JP2013115844A - マルチレベル電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供する。
【解決手段】直流電源Ｖ_DCと、該Ｖ_DCの正、負極端間に順次直列接続されたリアクトルＬ，スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１０，コンデンサＣ１，Ｃ２，スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２と、前記Ｃ１，Ｃ２の直列体の両端間に各々接続されたＳ１〜Ｓ４とＳ５〜Ｓ８と、前記Ｓ１，Ｓ２の共通接続点とＳ３，Ｓ４の共通接続点との間に直列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、前記Ｓ５，Ｓ６の共通接続点とＳ７，Ｓ８の共通接続点との間に直列接続されたダイオードＤ３，Ｄ４と、前記Ｓ１〜Ｓ８のオン、オフ制御によってマルチレベル電圧を切り換える制御手段とを備え、前記Ｄ１、Ｄ２間、Ｄ３、Ｄ４間、Ｃ１、Ｃ２間を共通に接続し、前記Ｓ２、Ｓ３間と、Ｓ６、Ｓ７間を交流出力端子Ａ，Ｂとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、マルチレベルの相電圧が出力可能で、且つ１個の直流電圧源で動作する電力変換回路に係り、直流電源から複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器に関する。

従来、マルチレベル電力変換器として、例えば非特許文献１に記載の５レベルインバータが知られている。図１０は非特許文献１に記載の５レベルインバータの主回路１相分の構成図を示している。図１０の回路において、５レベルインバータ１の直流側に設けたダイオード整流器２の直流出力電圧を５分圧するために４台の直流リンクコンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４が直列接続され、これらコンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４に蓄えられたエネルギーを用いて、インバータ１には５分圧に対応する５レベルの電位を有する交流出力が生成される。

上記の５レベルインバータ１の動作を説明する。コンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４で分圧する電圧の中性点をＭ点とし、インバータ１の出力端をＡ点とし、直流電圧を均一に４分圧した電圧をＥとすると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８を以下のオン・オフパターン制御の組み合わせ（スイッチングモードＳＭ１〜ＳＭ５）によって制御することで、端子間ＡＭに５レベルの電圧出力が生成される。
（ＳＭ１）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ４がオン、Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧＋２Ｅが出力される。

（ＳＭ２）Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とＳ５がオン、Ｓ１，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧＋Ｅが出力される。

（ＳＭ３）Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５とＳ６がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧０が出力される。

（ＳＭ４）Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６とＳ７がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧−Ｅが出力される。

（ＳＭ５）Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ４がオフのとき、端子間ＡＭには電圧−２Ｅが出力される。

Ｋａｚｕｎｏｒｉ Ｈａｓｅｇａｗａ，Ｈｉｒｏｈｕｍｉ Ａｋａｇｉ，"Ｖｏｌｔａｇｅ Ｂａｌａｎｃｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ Ｆｏｕｒ Ｓｐｌｉｔ ＤＣ Ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ ｆｏｒ ａ Ｆｉｖｅ−Ｌｅｖｅｌ Ｄｉｏｄｅ−Ｃｌａｎｐｅｄ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ａ Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ Ｄｉｏｄｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ"，ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＩＰＥＣ），ＩＥＥＪ／ＩＥＥＥ，ｐｐ．７３４−７３９，Ｊｕｎ，２０１０

前記の図１０の構成では、５レベルインバータの直流側の電源電圧（ダイオード整流器２の出力電圧）を５分圧するために４つの直流リンクコンデンサＣ_dc1〜Ｃ_dc4が直列接続されており、これらのコンデンサに蓄えられたエネルギーを用いて５レベル電圧の交流出力が生成される。

原理上、出力電圧波形に合わせた電圧レベルとなるように、５レベルインバータには有効電力が流入もしくは流出するため、４つのコンデンサＣ_dc1〜Ｃ_dc4に生じる直流電圧の各平均値が等しくならないという問題が発生する。交流出力の各レベルについての波高を全て等しくするためには、各コンデンサＣ_dc1〜Ｃ_dc4に生じる直流電圧の平均値が全て等しくなるよう制御する必要がある。

そのため、図１０に示す非特許文献１の回路では、各コンデンサＣ_dc1〜Ｃ_dc4に生じる直流電圧の平均値を昇降圧チョッパ動作によって均一にするための電圧均一回路３をインバータ１の直流側に設けている。この電圧均一回路３は、半導体スイッチの他に、結合巻線をもつ大型の直流リアクトルＬ_Cや逆流阻止用ダイオードを必要とし、これら回路素子の増加が装置の大形化及びコスト高になるという問題があった。

また、図１０に示す５レベルインバータ１には、半導体スイッチの他に、高耐圧大電流容量のクランプ用ダイオードを多く必要とし、それらが回路の大形化及びコスト高の要因になる。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電圧が充電又は放電される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、前記コンデンサ直列回路の第１のコンデンサ側端と第２のコンデンサ側端の間に順次直列接続された第１〜第４のスイッチング素子と、前記コンデンサ直列回路の第１のコンデンサ側端と第２のコンデンサ側端の間に順次直列接続された第５〜第８のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の共通接続点と、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のダイオードと、前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第３および第４のダイオードと、前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記第１および第２のダイオードの共通接続点と、前記第３および第４のダイオードの共通接続点と、前記第１および第２のコンデンサの共通接続点とを共通に接続し、前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。

上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。

また、第１および第２のコンデンサの電圧を小さい電圧に制御した場合でも高調波の少ない複数の電圧レベルを出力させることが可能となり、スイッチング損失も低減することができる。

また、請求項２に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１において、直流電源と、前記直流電源の正極端と、前記第１のコンデンサおよび第１のスイッチング素子の共通接続点との間に順次直列接続された、リアクトルと、前記直流電源および第１および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御される第９のスイッチング素子と、前記直流電源および第１および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御される第１０のスイッチング素子と、前記第２のコンデンサおよび第４のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の負極端との間に順次直列接続された、前記第１０のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第１１のスイッチング素子と、前記第９のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第１２のスイッチング素子と、をさらに備えたことを特徴としている。

上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。

また、第９〜第１２のスイッチング素子のオン、オフ制御によって第１および第２のコンデンサの合計電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の複数の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。

また、請求項５に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、第１〜第４のスイッチング素子を順次直列接続した第１の直列回路と、第５〜第８のスイッチング素子を順次直列接続した第２の直列回路と、前記第１の直列回路の一端と第２の直列回路の一端との間、および第１の直列回路の他端と第２の直列回路の他端との間に各々接続されたリアクトルと、前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の共通接続点と、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のダイオードと、前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第３および第４のダイオードと、前記リアクトルおよび第５のスイッチング素子の共通接続点と、リアクトルおよび第８のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のコンデンサと、前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段と、前記直流電源の正極端と、前記リアクトルおよび第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第１のスイッチング手段と、前記リアクトルおよび第４のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の負極端との間に接続された、前記第１のスイッチング手段と同一タイミングでオン、オフ制御される第２のスイッチング手段と、を備え、前記第１および第２のダイオードの共通接続点と、前記第３および第４のダイオードの共通接続点と、前記第１および第２のコンデンサの共通接続点とを共通に接続し、前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。

上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。

さらに、リアクトルを介して電流が流れているスイッチング素子をオフ制御して電圧がゼロに急変したときのリアクトルのエネルギーは、第１および第２のコンデンサに吸収されるため、スイッチング素子にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防ぐことができる。このためリアクトルのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。

また、請求項３、６に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１、２、５の装置において、前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第１のコンデンサを充電又は放電させる制御モードと第２のコンデンサを充電又は放電させる制御モードとを有していることを特徴としている。

上記構成により、制御モードの選択によって第１および第２のコンデンサの電圧バランスを制御することができる。

また、請求項４、７に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項２、３、５、６の装置において、前記マルチレベル電力変換部を三相交流の各相に各々設け、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴としている。

上記構成により、少ない素子数でＹ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。

（１）請求項１〜７に記載の発明によれば、従来のような電圧均一回路を用いることなく第１および第２のコンデンサの電圧を制御できるため、交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。これによって、装置の小型化及びコスト低減を実現することができる。
（２）請求項１に記載の発明によれば、第１および第２のコンデンサの電圧を小さい電圧に制御した場合でも高調波の少ない複数の電圧レベルを出力させることが可能となり、スイッチング損失も低減することができる。
（３）請求項２に記載の発明によれば、第９〜第１２のスイッチング素子のオン、オフ制御によって第１および第２のコンデンサの合計電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の複数の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。
（４）請求項３、６に記載の発明によれば、制御モードの選択によって第１および第２のコンデンサの電圧バランスを制御することができる。
（５）請求項４、７に記載の発明によれば、少ない素子数でＹ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
（６）請求項５に記載の発明によれば、リアクトルを介して電流が流れている第１および第２のスイッチング手段をオフ制御して電圧がゼロに急変したときのリアクトルのエネルギーは、第１および第２のコンデンサに吸収されるため、第１および第２のスイッチング手段にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防ぐことができる。このためリアクトルのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。

本発明の実施例１の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例１の５レベル電力変換器におけるコンデンサの充放電モードを表し、（ａ）は充電モード時の電流経路を示す回路図、（ｂ）は放電モード時の電流経路を示す回路図。 本発明の実施例１の５レベル電力変換器における、直流電源をコンデンサへ接続しないモードを表す回路図。 本発明の実施例１の５レベル電力変換器におけるスイッチングパターンのモードと出力端子間の電圧の関係を表し、（ａ）はコンデンサ電圧を１／２Ｅに制御したときの電圧特性図、（ｂ）はコンデンサ電圧をＥに制御したときの電圧特性図。 本発明の実施例２の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例３の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例４の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例４の５レベル電力変換器における電流遮断時のサージエネルギー吸収のようすを表し、（ａ）はスイッチング素子を介してコンデンサを充電しているときの電流経路を示す回路図、（ｂ）はスイッチング素子をオフしたときに発生するサージ電流がコンデンサに吸収される経路を示す回路図。 本発明の実施例５の５レベル電力変換器の回路図。 従来のマルチレベル電力変換器の一例を示す回路図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本実施形態例では、従来の、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しくするための電圧均一回路を用いることなく少ない素子数でマルチレベル電力変換器を構成した。

以下、本発明を５レベル電力変換器（５レベルインバータ）に適用した実施例を説明する。

図１に本発明の実施例１の５レベル電力変換器１００を示す。図１において、直流電圧が充電又は放電される第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２を直列接続したコンデンサ直列回路には、第１のスイッチング素子Ｓ１〜第４のスイッチング素子Ｓ４を順次直列接続した第１の直列回路と、第５のスイッチング素子Ｓ５〜第８のスイッチング素子Ｓ８を順次直列接続した第２の直列回路とが並列に接続されている。

前記スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点とスイッチング素子Ｓ３およびＳ４の共通接続点との間には、図示極性のダイオードＤ１およびＤ２が直列に接続され、前記スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の共通接続点とスイッチング素子Ｓ７およびＳ８の共通接続点との間には、図示極性のダイオードＤ３およびＤ４が直列に接続されている。

直流電源Ｖ_DCの正極端と、前記第１のスイッチング素子Ｓ１および第１のコンデンサＣ１の共通接続点（Ｐ）との間には、リアクトルＬ、回生時にオン制御される第９のスイッチング素子Ｓ９、力行時にオン制御される第１０のスイッチング素子Ｓ１０が順次直列に接続されている。

前記第４のスイッチング素子Ｓ４および第２のコンデンサＣ２の共通接続点（Ｎ）と、直流電源Ｖ_DCの負極端との間には、前記第１０のスイッチング素子Ｓ１０と同一タイミングでオン、オフ制御される第１１のスイッチング素子Ｓ１１と、前記第９のスイッチング素子Ｓ９と同一タイミングでオン、オフ制御される第１２のスイッチング素子Ｓ１２とが直列に接続されている。

前記ダイオードＤ１およびＤ２の共通接続点と、ダイオードＤ３およびＤ４の共通接続点と、コンデンサＣ１およびＣ２の共通接続点は、中性点ＮＰとして共通に接続されている。

前記スイッチング素子Ｓ２およびＳ３の第１の共通接続点を出力端子Ａとし、前記スイッチング素子Ｓ６およびＳ７の第２の共通接続点を出力端子Ｂとしている。

例えば、前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチで構成され、Ｓ９〜Ｓ１２は図１に記載のように双方向に直列接続したスイッチ２個で構成する、もしくはＳ９とＳ１０、Ｓ１１とＳ１２をそれぞれ１個の双方向スイッチで構成してもよい。

前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８は、図示省略の制御部（制御手段）によって、５レベルの電圧を出力するためのスイッチングパターンに従ってオン、オフ制御され、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は、前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８とは別個に、前記直流電源Ｖ_DC、コンデンサＣ１，Ｃ２の各電圧に応じて、図示省略の制御部によってオン、オフ制御され、その結果出力端子Ａ，Ｂ間に５レベルの電圧が出力されるものである。

尚、前記直流電源Ｖ_DCの電源電圧は固定でも可変でもよい。

上記構成において、力行時、かつ直流電源Ｖ_DCの電圧よりもコンデンサＣ1とＣ２の合計電圧の方が小さい場合には、スイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオン制御することでコンデンサＣ１とＣ２にリアクトルＬを介して電流を流して、コンデンサＣ１とＣ２を両方充電することが可能である。

回生時、かつ直流電源Ｖ_DCの電圧よりもコンデンサＣ1とＣ２の合計電圧の方が大きい場合には、スイッチング素子Ｓ９とＳ１２をオン制御することでコンデンサＣ１とＣ２にリアクトルＬを介して電流を流して、コンデンサＣ１とＣ２を両方放電することが可能である。

このようなコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電モードを図２に示す。

図２（ａ）は、（ＶＣ１＋ＶＣ２）＜２Ｅ（ＶＣ１はコンデンサＣ１の電圧、ＶＣ２はコンデンサＣ２の電圧、２Ｅは直流電源Ｖ_DCの電圧）の時にスイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオン制御することで実線の矢印のように直流電源Ｖ_DC→リアクトル→スイッチング素子Ｓ９の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ１０→コンデンサＣ１→Ｃ２→スイッチング素子Ｓ１１→スイッチング素子Ｓ１２の寄生ダイオード→直流電源Ｖ_DCの経路で充電電流が流れ、コンデンサＣ１とＣ２を充電することができることを示している。

図２（ｂ）は、（ＶＣ１＋ＶＣ２）＞２Ｅの時にスイッチング素子Ｓ９とＳ１２をオン制御することで破線の矢印のように直流電源Ｖ_DC→スイッチング素子Ｓ１２→スイッチング素子Ｓ１１の寄生ダイオード→コンデンサＣ２→Ｃ１→スイッチング素子Ｓ１０の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ９→直流電源Ｖ_DCの経路で放電電流が流れ、コンデンサＣ１とＣ２を放電することができることを示している。

これらの動作により、コンデンサＣ１とＣ２の合計電圧を制御することや、力行と回生の切り換えを行うことが可能である。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオン、オフは、例えば表１に示すモード１〜モード９を有するスイッチングパターンに従って制御される。

表１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオン・オフのモード１〜９（表１中ではＭｏｄｅ１〜９と表記している）により出力端子Ａ，Ｂ間に出力される電圧Ｖ_ABとコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電の有無を示している。

直流電源Ｖ_DCの電圧が２Ｅ、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧がＥのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力可能である。

ここで、表１のスイッチングパターンの各モード１〜モード９と出力端子Ａ，Ｂ間の電流Ｉの経路を以下に説明する。尚表１は電流Ｉ＞０のときを示しており、また、以下の説明では、コンデンサＣ１における直流電源Ｖ_DCの正極端側の端部をＰ、コンデンサＣ２における直流電源Ｖ_DCの負極端側の端部をＮと表現する。

＜モード１＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｓ４→Ｎ→Ｐ→Ｓ５→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはＮ→Ｐが接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅとなる。

＜モード２＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｓ４→Ｎ→ＮＰ→Ｄ３→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはＮ→ＮＰが直列に接続され、Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。

＜モード３＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｄ２→ＮＰ→Ｐ→Ｓ５→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはＮＰ→Ｐが直列に接続され、Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。

＜モード４＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ８→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８を介して直送され、Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。

＜モード５＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｄ２→ＮＰ→Ｄ３→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ３，Ｓ６を介して直送され、Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。

＜モード６＞
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ１→Ｓ５→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ１，Ｓ５，Ｓ６を介して直送され、Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。

＜モード７＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ７，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｄ２→ＮＰ→Ｎ→Ｓ８→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはＮＰ→Ｎが直列に接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。

＜モード８＞
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ６，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ１→Ｐ→ＮＰ→Ｄ３→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはＰ→ＮＰが直列に接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。

＜モード９＞
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ１→Ｐ→Ｎ→Ｓ８→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはＰ→Ｎが順に接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は２−Ｅとなる。

上記モード１〜９のスイッチングパターンによるオン、オフ制御によって、コンデンサＣ１とＣ２の電圧がＥのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力することが可能である。

また、Ａ，Ｂ間の電圧がＥのときにコンデンサＣ１を放電するモードとＣ２を放電するモードを選択できるため、コンデンサＣ１とＣ２の電圧バランスを制御することが可能である。

同様に、Ａ，Ｂ間の電圧が−ＥのときにコンデンサＣ１を充電するモードとＣ２を充電するモードを選択できるため、コンデンサＣ１とＣ２の電圧バランスを制御することが可能である。

このためコンデンサＣ１とＣ２の電圧を等しく保つことができる。電流Ｉの極性によりコンデンサＣ１とＣ２の充放電の極性が変化するが、表１は電流Ｉ＞０のときを示している。

また本実施例では、図３に示すように、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を全てオフにすることで、直流電源Ｖ_DCをコンデンサＣ１とＣ２に接続しないことも可能である。尚、図３において図１と同一部分は同一符号をもって示している。

このように構成することによって、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１とコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を直流電源電圧２Ｅよりも小さい電圧に制御することが可能である。

図４は、上記モード１〜９と出力端子Ａ，Ｂ間の電圧Ｖ_ABの関係を表し、コンデンサ電圧を１／２Ｅに制御したとき（図４（ａ））と、Ｅに制御したとき（図４（ｂ））に、モード１〜９のスイッチングパターンによるオン、オフ制御によって出力可能な５レベルの電圧を各々示している。

図４において、ＶＣ１＝ＶＣ２＝１／２Ｅのときには、Ｅ，１／２Ｅ，０，−１／２Ｅ，−Ｅの５レベルの電圧を、ＶＣ１＝ＶＣ２＝２Ｅのときには、２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を各々出力することができる。このため、出力電圧が小さいときでも高調波の少ない５レベルの電圧を出力可能であり、スイッチング損失も低減することができる。

よって、実施例１はリアクトルＬが必要であるが、コンデンサ電圧を可変制御することで、直流電圧と出力電圧のマッチングを取ることによるスイッチング損失を最小限に低減することが可能である。

すなわち、例えば直流電源電圧Ｖ_DCと出力電圧Ｖ_ABの差（電圧比）が大きい場合、スイッチング損失が大となるが、本実施例のようにスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２をオン、オフ制御してコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を適切に制御することで、スイッチング損失を最小限に低減することが可能となる。

尚、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は、直流電源Ｖ_DCおよびコンデンサＣ１、Ｃ２の各電圧を監視し、それらの電圧に応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８とは別個にオン、オフ制御されるものである。

以上のように実施例１によれば、直流電源１個、直流リアクトル１個、スイッチング素子１２個、コンデンサ２個、ダイオード４個のみで、５レベル電力変換器を実現することができる。

図５に実施例２の回路構成を示す。本実施例２は、実施例１（図１）のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２、リアクトルＬ、ダイオードＤ１〜Ｄ４およびコンデンサＣ１，Ｃ２によって５レベル電圧変換部２００を構成し、該５レベル電圧変換部２００を三相分（２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗ）設けて直流電源Ｖ_DCに対してＹ結線に接続したものである。

図５において、図１と同一部分は同一符号をもって示している。

三相各相の５レベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗの、出力端子Ａどうしを中性点Ｎとして共通接続し、出力端子Ｂを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。

図５の構成では、三相各々に個別の直流電源は不要であり、直流電源Ｖ_DCは１個でよい。

図５の５レベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗの各動作は図１の回路と同一である。

図５の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに任意の５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０−Ｅ，−２ＥやＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅ）を出力することができる。

本実施例２においても、リアクトルＬが必要であるがコンデンサ電圧を可変制御することで、直流電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減する方式が可能である。

以上のように実施例２によれば、直流電源１個、直流リアクトル３個、スイッチング素子３６個、ダイオード１２個、コンデンサ６個によって、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。

図６に実施例３の回路構成を示す。本実施例３では、実施例２（図５）のＹ結線された各相の５レベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００ＷからリアクトルＬを除去して５レベル電圧変換部２００Ｕ´，２００Ｖ´，２００Ｗ´を構成し、該５レベル電圧変換部２００Ｕ´，２００Ｖ´，２００Ｗ´と直流電源Ｖ_DCの間に三相共通の１個のリアクトルＬを接続している。

図６の５レベル電圧変換部２００Ｕ´，２００Ｖ´，２００Ｗ´の各部の動作は図５の回路と同一である。

図６の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに任意の５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０−Ｅ，−２ＥやＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅ）を出力することができる。

以上のように実施例３によれば、直流電源１個、直流リアクトル１個、スイッチング素子３６個、ダイオード１２個、コンデンサ６個によって、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。

前記実施例１、実施例２、実施例３は、従来の回路と比較して、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しくするための電圧均一回路を用いることなく、また、少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現できる。

しかし、直流リアクトルＬを介して電流が流れているスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２の双方向スイッチをオフすると、電流がゼロに急変するため、スイッチング素子Ｓ９とＳ１０に加わるサージ電圧が大きくなり、素子が破壊される可能性があり、リアクトルＬに並列に抵抗を設置してエネルギーを消費するなどのスナバ回路が必要となる場合がある。

そこで本実施例４では、直流リアクトルＬを介して電流が流れている双方向スイッチ（スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２）をオフして、電流がゼロに急変するときに双方向スイッチにサージ電圧が印加されず、サージ電圧のエネルギーを吸収する別のスナバ回路を不要とした回路を構成した。

尚、本実施例４では、スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０により第１のスイッチング手段を構成し、スイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２により第２のスイッチング手段を構成している。

図７に実施例４の回路構成を示す。本実施例４では、実施例１，２，３のように直流電源Ｖ_DCの正極端とスイッチング素子Ｓ９の間に接続されたリアクトルＬを除去し、その代わりに、スイッチング素子Ｓ１０およびＳ１の共通接続点とスイッチング素子Ｓ５の間と、スイッチング素子Ｓ４およびＳ１１の共通接続点とスイッチング素子Ｓ８の間にリアクトルＬを各々接続したものである。

上記構成において、リアクトルＬとスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を介してコンデンサＣ１およびＣ２を充放電しているときに、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２をオフした場合、コンデンサＣ１およびＣ２がリアクトルＬのサージ電圧を吸収するスナバとして動作する。このためスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２にはサージ電圧は印加されない。

図８にリアクトルＬとスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を介してコンデンサＣ１およびＣ２を充電しているときに、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２をオフした場合の動作例を示す。コンデンサＣ１およびＣ２の電圧が直流電源Ｖ_DCの２Ｅよりも小さいときにはスイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオンすることで直流電源Ｖ_DCからコンデンサＣ１およびＣ２を充電することができる。

このとき、直流電源Ｖ_DCとコンデンサＣ１およびＣ２の電圧差とリアクトルＬに応じて図８（ａ）のようにＳ９→Ｓ１０→Ｌ→Ｃ１→Ｃ２→Ｌ→Ｓ１１→Ｓ１２の経路で充電電流が流れる。次にスイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオフすると、図８（ｂ）のようにリアクトルＬに流れている電流をコンデンサＣ１，Ｃ２が吸収する（スイッチング素子Ｓ４，Ｓ３，Ｓ２，Ｓ１の各寄生ダイオードを通した閉回路によってコンデンサＣ１，Ｃ２が充電される）。

これによって、電流を遮断したときに発生するサージ電圧に対してコンデンサＣ１およびＣ２がスナバ回路として動作する。

このためスイッチング素子にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防止することができ、これによってリアクトルＬのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。

尚、前記第１のスイッチング手段を構成するスイッチング素子Ｓ９およびＳ１０を１個の双方向スイッチで構成し、第２のスイッチング手段を構成するスイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２を１個の双方向スイッチで構成してもよい。

図９に実施例５の回路構成を示す。実施例５では実施例４（図７）の直流電源Ｖ_DCを除く５レベル電圧変換部３００を三相分（３００Ｕ，３００Ｖ，３００Ｗ）設けて直流電源Ｖ_DCに対してＹ結線に接続したものである。

図９において、図７と同一部分は同一符号をもって示している。

三相各相の５レベル電圧変換部３００Ｕ，３００Ｖ，３００Ｗの、出力端子Ａどうしを中性点Ｎとして共通接続し、出力端子Ｂを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。

図９の５レベル電圧変換部３００Ｕ，３００Ｖ，３００Ｗの各動作は図７の回路と同一である。

図９の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２ＥやＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅ）を出力することができる。

以上のように実施例５によれば、直流電源１個、スイッチング素子３６個、コンデンサ６個、ダイオード１２個、リアクトル６個によって、サージ電圧吸収用のスナバ回路を必要としない三相の５レベル電力変換器を実現することができる。

１００…５レベル電力変換器
２００，２００Ｕ，２００Ｕ´，２００Ｖ，２００Ｖ´，２００Ｗ，２００Ｗ´３００Ｕ，３００Ｖ，３００Ｗ…５レベル電圧変換部
Ｓ１〜Ｓ１２…スイッチング素子
Ｖ_DC…直流電源
Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード
Ｌ…リアクトル
Ａ，Ｂ…出力端子

Claims (7)

1. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
   直流電圧が充電又は放電される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、
   前記コンデンサ直列回路の第１のコンデンサ側端と第２のコンデンサ側端の間に順次直列接続された第１〜第４のスイッチング素子と、
   前記コンデンサ直列回路の第１のコンデンサ側端と第２のコンデンサ側端の間に順次直列接続された第５〜第８のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の共通接続点と、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のダイオードと、
   前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第３および第４のダイオードと、
   前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、
   前記第１および第２のダイオードの共通接続点と、前記第３および第４のダイオードの共通接続点と、前記第１および第２のコンデンサの共通接続点とを共通に接続し、
   前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
2. 直流電源と、
   前記直流電源の正極端と、前記第１のコンデンサおよび第１のスイッチング素子の共通接続点との間に順次直列接続された、リアクトルと、前記直流電源および第１および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御される第９のスイッチング素子と、前記直流電源および第１および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御される第１０のスイッチング素子と、
   前記第２のコンデンサおよび第４のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の負極端との間に順次直列接続された、前記第１０のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第１１のスイッチング素子と、前記第９のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第１２のスイッチング素子と、をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のマルチレベル電力変換器。
3. 前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第１のコンデンサを充電又は放電させる制御モードと第２のコンデンサを充電又は放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項１又は２に記載のマルチレベル電力変換器。
4. 前記リアクトル、第１〜第１２のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサ、第１〜第４のダイオードによってマルチレベル電圧変換部を構成し、該マルチレベル電圧変換部を三相交流の各相に各々設け、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴とする請求項２又は３に記載のマルチレベル電力変換器。
5. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
   直流電源と、
   第１〜第４のスイッチング素子を順次直列接続した第１の直列回路と、
   第５〜第８のスイッチング素子を順次直列接続した第２の直列回路と、
   前記第１の直列回路の一端と第２の直列回路の一端との間、および第１の直列回路の他端と第２の直列回路の他端との間に各々接続されたリアクトルと、
   前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の共通接続点と、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のダイオードと、
   前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第３および第４のダイオードと、
   前記リアクトルおよび第５のスイッチング素子の共通接続点と、リアクトルおよび第８のスイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のコンデンサと、
   前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段と、
   前記直流電源の正極端と、前記リアクトルおよび第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第１のスイッチング手段と、
   前記リアクトルおよび第４のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の負極端との間に接続された、前記第１のスイッチング手段と同一タイミングでオン、オフ制御される第２のスイッチング手段と、を備え、
   前記第１および第２のダイオードの共通接続点と、前記第３および第４のダイオードの共通接続点と、前記第１および第２のコンデンサの共通接続点とを共通に接続し、
   前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
6. 前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第１のコンデンサを充電又は放電させる制御モードと第２のコンデンサを充電又は放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項５に記載のマルチレベル電力変換器。
7. 前記リアクトル、第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のスイッチング手段、第１および第２のコンデンサ、第１〜第４のダイオードによってマルチレベル電圧変換部を構成し、該マルチレベル電圧変換部を三相交流の各相に各々設け、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴とする請求項５又は６に記載のマルチレベル電力変換器。

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