JP2006074891A

JP2006074891A - 電力変換器の制御装置

Info

Publication number: JP2006074891A
Application number: JP2004254233A
Authority: JP
Inventors: Kentaro Suzuki; 健太郎鈴木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2004-09-01
Filing date: 2004-09-01
Publication date: 2006-03-16

Abstract

【課題】交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能で、高速な電流制御応答を可能としながら、コモンモード電圧を発生させることのない電力変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】スイッチングシーケンス論理回路１３は、シーケンス起動回路１４からのシーケンス起動信号Ｓｅｑが“１”となった場合に、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の電圧ベクトルに基づいて、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ、ｓｗｖ、ｓｗｗ）を更新し、このスイッチング指令ベクトルＳＷにより論理回路１１はゲート回路７を介して、３レベル変換器を構成する３相ブリッジ回路３のスイッチング素子を制御する。更新後のスイッチング指令ベクトルＳＷとしては、コモンモード電圧を含まない電圧ベクトルの中から、電流偏差を減少させることができる電圧ベクトルが選択される。これにより、高速な電流制御応答を可能としながら、コモンモード電圧の発生を抑制できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器の制御装置に関する。

交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器（以降、３レベル変換器）は、交流側各相が２レベルの電圧値を出力可能な電力変換器（以降、２レベル変換器）に対して、交流側に出力される電圧の含有高調波が少ないという点で有利である。また、自己消弧形スイッチング素子が２個直列となるため、出力電圧の高圧化が図れる利点もある。

３レベル変換器の例としては、特許文献１がある。図４は、３レベル変換器の主回路構成及び従来より用いられている制御装置の代表例を示すものである。図４において、ＰとＮは直流電力の授受を行うための直流端子、１と２は直流電圧を正側直流電圧と負側直流電圧に分割するための直流平滑コンデンサ、３はＩＥＧＴ（ＩｎｊｅｃｔｉｏｎＥｎｈａｎｃｅｄＧａｔｅＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧形スイッチング素子とダイオードで構成される中性点クランプ式３相ブリッジ回路、Ｕ、Ｖ、Ｗは交流電力の授受を行うための３相交流端子である。

３レベル変換器には、直流端子を直流電源に接続し、交流端子に接続されたモータ等の負荷に交流電力を供給する３レベルインバータとして用いる場合と、交流端子を交流電源に接続し、直流端子に接続されたインバータ等の負荷に直流電力を供給する３レベルコンバータとして用いる場合がある。両者は呼び方が異なるだけで、その構成や基本動作は共通であり、解決しようとする課題も共通しているため、本発明では両者を区別せずに３レベル変換器として扱う。

図４に示す、従来より用いられている３レベル変換器の制御装置の代表例では、３相の電流指令値ｉｕ^＊、ｉｖ^＊、ｉｗ^＊及び電流検出器４により検出される電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗから３相の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を演算する電流制御回路５と、３相の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊から三角波比較方式のパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことにより自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を演算する三角波ＰＷＭ回路６により、ゲート回路７を介して、３レベル変換器の交流側各相の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電流指令値ｉｕ^＊、ｉｖ^＊、ｉｗ^＊に追従するように制御を行う。なお、このような三角波比較方式ＰＷＭを用いた３レベル変換器の制御方式の例としては、例えば特許文献２がある。

また、３レベル変換器の制御方式としては、前述の三角波比較方式ＰＷＭ以外に、電圧空間ベクトルを導入し、スイッチング動作の自由度を高めた特許文献３のような方式も提案されている。

上記のような３レベル変換器の制御装置は、いずれも電流制御回路が出力する３相の電圧指令値にしたがって、ＰＷＭ制御回路が制御周期当たりの平均値として変換器の出力電圧を制御するものである。従って、電流制御の応答を高めるためには制御周期を短くする必要が生じ、結果として、スイッチング素子のスイッチング周波数を高める必要があった。しかし、スイッチング素子にはスイッチングできる上限周波数が規定されており、またスイッチング周波数を高めることは、変換器のスイッチング損失を増加させることにもつながるため、電流制御応答を高めることには限界があった。

一方、２レベル変換器においては、高速な電流応答の得られる制御方式として、電流ヒステリシスバンドによるＰＷＭ制御法がある。図５にその制御構成例を示す。図５において、ＰとＮは直流電力の授受を行うための直流端子、１は直流平滑コンデンサ、８はＩＥＧＴ等の自己消弧形スイッチング素子とダイオードで構成される３相ブリッジ回路、Ｕ、Ｖ、Ｗは交流電力の授受を行うための３相交流端子である。９Ｕ、９Ｖ、９Ｗはそれぞれ３相の電流指令値ｉｕ^＊、ｉｖ^＊、ｉｗ^＊及び電流検出器４により検出される電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとを入力し、電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを出力する減算器、１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗは電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを入力して、その値が設定されたヒステリシス幅（ｈｙｓ／２）を超えていたら出力を論理値“１”に変更し、（−ｈｙｓ／２）を下回っていたら出力を論理値“０”に変更するヒステリシスコンパレータである。

ヒステリシスコンパレータ１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗの出力は３相ブリッジ回路８の各相のＰＷＭ信号Ｕｏ、Ｖｏ、Ｗｏであり、論理回路１１に出力される。論理回路１１はＰＷＭ信号Ｕｏ、Ｖｏ、Ｗｏを入力して、Ｕｏ、Ｖｏ、Ｗｏ及びその論理反転信号に、所定のオンディレイタイム処理を行って、３相ブリッジ回路８の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。論理回路１１の出力はゲート回路７を介して３相ブリッジ回路８の相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与えられる。

このような回路の動作は単純には図６で説明できる。図６において、一点鎖線で示した正弦波の電流指令値ｉｕ^＊の上下に点線で示した各（ｈｙｓ／２）のヒステリシス幅を有している。電流ｉｕが正方向へ変化して電流指令値（ｉｕ^＊＋ｈｙｓ／２）に達すると、ヒステリシスコンパレータの出力が論理値“０”となってインバータの負側のスイッチをオンして交流負荷に負電圧を印加して、電流ｉｕを負方向へ変化せしめ、電流ｉｕが負方向へ変化して電流指令値（ｉｕ^＊−ｈｙｓ／２）に達すると、インバータの正側のスイッチをオンして交流負荷に正電圧を印加して電流ｉｕを正方向へ変化させることにより、電流ｉｕを電流基準ｉｕ^＊の±ｈｙｓ／２のヒステリシス幅内に収めるように制御する。コンパレータのゲインはほぼ無限大といってよいから、超高速の電流制御応答が得られる。但し、同じくコンパレータのゲインがほぼ無限大ということから、スイッチング周波数を制限するためのヒステリシス幅が必要である。最大のスイッチング周波数は交流負荷の漏れインピーダンス、直流電源電圧、自己消弧形素子のスイッチング速度等とヒステリシス幅によって定まる。

電流制御応答が非常に高速であるという長所を有するにもかかわらず、ヒステリシスバンドＰＷＭ制御が最近あまり用いられなくなってきた。この理由としては、次に示すようなことが挙げられる。

（１）運転状態によって、スイッチング周波数が大きく変化する。

（２）三角波比較ＰＷＭ制御等に比べ、同一スイッチング周波数での電流リプルが著しく大きい。

変調周波数が変化すると、騒音・ラジオノイズ対策が困難となる。また、変換器の設計は最高スイッチング周波数に合わせなければならないので、スイッチング周波数が変動することは装置の大型化を意味する。最高スイッチング周波数を下げるためにヒステリシスバンド幅を大きくすると、電流リプルが大きくなる。電流リプルの増大は高調波含有率の増大につながるだけでなく、スイッチング素子の電流定格に電流リプル分だけマージンを持たせねばならず、非常に不利である。

上記ヒステリシスバンドＰＷＭ制御の欠点を補い、高速な電流制御応答が得られる方式として、特許文献４のものが提案されている。図７にその制御構成を示す。

図７において、ＰとＮは直流電力の授受を行うための直流端子、１は直流平滑コンデンサ、８はゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧形スイッチング素子とダイオードで構成される３相ブリッジ回路、Ｕ、Ｖ、Ｗは交流電力の授受を行うための３相交流端子である。９Ｕ、９Ｖ、９Ｗはそれぞれ３相の電流指令値ｉｕ^＊、ｉｖ^＊、ｉｗ^＊及び電流検出器４により検出される電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとを入力し、電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを出力する減算器、１２は電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを入力して、電流偏差ベクトルΔｉの角度θΔｉを求めるベクトル角演算回路である。１３はスイッチングシーケンス論理回路、１４はシーケンス起動回路である。

スイッチングシーケンス論理回路１３は、ベクトル角演算回路１２の出力する電流偏差ベクトル角θΔｉと、シーケンス起動回路１４の出力するシーケンス起動信号Ｓｅｑとに基づいて動作し、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ、ｓｗｖ、ｓｗｗ）を出力する。シーケンス起動回路１４は、電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗおよび現在出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいてシーケンス起動信号Ｓｅｑを出力する。論理回路１１はスイッチングシーケンス論理回路１３が出力するスイッチング指令ベクトルＳＷを入力して、３相ブリッジ回路８の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。論理回路１１の出力はゲート回路７を介して３相ブリッジ回路８の相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与えられる。図７の詳細動作については、特許文献４に述べられているが、結果として、高速な電流制御応答が可能でありながら、高調波抑制が可能かつスイッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ制御が得られる。
特開昭５６−７４０８８号公報特開平１０−２３７６０号公報特許第３２２９８９７号公報特許第３２６７５２４号公報

特許文献４に述べられている方式は、変換器として２レベル変換器を対象としたものであり、本発明が対象とする３レベル変換器には対応していない。

また、特許文献４の２レベル変換器では、直流電圧を２Ｖｄｃとすると、交流電圧としては＋Ｖｄｃおよび−Ｖｄｃの２レベルの電圧が発生される。一般に２レベル変換器は３相交流出力である場合が多く、その場合には３相の出力電圧の和はゼロとはならないため、いわゆるコモンモード電圧が発生する。コモンモード電圧により、変換器の負荷として接続される電動機の浮遊容量を介して漏れ電流が流れ、電動機の軸受けに電食を発生させることなどが問題となる。

一方、３レベル変換器は、交流電圧として＋Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃの３レベルが発生可能である。このため３レベル変換器では、３相交流出力とした場合でも、例えば、Ｖｕ＝＋Ｖｄｃ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝−Ｖｄｃというように、３相の出力電圧の和をゼロとするような電圧出力が可能である。しかし、従来より用いられている３レベル変換器の制御方式では、３相の出力電圧の和が常にゼロとなることは保証されていないため、２レベル変換器と同様にコモンモード電圧の発生が避けられない。なお、特許文献２の３レベル変換器では、コモンモード電圧の発生は防止できるが、三角波比較方式であるため、高速な電流制御応答ができない。

本発明は、従来のこのような点に鑑みて為されたもので、交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能で、高速な電流制御応答を可能としながら、コモンモード電圧を発生させることのない電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、自己消弧形スイッチング素子を有し、交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器の制御装置において、電力変換器の交流側各相の出力電流と各相の電流指令値との偏差を演算する電流偏差演算手段と、この電流偏差演算手段からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度を演算するベクトル角演算手段と、このベクトル角演算手段で演算された電流偏差ベクトルの角度と電力変換器の現在のスイッチング状態とに基づいて電力変換器が次に出力すべきスイッチング信号を選択するようにスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理手段と、このスイッチングシーケンス論理手段から出力されるスイッチング信号に基づいて自己消弧形スイッチング素子を制御する手段とを具備し、スイッチングシーケンス論理手段は、電力変換器が交流側に出力する電圧にコモンモード電圧が含まれないようにスイッチング信号を選択して出力するものであることを特徴とする。

本発明によれば、交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器の制御装置において、高速な電流制御応答を可能としながら、コモンモード電圧の発生を抑制することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明するが、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。

図１は本発明の一実施形態に係る電力変換器の制御装置の構成を示す図である。図１において、ＰとＮは直流電力の授受を行うための直流端子、１と２は直流電圧を正側直流電圧と負側直流電圧に分割するための直流平滑コンデンサ、３はＩＥＧＴ等の自己消弧形スイッチング素子とダイオードで構成される中性点クランプ式３相ブリッジ回路、Ｕ、Ｖ、Ｗは交流電力の授受を行うための３相交流端子である。３レベル変換器には、直流端子を直流電源に接続し、交流端子に接続されたモータ等の負荷に交流電力を供給する３レベルインバータとして用いる場合と、交流端子を交流電源に接続し、直流端子に接続されたインバータ等の負荷に直流電力を供給する３レベルコンバータとして用いる場合がある。両者は呼び方が異なるだけで、その構成や基本動作は共通であり、解決しようとする課題も共通しているため、本発明では両者を区別せずに３レベル変換器として扱う。

９Ｕ、９Ｖ、９Ｗはそれぞれ３レベル変換器の交流側３相の電流指令値ｉｕ^＊、ｉｖ^＊、ｉｗ^＊及び電流検出器４により検出される電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを入力し、電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを出力する減算器、１２は電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを入力して、電流偏差ベクトルΔｉの角度θΔｉを求めるベクトル角演算回路である。１３はスイッチングシーケンス論理回路、１４はシーケンス起動回路である。

スイッチングシーケンス論理回路１３は、ベクトル角演算回路１２の出力する電流偏差ベクトル角θΔｉと、シーケンス起動回路１４の出力するシーケンス起動信号Ｓｅｑとに基づいて動作し、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ、ｓｗｖ、ｓｗｗ）を出力する。

シーケンス起動回路１４は、電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗおよび現在出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいてシーケンス起動信号Ｓｅｑを出力する。

論理回路１１はスイッチングシーケンス論理回路１３が出力するスイッチング指令ベクトルＳＷを入力して、中性点クランプ式３相ブリッジ回路３の自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。論理回路１１の出力はゲート回路７を介して中性点クランプ式３相ブリッジ回路３の相当する自己消弧形スイッチング素子のゲートへ与えられる。

図２は、本実施形態の動作を説明するためのものである。図２において、内部が計２４個の小三角形領域に分割された大六角形は、３相−３レベル変換器が交流側に出力可能な電圧ベクトルを空間ベクトルとして表現したものである。各小三角形領域の頂点が、３レベル変換器が出力可能な電圧ベクトルを表し、３相各相がそれぞれ正電圧、ゼロ電圧、負電圧の３レベルの電圧値を出力できるので、計２７個（＝３^３）の電圧ベクトルが存在する。図２中の例えば（１、０、−１）は、Ｕ相が正電圧、Ｖ相がゼロ電圧、Ｗ相が負電圧となる電圧ベクトルを表している。各小三角形の頂点のうち、大六角形の外側の辺上にあるものは１通りの電圧ベクトルしか持たないが、原点Ｏでは３通り、残りの頂点では２通りの電圧ベクトルをそれぞれ持っている。

このうち本実施形態では、図２中で○印を付した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６、つまり大六角形の外側の辺の中点となる電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６および３相全てが“０”となるゼロベクトルＶ０の計７個の電圧ベクトルのみを用いる。７個の電圧ベクトルは３相出力電圧の和がゼロとなるため、コモンモード電圧を発生させない電圧ベクトルである。

今、電流偏差ベクトルΔｉが図２のような位置にある場合を考える。スイッチングシーケンス論理回路１３は、シーケンス起動回路１４からのシーケンス起動信号Ｓｅｑが“１”となった場合に、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の電圧ベクトルに基づいて、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ、ｓｗｖ、ｓｗｗ）を更新する。更新後のスイッチング指令ベクトルＳＷとしては、コモンモード電圧を含まない前記７個の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６の中から、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の電圧ベクトルの情報を元に、電流偏差を減少させることができる電圧ベクトルが選択される。電圧ベクトルの選択については、一連のスイッチングシーケンス論理に従うが、高調波低減やスイッチング周波数低減等、目的に応じたスイッチングシーケンス論理を自由に設計することが可能である。

図３にスイッチングシーケンス論理回路１３の中で用いられる電圧ベクトル選択テーブルの一例を示す。電圧ベクトル選択テーブルは、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の電圧ベクトルから、次回出力すべき電圧ベクトルを選択する。図３の電圧ベクトル選択テーブルから分かるように、次回出力すべき電圧ベクトルとしては、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６のうち、現在出力中の電圧ベクトルに隣り合う電圧ベクトルから選択され、現在出力中の電圧ベクトルから離れた電圧ベクトルは選択されないため、高調波が発生しにくい。

シーケンス起動信号Ｓｅｑは、「電流偏差ベクトルΔｉの絶対値がある値を超えて、かつ現在のスイッチング指令ベクトルＳＷが所定の条件を満たす場合」、又は「前回起動した時点よりある時間が経過した場合」のいずれかの条件が成立した場合に“１”となる。

なお、「電流偏差ベクトルΔｉの絶対値がある値を超えて、かつ現在のスイッチング指令ベクトルＳＷが所定の条件を満たす場合」とは、ｕ相、ｖ相、ｗ相のうちの少なくとも１つの相について次のような条件を満たす場合である。すなわち、ｕ相については、「ｕ相がプラス電圧を出力している状態でｕ相電流が基準を上回る場合、あるいはｕ相がマイナス電圧を出力している状態でｕ相電流が基準を下回る場合」である。また、ｖ相については、「ｖ相がプラス電圧を出力している状態でｖ相電流が基準を上回る場合、あるいはｖ相がマイナス電圧を出力している状態でｖ相電流が基準を下回る場合」である。さらに、ｗ相については、「ｗ相がプラス電圧を出力している状態でｗ相電流が基準を上回る場合、あるいはｗ相がマイナス電圧を出力している状態でｗ相電流が基準を下回る場合」である。

シーケンス起動信号Ｓｅｑは一連のスイッチングシーケンスが完了した後、“０”にクリアされる。

以上述べてきた本実施形態によれば、３レベル変換器において、高速な電流制御応答を可能としながら、コモンモード電圧を発生させることのない制御装置を実現できる。

すなわち、本実施形態は、特許文献２の三角波比較方式のもののように、ある周期を待ってスイッチングを行うのではなく、任意のタイミングでスイッチングを行うことができるので、電流制御応答を高速に行うことができる。更に、本実施形態は、３レベル変換器を用いているので、２レベル変換器を用いた特許文献４のもののように、コモンモード電圧を発生させることもない。

本発明の一実施形態に係る電力変換器の制御装置の構成を示すブロック図。本発明の一実施形態の動作を説明するための、３レベル変換器が出力可能な電圧ベクトルを示す図。本発明の一実施形態の動作を説明するための、電圧ベクトル選択テーブルを示す表図。従来の３レベル変換器の制御装置の構成例を示すブロック図。従来のヒステリシスバンドＰＷＭ制御装置の構成例を示すブロック図。図５に示すヒステリシスバンドＰＷＭ制御装置の動作を説明するための図。特許文献４に述べられている従来例の構成を示すブロック図。

符号の説明

１、２…直流平滑コンデンサ
３…中性点クランプ式３相ブリッジ回路
４…電流検出器
５…電流制御回路
６…三角波ＰＷＭ回路
７…ゲート回路
８…３相ブリッジ回路
９Ｕ、９Ｖ、９Ｗ…減算器
１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗ…ヒステリシスコンパレータ
１１…論理回路
１２…ベクトル角演算回路
１３…スイッチングシーケンス論理回路
１４…シーケンス起動回路

Claims

自己消弧形スイッチング素子を有し、交流側各相が３レベルの電圧値を出力可能な電力変換器の制御装置において、電力変換器の交流側各相の出力電流と各相の電流指令値との偏差を演算する電流偏差演算手段と、この電流偏差演算手段からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの角度を演算するベクトル角演算手段と、このベクトル角演算手段で演算された電流偏差ベクトルの角度と電力変換器の現在のスイッチング状態とに基づいて電力変換器が次に出力すべきスイッチング信号を選択するようにスイッチングシーケンスを生成するスイッチングシーケンス論理手段と、このスイッチングシーケンス論理手段から出力されるスイッチング信号に基づいて前記自己消弧形スイッチング素子を制御する手段とを具備し、前記スイッチングシーケンス論理手段は、前記電力変換器が交流側に出力する電圧にコモンモード電圧が含まれないようにスイッチング信号を選択して出力するものであることを特徴とする電力変換器の制御装置。