検出器３２ａ、３２ｂ、３２ｃが設けられ、且つ３本の電圧検出ライン４８ａ、４８ｂ、４８ｃが設けられているが、３相から選択された２相の電流及び電圧をスイッチ制御回路３４に送り、これによって残りの１相の電流及び電圧を合成して形成してもよい。
【００２０】
図６は図５のスイッチ制御回路３４の内部を概略的に示す。この図６から明らかなように、スイッチ制御回路３４はＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９とＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０と切換手段５１とを有する。
ＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９は、ＡＣ−ＤＣ変換を実行するための第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成し、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０はＤＣ−ＡＣ変換を実行するための第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成する。切換手段５１は制御端子２７の電源異常検出信号が正常を示している時にＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９の出力を６本の出力ライン３７〜４２に送出し、電源異常検出信号が異常を示している時にＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０の出力をライン３７〜４２に送出する。図６のライン３７〜４２は図５の第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲートに接続されている。
【００２１】
次に、図６のＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９の詳細を図７及び図８を参照して説明する。図７のＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９は、第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃと、第１、第２及び第３の乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃと、第１、第２及び第３の減算器５４ａ、５４ｂ、５４ｃと、第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃと、第１、第２及び第３の反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃと、鋸波発生器５７と、２つの電圧検出抵抗５８、５９と、基準電圧源６０と、誤差増幅器６１とを有する。
【００２２】
第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃは、電圧検出ライン４８ａ、４８ｂ、４８ｃに接続され、交流端子２５の第１、第２及び第３相電圧に対応する３相基準正弦波電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc を出力する。なお、図７の第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃを一括して３相電圧検出回路を構成することができる。
【００２３】
２つの電圧検出抵抗５８、５９はライン４６を介して図５の直流端子３６ａ、３６ｂの間に接続され、直流出力電圧の分圧値を誤差増幅器６１の一方の入力端子に与える。誤差増幅器６１は基準電圧源６０の基準電圧と電圧検出抵抗５８、５９で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Ｖd として出力する、
【００２４】
第１、第２及び第３の乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃは、第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃから得られた第１、第２及び第３相基準正弦波Ｖa 、Ｖb 、Ｖc に誤差増幅器６１の出力電圧指令値Ｖd を乗算し、第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′を作成する。第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′は第１、第２及び第３相基準正弦波Ｖa 、Ｖb 、Ｖc の振幅を出力電圧指令値Ｖd で変調したものに相当する。なお、乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃの代りに減算器を設けることができる。
鋸波発生器５７は、キャリア発生器とも呼ぶことができるものであり、交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃの交流電圧の周波数、例えば５０Hzよりも十分に高い例えば２０〜１００kHz の周波数で図８（Ａ）に概略的に示す鋸波電圧Ｖt を発生する。なお、鋸波発生器５７を三角波発生器に置き換えることができる。鋸波電圧Ｖt の振幅は第１、第２及び第３相スイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を横切るように設定されている。
【００２５】
第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃは、第１、第２及び第３の減算器５４ａ、５４ｂ、５４ｃから得られた第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 と鋸波発生器５７の鋸波電圧Ｖt とを比較し、図８（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示すＰＷＭ信号から成る第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ3 、Ｇ5 を形成する。
【００２６】
反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃは第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃに接続され、図８（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 の位相反転信号から成る図８（Ｃ）（Ｅ）（Ｇ）に示す第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 ，Ｇ6 を形成する。第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 、Ｇ6 は反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃの代りに３つの比較器を設け、これ等の正入力端子に鋸波電圧Ｖt を入力させ、負入力端子に第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を入力させて形成してもよい。なお、第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ3 、Ｇ5 と第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 、Ｇ6 との間に周知のデッドタイムを設けることが望ましい。
第１〜第６のスイッチ制御信号Ｇ1 〜Ｇ6 は図６の切換手段５１を介して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子に供給される。
【００２７】
図９は図６のＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０を詳しく示す。このＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０は周知の回路であって、第１、第２及び第３相回路７１、７２、７３を有する。第１相回路７１は、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号Ｇ1 ′、Ｇ2 ′を形成するために、第１相基準電圧発生器７４、電圧検出回路７５、基準電圧源７６、誤差増幅器７７、乗算器７８、鋸波発生器７９、比較器８０、及び位相反転信号形成回路８１を有する。
【００２８】
電圧検出回路７５は、図５の交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃに接続された三相整流平滑回路から成る。電圧検出回路７５から得られた第１、第２及び第３の交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃの交流電圧に対応する直流電圧と基準電圧源７６の基準電圧との差に対応する信号が誤差増幅器７７で形成され、これが電圧帰還信号となる。なお、電圧帰還信号は直流信号である。図９では電圧検出回路７５が三相電圧を検出しているが、この代りに第１相の電圧を検出するように変形することができる。誤差増幅器７７から得られた電圧帰還信号は第２及び第３相回路７２、７３にも送られる。
【００２９】
第１相基準電圧発生器７４は、図１０に示す正弦波から成る第１相基準電圧Ｖa を発生する。第２及び第３相回路７２、７３に含まれる第２及び第３相基準電圧発生器は、図１０に示す第２及び第３相基準電圧Ｖｂ 、Ｖc を発生する。図１０の第１、第２及び第３相基準電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc は順次に１２０度の位相差を有する例えば５０又は６０Hzの正弦波交流電圧であり、図２の交流電源端子１の交流電圧と同一の周波数を有する。なお、第１相基準電圧発生器７４から正弦波を全波整流した脈流波形を送出することができる。
【００３０】
乗算器７８の一方の入力端子は第１相基準電圧発生器７４に接続され、その他方の入力端子は誤差増幅器７７に接続されている。従って、乗算器７８は第１相基準電圧Ｖa に電圧帰還信号を乗算して信号を形成する。乗算器７８の出力信号には交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とが含まれている。なお、乗算器７８の代りに減算器を設けることができる。
【００３１】
鋸波発生器７９は、第１〜第３の交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃの交流電圧及び第１、第２及び第３相基準電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc の周波数よりも十分に高い例えば２０〜１００kHz の繰返し周波数で鋸波電圧即ちキャリア波形を発生する。第１相回路７１の鋸波発生器７９は、同期信号を与えるために第２及び第３相回路７２、７３に接続されている。なお、鋸波発生器７９の代りに三角発生器を設けることができる。また、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０の鋸波発生器７９とＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９の鋸波発生器５７とのいずれか一方を省いて、鋸波発生器７９又は鋸波発生器５７をＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９とＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０とで共用することができる。
【００３２】
比較器８０の一方即ち負入力端子は乗算器７８に接続され、他方即ち正の入力端子は鋸波発生器７９に接続されている。従って、比較器８０は鋸波電圧と乗算器７８の出力信号とを比較して周知のＰＷＮ信号から成るＤＣ−ＡＣ変換用の第１の制御信号Ｇ1 ′を出力する。
【００３３】
比較器８０に接続された反転信号形成回路８１は、第１の制御信号Ｇ1 ′の位相反転信号から成る第２の制御信号Ｇ2 ′を形成する。反転信号形成回路８１の代りに比較器を設け、この正入力端子に乗算器７８の出力信号を入力させ、この負入力端子に鋸波電圧を入力させてＰＷＭ信号から成る第２の制御信号Ｇ2 ′を形成することができる。なお、第１及び第２の制御信号Ｇ1 ′、Ｇ2 ′の相互間に周知のデッドタイムを付加する手段を設けることが望ましい。
【００３４】
第２相回路７２及び第３相回路７３は第１相回路７１と同様に形成されており、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 のための第３〜第６の制御信号Ｇ3 ′〜Ｇ6 ′を送出する。
スイッチ回路３０をＤＣ−ＡＣ駆動即ちインバータ駆動させるための図９の第１〜第６の制御信号Ｇ1 ′〜Ｇ6 ′は図６の切換手段５１を介して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子に送られる。
【００３５】
図２の直流−直流変換器８は、直流電圧をこれと異なるレベルの直流電圧に変換するものであって、互いに同一構成の第１及び第２の直流−直流（ＤＣ‐ＤＣ）変換器ユニット８ａ、８ｂの並列接続回路から成る。この直流−直流変換器８の入力ラインは蓄電池５に接続され、出力ラインは直流出力端子９に接続されている。
【００３６】
図１１は図２の第１の直流−直流変換器ユニット８ａを詳しく示す。第２の直流−直流変換器ユニット８ｂの詳細は図示されていないが、図１１の第１の直流−直流変換器ユニット８ａと同一に構成されている。直流−直流変換器ユニット８ａは、インバータ回路８２と整流平滑回路８３とスイッチ制御回路８４とから成る。
【００３７】
インバータ回路８２は直流入力端子８５ａ、８５ｂと、ブリッジ接続された第１、第２、第３及び第４インバータ用スイッチＱa 、Ｑb 、Ｑc 、Ｑd と、互いに絶縁された１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 とを有するトランス８６とから成る。一方の直流入力端子８５ａは図２の蓄電池５の正側電極に接続され、他方の直流入力端子８５ｂは図２の蓄電池５の負側電極に接続されている。１次巻線Ｎ1 は、第１及び第２のインバータ用スイッチＱa 、Ｑb の相互接続点と第３及び第４のインバータ用スイッチＱc 、Ｑd の相互接続点との間に接続されている。第１及び第４のスイッチＱa 、Ｑd と第２及び第３のスイッチＱb 、Ｑc とを交互にオン・オフすることによって２次巻線Ｎ2 に交流電圧が得られる。
【００３８】
２次巻線Ｎ2 に接続された整流平滑回路８３は２次巻線Ｎ2 の交流電圧を整流及び平滑して出力端子８６ａ、８６ｂに送出する。一方の出力端子８６ａは図２の直流出力端子９に接続され、他方の出力端子８６ｂは２次側のグランドに接続される。スイッチ制御回路８４は制御可能な半導体スイッチから成る第１〜第４のインバータ用スイッチＱa 〜Ｑd の制御端子に周知のオン・オフ制御信号を供給する。また、スイッチ制御回路８４は出力端子８６ａ、８６ｂ間の電圧を一定に保つように第１〜第４のインバータ用スイッチＱa 〜Ｑd のオン・オフを帰還制御する。
【００３９】
図１２は図２の電源異常検出回路６を詳しく示すものである。この電源異常検出回路６は、電源電圧検出手段としての電圧検出回路９０と、直流バイアス電圧源９１と、加算器９２と、基準値作成手段９３と、第１及び第２の比較器９４、９５と、論理和回路９６とから成る。
【００４０】
電圧検出回路９０は図２の交流電源端子１に接続され、交流電圧に比例した電圧検出信号Ｖacを出力する。直流バイアス電圧源９１は図１２に示すバイアス電圧Ｖdcを出力する。加算器９２は電圧検出回路９０から得られた電圧検出信号Ｖacに直流バイアス電圧Ｖdcを加算して図１２に示す被判定信号Ｖu を形成する。加算器９２に接続された基準値作成手段９３は、図１３に示すように、交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時に加算器９２から得られる被判定信号Ｖu よりもＶL だけ低い第１の基準値Ｖr1と、交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時に加算器９２から得られる被判定信号ＶuよりもＶH だけ高い第２の基準値Ｖr2とをソフト的に作成する。第１及び第２の基準値Ｖr1、Ｖr2の振幅は、電圧検出信号Ｖac及び被判定信号Ｖuの振幅に同期さて変化している。基準値作成手段９３は、例えば被判定信号Ｖｕに交流電圧の１サイクル又は数サイクル分に相当する遅延を与える遅延手段と、この遅延した被判定信号Ｖｕに第１及び第２の係数（例えば0.1〜0.8）を乗算して第１及び第２の基準値Ｖｒ1、Ｖｒ2を求める乗算手段とで構成することができる。また、基準値作成手段９３は、同期検出回路と正弦波状の第１及び第２の基準値Ｖｒ1、Ｖｒ2を格納しているメモリとで構成することもできる。この場合は、同期検出回路によって電圧検出信号Ｖａｃの位相角０度を検出し、これに同期してメモリから第1及び第2の基準値Ｖｒ1、Ｖｒ2を読み出す。
第１の比較器９４は被判定信号Ｖu が第１の基準値Ｖr1よりも低いか否かを判定し、被判定信号Ｖu が第１の基準値Ｖr1よりも低い時に異常を示す高レベル出力を発生する。第２の比較器９５は被判定信号Ｖu が第２の基準値Ｖr2よりも高いか否かを判定し、被判定信号Ｖu が第２の基準値Ｖr2よりも高い時に異常を示す高レベル出力を発生する。論理和回路９６は第１及び第２の比較器９４、９５の異常を示す信号を通過させ、これを図２のライン１４、２８に送る。
なお、第１の基準値Ｖr1は交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時における被判定信号Ｖu よりも１０〜８０％程度低い値に設定され、第２の基準値Ｖr2は交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時における被判定信号Ｖu よりも１０〜８０％程度高い値に設定される。第１及び第２の基準値Ｖr1、Ｖr2を使用して電源電圧の異常を検出すると、電圧異常を短時間で検出することができ、電圧異常の発生時点から２ｍsec 程度の間に双方向電圧変換器４のインバータ動作を開始することができる。
【００４１】
図１２において基準値作成手段９３の入力信号を加算器９２の出力から得る代りに、図１２で点線で示すように電圧検出回路９０から得ることができる。また、直流バイアス電圧源９１を省くこともできる。
また、図１２及び図１３では３相の内の１相のみによって電源異常を検出しているが、全ての相において図１２及び図１３に示すような電源異常判定を行うことができる。
また、図１２の電源異常検出回路６の代りに、図１４に示す変形された電源異常検出回路６ａを設けることができる。図１４の電源異常検出回路６ａは電源端子１に接続される電圧検出回路９７と、基準電圧源９８と、比較器９９と、持続判定回路１００とから成る。基準電圧源９８は交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時における電圧検出回路９７の出力電圧よりも低い値、例えば零又は零に近い値の基準電圧を発生する。比較器９９は電圧検出信号が基準電圧よりも低いか否かを判定する。持続判定回路１００は、電圧検出信号が基準電圧よりも低いことを示す信号が比較器９９から所定時間以上持続して発生しているか否かを判定し、持続している時に電源異常を示す信号を出力する。
【００４２】
【電力供給動作】
図２の交流電源端子１から交流電圧が正常に供給されている時には、交流スイッチ２がオン状態に保たれ、且つ双方向電力変換器４がＡＣ−ＤＣ変換制御される。従って、交流負荷１１には交流電源端子１から交流スイッチ２を介して商用交流電圧が直接に供給される。また、双方向電力変換器４のＡＣ−ＤＣ変換動作によって交流電圧が直流電圧に変換されるために、交流電源端子１、交流スイッチ２及び双方向電力変換器４の経路で蓄電池５の充電電流が供給され、且つ直流−直流変換器８の入力電圧が供給される。直流−直流変換器８は電源異常検出回路６の出力に無関係に動作し、蓄電池５の電圧（３００〜４００Ｖ）よりも低い電圧（４８Ｖ）を直流負荷１２に供給する。双方向電力変換器４において、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は周知のように昇圧機能を有すると共に力率改善機能を有する。例えば、第１及び第２の交流端子３５ａ、３５ｂ間の電圧が正の半サイクルの期間において、第３のスイッチＱ3 がオンの期間には第１のインダクタＬ1 に入力電圧の振幅に応じた電流がＬ1 −Ｄ1 −Ｑ3 −Ｌ2 の経路で流れる。その後に第３のスイッチＱ3 がオフになると、入力交流電圧に第１のインダクタＬ1 の電圧が加算されて出力される。第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 に流れる電流のピークが入力電圧の振幅に比例して変化すると力率改善が達成される。即ち、双方向電力変換器４がＡＣ−ＤＣ変換動作している時にはＰＦＣ機能による力率改善が実行されている。
【００４３】
電源異常検出回路６で電源異常が検出されると、交流スイッチ２がオフになって交流電源端子１側への逆流が阻止される。また、双方向電力変換器４の動作が異常検出に応答してＤＣ−ＡＣ変換動作に切り換わる。これにより、蓄電池５と双方向電力変換器４の経路によって交流負荷１１に交流電力が供給される。また、蓄電池５及び直流−直流変換器８の経路で直流負荷１２に直流電力が供給される。直流負荷１２に対する電力供給は交流スイッチ２のオフにも拘らず無停電で維持される。交流負荷１１に対する電力供給は、双方向電力変換器４のＡＣ−ＤＣ動作からＤＣ−ＡＣ動作への切り換えの遅れにより、微小時間中断することがあるが、実質的無停電と見なせる中断である。
【００４４】
本実施形態は次の効果を有する。
（１） 電源正常時にはＰＦＣ機能を有する双方向電力変換器４から蓄電池５及び直流−直流変換器８の両方に電力が供給されるので、直流−直流変換器８のための独立したＰＦＣ機能を有するＡＣ−ＤＣ変換器が不要になり、無停電型の交流直流複合電源装置の小型化、低コスト化が達成される。
（２） 交流電源が正常の時には、変換器を介さずに交流負荷１１に電力が供給されるので、無停電型の交流直流複合変換装置の高効率化が達成される。
（３） 双方向電力変換器４及び直流−直流変換器８が並列接続可能にユニット化されているので、交流負荷１１の容量及び直流負荷１２の容量の変化に容易に対応できる。例えば、交流負荷１１の容量と直流負荷１２の容量との合計が一定に保たれている状態で直流負荷１２の容量の割合が増大した時には、直流−直流変換器ユニットを追加するのみで対処できる。このため交流負荷１１の容量を減らして直流負荷１２の容量を増す時の設備費の増大を抑えることができる。
（４） 電圧検出信号Ｖａｃに同期し且つ交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時において加算器９２から得られる被判定信号Ｖuと振幅において一定の差を有する第１及び第２の基準値Ｖr1、Ｖr2を使用して電源異常を検出するので、電源異常の検出を迅速且つ正確に達成することができる。
（５） 直流―直流変換器８はトランス８６を有するので、1次側と2次側の絶縁を確実に達成することができる。
（６） 第１〜第3のインダクタL1〜L3及びフィルタ31を有するので、AC−DＣ変換時、及びDC−ＡＣ変換時の波形改善及びのイズ抑制が達成される。
【００４５】
【第２の実施形態】
次に、図１５を参照して第２の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を説明する。但し、図１５及び後述する図１６において図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図１５の無停電型の交流直流複合電源装置は、図２に示す回路にコージェネレーションシステムとしての発電機１０１及び逆流阻止ダイオード１０２を付加し、この他は図２と同一に構成したものである。発電機１０１は電源異常検出回路６の異常を示す信号に応答して直流電圧を発生する。発電機１０１は逆流阻止ダイオード１０２を介して蓄電池５に接続されているので、電源異常時に発電機１０１によって蓄電池５を充電することができ、且つ双方向電力変換器４及び直流−直流変換器８に電力を供給することができる。
従って、交流電源の長時間の停電に対処することができる。
【００４６】
【第３の実施形態】
図１６の第３の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置は、図２の回路に燃料電池１０３及び逆流阻止ダイオード１０４を付加し、この他は図２と実質的に同一に構成したものである。燃料電池１０３は電源異常検出回路６の異常を示す信号に応答して直流電圧を発生する。燃料電池１０３は逆流阻止ダイオード１０４を介して蓄電池５に接続されているので、電源異常時に燃料電池１０３によって蓄電池５を充電することができ、且つ双方向電力変換器４及び直流−直流変換器８に電力を供給することができる。
従って、交流電源の長時間の停電に対処することができる。
【００４７】
【変形例】
本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 双方向電力変換器４は図５の回路に限定されるものでなく、ＡＣ−ＤＣ変換とＤＣ−ＡＣ変換との両方が可能であればどのようなものでもよい。また、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を図８に示すように入力電圧の正弦波の１周期の全期間において高周波でオン・オフせずに、図１７に示すように特定された期間においてのみオン・オフするように変形することができる。図１７においてＶu 、Ｖv 、Ｖw は３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃの相電圧を示し、Ｇ1 、Ｇ2 ，Ｇ3 、Ｇ4 、Ｇ5 、Ｇ6 は第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲート制御信号を示す。また、ゲート制御信号Ｇ1 〜Ｇ6 のＳＷは高周波（例えば２０kHz ）のオン・オフ動作を示し、オフは連続的オフを示す。図１７では同一期間に少なくとも２相のみがオン・オフ制御されている。今、相電圧Ｖu を基準にして第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のオン・オフ（ＳＷ）動作を説明すると、０〜６０度の第１の期間Ｔ1 では第２及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ6 をオン・オフ動作させる。６０〜１２０度の第２の期間Ｔ2 では第３及び第５のスイッチＱ3 、Ｑ5 をオン・オフ動作させる。また、１２０〜１８０度の第３の期間Ｔ3 では第２及び第４のスイッチＱ2 、Ｑ4 をオン・オフ動作させる。また、１８０〜２４０度の第４の期間Ｔ4 では第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ5 をオン・オフ動作させる。また、２４０〜３００度の第５の期間Ｔ5 では第４及び第６のスイッチＱ4 、Ｑ6 をオン・オフ動作させる。また、３００〜３６０度の第６の期間Ｔ6 では第１及び第３のスイッチＱ1 、Ｑ3 をオン・オフ動作させる。なお、３相スイッチング方式を採用する場合には、上記に追加して第１のスイッチＱ1 を第５の期間Ｔ5 でオン・オフ動作、第２のスイッチＱ2 を第２の期間Ｔ2 でオン・オフ動作、第３のスイッチＱ3 を第１の期間Ｔ1 でオン・オフ動作、第４のスイッチＱ4 を第４の期間Ｔ4 でオン・オフ動作、第５のスイッチＱ5 を第３の期間Ｔ3 でオン・オフ動作、第６のスイッチＱ6 を第６の期間Ｔ6 でオン・オフ動作させる。
（２） スイッチ制御回路３４、８４の一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
（３） 交流電源、双方向電力変換器４及び交流負荷１１を単相とすることができる。
（４） 直流−直流変換器８の回路を種々変形できる。
（５）交流スイッチ２のオン開始指令を手動で与えることができる。
（６） 図１３において、第１の基準値Ｖr1のみを使用して電源異常を検出することができる。
（７） 電源異常検出回路６の入力端子を交流スイッチ２の出力端子に接続するこよができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の無停電型の交流直流複合電源装置を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を示すブロック図である。
【図３】図１の交流スイッチを詳しく示す回路図である。
【図４】交流スイッチの変形例を示す回路図である。
【図５】図２の双方向電力変換器ユニットを詳しく示す回路図である。
【図６】図２のスイッチ制御回路を詳しく示すブロック図である。
【図７】図６のＡＣ−ＤＣ変換制御回路を詳しく示す回路図である。
【図８】図７のＡＣ−ＤＣ変換制御回路の各部の状態を示す波形図である。
【図９】図６のＤＣ−ＤＣ変換制御回路を詳しく示す回路図である。
【図１０】図９の第１〜第３相の基準電圧を示す波形図である。
【図１１】図２の直流−直流変換器ユニットを詳しく示す回路図である。
【図１２】図２の電源異常検出回路を詳しく示す回路図である。
【図１３】図１２の各部の状態を示す波形図である。
【図１４】電源異常検出回路の変形例を示す回路図である。
【図１５】第２の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を示すブロック図である。
【図１６】第３の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を示すブロック図である。
【図１７】変形例の相電圧及びスイッチ制御信号を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 交流電源端子
２ 交流スイッチ
３ 交流出力端子
４ 双方向電力変換器
５ 蓄電池
６ 電源異常検出回路
８ 直流−直流変換器
９ 直流出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力と直流電力との両方を実質的に無停電で供給することができる交流直流複合電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２０００−３４１８８１号公報
従来の代表的な無停電型の交流直流複合電源装置は、図１に示すように、商用交流電源端子１と、交流スイッチ（ＡＣ−ＳＷ）２と、交流出力端子３と、双方向電力変換器４と、第１の蓄電池５と、電源異常検出回路６と、交流‐直流即ちＡＣ−ＤＣ変換器７と、直流‐直流即ちＤＣ−ＤＣ変換器８と、直流出力端子９と、第２の蓄電池１０とで構成されている。
【０００３】
図１の交流（AC）負荷１１に電力を供給するための交流無停電電源装置部分は前記特許文献１等で周知であり、また直流（DC）負荷１２に電力を供給するための直流無停電装置部分も周知である。交流電源端子１に電力が正常に供給されている時には、交流電源端子１、交流スイッチ２、及び交流出力端子３の経路で交流負荷１１に電力が供給されると共に、交流電源端子１、交流スイッチ２及び双方向電力変換器４の経路で第１の蓄電池５に充電電流が供給され、且つ交流電源端子１、ＡＣ−ＤＣ変換器７、ＤＣ−ＤＣ変換器８及び直流出力端子９の経路で直流負荷１２に直流電力が供給されると共にＤＣ−ＤＣ変換器８から第２の蓄電池１０に充電電流が供給される。
【０００４】
図１の交流電源端子１の電圧が所定値よりも低下又は上昇した時には、交流スイッチ２がオフ状態に制御されて交流電源端子１からの電力供給が停止し、これに代って第１の蓄電池５、双方向電力変換器４及び交流出力端子３の経路で交流負荷１１に電力が供給され、また、第２の蓄電池１０から直流負荷１２に電力が供給される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スイッチング電源装置に対して力率改善、波形改善、ノイズ低減、高効率化、低コスト化が要求されている。図１の従来の装置において、双方向電力変換器４及びＡＣ−ＤＣ変換器７を力率制御機能即ちＰＦＣ機能を有するように構成すれば、高力率改善、波形改善、ノイズ低減が達成される。しかし、ＰＦＣ機能を双方向電力変換器４とＡＣ−ＤＣ変換器７との両方に設けるために、電源装置が比較的コスト高、及び大型になる。
また、交流負荷１１及び直流負荷１２の大きさの変化に対応し難いという問題を有する。例えば、交流負荷１１の容量が小さくなり、逆に直流負荷１２の容量が大きくなった時には、双方向電力変換器４及び第１の蓄電池５の容量の余裕が大きくなり過ぎ、無駄が生じ、他方、ＡＣ−ＤＣ変換器７及びＤＣ−ＤＣ変換器８及び第２の蓄電池１０は容量不足になり、これ等の交換又は増設が必要になる。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、高効率化、小型化、及び低コスト化を図ることができる交流直流複合電源装置を提供することにある。
本発明の別の目的は、交流負荷容量と直流負荷容量との割合の変化に容易に対応することができる交流直流複合電源装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、正弦波交流電圧を入力させるための交流電源端子と、前記交流電源端子の交流電圧が異常であるか否かを検出する電源異常検出回路と、前記交流電源端子と前記電源異常検出回路とに接続されており、且つ前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示していない時にオン状態を保持し、前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示している時にオフ状態に転換するように前記電源異常検出回路で制御される交流スイッチと、前記交流電源端子に前記交流スイッチを介して接続された交流出力端子と、前記交流電源端子に前記交流スイッチを介して接続され且つ前記交流出力端子にも接続されている交流端子と直流電圧入出力用の直流端子と前記電源異常検出回路に接続された制御端子とを有し、且つ前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示していない時には前記交流端子に供給された交流電圧を変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって直流電圧に変換して前記直流端子に出力する機能と、前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示している時には前記直流端子に供給された直流電圧を変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって交流電圧に変換して前記交流端子に出力する機能と、力率改善機能とを有している双方向電力変換器ユニットの複数台から成る双方向電力変換器と、前記複数台の双方向電力変換器ユニットの各直流端子にそれぞれ接続された蓄電池と、前記蓄電池の電圧と異なるレベルの電圧を出力するために前記蓄電池に接続された直流−直流変換器ユニットの複数台から成る直流−直流変換器と、前記複数台の直流−直流変換器ユニットにそれぞれ接続された直流出力端子とを備え、前記複数台の双方向電力変換器ユニットは、互いに同一に構成され且つ互いに並列接続され、前記複数台の直流−直流変換器ユニットは、互いに同一に構成され且つ互いに並列接続されていることを特徴とする交流直流複合電源装置に係わるものである。
【０００８】
なお、請求項２に示すように、前記電源異常検出回路は、前記交流電源端子の電圧を示す信号を検出する電源電圧検出手段と、前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧の振幅よりも低い振幅を有する基準値を作成する手段と、前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記基準値よりも低い時に電源異常を示す信号を出力する比較手段とから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記電源異常検出回路は、前記交流電源端子の電圧を示す信号を検出する電源電圧検出手段と、前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧よりも低い振幅を有する第1の基準値、及び前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧よりも高い振幅を有する第２の基準値を作成する手段と、前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記第1の基準値よりも低い時又は前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記第２の基準値よりも高い時に電源異常を示す信号を出力する比較手段とから成ることが望ましい。
また、請求項４に示すように、更に、前記蓄電池に接続された発電機を有し、前記発電機は前記電源異常検出回路の電源異常を示す出力に応答して駆動されるものであることが望ましい。
また、請求項５に示すように、更に、前記蓄電池に接続された燃料電池を有し、前記燃料電池は前記電源異常検出回路の電源異常を示す出力に応答して駆動されるものであることが望ましい。
【０００９】
【発明の効果】
各請求項の発明は次の効果を有する。
（１） 双方向電力変換器から蓄電池及び直流−直流変換器の両方に電力が供給されるので、直流−直流変換器のための独立したＰＦＣ機能を有するＡＣ−ＤＣ変換器が不要になり、交流直流複合電源装置の小型化、低コスト化が達成される。
（２） 交流電源が正常の時には、変換器を介さずに交流負荷に電力が供給されるので、交流直流複合電源装置の高効率化が達成される。
（３） 交流負荷容量が減少し、逆に直流負荷容量が増大した時には双方向電力変換器及び直流−直流変換器の容量の増大で対処できる。即ち、双方向電力変換器の容量の変更を伴なわないで直流負荷容量の割合を増大できる。
（４）双方向電力変換器が、互いに並列接続された複数台の双方向電力変換器ユニットから成り、直流−直流変換器が、互いに並列接続された複数台の直流−直流変換器ユニットから成るので、交流負荷容量及び直流負荷容量の変化に容易に対応できる。例えば、交流負荷容量と直流負荷容量との合計が一定に保たれている状態で直流負荷容量の割合が増大した時には、直流−直流変換器ユニットを追加することによって対処できる。
また、請求項２及び３の発明によれば、電源電圧検出信号に同期して変化する振幅を有する基準値を使用して電源異常を検出するので、電源異常の検出を迅速に達成することができる。
また、請求項４及び５の発明によれば、発電機又は燃料電池によって交流電源の比較的長い停電に対処することができる。
【００１０】
【第１の実施形態】
次に、図２〜図１４を参照して本発明の第１の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を説明する。
【００１１】
図２に示す本発明の第１の実施形態に従う無停電型の交流直流複合電源装置は、２００Ｖの３相の商用交流電源に接続される交流電源端子１と、３相の交流スイッチ２と、３相の交流出力端子３と、３相の双方向電力変換器４と、３００〜４００Ｖの蓄電池５と、電源異常検出回路６と、直流−直流変換器８と、４８Ｖの直流出力端子９とから成る。
【００１２】
交流スイッチ２は交流電源端子１と交流出力端子３及び双方向電力変換器４との間に接続されている。この交流スイッチ２は図３に詳しく示すように、ＧＴＯ（ゲートターンオフ）構成のサイリスタ又は一般的な構成のサイリスタから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のサイリスタＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 とゲート制御回路１３とから成る。第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の逆方向並列回路は第１相電源ライン１ａに直列に接続され、第３及び第４のサイリスタＳ3 、Ｓ4 の逆方向並列回路は第２相電源ライン１ｂに直列に接続され、第５及び第６のサイリスタＳ5 、Ｓ6 の逆方向並列回路は第３相電源ライン１ｃに直列に接続されている。第１、第２及び第３相電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃは図２の３相交流電源端子１に接続される。
ゲート制御回路１３はライン１４によって与えられる図２の電源異常検出回路６の異常検出出力に応答して第１〜第６のサイリスタＳ1 〜Ｓ6 をオフ制御し、電源正常時には第１〜第６のサイリスタＳ1 〜Ｓ6 をオン制御する。
【００１３】
図４は交流スイッチ２の変形例の１相分を示す。図４（Ａ）の交流スイッチ２ａはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイホーラトランジスタ）１５、１６の逆並列回路によって構成され、各ＩＧＢＴ１５、１６に直列に逆流阻止用ダイオード１７、１８が接続されている。
図４（Ｂ）に示す交流スイッチ２ｂは、ブリッジ接続された４つのダイオード１９、２０、２１、２２と、１つのサイリスタから成る半導体スイッチ２３によって構成されている。
図４（Ｃ）に示す交流スイッチ２ｃは双方向制御が可能なトライアック２４によって構成されている。
図２の交流スイッチ２は、図３、及び図４に限定されるものでなく、交流電圧を高速でオン・オフできるものであれば、どのようなものでもよい。
【００１４】
図２の双方向電力変換器４は、交流−直流変換機能と直流−交流変換機能とＰＦＣ機能とを有するものであって、３相交流端子２５と直流端子２６と制御端子２７と第１及び第２の双方向電力変換器ユニット４ａ、４ｂとで構成されている。第１及び第２の双方向電力変換器ユニット４ａ、４ｂは互いに同一に構成され、交流端子２５、直流端子２６及び制御端子２７に接続されている。図２の双方向電力変換器４を第１の双方向電力変換器ユニット４ａのみで構成すること、又は更に双方向電力変換器ユニットを増設することが可能である。３相交流端子２５は交流スイッチ２を介して交流電源端子１に接続され且つ交流出力端子３にも接続されている。直流端子２６は蓄電池５に接続されている。制御端子２７はライン２８を介して電源異常検出回路６に接続されている。
【００１５】
図５は図２の第１の双方向電力変換器ユニット４ａを詳しく示す。なお、第２の双方向電力変換器ユニット４ｂも図５に示す第１の双方向電力変換器ユニットと同一に構成されている。双方向電力変換器ユニット４ａは、スイッチ回路３０と、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と高周波成分除去用フィルタ３１と、第１、第２及び第３の電流検出器３２ａ、３２ｂ、３２ｃと、平滑コンデンサ３３と、スイッチ制御回路３４とを含む周知の回路であって、第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃに供給される３相交流電圧を直流電圧に変換し、直流電圧を一対の直流端子３６ａ、３６ｂ間に送出するＡＣ−ＤＣ変換機能と、一対の直流端子３６ａ、３６ｂ間の直流電圧を３相交流電圧に変換して第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃに送出するＤＣ−ＡＣ変換機能とを有する。第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃは図２の３相交流端子２５に接続され、一方の直流端子３６ａは図２の直流端子２６に接続され、他方の直流端子３６ｂは図２の蓄電池５の負側電極に接続されている。即ち、図２の蓄電池５は図５の一対の直流端子３６ａ、３６ｂ間に接続されている。
【００１６】
スイッチ回路３０は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 及びＱ6 とから成る。図５では第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴで示されているが、この代りにＦＥＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。
【００１７】
第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ゲート）は、スイッチ制御回路３４の第１〜第６の制御信号ライン３７、３８、３９、４０、４１、４２に図示が省略されているドライブ回路を介して接続される。スイッチ回路３０の第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の相互接続点４３、第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続点４４、第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 の相互接続点４５は、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を介して第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃにそれぞれ接続されている。第１、第３及び第５のダイオードＤ1 、Ｄ3 、Ｄ5 のカソードは一方の直流端子３６ａに接続され、第２、第４及び第６のダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ6 のアノードは他方の直流端子３６ｂに接続されている。
高周波成分除去用フィルタ３１はコンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 から成り、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の高周波（例えば２０〜１００kHz ）でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。３相電源ラインに直列に接続された第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は、交流−直流変換時即ちＡＣ−ＤＣ変換動作時にＰＦＣ用リアクトル及び昇圧リアクトルとして機能し、また直流−交流（ＤＣ−ＡＣ）変換時即ちＤＣ−ＡＣ変換（インバータ）動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。
【００１８】
スイッチ制御回路３４は、スイッチ回路３０をＡＣ−ＤＣ変換動作及びＤＣ−ＡＣ変換動作させるために、ライン４６によって直流出力端子３６ａに接続され、且つ電源異常検出信号が入力する制御端子２７に接続され、且つライン４７ａ、４７ｂ、４７ｃによって電流検出器３２ａ、３２ｂ、３２ｃに接続され、且つライン４８ａ、４８ｂ、４８ｃによって第１、第２及び第３相交流端子３５ａ，３５ｂ、３５ｃが接続されている。
【００１９】
電流検出器３２ａ、３２ｂ、３２ｃは、第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃを通って流れる電流に比例した電圧値をスイッチ制御回路３４に送る。
図５では３個の電流検出器３２ａ、３２ｂ、３２ｃが設けられ、且つ３本の電圧検出ライン４８ａ、４８ｂ、４８ｃが設けられているが、３相から選択された２相の電流及び電圧をスイッチ制御回路３４に送り、これによって残りの１相の電流及び電圧を合成して形成してもよい。
【００２０】
図６は図５のスイッチ制御回路３４の内部を概略的に示す。この図６から明らかなように、スイッチ制御回路３４はＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９とＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０と切換手段５１とを有する。
ＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９は、ＡＣ−ＤＣ変換を実行するための第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成し、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０はＤＣ−ＡＣ変換を実行するための第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成する。切換手段５１は制御端子２７の電源異常検出信号が正常を示している時にＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９の出力を６本の出力ライン３７〜４２に送出し、電源異常検出信号が異常を示している時にＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０の出力をライン３７〜４２に送出する。図６のライン３７〜４２は図５の第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲートに接続されている。
【００２１】
次に、図６のＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９の詳細を図７及び図８を参照して説明する。図７のＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９は、第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃと、第１、第２及び第３の乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃと、第１、第２及び第３の減算器５４ａ、５４ｂ、５４ｃと、第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃと、第１、第２及び第３の反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃと、鋸波発生器５７と、２つの電圧検出抵抗５８、５９と、基準電圧源６０と、誤差増幅器６１とを有する。
【００２２】
第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃは、電圧検出ライン４８ａ、４８ｂ、４８ｃに接続され、交流端子２５の第１、第２及び第３相電圧に対応する３相基準正弦波電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc を出力する。なお、図７の第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃを一括して３相電圧検出回路を構成することができる。
【００２３】
２つの電圧検出抵抗５８、５９はライン４６を介して図５の直流端子３６ａ、３６ｂの間に接続され、直流出力電圧の分圧値を誤差増幅器６１の一方の入力端子に与える。誤差増幅器６１は基準電圧源６０の基準電圧と電圧検出抵抗５８、５９で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Ｖd として出力する、
【００２４】
第１、第２及び第３の乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃは、第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃから得られた第１、第２及び第３相基準正弦波Ｖa 、Ｖb 、Ｖc に誤差増幅器６１の出力電圧指令値Ｖd を乗算し、第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′を作成する。第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′は第１、第２及び第３相基準正弦波Ｖa 、Ｖb 、Ｖc の振幅を出力電圧指令値Ｖd で変調したものに相当する。なお、乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃの代りに減算器を設けることができる。
鋸波発生器５７は、キャリア発生器とも呼ぶことができるものであり、交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃの交流電圧の周波数、例えば５０Hzよりも十分に高い例えば２０〜１００kHz の周波数で図８（Ａ）に概略的に示す鋸波電圧Ｖt を発生する。なお、鋸波発生器５７を三角波発生器に置き換えることができる。鋸波電圧Ｖt の振幅は第１、第２及び第３相スイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を横切るように設定されている。
【００２５】
第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃは、第１、第２及び第３の減算器５４ａ、５４ｂ、５４ｃから得られた第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 と鋸波発生器５７の鋸波電圧Ｖt とを比較し、図８（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示すＰＷＭ信号から成る第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ3 、Ｇ5 を形成する。
【００２６】
反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃは第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃに接続され、図８（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 の位相反転信号から成る図８（Ｃ）（Ｅ）（Ｇ）に示す第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 ，Ｇ6 を形成する。第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 、Ｇ6 は反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃの代りに３つの比較器を設け、これ等の正入力端子に鋸波電圧Ｖt を入力させ、負入力端子に第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を入力させて形成してもよい。なお、第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ3 、Ｇ5 と第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 、Ｇ6 との間に周知のデッドタイムを設けることが望ましい。
第１〜第６のスイッチ制御信号Ｇ1 〜Ｇ6 は図６の切換手段５１を介して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子に供給される。
【００２７】
図９は図６のＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０を詳しく示す。このＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０は周知の回路であって、第１、第２及び第３相回路７１、７２、７３を有する。第１相回路７１は、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号Ｇ1 ′、Ｇ2 ′を形成するために、第１相基準電圧発生器７４、電圧検出回路７５、基準電圧源７６、誤差増幅器７７、乗算器７８、鋸波発生器７９、比較器８０、及び位相反転信号形成回路８１を有する。
【００２８】
電圧検出回路７５は、図５の交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃに接続された三相整流平滑回路から成る。電圧検出回路７５から得られた第１、第２及び第３の交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃの交流電圧に対応する直流電圧と基準電圧源７６の基準電圧との差に対応する信号が誤差増幅器７７で形成され、これが電圧帰還信号となる。なお、電圧帰還信号は直流信号である。図９では電圧検出回路７５が三相電圧を検出しているが、この代りに第１相の電圧を検出するように変形することができる。誤差増幅器７７から得られた電圧帰還信号は第２及び第３相回路７２、７３にも送られる。
【００２９】
第１相基準電圧発生器７４は、図１０に示す正弦波から成る第１相基準電圧Ｖa を発生する。第２及び第３相回路７２、７３に含まれる第２及び第３相基準電圧発生器は、図１０に示す第２及び第３相基準電圧Ｖｂ 、Ｖc を発生する。図１０の第１、第２及び第３相基準電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc は順次に１２０度の位相差を有する例えば５０又は６０Hzの正弦波交流電圧であり、図２の交流電源端子１の交流電圧と同一の周波数を有する。なお、第１相基準電圧発生器７４から正弦波を全波整流した脈流波形を送出することができる。
【００３０】
乗算器７８の一方の入力端子は第１相基準電圧発生器７４に接続され、その他方の入力端子は誤差増幅器７７に接続されている。従って、乗算器７８は第１相基準電圧Ｖa に電圧帰還信号を乗算して信号を形成する。乗算器７８の出力信号には交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とが含まれている。なお、乗算器７８の代りに減算器を設けることができる。
【００３１】
鋸波発生器７９は、第１〜第３の交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃの交流電圧及び第１、第２及び第３相基準電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc の周波数よりも十分に高い例えば２０〜１００kHz の繰返し周波数で鋸波電圧即ちキャリア波形を発生する。第１相回路７１の鋸波発生器７９は、同期信号を与えるために第２及び第３相回路７２、７３に接続されている。なお、鋸波発生器７９の代りに三角発生器を設けることができる。また、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０の鋸波発生器７９とＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９の鋸波発生器５７とのいずれか一方を省いて、鋸波発生器７９又は鋸波発生器５７をＡＣ−ＤＣ変換制御回路４９とＤＣ−ＡＣ変換制御回路５０とで共用することができる。
【００３２】
比較器８０の一方即ち負入力端子は乗算器７８に接続され、他方即ち正の入力端子は鋸波発生器７９に接続されている。従って、比較器８０は鋸波電圧と乗算器７８の出力信号とを比較して周知のＰＷＮ信号から成るＤＣ−ＡＣ変換用の第１の制御信号Ｇ1 ′を出力する。
【００３３】
比較器８０に接続された反転信号形成回路８１は、第１の制御信号Ｇ1 ′の位相反転信号から成る第２の制御信号Ｇ2 ′を形成する。反転信号形成回路８１の代りに比較器を設け、この正入力端子に乗算器７８の出力信号を入力させ、この負入力端子に鋸波電圧を入力させてＰＷＭ信号から成る第２の制御信号Ｇ2 ′を形成することができる。なお、第１及び第２の制御信号Ｇ1 ′、Ｇ2 ′の相互間に周知のデッドタイムを付加する手段を設けることが望ましい。
【００３４】
第２相回路７２及び第３相回路７３は第１相回路７１と同様に形成されており、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 のための第３〜第６の制御信号Ｇ3 ′〜Ｇ6 ′を送出する。
スイッチ回路３０をＤＣ−ＡＣ駆動即ちインバータ駆動させるための図９の第１〜第６の制御信号Ｇ1 ′〜Ｇ6 ′は図６の切換手段５１を介して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子に送られる。
【００３５】
図２の直流−直流変換器８は、直流電圧をこれと異なるレベルの直流電圧に変換するものであって、互いに同一構成の第１及び第２の直流−直流（ＤＣ‐ＤＣ）変換器ユニット８ａ、８ｂの並列接続回路から成る。この直流−直流変換器８の入力ラインは蓄電池５に接続され、出力ラインは直流出力端子９に接続されている。
【００３６】
図１１は図２の第１の直流−直流変換器ユニット８ａを詳しく示す。第２の直流−直流変換器ユニット８ｂの詳細は図示されていないが、図１１の第１の直流−直流変換器ユニット８ａと同一に構成されている。直流−直流変換器ユニット８ａは、インバータ回路８２と整流平滑回路８３とスイッチ制御回路８４とから成る。
【００３７】
インバータ回路８２は直流入力端子８５ａ、８５ｂと、ブリッジ接続された第１、第２、第３及び第４インバータ用スイッチＱa 、Ｑb 、Ｑc 、Ｑd と、互いに絶縁された１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 とを有するトランス８６とから成る。一方の直流入力端子８５ａは図２の蓄電池５の正側電極に接続され、他方の直流入力端子８５ｂは図２の蓄電池５の負側電極に接続されている。１次巻線Ｎ1 は、第１及び第２のインバータ用スイッチＱa 、Ｑb の相互接続点と第３及び第４のインバータ用スイッチＱc 、Ｑd の相互接続点との間に接続されている。第１及び第４のスイッチＱa 、Ｑd と第２及び第３のスイッチＱb 、Ｑc とを交互にオン・オフすることによって２次巻線Ｎ2 に交流電圧が得られる。
【００３８】
２次巻線Ｎ2 に接続された整流平滑回路８３は２次巻線Ｎ2 の交流電圧を整流及び平滑して出力端子８６ａ、８６ｂに送出する。一方の出力端子８６ａは図２の直流出力端子９に接続され、他方の出力端子８６ｂは２次側のグランドに接続される。スイッチ制御回路８４は制御可能な半導体スイッチから成る第１〜第４のインバータ用スイッチＱa 〜Ｑd の制御端子に周知のオン・オフ制御信号を供給する。また、スイッチ制御回路８４は出力端子８６ａ、８６ｂ間の電圧を一定に保つように第１〜第４のインバータ用スイッチＱa 〜Ｑd のオン・オフを帰還制御する。
【００３９】
図１２は図２の電源異常検出回路６を詳しく示すものである。この電源異常検出回路６は、電源電圧検出手段としての電圧検出回路９０と、直流バイアス電圧源９１と、加算器９２と、基準値作成手段９３と、第１及び第２の比較器９４、９５と、論理和回路９６とから成る。
【００４０】
電圧検出回路９０は図２の交流電源端子１に接続され、交流電圧に比例した電圧検出信号Ｖacを出力する。直流バイアス電圧源９１は図１２に示すバイアス電圧Ｖdcを出力する。加算器９２は電圧検出回路９０から得られた電圧検出信号Ｖacに直流バイアス電圧Ｖdcを加算して図１２に示す被判定信号Ｖu を形成する。加算器９２に接続された基準値作成手段９３は、図１３に示すように、交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時に加算器９２から得られる被判定信号Ｖu よりもＶL だけ低い第１の基準値Ｖr1と、交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時に加算器９２から得られる被判定信号ＶuよりもＶH だけ高い第２の基準値Ｖr2とをソフト的に作成する。第１及び第２の基準値Ｖr1、Ｖr2の振幅は、電圧検出信号Ｖac及び被判定信号Ｖuの振幅に同期さて変化している。基準値作成手段９３は、例えば被判定信号Ｖｕに交流電圧の１サイクル又は数サイクル分に相当する遅延を与える遅延手段と、この遅延した被判定信号Ｖｕに第１及び第２の係数（例えば0.1〜0.8）を乗算して第１及び第２の基準値Ｖｒ1、Ｖｒ2を求める乗算手段とで構成することができる。また、基準値作成手段９３は、同期検出回路と正弦波状の第１及び第２の基準値Ｖｒ1、Ｖｒ2を格納しているメモリとで構成することもできる。この場合は、同期検出回路によって電圧検出信号Ｖａｃの位相角０度を検出し、これに同期してメモリから第1及び第2の基準値Ｖｒ1、Ｖｒ2を読み出す。
第１の比較器９４は被判定信号Ｖu が第１の基準値Ｖr1よりも低いか否かを判定し、被判定信号Ｖu が第１の基準値Ｖr1よりも低い時に異常を示す高レベル出力を発生する。第２の比較器９５は被判定信号Ｖu が第２の基準値Ｖr2よりも高いか否かを判定し、被判定信号Ｖu が第２の基準値Ｖr2よりも高い時に異常を示す高レベル出力を発生する。論理和回路９６は第１及び第２の比較器９４、９５の異常を示す信号を通過させ、これを図２のライン１４、２８に送る。
なお、第１の基準値Ｖr1は交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時における被判定信号Ｖu よりも１０〜８０％程度低い値に設定され、第２の基準値Ｖr2は交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時における被判定信号Ｖu よりも１０〜８０％程度高い値に設定される。第１及び第２の基準値Ｖr1、Ｖr2を使用して電源電圧の異常を検出すると、電圧異常を短時間で検出することができ、電圧異常の発生時点から２ｍsec 程度の間に双方向電圧変換器４のインバータ動作を開始することができる。
【００４１】
図１２において基準値作成手段９３の入力信号を加算器９２の出力から得る代りに、図１２で点線で示すように電圧検出回路９０から得ることができる。また、直流バイアス電圧源９１を省くこともできる。
また、図１２及び図１３では３相の内の１相のみによって電源異常を検出しているが、全ての相において図１２及び図１３に示すような電源異常判定を行うことができる。
また、図１２の電源異常検出回路６の代りに、図１４に示す変形された電源異常検出回路６ａを設けることができる。図１４の電源異常検出回路６ａは電源端子１に接続される電圧検出回路９７と、基準電圧源９８と、比較器９９と、持続判定回路１００とから成る。基準電圧源９８は交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時における電圧検出回路９７の出力電圧よりも低い値、例えば零又は零に近い値の基準電圧を発生する。比較器９９は電圧検出信号が基準電圧よりも低いか否かを判定する。持続判定回路１００は、電圧検出信号が基準電圧よりも低いことを示す信号が比較器９９から所定時間以上持続して発生しているか否かを判定し、持続している時に電源異常を示す信号を出力する。
【００４２】
【電力供給動作】
図２の交流電源端子１から交流電圧が正常に供給されている時には、交流スイッチ２がオン状態に保たれ、且つ双方向電力変換器４がＡＣ−ＤＣ変換制御される。従って、交流負荷１１には交流電源端子１から交流スイッチ２を介して商用交流電圧が直接に供給される。また、双方向電力変換器４のＡＣ−ＤＣ変換動作によって交流電圧が直流電圧に変換されるために、交流電源端子１、交流スイッチ２及び双方向電力変換器４の経路で蓄電池５の充電電流が供給され、且つ直流−直流変換器８の入力電圧が供給される。直流−直流変換器８は電源異常検出回路６の出力に無関係に動作し、蓄電池５の電圧（３００〜４００Ｖ）よりも低い電圧（４８Ｖ）を直流負荷１２に供給する。双方向電力変換器４において、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は周知のように昇圧機能を有すると共に力率改善機能を有する。例えば、第１及び第２の交流端子３５ａ、３５ｂ間の電圧が正の半サイクルの期間において、第３のスイッチＱ3 がオンの期間には第１のインダクタＬ1 に入力電圧の振幅に応じた電流がＬ1 −Ｄ1 −Ｑ3 −Ｌ2 の経路で流れる。その後に第３のスイッチＱ3 がオフになると、入力交流電圧に第１のインダクタＬ1 の電圧が加算されて出力される。第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 に流れる電流のピークが入力電圧の振幅に比例して変化すると力率改善が達成される。即ち、双方向電力変換器４がＡＣ−ＤＣ変換動作している時にはＰＦＣ機能による力率改善が実行されている。
【００４３】
電源異常検出回路６で電源異常が検出されると、交流スイッチ２がオフになって交流電源端子１側への逆流が阻止される。また、双方向電力変換器４の動作が異常検出に応答してＤＣ−ＡＣ変換動作に切り換わる。これにより、蓄電池５と双方向電力変換器４の経路によって交流負荷１１に交流電力が供給される。また、蓄電池５及び直流−直流変換器８の経路で直流負荷１２に直流電力が供給される。直流負荷１２に対する電力供給は交流スイッチ２のオフにも拘らず無停電で維持される。交流負荷１１に対する電力供給は、双方向電力変換器４のＡＣ−ＤＣ動作からＤＣ−ＡＣ動作への切り換えの遅れにより、微小時間中断することがあるが、実質的無停電と見なせる中断である。
【００４４】
本実施形態は次の効果を有する。
（１） 電源正常時にはＰＦＣ機能を有する双方向電力変換器４から蓄電池５及び直流−直流変換器８の両方に電力が供給されるので、直流−直流変換器８のための独立したＰＦＣ機能を有するＡＣ−ＤＣ変換器が不要になり、無停電型の交流直流複合電源装置の小型化、低コスト化が達成される。
（２） 交流電源が正常の時には、変換器を介さずに交流負荷１１に電力が供給されるので、無停電型の交流直流複合変換装置の高効率化が達成される。
（３） 双方向電力変換器４及び直流−直流変換器８が並列接続可能にユニット化されているので、交流負荷１１の容量及び直流負荷１２の容量の変化に容易に対応できる。例えば、交流負荷１１の容量と直流負荷１２の容量との合計が一定に保たれている状態で直流負荷１２の容量の割合が増大した時には、直流−直流変換器ユニットを追加するのみで対処できる。このため交流負荷１１の容量を減らして直流負荷１２の容量を増す時の設備費の増大を抑えることができる。
（４） 電圧検出信号Ｖａｃに同期し且つ交流電源端子１の電圧が正常の時即ち定格値の時において加算器９２から得られる被判定信号Ｖuと振幅において一定の差を有する第１及び第２の基準値Ｖr1、Ｖr2を使用して電源異常を検出するので、電源異常の検出を迅速且つ正確に達成することができる。
（５） 直流―直流変換器８はトランス８６を有するので、1次側と2次側の絶縁を確実に達成することができる。
（６） 第１〜第3のインダクタL1〜L3及びフィルタ31を有するので、AC−DＣ変換時、及びDC−ＡＣ変換時の波形改善及びのイズ抑制が達成される。
【００４５】
【第２の実施形態】
次に、図１５を参照して第２の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を説明する。但し、図１５及び後述する図１６において図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図１５の無停電型の交流直流複合電源装置は、図２に示す回路にコージェネレーションシステムとしての発電機１０１及び逆流阻止ダイオード１０２を付加し、この他は図２と同一に構成したものである。発電機１０１は電源異常検出回路６の異常を示す信号に応答して直流電圧を発生する。発電機１０１は逆流阻止ダイオード１０２を介して蓄電池５に接続されているので、電源異常時に発電機１０１によって蓄電池５を充電することができ、且つ双方向電力変換器４及び直流−直流変換器８に電力を供給することができる。
従って、交流電源の長時間の停電に対処することができる。
【００４６】
【第３の実施形態】
図１６の第３の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置は、図２の回路に燃料電池１０３及び逆流阻止ダイオード１０４を付加し、この他は図２と実質的に同一に構成したものである。燃料電池１０３は電源異常検出回路６の異常を示す信号に応答して直流電圧を発生する。燃料電池１０３は逆流阻止ダイオード１０４を介して蓄電池５に接続されているので、電源異常時に燃料電池１０３によって蓄電池５を充電することができ、且つ双方向電力変換器４及び直流−直流変換器８に電力を供給することができる。
従って、交流電源の長時間の停電に対処することができる。
【００４７】
【変形例】
本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 双方向電力変換器４は図５の回路に限定されるものでなく、ＡＣ−ＤＣ変換とＤＣ−ＡＣ変換との両方が可能であればどのようなものでもよい。また、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を図８に示すように入力電圧の正弦波の１周期の全期間において高周波でオン・オフせずに、図１７に示すように特定された期間においてのみオン・オフするように変形することができる。図１７においてＶu 、Ｖv 、Ｖw は３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃの相電圧を示し、Ｇ1 、Ｇ2 ，Ｇ3 、Ｇ4 、Ｇ5 、Ｇ6 は第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲート制御信号を示す。また、ゲート制御信号Ｇ1 〜Ｇ6 のＳＷは高周波（例えば２０kHz ）のオン・オフ動作を示し、オフは連続的オフを示す。図１７では同一期間に少なくとも２相のみがオン・オフ制御されている。今、相電圧Ｖu を基準にして第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のオン・オフ（ＳＷ）動作を説明すると、０〜６０度の第１の期間Ｔ1 では第２及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ6 をオン・オフ動作させる。６０〜１２０度の第２の期間Ｔ2 では第３及び第５のスイッチＱ3 、Ｑ5 をオン・オフ動作させる。また、１２０〜１８０度の第３の期間Ｔ3 では第２及び第４のスイッチＱ2 、Ｑ4 をオン・オフ動作させる。また、１８０〜２４０度の第４の期間Ｔ4 では第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ5 をオン・オフ動作させる。また、２４０〜３００度の第５の期間Ｔ5 では第４及び第６のスイッチＱ4 、Ｑ6 をオン・オフ動作させる。また、３００〜３６０度の第６の期間Ｔ6 では第１及び第３のスイッチＱ1 、Ｑ3 をオン・オフ動作させる。なお、３相スイッチング方式を採用する場合には、上記に追加して第１のスイッチＱ1 を第５の期間Ｔ5 でオン・オフ動作、第２のスイッチＱ2 を第２の期間Ｔ2 でオン・オフ動作、第３のスイッチＱ3 を第１の期間Ｔ1 でオン・オフ動作、第４のスイッチＱ4 を第４の期間Ｔ4 でオン・オフ動作、第５のスイッチＱ5 を第３の期間Ｔ3 でオン・オフ動作、第６のスイッチＱ6 を第６の期間Ｔ6 でオン・オフ動作させる。
（２） スイッチ制御回路３４、８４の一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
（３） 交流電源、双方向電力変換器４及び交流負荷１１を単相とすることができる。
（４） 直流−直流変換器８の回路を種々変形できる。
（５）交流スイッチ２のオン開始指令を手動で与えることができる。
（６） 図１３において、第１の基準値Ｖr1のみを使用して電源異常を検出することができる。
（７） 電源異常検出回路６の入力端子を交流スイッチ２の出力端子に接続するこよができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の無停電型の交流直流複合電源装置を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を示すブロック図である。
【図３】図１の交流スイッチを詳しく示す回路図である。
【図４】交流スイッチの変形例を示す回路図である。
【図５】図２の双方向電力変換器ユニットを詳しく示す回路図である。
【図６】図２のスイッチ制御回路を詳しく示すブロック図である。
【図７】図６のＡＣ−ＤＣ変換制御回路を詳しく示す回路図である。
【図８】図７のＡＣ−ＤＣ変換制御回路の各部の状態を示す波形図である。
【図９】図６のＤＣ−ＤＣ変換制御回路を詳しく示す回路図である。
【図１０】図９の第１〜第３相の基準電圧を示す波形図である。
【図１１】図２の直流−直流変換器ユニットを詳しく示す回路図である。
【図１２】図２の電源異常検出回路を詳しく示す回路図である。
【図１３】図１２の各部の状態を示す波形図である。
【図１４】電源異常検出回路の変形例を示す回路図である。
【図１５】第２の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を示すブロック図である。
【図１６】第３の実施形態の無停電型の交流直流複合電源装置を示すブロック図である。
【図１７】変形例の相電圧及びスイッチ制御信号を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 交流電源端子
２ 交流スイッチ
３ 交流出力端子
４ 双方向電力変換器
５ 蓄電池
６ 電源異常検出回路
８ 直流−直流変換器
９ 直流出力端子
Claims (5)
- 正弦波交流電圧を入力させるための交流電源端子と、
前記交流電源端子の交流電圧が異常であるか否かを検出する電源異常検出回路と、
前記交流電源端子と前記電源異常検出回路とに接続されており、且つ前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示していない時にオン状態を保持し、前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示している時にオフ状態に転換するように前記電源異常検出回路で制御される交流スイッチと、
前記交流電源端子に前記交流スイッチを介して接続された交流出力端子と、
前記交流電源端子に前記交流スイッチを介して接続され且つ前記交流出力端子にも接続されている交流端子と直流電圧入出力用の直流端子と前記電源異常検出回路に接続された制御端子とを有し、且つ前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示していない時には前記交流端子に供給された交流電圧を変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって直流電圧に変換して前記直流端子に出力する機能と、前記電源異常検出回路の出力が電源異常を示している時には前記直流端子に供給された直流電圧を変換用スイッチのオン・オフ動作を伴なって交流電圧に変換して前記交流端子に出力する機能と、力率改善機能とを有している双方向電力変換器ユニットの複数台から成る双方向電力変換器と、
前記複数台の双方向電力変換器ユニットの各直流端子にそれぞれ接続された蓄電池と、
前記蓄電池の電圧と異なるレベルの電圧を出力するために前記蓄電池に接続された直流−直流変換器ユニットの複数台から成る直流−直流変換器と、
前記複数台の直流−直流変換器ユニットにそれぞれ接続された直流出力端子と
を備え、前記複数台の双方向電力変換器ユニットは、互いに同一に構成され且つ互いに並列接続され、前記複数台の直流−直流変換器ユニットは、互いに同一に構成され且つ互いに並列接続されていることを特徴とする交流直流複合電源装置。 - 前記電源異常検出回路は、
前記交流電源端子の電圧を示す信号を検出する電源電圧検出手段と、
前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧の振幅よりも低い振幅を有する基準値を作成する手段と、
前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記基準値よりも低い時に電源異常を示す信号を出力する比較手段と
から成ることを特徴とする請求項１記載の交流直流複合電源装置。 - 前記電源異常検出回路は、
前記交流電源端子の電圧を示す信号を検出する電源電圧検出手段と、
前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧よりも低い振幅を有する第1の基準値、及び前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号に同期して変化し且つ前記交流電源端子の電圧が正常の時において前記電源電圧検出手段で検出される電圧よりも高い振幅を有する第２の基準値を作成する手段と、
前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記第1の基準値よりも低い時又は前記電源電圧検出手段で検出された電圧を示す信号が前記第２の基準値よりも高い時に電源異常を示す信号を出力する比較手段と
から成ることを特徴とする請求項１記載の交流直流複合電源装置。 - 更に、前記蓄電池に接続された発電機を有し、前記発電機は前記電源異常検出回路の電源異常を示す出力に応答して駆動されるものであることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の交流直流複合電源装置。
- 更に、前記蓄電池に接続された燃料電池を有し、前記燃料電池は前記電源異常検出回路の電源異常を示す出力に応答して駆動されるものであることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の交流直流複合電源装置。
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