JP2004222421A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電力変換装置の漏れ電流によるノイズを低減し、システム全体の小形，低コスト化を図る。
【解決手段】交流電源１に接続されたダイオード整流器２と、この整流器２の出力側にコンデンサＣ０からなる平滑回路とインバータ回路３を接続した電力変換装置において、上記インバータ回路３の出力側に出力短絡回路６と、この出力短絡回路６の電位を固定する電位固定回路７とを接続し、インバータ回路３の出力を或る一定の電位に固定することで、モータ中性点の電位変動を抑制し漏れ電流を低減させる。
【選択図】 図１
【解決手段】交流電源１に接続されたダイオード整流器２と、この整流器２の出力側にコンデンサＣ０からなる平滑回路とインバータ回路３を接続した電力変換装置において、上記インバータ回路３の出力側に出力短絡回路６と、この出力短絡回路６の電位を固定する電位固定回路７とを接続し、インバータ回路３の出力を或る一定の電位に固定することで、モータ中性点の電位変動を抑制し漏れ電流を低減させる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータ装置等のスイッチング素子を含む電力変換装置のノイズ低減技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２４に３相誘導電動機を３相インバータにより制御する誘導電動機駆動システムの従来例（例えば、特許文献１参照）を示す。
【０００３】
図２４では、交流電源１にダイオード整流器２の入力が、整流器２の出力にコンデンサＣ０が、コンデンサＣ０には半導体スイッチＱ１〜Ｑ６で構成された３相インバータ回路３が、３相インバータ回路３の出力にはモータ４がそれぞれ接続されている。
３相インバータ回路３のスイッチＱ１〜Ｑ６は、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたＰＷＭパルスによりオン・オフ制御される。モータ４は、３相インバータ回路３の出力電圧で駆動される。ここで、３相インバータ回路３の各相の出力電位をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、モータ中性点電位をＶｍｃとすると、モータ中性点電位Ｖｍｃは次の（１）式のように表わされる。
Ｖｍｃ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３ …（１）
【０００４】
図２５に正弦波−三角波比較方式でＰＷＭ（パルス幅変調）制御した場合の、モータ中性点電位Ｖｍｃの波形例を示す。
図示のように、モータ中性点電位Ｖｍｃは、３相インバータ回路３のスイッチＱ１〜Ｑ６のスイッチング動作に伴って、直流中間電圧Ｅｄの１／３ずつ変化することが分かる。例えば、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオンするモードではＶｍｃ＝ＶＰとなり、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６がオンするモードではＶｍｃ＝ＶＮとなる。このモータ中性点電位変動によって、図２４に示すモータ４と接地Ｇとの間に浮遊する静電容量Ｃが充放電し、その充放電電流が漏れ電流（ｉＧ）となって流れる。この漏れ電流はノイズとして、ブレーカの誤動作を引き起こしたり、周辺機器の誤動作を引き起こす原因となる。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−２４７８３６号公報（第３頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ノイズを低減するためには、例えば図２６に示すような、リアクトルとコンデンサからなるフィルタを用いることになるが、ノイズ発生量が増加すればその分フィルタの性能を向上させる必要があり、その結果、装置が大型化し高価となる。
したがって、この発明の課題は、ノイズを抑制し装置の小形化，低コスト化を図ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ回路の出力部に出力の複数相またはすべての相を短絡する出力短絡回路と、この出力短絡回路の電位を固定する電位固定回路とを設けたことを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記出力短絡回路を複数個のダイオードと１つのスイッチング素子で構成することができる（請求項２の発明）。
上記請求項１または２の発明においては、前記電位固定回路を複数の電位点から１つを選択可能な構成とすることができる（請求項３の発明）。
請求項１ないし３のいずれかの発明においては、前記電位固定回路を、前記インバータ回路の出力部と直流中間部との間で電力授受が可能な構成とすることができる（請求項４の発明）。
【０００８】
請求項５の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、
前記整流回路を少なくとも１つのスイッチ素子を有するコンバータ回路とするとともに、前記平滑回路とインバータ回路との間に昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路を接続することを特徴とする。
この請求項５の発明においては、前記コンバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和と、前記インバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和とが一致するようにスイッチングさせることができる（請求項６の発明）。
【０００９】
請求項７の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ回路をスイッチ素子によるフルブリッジ構成とし、上アーム素子の２個と下アーム素子の１個、または上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンするスイッチングパターンのみで運転することを特徴とする。
この請求項７の発明においては、前記整流回路をスイッチ素子によるフルブリッジ構成のＰＷＭ整流回路とし、前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するか、またはインバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転することができ（請求項８の発明）、または前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンしての運転と、インバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンしての運転とを、出力電圧１周期の間に切り換えて行なうことができる（請求項の９）。
【００１０】
請求項１０の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側にコンデンサを直列接続してなる平滑回路と、スイッチ素子によって平滑回路の正極電位と負極電位とコンデンサ接続点の中間電位とを任意に出力可能な３レベルインバータ回路または３レベル以上のマルチレベルインバータ回路とから構成される電力変換装置において、
任意の出力指令値に対して、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が変動しないスイッチングパターンを優先させて制御することを特徴とする。
上記請求項１１の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側にコンデンサを直列接続してなる平滑回路と、スイッチ素子によって平滑回路の正極電位と負極電位とコンデンサ接続点の中間電位とを任意に出力可能な３レベルインバータ回路または３レベル以上のマルチレベルインバータ回路とから構成される電力変換装置において、
低出力電圧範囲では、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が零となるスイッチングパターンで優先して制御し、
出力端子の電位変動の総和が零となるスイッチングパターンのみでは出力できない高出力電圧範囲では、
出力指令値に応じて、出力端子の電位変動の総和が前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がプラスとなるスイッチングパターンのみ、
または、出力端子の電位変動の総和が前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がマイナスとなるスイッチングパターンのみ、
もしくは、出力端子の電位変動の総和が零、または前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がプラスとなるスイッチングパターンとの組み合わせ、
或いは、出力端子の電位変動の総和が零、または前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がマイナスとなるスイッチングパターンとの組み合わせ、のいずれかのスイッチングパターンで制御することを特徴とする。
【００１１】
上記請求項１０または１１の発明においては、前記整流回路に、前記平滑回路を構成するコンデンサの電圧値を調整する機能を持たせることができ（請求項１２の発明）、この請求項１２の発明においては、任意の出力指令値に対して、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が可能な限り変動しないスイッチングパターンを形成することができる（請求項１３の発明）。
請求項１０または１１の発明においては、前記整流回路の出力電圧を、入力線間電圧のピーク値以上に出力し得る構成とすることができる（請求項１４の発明）。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、図２４に示したシステムに対し、３相一括短絡回路６とこの回路６の電位を固定する電位固定回路７を付加して構成される。
その回路の動作について説明する。図２４で正弦波−三角波比較方式のＰＷＭ制御を行なった場合のモータ中性点電位は図２５に示すように、１回のスイッチング毎に直流中間電圧Ｅｄの１／３ずつ変化することになる。漏れ電流は、この中性点電位変動によるモータ浮遊容量の充放電電流であり、モータ中性点の電位変動をＥ［Ｖ］、漏れ電流経路のインダクタンスをＬ［Ｈ］、抵抗分をＲ［Ω］、モータの浮遊容量をＣ［Ｆ］とおくと、図２の簡易等価回路より求められる。
漏れ電流ｉ（ｔ）は、次の数１の（２）式のように表わせる。
【００１３】
【数１】
【００１４】
ここで、ζ２≪１とおくと、上式（２）は次の数２の（３）式のようになる。
【数２】
【００１５】
よって、漏れ電流波形のピーク値は、Ｅ／Ｚ０で近似できる。これより、漏れ電流を低減するためには、モータ中性点の電位変動Ｅ［Ｖ］を低減すればよいことが分かる。
ここで、モータ中性点の電位変動Ｅ［Ｖ］を低減するために、図１に示す３相インバータ回路３のスイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５をオンするモード、すなわち出力線間電圧がゼロとなる期間において、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５をオンする代わりに３相一括短絡回路６により、インバータ出力の３相を短絡する。そして、短絡点の電位を固定するために、電位固定回路７の固定点と短絡点を接続する。例えば、電位固定点を直流中間電圧の中点とすると、インバータの出力は直流中間電圧の中点に固定される。
【００１６】
同様に、出力線間電圧がゼロとなる期間である、図１に示す３相インバータ回路３のスイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６をオンするモードにおいて、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６をオンする代わりに３相一括短絡回路６により、インバータ出力の３相を短絡し、その短絡点を電位固定回路７の固定点と接続すれば、インバータの出力は電位固定回路７の固定電位となる。
【００１７】
以上のように動作させた場合、電位固定点を直流中間電圧の中点とすると、モータ中性点電位は図３のようになり、中性点電位変動が直流中間電圧Ｅｄの１／６となる部分が存在し、図２５の半分となる。また、任意に３相一括短絡回路６を動作させることにより、モータ中性点電位変動を図４のように、すべて直流中間電圧Ｅｄの１／６にすることができる。
【００１８】
図５に３相一括短絡回路と電位固定回路の具体例を示す。
すなわち、３相一括短絡回路６としてダイオード６個と１個のスイッチング素子Ｓ１とを組み合わせ、スイッチング素子Ｓ１をオンすることにより、インバータ出力を３相一括で短絡し得るようにしている。また、電位固定回路７としては、抵抗分圧回路を用いている。この場合、電位を固定するのが目的であるので、抵抗としては高抵抗のものが適している。
【００１９】
図６は図５の第１変形例で、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の間に３相一括短絡回路６を接続して対称形としているが、機能的には図５と同じである。
図７は図５の第２変形例で、電位固定回路７を抵抗Ｒ１，Ｒ２に加え、電位固定点の電位を変更可能とするために、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と抵抗Ｒ３，Ｒ４を追加して構成される。これにより、電位固定点の電位はスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の状態により、表１のような値を選択できることになる。
【００２０】
【表１】
【００２１】
したがって、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５をオンする代わりに３相一括短絡回路６と電位固定回路７のスイッチＳ１，Ｓ２をオンすることにより、インバータ出力を直流中間電圧Ｅｄの２／３に固定することができる。また、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６をオンする代わりに３相一括短絡回路６と電位固定回路７のスイッチＳ１，Ｓ３をオンすることにより、インバータ出力を直流中間電圧Ｅｄの１／３に固定できる。その結果、モータ中性点電位は図８のようになって電位変動回数が低減でき、漏れ電流の実効値を低減できる。
【００２２】
図９は図５の第３変形例で、電位固定回路８を電力の授受ができるようにコンデンサＣ１，Ｃ２とダイオードＤ１，Ｄ２で構成したもので、これによりインバータ出力部と直流中間部との間で電力の授受が可能となる。なお、コンデンサＣ０の代わりにコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続回路とすることで、分圧抵抗を減らすようにしている。これは、図５の例にも適用可能である。
【００２３】
ところで、図２４のようなシステムでは、インバータの中性点電位変動がコモンモード電流（ノイズ電流）を流すことになり、その電位Ｖｍｃは（１）式に示すように３相インバータの各出力電圧の和を１／３倍した値として与えられることを示した。したがって、３相インバータ回路の上アーム素子２個下アーム素子１個、または上アーム素子１個下アーム素子２個をオンするスイッチングパターンのみで運転すれば、中性点電位変動を１／６Ｅｄ，−１／６Ｅｄ（Ｅｄ：直流中間電圧）に固定でき、コモンモードのノイズ電流が流れなくなる。
図１０はこのような観点に基づく別の実施の形態を説明するための説明図で、上記の如きスイッチングパターンのみで運転した場合の空間ベクトル図を示す。
【００２４】
図２４に示すフルブリッジインバータ回路の上アームスイッチ素子が２個、下アームスイッチ素子が１個オンするモードとしては、（Ｑ１，Ｑ３，Ｑ６）がオンのベクトルＡと、（Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５）がオンのベクトルＢと、（Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５）がオンのベクトルＣを選ぶことができる。このときインバータ回路が出力できる空間ベクトルＶｉｎｖは、次の（４）〜（１１）式より図１０（ａ）に示す三角形の範囲となる（網掛け部参照）。なお、例えば、ベクトルＡ（＋，＋，−）はＶｕ＝ＶＰ（＋１），Ｖｖ＝ＶＰ（＋１），Ｖｗ＝ＶＮ（−１）であることを示す。
【００２５】
Ｖｉｎｖ・Ｔ＝Ｖａ・Ｔ１１＋Ｖｂ・Ｔ１２＋Ｖｃ・Ｔ１３ …（４）
Ｖｉｎｖ＝（Ｘｉｎｖ，Ｙｉｎｖ） …（５）
Ｖａ＝（１，０） …（６）
Ｖｂ＝（−１／２，√３／２） …（７）
Ｖｃ＝（−１／２，−√３／２） …（８）
Ｘｉｎｖ＝Ｔ１１−１／２・Ｔ１２−１／２・Ｔ１３ …（９）
Ｙｉｎｖ＝√３／２・Ｔ１２−√３／２・Ｔ１３ …（１０）
Ｔ＝Ｔ１１＋Ｔ１２＋Ｔ１３ …（１１）
Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ：図１０の点Ａ，点Ｂ，点Ｃのベクトル
Ｔ：スイッチング周期
Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３：スイッチング周期の中の時間
【００２６】
以上のように運転することで、下記（１２）〜（１４）式に示すように、中性点電位変動は１／６Ｅｄに固定される。図１１にこのときの動作波形を示す。図中の期間Ａ〜ＣがベクトルＡ〜Ｃを出力している期間を示す。このように運転することで、コモンモード電圧変動によるノイズ電流は発生しない。
ベクトルＡ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ）／３＝１／６Ｅｄ …（１２）
ベクトルＢ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ）／３＝１／６Ｅｄ …（１３）
ベクトルＣ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ）／３＝１／６Ｅｄ …（１４）
ただし、ここではモータ中性点電位をＶｍｃとして示している。
【００２７】
同様に、図２４に示すフルブリッジインバータ回路の上アームスイッチ素子が１個、下アームスイッチ素子が２個オンするモードとしては、（Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５）がオンのベクトルＤと、（Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６）がオンのベクトルＥと、（Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６）がオンのベクトルＦを選ぶことができる。このときインバータ回路が出力できる空間ベクトルＶｉｎｖは、図１０（ｂ）に示す三角形の範囲となる（網掛け部参照）。ベクトルＤ〜Ｆは次の（１５）〜（１７）式より、−１／６Ｅｄに固定され、コモンモード電圧変動によるノイズ電流は発生しない。
【００２８】
ベクトルＤ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ）／３＝−１／６Ｅｄ …（１５）
ベクトルＥ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ）／３＝−１／６Ｅｄ …（１６）
ベクトルＦ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ）／３＝−１／６Ｅｄ …（１７）
【００２９】
以上のようにすれば、図１１に示す如くコモンモード電圧を発生しないように運転できるが、図１０に示すように出力できる電圧ピーク値が１／２Ｅｄに低下する。そこで、ダイオード整流器をスイッチング素子からなるＰＷＭ整流器とし、これをインバータの場合と同様に運転する。すると、ＰＷＭ整流器の出力できる電圧範囲は、図１０の場合と同様に図１２に示す円の電圧ピーク値が１／２Ｅｄとなる。このとき、直流中間電圧は昇圧チョッパの原理から、次の（１８）式で示すように、入力電圧ピークＶｉｐの２倍の電圧となる。
Ｅｄ＝Ｖｉｐ×１／（１−１／２）＝２・Ｖｉｐ …（１８）
したがって、図１０のようにインバータ電圧のピーク値が直流電圧の１／２になっても、ＰＷＭ整流器の出力電圧を入力電圧ピーク値の２倍にできるため、出力電圧を入力電圧と同等にすることができる。
【００３０】
なお、上記の各方法で動作させると、漏れ電流は発生しないようになるが、モータの制御性能が低下することになる。そこで、上記の各方法を組み合わせ、インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンしての運転と、インバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンしての運転とを、出力電圧１周期の間に切り換えて行なうと、ノイズを低減しつつ、モータの制御性能の低下を防ぐことができる。
【００３１】
ところで、図２４に示すシステムにおけるダイオード整流器２の入力電圧，相電流波形は、例えば図２７のように特に電流波形には多くの高調波が含まれるため、入力電流高調波を低減する目的で、ダイオード整流器の代わりにリアクトル，コンデンサ，ダイオードとスイッチ素子を用いたさまざまなコンバータ回路が用いられることがある。その例としてＰＷＭ整流器があり、その例を図２８に示す（かかる構成は、例えば特開平０５−３４４７３６号公報の図１に開示されている）。
図２８に示すものは、ダイオード整流器の代わりにリアクトル５とスイッチ素子Ｑ７〜Ｑ１２からなるコンバータ回路２ａを用い、スイッチ素子Ｑ７〜Ｑ１２を適宜にオン・オフ制御することで、入力電流波形を正弦波に近づけながら、所望の出力電圧を得るものである。
【００３２】
図２９に図２８におけるコモンモードの等価回路を示す。図２９は、コンバータ回路２ａのスイッチ素子による電位変動を基とするノイズ源１と、インバータ回路３のスイッチ素子による電位変動を基とするノイズ源２とが存在し、これらのノイズ源により配線およびモータの浮遊容量が充放電され、この充放電電流がノイズ電流となることを示している。
図３０にコンバータ回路での電位変動、インバータ回路での電位変動、および電位変動に伴うノイズ電流波形等の例を示す。この図は、スイッチ素子からなるコンバータ回路を用いたことで、スイッチ素子が増加するだけでなく、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動により発生するノイズが増加することを示している。
【００３３】
よって、ＰＷＭ整流器とすることで、入力電流高調波を低減させ、出力電圧範囲を拡大させることができるが、漏れ電流は一般的には増加することになる。そこで、ＰＷＭ整流器側の出力電圧変動の総和とインバータ側の出力電圧変動の総和とを加えて零になるように、同期して運転することを考える。
例えば、インバータ出力電圧変動の総和を１／２Ｅｄとするときには、ＰＷＭ整流器出力電圧変動の総和を−１／２Ｅｄになるように同期して運転すれば、図２９に示すコモンモード等価回路のノイズ源１とノイズ源２が相殺されて、ノイズ電流を全く流さないようにすることができる。
【００３４】
図１３に、ＰＷＭ整流器を用いた場合に漏れ電流が増加する問題に対処し得る別の実施の形態を示す。
これは、コンバータ回路２ａの出力には平滑用のコンデンサＣ１を、平滑用コンデンサＣ１の出力には昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路８を、回路８の出力には平滑用のコンデンサＣ２を、平滑用コンデンサＣ２の出力にはインバータ回路３をそれぞれ接続して構成したもである。つまり、コンバータ回路２ａとインバータ回路３との間に、平滑用コンデンサＣ１，Ｃ２を挟んで昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路８を接続した点が特徴である。
【００３５】
図１３のように構成し、インバータ回路３の入力部の電圧値を回路８により変更することで、インバータ回路３のスイッチング動作を任意に変更させたとしても、コンバータ回路２ａのスイッチング動作に同期，連動させることが可能となる。その結果、コンバータ回路２ａでのスイッチング動作による電位変動と、インバータ回路３でのスイッチング動作による電位変動とを極力相殺するように、スイッチングパターンを形成することができるので、スイッチング動作による電位変動に伴って発生する高調波ノイズを低減することが可能となる。
【００３６】
図１４に図１３の具体例を示す。
これは、コンバータ回路２ａとして、リアクトル５とスイッチ素子Ｑ７〜Ｑ１２からなるものを用い、コンバータ回路２ａとインバータ回路３との間には、平滑用コンデンサＣ１，Ｃ２を挟んでスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１，Ｄ２からなる昇降圧回路８ａを接続した例である。
このような構成では、スイッチ素子Ｓ１のオン・オフ制御により、平滑用コンデンサＣ２の電圧値を、平滑用コンデンサＣ１の電圧値よりも低い値の範囲で任意に調整できるだけでなく、スイッチ素子Ｓ２のオン・オフ制御により、平滑用コンデンサＣ２の電圧値を、平滑用コンデンサＣ１の電圧値よりも高い値の範囲で任意に調整することができる。
【００３７】
上記のようにすることで、インバータ回路３のスイッチ素子のスイッチングパターンを、コンバータ回路２ａのスイッチ素子による電位変動を打ち消すように形成することができる。例えば、インバータの出力周波数が電源周波数と一致している場合には、昇降圧回路８ａで平滑用コンデンサＣ２の電圧値を調整することにより、例えば図１５に示すように、Ｒ相のスイッチングパターンとＵ相のスイッチングパターン、Ｓ相のスイッチングパターンとＶ相のスイッチングパターン、Ｔ相のスイッチングパターンとＷ相のスイッチングパターンをそれぞれ一致させることによって、コンバータ回路での電位変動とインバータ回路での電位変動が一致し、相殺される形となるので、コンバータ回路とインバータ回路の電位変動は、平滑用コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧差分の変動となり、ノイズ電流は大幅に低減できることになる。
【００３８】
また、インバータの出力周波数が電源周波数と一致しない場合は、図１６のようにインバータ回路における出力値が一番大きい相のスイッチングパターンのみを、コンバータ回路のスイッチングパターンと一致させることによって、電位変動の一部が相殺される形となり、ノイズ電流が低減される。
いずれにしても、インバータ回路の入力部の電圧値を調整することによって、コンバータ回路のスイッチングパターンとインバータ回路のスイッチングパターンの一部、または全てを一致させることができるので、スイッチ素子の電位変動に伴う高調波ノイズを低減することが可能となる。
【００３９】
これまでは２レベルインバータを用いたが、上述のような中性点電位変動は３レベルインバータにより低減できることが知られている。図３１に３レベルインバータを用いた例を示す。
図３１の３レベルインバータ回路３ａのスイッチＱ１〜Ｑ４において、スイッチＱ１，Ｑ２をオンするとＶｕ＝ＶＰとなり、スイッチＱ２，Ｑ３をオンするとＶｕ＝Ｖ０となり、スイッチＱ３，Ｑ４をオンするとＶｕ＝ＶＮとなる。Ｖｖ，Ｖｗについても同様で、各スイッチの動作状態と出力電圧との関係を表２に、また、中性点電位Ｖｍｃの波形例を図３２に示す。なお、詳細が必要ならば、例えば特開平０５−２２７７９６号公報を参照されたい。
【００４０】
【表２】
【００４１】
これらのことから、３レベルインバータでは図２４に示す２レベルインバータでは出力できなかった中間電位Ｖ０が出力できることなり、モータ中性点電位変動が２レベルインバータの１／３から１／６となる。その結果、漏れ電流によるノイズが低減され、ブレーカや周辺機器の誤動作も低減できる。
しかし、図３２からも明らかなように、モータ中性点電位が搬送波の１周期当たり１２回変動し、これに基づきノイズが発生することになる。
【００４２】
図１７はこの発明の他の実施の形態を説明するための説明図で、３レベルインバータのスイッチングパターンを工夫することで、モータ中性点の電位変動を抑制するものである。
図１７のベクトル図は、図３１に示す３レベルインバータの、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２のスイッチング動作によって取り得る電圧ベクトルの範囲を示している。太枠で示した最大の六角形の内側のベクトルであれば、スイッチングパターンの組み合わせによって任意に出力できる。また、六角形内部を２４領域に均等に分割している正三角形の各頂点は、３相出力の１つのスイッチングパターンで出力することができる電圧ベクトルを示す。
【００４３】
表３に、３レベルインバータの３相出力電圧とモータ中性点電位との関係を示す。３相出力電位とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２のスイッチング状態との関係は先の表２を参照されたい。表３より、３相出力電圧の出力パターンは２７個あり、それぞれのパターンにおいて、モータ中性点電位は０，±Ｅｄ／６，±Ｅｄ／３，±Ｅｄ／２のいずれかの値となる。
【００４４】
【表３】
【００４５】
ここで、表３でモータ中性点電位が０となる７つのパターンに着目する。この７つのパターンは、図１７の「●」印の電圧ベクトルに相当し、これらの７つのパターンを組み合わせることによって、「●」印を頂点とする点線で示した六角形内部の電圧ベクトルは全て出すことができる。よって、「●」印を頂点とする六角形内部の出力指令値に対しては、モータ中性点電位を変動させずに出力できることになる。
【００４６】
しかし、上記の六角形内部のベクトルだけでは、出力できる電圧値が限定されてしまうので、上記の六角形の外部で出力可能な範囲についても同様にモータ中性点電位変動を極力抑えることを考えると、図１７の▲１▼〜▲５▼の５つの領域に分けることができる。
▲１▼の領域は上述のモータ中性点電位が零で、変動も零となる領域であり、▲２▼の領域はモータ中性点電位が＋Ｅｄ／６で、変動が零となる領域であり、▲３▼の領域はモータ中性点電位が−Ｅｄ／６で、変動が零となる領域である。▲４▼の領域はモータ中性点電位が零と＋Ｅｄ／６とを組み合わせる。よって、電位変動は制御周期内に±Ｅｄ／６で最低１回ずつ変化させる必要がある。また、▲５▼の領域はモータ中性点電位が零と−Ｅｄ／６とを組み合わせる。よって、電位変動は制御周期内に±Ｅｄ／６で最低１回ずつ変化させる必要がある。
【００４７】
表４に、図１７に示す各領域でのモータ中性点電位と電位変動との関係を示す。
以上のように、任意の出力指令値に対して、各領域ごとに使用するスイッチングパターンを限定することで、モータ中性点電位変動を極力抑えることができる。この考え方を基に、モータ制御性能との兼ね合いも考慮し最終的にスイッチングパターンを決定することで、従来よりもモータ中性点電位変動が大幅に抑えられ、その結果漏れ電流を低減できるだけでなく、モータ中性点電位変動に起因するモータの劣化も改善できる。
【００４８】
【表４】
【００４９】
図１８は図１７の変形例を説明するための説明図で、３レベルインバータで出力可能な電圧ベクトルの領域をＡ，Ｂ，Ｃの３つに分け、その領域ごとにスイッチングパターンを限定したものである。すなわち、図１７の領域▲１▼を領域Ａ、領域▲２▼，▲４▼を合わせて領域Ｂ、領域▲３▼，▲５▼を合わせて領域Ｃとしている。これによれば、図１７場合と比べて中性点電位変動回数は増加するが、その分、トータルのスイッチング回数を低減できるので、損失を低減できる利点がある。中性点電位変動回数が増加する分漏れ電流も増加するが、従来のものに比べれば大幅な低減が可能である。図１８の場合の、各領域でのモータ中性点電位と電位変動との関係を表５に示す。
【００５０】
【表５】
【００５１】
図１９は整流回路にコンデンサ電圧調整機能を持たせた例である。
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２ｂに、直流中間のコンデンサ直列接続回路の各コンデンサ電圧を調整する機能を持たせたものである。
すなわち、３レベルインバータでは、パルスパターンにより、直流中間部のコンデンサ直列接続回路のコンデンサ電圧が変動してしまう。コンデンサ電圧が変動すると、各スイッチング素子にかかる電圧が変化し、最悪の場合、各スイッチング素子に２倍の電圧が定常的に印加されることとなり、素子が破壊する可能性がある。
【００５２】
素子の破壊を回避するためには、スイッチング素子に耐圧が大きいものを使用する必要が生じたりする。また、コンデンサ電圧の変動で出力電圧の精度が悪くなり、モータ制御性能に悪影響を与える。このことから、３レベルインバータでは、コンデンサ電圧の変動を抑制するようなスイッチングパターンを選定する必要が生じたりしている。
そこで、図１９のように、直流中間のコンデンサ直列接続回路の各コンデンサ電圧の制御を整流回路２ｂで実施することにより、インバータのパルスパターンの選定によるコンデンサ電圧の変動抑制制御が不要となり、余分の中性点電位変動をなくすことができ、漏れ電流を低減することが可能となる。
【００５３】
図２０に図１９の整流回路の具体例を示す。
この整流回路２ｂは、ダイオードＤ５１〜Ｄ５８およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４より構成される。
ここで、入力部のＲ端子の方がＳ端子よりも電位が高い場合には、スイッチング素子Ｑ１３をオンすることにより、ダイオードＤ５１→スイッチング素子Ｑ１３→ダイオードＤ５６→リアクトルＬ１→コンデンサＣ１の経路で、コンデンサＣ１の電圧を調整することが可能である。
【００５４】
逆に、Ｒ端子の方がＳ端子よりも電位が低い場合には、スイッチング素子Ｑ１３をオンすることにより、コンデンサＣ２→リアクトルＬ２→ダイオードＤ５５→スイッチング素子Ｑ１３→ダイオードＤ５２の経路で、コンデンサＣ２の電圧を調整することが可能である。また、Ｓ端子とＴ端子においても同様にＳ端子の方がＴ端子よりも電位が高い場合には、コンデンサＣ２の電圧を調整することが可能であり、Ｓ端子の方がＴ端子よりも電位が低い場合には、コンデンサＣ１の電圧を調整することが可能である。
なお、図１９，図２０の回路を用いて図１７または図１８に示すスイッチングパターンを選択すれば、コンデンサ電圧変動を抑制するためのスイッチングパターンを使用せずに済み、モータの中性点電位変動がより少なくなるスイッチングパターンを選択でき、結果的に漏れ電流を大幅に低減することが可能となる。
【００５５】
図２１に整流回路の別の例を示す。
これは、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２ｃに、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げられる機能を持たせたものである。
図２２にベクトルＡとして示すように、モータ駆動に必要な出力電圧ベクトルが描く軌跡である円１に対して、モータ中性点電位が零となるスイッチングパターンのみを使用した場合、出力可能な電圧ベクトルはベクトルＡの▲１▼の領域となり、モータ駆動に必要な電圧ベクトルのすべては出力できない。そこで、直流中間電圧値を上げることで、図２２のベクトルＢのように出力可能な電圧ベクトルの範囲を拡大し、モータ駆動に必要な電圧ベクトルのすべてを、モータの中性点電位変動が零となるスイッチングパターンのみで出力できるようにするものである。
【００５６】
図２３に図２１の具体例を示す。
この整流回路２ｃは、ダイオード整流器の出力に昇圧チョッパ回路を接続して構成される。したがって、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑをオン，オフさせることにより、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げることができる。
なお、図２０に示すものは倍電圧整流回路構成となっているので、図２０でも直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げることが可能である。よって、図２０の回路は直流中間コンデンサ電圧の調整機能と、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げる機能との両方の機能を備えていることになり、モータの中性点電位変動が低減するスイッチングパターンの選定が容易になる。
【００５７】
【発明の効果】
請求項１〜４の発明によれば、簡単な回路構成でモータ中性点電位変動を低減でき、漏れ電流が低減できるため、低価格化，小形化が可能となる。
請求項５，６の発明によれば、コンバータ回路を構成するスイッチ素子と、インバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作を、高周波ノイズ低減のために同期または連動できるためフィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
請求項７の発明によれば、インバータの出力電圧の中性点電位変動をなくすことができるため、コモンモードのノイズ電流が流れず、フィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
請求項８，９の発明によれば、インバータの出力電圧の低下をＰＷＭ整流器の昇圧動作で補償できるため、入力電圧を同じ値まで出力できる。インバータとＰＷＭ整流器の出力電圧の中性点電位変動をなくすことができるため、コモンモードのノイズ電流が流れず、フィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
請求項１０〜１４の発明によれば、スイッチ素子のパルスパターンを工夫することでモータ中性点電位変動を低減でき、漏れ電流が低減できるため、信頼性の高いシステムが構築できる。また、フィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図
【図２】図１の漏れ電流経路の簡易等価回路図
【図３】モータの中性点電位波形図（その１）
【図４】モータの中性点電位波形図（その２）
【図５】図１の第１の具体例を示す構成図
【図６】図１の第２の具体例を示す構成図
【図７】図１の第３の具体例を示す構成図
【図８】モータの中性点電位波形図（その３）
【図９】図１の第４の具体例を示す構成図
【図１０】この発明の第２の実施の形態を説明する説明図
【図１１】電位変動波形図
【図１２】ＰＷＭ整流器の出力電圧ベクトル図
【図１３】この発明の第３の実施の形態を示す構成図
【図１４】図１３の具体例を示す構成図
【図１５】図１４における電位変動波形，ノイズ波形例図（その１）
【図１６】図１４における電位変動波形，ノイズ波形例図（その２）
【図１７】この発明の第４の実施の形態を説明する説明図
【図１８】図１７の第１変形例の説明図
【図１９】整流回路にコンデンサ電圧調整機能を持たせた場合の構成図
【図２０】図１９の整流回路例を示す回路図
【図２１】整流回路に直流中間電圧の昇圧機能を持たせた場合の構成図
【図２２】図２１の動作説明図
【図２３】図２１の整流回路の具体的回路図
【図２４】従来の誘導電動機駆動システム構成図
【図２５】図２４でのモータ中性点電位波形例図
【図２６】フィルタ回路図
【図２７】図２４のダイオード整流器の入力相電圧，相電流波形図
【図２８】コンバータ回路を用いた誘導電動機駆動システム構成図
【図２９】図２８のコモンモード時の等価回路図
【図３０】図２８における電位変動波形，ノイズ波形例図
【図３１】３レベルインバータの従来例を示す構成図
【図３２】図３１でのモータ中性点電位波形例図
【符号の説明】１…交流電源、２…ダイオード整流器、２ａ，２ｂ，２ｃ…整流回路、３…インバータ回路、３ａ…３レベルインバータ回路、４…モータ、５…リアクトル、６…３相一括短絡回路、７…電位固定回路、７ａ…電力授受機能付き電位固定回路、８…昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路、８ａ…昇降圧回路、Ｑ１〜Ｑ１４，Ｓ１〜Ｓ３…スイッチ素子、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ５１〜Ｄ５８…ダイオード、Ｃ０〜Ｃ２…コンデンサ。
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータ装置等のスイッチング素子を含む電力変換装置のノイズ低減技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２４に３相誘導電動機を３相インバータにより制御する誘導電動機駆動システムの従来例（例えば、特許文献１参照）を示す。
【０００３】
図２４では、交流電源１にダイオード整流器２の入力が、整流器２の出力にコンデンサＣ０が、コンデンサＣ０には半導体スイッチＱ１〜Ｑ６で構成された３相インバータ回路３が、３相インバータ回路３の出力にはモータ４がそれぞれ接続されている。
３相インバータ回路３のスイッチＱ１〜Ｑ６は、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたＰＷＭパルスによりオン・オフ制御される。モータ４は、３相インバータ回路３の出力電圧で駆動される。ここで、３相インバータ回路３の各相の出力電位をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、モータ中性点電位をＶｍｃとすると、モータ中性点電位Ｖｍｃは次の（１）式のように表わされる。
Ｖｍｃ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３ …（１）
【０００４】
図２５に正弦波−三角波比較方式でＰＷＭ（パルス幅変調）制御した場合の、モータ中性点電位Ｖｍｃの波形例を示す。
図示のように、モータ中性点電位Ｖｍｃは、３相インバータ回路３のスイッチＱ１〜Ｑ６のスイッチング動作に伴って、直流中間電圧Ｅｄの１／３ずつ変化することが分かる。例えば、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオンするモードではＶｍｃ＝ＶＰとなり、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６がオンするモードではＶｍｃ＝ＶＮとなる。このモータ中性点電位変動によって、図２４に示すモータ４と接地Ｇとの間に浮遊する静電容量Ｃが充放電し、その充放電電流が漏れ電流（ｉＧ）となって流れる。この漏れ電流はノイズとして、ブレーカの誤動作を引き起こしたり、周辺機器の誤動作を引き起こす原因となる。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−２４７８３６号公報（第３頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ノイズを低減するためには、例えば図２６に示すような、リアクトルとコンデンサからなるフィルタを用いることになるが、ノイズ発生量が増加すればその分フィルタの性能を向上させる必要があり、その結果、装置が大型化し高価となる。
したがって、この発明の課題は、ノイズを抑制し装置の小形化，低コスト化を図ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ回路の出力部に出力の複数相またはすべての相を短絡する出力短絡回路と、この出力短絡回路の電位を固定する電位固定回路とを設けたことを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記出力短絡回路を複数個のダイオードと１つのスイッチング素子で構成することができる（請求項２の発明）。
上記請求項１または２の発明においては、前記電位固定回路を複数の電位点から１つを選択可能な構成とすることができる（請求項３の発明）。
請求項１ないし３のいずれかの発明においては、前記電位固定回路を、前記インバータ回路の出力部と直流中間部との間で電力授受が可能な構成とすることができる（請求項４の発明）。
【０００８】
請求項５の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、
前記整流回路を少なくとも１つのスイッチ素子を有するコンバータ回路とするとともに、前記平滑回路とインバータ回路との間に昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路を接続することを特徴とする。
この請求項５の発明においては、前記コンバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和と、前記インバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和とが一致するようにスイッチングさせることができる（請求項６の発明）。
【０００９】
請求項７の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ回路をスイッチ素子によるフルブリッジ構成とし、上アーム素子の２個と下アーム素子の１個、または上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンするスイッチングパターンのみで運転することを特徴とする。
この請求項７の発明においては、前記整流回路をスイッチ素子によるフルブリッジ構成のＰＷＭ整流回路とし、前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するか、またはインバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転することができ（請求項８の発明）、または前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンしての運転と、インバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンしての運転とを、出力電圧１周期の間に切り換えて行なうことができる（請求項の９）。
【００１０】
請求項１０の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側にコンデンサを直列接続してなる平滑回路と、スイッチ素子によって平滑回路の正極電位と負極電位とコンデンサ接続点の中間電位とを任意に出力可能な３レベルインバータ回路または３レベル以上のマルチレベルインバータ回路とから構成される電力変換装置において、
任意の出力指令値に対して、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が変動しないスイッチングパターンを優先させて制御することを特徴とする。
上記請求項１１の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側にコンデンサを直列接続してなる平滑回路と、スイッチ素子によって平滑回路の正極電位と負極電位とコンデンサ接続点の中間電位とを任意に出力可能な３レベルインバータ回路または３レベル以上のマルチレベルインバータ回路とから構成される電力変換装置において、
低出力電圧範囲では、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が零となるスイッチングパターンで優先して制御し、
出力端子の電位変動の総和が零となるスイッチングパターンのみでは出力できない高出力電圧範囲では、
出力指令値に応じて、出力端子の電位変動の総和が前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がプラスとなるスイッチングパターンのみ、
または、出力端子の電位変動の総和が前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がマイナスとなるスイッチングパターンのみ、
もしくは、出力端子の電位変動の総和が零、または前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がプラスとなるスイッチングパターンとの組み合わせ、
或いは、出力端子の電位変動の総和が零、または前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がマイナスとなるスイッチングパターンとの組み合わせ、のいずれかのスイッチングパターンで制御することを特徴とする。
【００１１】
上記請求項１０または１１の発明においては、前記整流回路に、前記平滑回路を構成するコンデンサの電圧値を調整する機能を持たせることができ（請求項１２の発明）、この請求項１２の発明においては、任意の出力指令値に対して、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が可能な限り変動しないスイッチングパターンを形成することができる（請求項１３の発明）。
請求項１０または１１の発明においては、前記整流回路の出力電圧を、入力線間電圧のピーク値以上に出力し得る構成とすることができる（請求項１４の発明）。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、図２４に示したシステムに対し、３相一括短絡回路６とこの回路６の電位を固定する電位固定回路７を付加して構成される。
その回路の動作について説明する。図２４で正弦波−三角波比較方式のＰＷＭ制御を行なった場合のモータ中性点電位は図２５に示すように、１回のスイッチング毎に直流中間電圧Ｅｄの１／３ずつ変化することになる。漏れ電流は、この中性点電位変動によるモータ浮遊容量の充放電電流であり、モータ中性点の電位変動をＥ［Ｖ］、漏れ電流経路のインダクタンスをＬ［Ｈ］、抵抗分をＲ［Ω］、モータの浮遊容量をＣ［Ｆ］とおくと、図２の簡易等価回路より求められる。
漏れ電流ｉ（ｔ）は、次の数１の（２）式のように表わせる。
【００１３】
【数１】
ここで、ζ２≪１とおくと、上式（２）は次の数２の（３）式のようになる。
【数２】
よって、漏れ電流波形のピーク値は、Ｅ／Ｚ０で近似できる。これより、漏れ電流を低減するためには、モータ中性点の電位変動Ｅ［Ｖ］を低減すればよいことが分かる。
ここで、モータ中性点の電位変動Ｅ［Ｖ］を低減するために、図１に示す３相インバータ回路３のスイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５をオンするモード、すなわち出力線間電圧がゼロとなる期間において、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５をオンする代わりに３相一括短絡回路６により、インバータ出力の３相を短絡する。そして、短絡点の電位を固定するために、電位固定回路７の固定点と短絡点を接続する。例えば、電位固定点を直流中間電圧の中点とすると、インバータの出力は直流中間電圧の中点に固定される。
【００１６】
同様に、出力線間電圧がゼロとなる期間である、図１に示す３相インバータ回路３のスイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６をオンするモードにおいて、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６をオンする代わりに３相一括短絡回路６により、インバータ出力の３相を短絡し、その短絡点を電位固定回路７の固定点と接続すれば、インバータの出力は電位固定回路７の固定電位となる。
【００１７】
以上のように動作させた場合、電位固定点を直流中間電圧の中点とすると、モータ中性点電位は図３のようになり、中性点電位変動が直流中間電圧Ｅｄの１／６となる部分が存在し、図２５の半分となる。また、任意に３相一括短絡回路６を動作させることにより、モータ中性点電位変動を図４のように、すべて直流中間電圧Ｅｄの１／６にすることができる。
【００１８】
図５に３相一括短絡回路と電位固定回路の具体例を示す。
すなわち、３相一括短絡回路６としてダイオード６個と１個のスイッチング素子Ｓ１とを組み合わせ、スイッチング素子Ｓ１をオンすることにより、インバータ出力を３相一括で短絡し得るようにしている。また、電位固定回路７としては、抵抗分圧回路を用いている。この場合、電位を固定するのが目的であるので、抵抗としては高抵抗のものが適している。
【００１９】
図６は図５の第１変形例で、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の間に３相一括短絡回路６を接続して対称形としているが、機能的には図５と同じである。
図７は図５の第２変形例で、電位固定回路７を抵抗Ｒ１，Ｒ２に加え、電位固定点の電位を変更可能とするために、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と抵抗Ｒ３，Ｒ４を追加して構成される。これにより、電位固定点の電位はスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の状態により、表１のような値を選択できることになる。
【００２０】
【表１】
したがって、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５をオンする代わりに３相一括短絡回路６と電位固定回路７のスイッチＳ１，Ｓ２をオンすることにより、インバータ出力を直流中間電圧Ｅｄの２／３に固定することができる。また、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６をオンする代わりに３相一括短絡回路６と電位固定回路７のスイッチＳ１，Ｓ３をオンすることにより、インバータ出力を直流中間電圧Ｅｄの１／３に固定できる。その結果、モータ中性点電位は図８のようになって電位変動回数が低減でき、漏れ電流の実効値を低減できる。
【００２２】
図９は図５の第３変形例で、電位固定回路８を電力の授受ができるようにコンデンサＣ１，Ｃ２とダイオードＤ１，Ｄ２で構成したもので、これによりインバータ出力部と直流中間部との間で電力の授受が可能となる。なお、コンデンサＣ０の代わりにコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続回路とすることで、分圧抵抗を減らすようにしている。これは、図５の例にも適用可能である。
【００２３】
ところで、図２４のようなシステムでは、インバータの中性点電位変動がコモンモード電流（ノイズ電流）を流すことになり、その電位Ｖｍｃは（１）式に示すように３相インバータの各出力電圧の和を１／３倍した値として与えられることを示した。したがって、３相インバータ回路の上アーム素子２個下アーム素子１個、または上アーム素子１個下アーム素子２個をオンするスイッチングパターンのみで運転すれば、中性点電位変動を１／６Ｅｄ，−１／６Ｅｄ（Ｅｄ：直流中間電圧）に固定でき、コモンモードのノイズ電流が流れなくなる。
図１０はこのような観点に基づく別の実施の形態を説明するための説明図で、上記の如きスイッチングパターンのみで運転した場合の空間ベクトル図を示す。
【００２４】
図２４に示すフルブリッジインバータ回路の上アームスイッチ素子が２個、下アームスイッチ素子が１個オンするモードとしては、（Ｑ１，Ｑ３，Ｑ６）がオンのベクトルＡと、（Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５）がオンのベクトルＢと、（Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５）がオンのベクトルＣを選ぶことができる。このときインバータ回路が出力できる空間ベクトルＶｉｎｖは、次の（４）〜（１１）式より図１０（ａ）に示す三角形の範囲となる（網掛け部参照）。なお、例えば、ベクトルＡ（＋，＋，−）はＶｕ＝ＶＰ（＋１），Ｖｖ＝ＶＰ（＋１），Ｖｗ＝ＶＮ（−１）であることを示す。
【００２５】
Ｖｉｎｖ・Ｔ＝Ｖａ・Ｔ１１＋Ｖｂ・Ｔ１２＋Ｖｃ・Ｔ１３ …（４）
Ｖｉｎｖ＝（Ｘｉｎｖ，Ｙｉｎｖ） …（５）
Ｖａ＝（１，０） …（６）
Ｖｂ＝（−１／２，√３／２） …（７）
Ｖｃ＝（−１／２，−√３／２） …（８）
Ｘｉｎｖ＝Ｔ１１−１／２・Ｔ１２−１／２・Ｔ１３ …（９）
Ｙｉｎｖ＝√３／２・Ｔ１２−√３／２・Ｔ１３ …（１０）
Ｔ＝Ｔ１１＋Ｔ１２＋Ｔ１３ …（１１）
Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ：図１０の点Ａ，点Ｂ，点Ｃのベクトル
Ｔ：スイッチング周期
Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３：スイッチング周期の中の時間
【００２６】
以上のように運転することで、下記（１２）〜（１４）式に示すように、中性点電位変動は１／６Ｅｄに固定される。図１１にこのときの動作波形を示す。図中の期間Ａ〜ＣがベクトルＡ〜Ｃを出力している期間を示す。このように運転することで、コモンモード電圧変動によるノイズ電流は発生しない。
ベクトルＡ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ）／３＝１／６Ｅｄ …（１２）
ベクトルＢ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ）／３＝１／６Ｅｄ …（１３）
ベクトルＣ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ）／３＝１／６Ｅｄ …（１４）
ただし、ここではモータ中性点電位をＶｍｃとして示している。
【００２７】
同様に、図２４に示すフルブリッジインバータ回路の上アームスイッチ素子が１個、下アームスイッチ素子が２個オンするモードとしては、（Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５）がオンのベクトルＤと、（Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６）がオンのベクトルＥと、（Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６）がオンのベクトルＦを選ぶことができる。このときインバータ回路が出力できる空間ベクトルＶｉｎｖは、図１０（ｂ）に示す三角形の範囲となる（網掛け部参照）。ベクトルＤ〜Ｆは次の（１５）〜（１７）式より、−１／６Ｅｄに固定され、コモンモード電圧変動によるノイズ電流は発生しない。
【００２８】
ベクトルＤ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ）／３＝−１／６Ｅｄ …（１５）
ベクトルＥ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−１／２Ｅｄ＋１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ）／３＝−１／６Ｅｄ …（１６）
ベクトルＦ出力時：Ｖｍｃ＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ−１／２Ｅｄ）／３＝−１／６Ｅｄ …（１７）
【００２９】
以上のようにすれば、図１１に示す如くコモンモード電圧を発生しないように運転できるが、図１０に示すように出力できる電圧ピーク値が１／２Ｅｄに低下する。そこで、ダイオード整流器をスイッチング素子からなるＰＷＭ整流器とし、これをインバータの場合と同様に運転する。すると、ＰＷＭ整流器の出力できる電圧範囲は、図１０の場合と同様に図１２に示す円の電圧ピーク値が１／２Ｅｄとなる。このとき、直流中間電圧は昇圧チョッパの原理から、次の（１８）式で示すように、入力電圧ピークＶｉｐの２倍の電圧となる。
Ｅｄ＝Ｖｉｐ×１／（１−１／２）＝２・Ｖｉｐ …（１８）
したがって、図１０のようにインバータ電圧のピーク値が直流電圧の１／２になっても、ＰＷＭ整流器の出力電圧を入力電圧ピーク値の２倍にできるため、出力電圧を入力電圧と同等にすることができる。
【００３０】
なお、上記の各方法で動作させると、漏れ電流は発生しないようになるが、モータの制御性能が低下することになる。そこで、上記の各方法を組み合わせ、インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンしての運転と、インバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンしての運転とを、出力電圧１周期の間に切り換えて行なうと、ノイズを低減しつつ、モータの制御性能の低下を防ぐことができる。
【００３１】
ところで、図２４に示すシステムにおけるダイオード整流器２の入力電圧，相電流波形は、例えば図２７のように特に電流波形には多くの高調波が含まれるため、入力電流高調波を低減する目的で、ダイオード整流器の代わりにリアクトル，コンデンサ，ダイオードとスイッチ素子を用いたさまざまなコンバータ回路が用いられることがある。その例としてＰＷＭ整流器があり、その例を図２８に示す（かかる構成は、例えば特開平０５−３４４７３６号公報の図１に開示されている）。
図２８に示すものは、ダイオード整流器の代わりにリアクトル５とスイッチ素子Ｑ７〜Ｑ１２からなるコンバータ回路２ａを用い、スイッチ素子Ｑ７〜Ｑ１２を適宜にオン・オフ制御することで、入力電流波形を正弦波に近づけながら、所望の出力電圧を得るものである。
【００３２】
図２９に図２８におけるコモンモードの等価回路を示す。図２９は、コンバータ回路２ａのスイッチ素子による電位変動を基とするノイズ源１と、インバータ回路３のスイッチ素子による電位変動を基とするノイズ源２とが存在し、これらのノイズ源により配線およびモータの浮遊容量が充放電され、この充放電電流がノイズ電流となることを示している。
図３０にコンバータ回路での電位変動、インバータ回路での電位変動、および電位変動に伴うノイズ電流波形等の例を示す。この図は、スイッチ素子からなるコンバータ回路を用いたことで、スイッチ素子が増加するだけでなく、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動により発生するノイズが増加することを示している。
【００３３】
よって、ＰＷＭ整流器とすることで、入力電流高調波を低減させ、出力電圧範囲を拡大させることができるが、漏れ電流は一般的には増加することになる。そこで、ＰＷＭ整流器側の出力電圧変動の総和とインバータ側の出力電圧変動の総和とを加えて零になるように、同期して運転することを考える。
例えば、インバータ出力電圧変動の総和を１／２Ｅｄとするときには、ＰＷＭ整流器出力電圧変動の総和を−１／２Ｅｄになるように同期して運転すれば、図２９に示すコモンモード等価回路のノイズ源１とノイズ源２が相殺されて、ノイズ電流を全く流さないようにすることができる。
【００３４】
図１３に、ＰＷＭ整流器を用いた場合に漏れ電流が増加する問題に対処し得る別の実施の形態を示す。
これは、コンバータ回路２ａの出力には平滑用のコンデンサＣ１を、平滑用コンデンサＣ１の出力には昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路８を、回路８の出力には平滑用のコンデンサＣ２を、平滑用コンデンサＣ２の出力にはインバータ回路３をそれぞれ接続して構成したもである。つまり、コンバータ回路２ａとインバータ回路３との間に、平滑用コンデンサＣ１，Ｃ２を挟んで昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路８を接続した点が特徴である。
【００３５】
図１３のように構成し、インバータ回路３の入力部の電圧値を回路８により変更することで、インバータ回路３のスイッチング動作を任意に変更させたとしても、コンバータ回路２ａのスイッチング動作に同期，連動させることが可能となる。その結果、コンバータ回路２ａでのスイッチング動作による電位変動と、インバータ回路３でのスイッチング動作による電位変動とを極力相殺するように、スイッチングパターンを形成することができるので、スイッチング動作による電位変動に伴って発生する高調波ノイズを低減することが可能となる。
【００３６】
図１４に図１３の具体例を示す。
これは、コンバータ回路２ａとして、リアクトル５とスイッチ素子Ｑ７〜Ｑ１２からなるものを用い、コンバータ回路２ａとインバータ回路３との間には、平滑用コンデンサＣ１，Ｃ２を挟んでスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１，Ｄ２からなる昇降圧回路８ａを接続した例である。
このような構成では、スイッチ素子Ｓ１のオン・オフ制御により、平滑用コンデンサＣ２の電圧値を、平滑用コンデンサＣ１の電圧値よりも低い値の範囲で任意に調整できるだけでなく、スイッチ素子Ｓ２のオン・オフ制御により、平滑用コンデンサＣ２の電圧値を、平滑用コンデンサＣ１の電圧値よりも高い値の範囲で任意に調整することができる。
【００３７】
上記のようにすることで、インバータ回路３のスイッチ素子のスイッチングパターンを、コンバータ回路２ａのスイッチ素子による電位変動を打ち消すように形成することができる。例えば、インバータの出力周波数が電源周波数と一致している場合には、昇降圧回路８ａで平滑用コンデンサＣ２の電圧値を調整することにより、例えば図１５に示すように、Ｒ相のスイッチングパターンとＵ相のスイッチングパターン、Ｓ相のスイッチングパターンとＶ相のスイッチングパターン、Ｔ相のスイッチングパターンとＷ相のスイッチングパターンをそれぞれ一致させることによって、コンバータ回路での電位変動とインバータ回路での電位変動が一致し、相殺される形となるので、コンバータ回路とインバータ回路の電位変動は、平滑用コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧差分の変動となり、ノイズ電流は大幅に低減できることになる。
【００３８】
また、インバータの出力周波数が電源周波数と一致しない場合は、図１６のようにインバータ回路における出力値が一番大きい相のスイッチングパターンのみを、コンバータ回路のスイッチングパターンと一致させることによって、電位変動の一部が相殺される形となり、ノイズ電流が低減される。
いずれにしても、インバータ回路の入力部の電圧値を調整することによって、コンバータ回路のスイッチングパターンとインバータ回路のスイッチングパターンの一部、または全てを一致させることができるので、スイッチ素子の電位変動に伴う高調波ノイズを低減することが可能となる。
【００３９】
これまでは２レベルインバータを用いたが、上述のような中性点電位変動は３レベルインバータにより低減できることが知られている。図３１に３レベルインバータを用いた例を示す。
図３１の３レベルインバータ回路３ａのスイッチＱ１〜Ｑ４において、スイッチＱ１，Ｑ２をオンするとＶｕ＝ＶＰとなり、スイッチＱ２，Ｑ３をオンするとＶｕ＝Ｖ０となり、スイッチＱ３，Ｑ４をオンするとＶｕ＝ＶＮとなる。Ｖｖ，Ｖｗについても同様で、各スイッチの動作状態と出力電圧との関係を表２に、また、中性点電位Ｖｍｃの波形例を図３２に示す。なお、詳細が必要ならば、例えば特開平０５−２２７７９６号公報を参照されたい。
【００４０】
【表２】
これらのことから、３レベルインバータでは図２４に示す２レベルインバータでは出力できなかった中間電位Ｖ０が出力できることなり、モータ中性点電位変動が２レベルインバータの１／３から１／６となる。その結果、漏れ電流によるノイズが低減され、ブレーカや周辺機器の誤動作も低減できる。
しかし、図３２からも明らかなように、モータ中性点電位が搬送波の１周期当たり１２回変動し、これに基づきノイズが発生することになる。
【００４２】
図１７はこの発明の他の実施の形態を説明するための説明図で、３レベルインバータのスイッチングパターンを工夫することで、モータ中性点の電位変動を抑制するものである。
図１７のベクトル図は、図３１に示す３レベルインバータの、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２のスイッチング動作によって取り得る電圧ベクトルの範囲を示している。太枠で示した最大の六角形の内側のベクトルであれば、スイッチングパターンの組み合わせによって任意に出力できる。また、六角形内部を２４領域に均等に分割している正三角形の各頂点は、３相出力の１つのスイッチングパターンで出力することができる電圧ベクトルを示す。
【００４３】
表３に、３レベルインバータの３相出力電圧とモータ中性点電位との関係を示す。３相出力電位とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２のスイッチング状態との関係は先の表２を参照されたい。表３より、３相出力電圧の出力パターンは２７個あり、それぞれのパターンにおいて、モータ中性点電位は０，±Ｅｄ／６，±Ｅｄ／３，±Ｅｄ／２のいずれかの値となる。
【００４４】
【表３】
ここで、表３でモータ中性点電位が０となる７つのパターンに着目する。この７つのパターンは、図１７の「●」印の電圧ベクトルに相当し、これらの７つのパターンを組み合わせることによって、「●」印を頂点とする点線で示した六角形内部の電圧ベクトルは全て出すことができる。よって、「●」印を頂点とする六角形内部の出力指令値に対しては、モータ中性点電位を変動させずに出力できることになる。
【００４６】
しかし、上記の六角形内部のベクトルだけでは、出力できる電圧値が限定されてしまうので、上記の六角形の外部で出力可能な範囲についても同様にモータ中性点電位変動を極力抑えることを考えると、図１７の▲１▼〜▲５▼の５つの領域に分けることができる。
▲１▼の領域は上述のモータ中性点電位が零で、変動も零となる領域であり、▲２▼の領域はモータ中性点電位が＋Ｅｄ／６で、変動が零となる領域であり、▲３▼の領域はモータ中性点電位が−Ｅｄ／６で、変動が零となる領域である。▲４▼の領域はモータ中性点電位が零と＋Ｅｄ／６とを組み合わせる。よって、電位変動は制御周期内に±Ｅｄ／６で最低１回ずつ変化させる必要がある。また、▲５▼の領域はモータ中性点電位が零と−Ｅｄ／６とを組み合わせる。よって、電位変動は制御周期内に±Ｅｄ／６で最低１回ずつ変化させる必要がある。
【００４７】
表４に、図１７に示す各領域でのモータ中性点電位と電位変動との関係を示す。
以上のように、任意の出力指令値に対して、各領域ごとに使用するスイッチングパターンを限定することで、モータ中性点電位変動を極力抑えることができる。この考え方を基に、モータ制御性能との兼ね合いも考慮し最終的にスイッチングパターンを決定することで、従来よりもモータ中性点電位変動が大幅に抑えられ、その結果漏れ電流を低減できるだけでなく、モータ中性点電位変動に起因するモータの劣化も改善できる。
【００４８】
【表４】
図１８は図１７の変形例を説明するための説明図で、３レベルインバータで出力可能な電圧ベクトルの領域をＡ，Ｂ，Ｃの３つに分け、その領域ごとにスイッチングパターンを限定したものである。すなわち、図１７の領域▲１▼を領域Ａ、領域▲２▼，▲４▼を合わせて領域Ｂ、領域▲３▼，▲５▼を合わせて領域Ｃとしている。これによれば、図１７場合と比べて中性点電位変動回数は増加するが、その分、トータルのスイッチング回数を低減できるので、損失を低減できる利点がある。中性点電位変動回数が増加する分漏れ電流も増加するが、従来のものに比べれば大幅な低減が可能である。図１８の場合の、各領域でのモータ中性点電位と電位変動との関係を表５に示す。
【００５０】
【表５】
図１９は整流回路にコンデンサ電圧調整機能を持たせた例である。
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２ｂに、直流中間のコンデンサ直列接続回路の各コンデンサ電圧を調整する機能を持たせたものである。
すなわち、３レベルインバータでは、パルスパターンにより、直流中間部のコンデンサ直列接続回路のコンデンサ電圧が変動してしまう。コンデンサ電圧が変動すると、各スイッチング素子にかかる電圧が変化し、最悪の場合、各スイッチング素子に２倍の電圧が定常的に印加されることとなり、素子が破壊する可能性がある。
【００５２】
素子の破壊を回避するためには、スイッチング素子に耐圧が大きいものを使用する必要が生じたりする。また、コンデンサ電圧の変動で出力電圧の精度が悪くなり、モータ制御性能に悪影響を与える。このことから、３レベルインバータでは、コンデンサ電圧の変動を抑制するようなスイッチングパターンを選定する必要が生じたりしている。
そこで、図１９のように、直流中間のコンデンサ直列接続回路の各コンデンサ電圧の制御を整流回路２ｂで実施することにより、インバータのパルスパターンの選定によるコンデンサ電圧の変動抑制制御が不要となり、余分の中性点電位変動をなくすことができ、漏れ電流を低減することが可能となる。
【００５３】
図２０に図１９の整流回路の具体例を示す。
この整流回路２ｂは、ダイオードＤ５１〜Ｄ５８およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４より構成される。
ここで、入力部のＲ端子の方がＳ端子よりも電位が高い場合には、スイッチング素子Ｑ１３をオンすることにより、ダイオードＤ５１→スイッチング素子Ｑ１３→ダイオードＤ５６→リアクトルＬ１→コンデンサＣ１の経路で、コンデンサＣ１の電圧を調整することが可能である。
【００５４】
逆に、Ｒ端子の方がＳ端子よりも電位が低い場合には、スイッチング素子Ｑ１３をオンすることにより、コンデンサＣ２→リアクトルＬ２→ダイオードＤ５５→スイッチング素子Ｑ１３→ダイオードＤ５２の経路で、コンデンサＣ２の電圧を調整することが可能である。また、Ｓ端子とＴ端子においても同様にＳ端子の方がＴ端子よりも電位が高い場合には、コンデンサＣ２の電圧を調整することが可能であり、Ｓ端子の方がＴ端子よりも電位が低い場合には、コンデンサＣ１の電圧を調整することが可能である。
なお、図１９，図２０の回路を用いて図１７または図１８に示すスイッチングパターンを選択すれば、コンデンサ電圧変動を抑制するためのスイッチングパターンを使用せずに済み、モータの中性点電位変動がより少なくなるスイッチングパターンを選択でき、結果的に漏れ電流を大幅に低減することが可能となる。
【００５５】
図２１に整流回路の別の例を示す。
これは、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２ｃに、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げられる機能を持たせたものである。
図２２にベクトルＡとして示すように、モータ駆動に必要な出力電圧ベクトルが描く軌跡である円１に対して、モータ中性点電位が零となるスイッチングパターンのみを使用した場合、出力可能な電圧ベクトルはベクトルＡの▲１▼の領域となり、モータ駆動に必要な電圧ベクトルのすべては出力できない。そこで、直流中間電圧値を上げることで、図２２のベクトルＢのように出力可能な電圧ベクトルの範囲を拡大し、モータ駆動に必要な電圧ベクトルのすべてを、モータの中性点電位変動が零となるスイッチングパターンのみで出力できるようにするものである。
【００５６】
図２３に図２１の具体例を示す。
この整流回路２ｃは、ダイオード整流器の出力に昇圧チョッパ回路を接続して構成される。したがって、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑをオン，オフさせることにより、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げることができる。
なお、図２０に示すものは倍電圧整流回路構成となっているので、図２０でも直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げることが可能である。よって、図２０の回路は直流中間コンデンサ電圧の調整機能と、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げる機能との両方の機能を備えていることになり、モータの中性点電位変動が低減するスイッチングパターンの選定が容易になる。
【００５７】
【発明の効果】
請求項１〜４の発明によれば、簡単な回路構成でモータ中性点電位変動を低減でき、漏れ電流が低減できるため、低価格化，小形化が可能となる。
請求項５，６の発明によれば、コンバータ回路を構成するスイッチ素子と、インバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作を、高周波ノイズ低減のために同期または連動できるためフィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
請求項７の発明によれば、インバータの出力電圧の中性点電位変動をなくすことができるため、コモンモードのノイズ電流が流れず、フィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
請求項８，９の発明によれば、インバータの出力電圧の低下をＰＷＭ整流器の昇圧動作で補償できるため、入力電圧を同じ値まで出力できる。インバータとＰＷＭ整流器の出力電圧の中性点電位変動をなくすことができるため、コモンモードのノイズ電流が流れず、フィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
請求項１０〜１４の発明によれば、スイッチ素子のパルスパターンを工夫することでモータ中性点電位変動を低減でき、漏れ電流が低減できるため、信頼性の高いシステムが構築できる。また、フィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図
【図２】図１の漏れ電流経路の簡易等価回路図
【図３】モータの中性点電位波形図（その１）
【図４】モータの中性点電位波形図（その２）
【図５】図１の第１の具体例を示す構成図
【図６】図１の第２の具体例を示す構成図
【図７】図１の第３の具体例を示す構成図
【図８】モータの中性点電位波形図（その３）
【図９】図１の第４の具体例を示す構成図
【図１０】この発明の第２の実施の形態を説明する説明図
【図１１】電位変動波形図
【図１２】ＰＷＭ整流器の出力電圧ベクトル図
【図１３】この発明の第３の実施の形態を示す構成図
【図１４】図１３の具体例を示す構成図
【図１５】図１４における電位変動波形，ノイズ波形例図（その１）
【図１６】図１４における電位変動波形，ノイズ波形例図（その２）
【図１７】この発明の第４の実施の形態を説明する説明図
【図１８】図１７の第１変形例の説明図
【図１９】整流回路にコンデンサ電圧調整機能を持たせた場合の構成図
【図２０】図１９の整流回路例を示す回路図
【図２１】整流回路に直流中間電圧の昇圧機能を持たせた場合の構成図
【図２２】図２１の動作説明図
【図２３】図２１の整流回路の具体的回路図
【図２４】従来の誘導電動機駆動システム構成図
【図２５】図２４でのモータ中性点電位波形例図
【図２６】フィルタ回路図
【図２７】図２４のダイオード整流器の入力相電圧，相電流波形図
【図２８】コンバータ回路を用いた誘導電動機駆動システム構成図
【図２９】図２８のコモンモード時の等価回路図
【図３０】図２８における電位変動波形，ノイズ波形例図
【図３１】３レベルインバータの従来例を示す構成図
【図３２】図３１でのモータ中性点電位波形例図
【符号の説明】１…交流電源、２…ダイオード整流器、２ａ，２ｂ，２ｃ…整流回路、３…インバータ回路、３ａ…３レベルインバータ回路、４…モータ、５…リアクトル、６…３相一括短絡回路、７…電位固定回路、７ａ…電力授受機能付き電位固定回路、８…昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路、８ａ…昇降圧回路、Ｑ１〜Ｑ１４，Ｓ１〜Ｓ３…スイッチ素子、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ５１〜Ｄ５８…ダイオード、Ｃ０〜Ｃ２…コンデンサ。
Claims (14)
- 交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、前記インバータ回路の出力部に出力の複数相またはすべての相を短絡する出力短絡回路と、この出力短絡回路の電位を固定する電位固定回路とを設けたことを特徴とする電力変換装置。
- 前記出力短絡回路を複数個のダイオードと１つのスイッチング素子で構成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記電位固定回路を複数の電位点から１つを選択可能な構成とすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 前記電位固定回路を、前記インバータ回路の出力部と直流中間部との間で電力授受が可能な構成とすることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電力変換装置。
- 交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、前記整流回路を少なくとも１つのスイッチ素子を有するコンバータ回路とするとともに、前記平滑回路とインバータ回路との間に昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路を接続することを特徴とする電力変換装置。
- 前記コンバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和と、前記インバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和とが一致するようにスイッチングさせることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
- 交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続して構成される電力変換装置において、前記インバータ回路をスイッチ素子によるフルブリッジ構成とし、上アーム素子の２個と下アーム素子の１個、または上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンするスイッチングパターンのみで運転することを特徴とする電力変換装置。
- 前記整流回路をスイッチ素子によるフルブリッジ構成のＰＷＭ整流回路とし、前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するか、またはインバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
- 前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンしての運転と、インバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンしての運転とを、出力電圧１周期の間に切り換えて行なうことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
- 交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側にコンデンサを直列接続してなる平滑回路と、スイッチ素子によって平滑回路の正極電位と負極電位とコンデンサ接続点の中間電位とを任意に出力可能な３レベルインバータ回路または３レベル以上のマルチレベルインバータ回路とから構成される電力変換装置において、
任意の出力指令値に対して、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が変動しないスイッチングパターンを優先させて制御することを特徴とする電力変換装置。 - 交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側にコンデンサを直列接続してなる平滑回路と、スイッチ素子によって平滑回路の正極電位と負極電位とコンデンサ接続点の中間電位とを任意に出力可能な３レベルインバータ回路または３レベル以上のマルチレベルインバータ回路とから構成される電力変換装置において、
低出力電圧範囲では、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が零となるスイッチングパターンで優先して制御し、
出力端子の電位変動の総和が零となるスイッチングパターンのみでは出力できない高出力電圧範囲では、
出力指令値に応じて、出力端子の電位変動の総和が前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がプラスとなるスイッチングパターンのみ、
または、出力端子の電位変動の総和が前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がマイナスとなるスイッチングパターンのみ、
もしくは、出力端子の電位変動の総和が零、または前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がプラスとなるスイッチングパターンとの組み合わせ、
或いは、出力端子の電位変動の総和が零、または前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がマイナスとなるスイッチングパターンとの組み合わせ、
のいずれかのスイッチングパターンで制御することを特徴とする電力変換装置。 - 前記整流回路に、前記平滑回路を構成するコンデンサの電圧値を調整する機能を持たせることを特徴とする請求項１０または１１に記載の電力変換装置。
- 任意の出力指令値に対して、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が可能な限り変動しないスイッチングパターンを形成することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
- 前記整流回路の出力電圧を、入力線間電圧のピーク値以上に出力し得る構成にしたことを特徴とする請求項１０または１１に記載の電力変換装置。
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