JPH11332252A - マルチレベル形電力変換装置 - Google Patents
マルチレベル形電力変換装置Info
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- JPH11332252A JPH11332252A JP10126295A JP12629598A JPH11332252A JP H11332252 A JPH11332252 A JP H11332252A JP 10126295 A JP10126295 A JP 10126295A JP 12629598 A JP12629598 A JP 12629598A JP H11332252 A JPH11332252 A JP H11332252A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数のコンデンサにより分割された直流電圧
を用いて交流電圧を出力するマルチレベル形電力変換装
置において、コンデンサの容量を大きくすることなく、
コンデンサによる分割電位の変動を少なくする。 【解決手段】 チョッパ制御部７は、チョッパ部５をＰ
ＷＭ制御する。ここで、チョッパ制御部７は、インバー
タ制御部６から指令値正弦波信号を取り込んでＰＷＭ信
号の指令値の周波数および位相を決定し、またモータ４
への出力電流の平均値に基づいてＰＷＭ信号の指令値の
振幅およびオフセットを決定する。このようにチョッパ
制御用のＰＷＭ信号の指令値の周波数、位相、振幅、オ
フセットを決定することにより、コンデンサ２１と２２
の接続点から流れ出す電流およびコンデンサ２３と２４
の接続点に流れ込む電流に応じたチョッパ制御を行うこ
とができ、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動を少なくすること
ができる。
を用いて交流電圧を出力するマルチレベル形電力変換装
置において、コンデンサの容量を大きくすることなく、
コンデンサによる分割電位の変動を少なくする。 【解決手段】 チョッパ制御部７は、チョッパ部５をＰ
ＷＭ制御する。ここで、チョッパ制御部７は、インバー
タ制御部６から指令値正弦波信号を取り込んでＰＷＭ信
号の指令値の周波数および位相を決定し、またモータ４
への出力電流の平均値に基づいてＰＷＭ信号の指令値の
振幅およびオフセットを決定する。このようにチョッパ
制御用のＰＷＭ信号の指令値の周波数、位相、振幅、オ
フセットを決定することにより、コンデンサ２１と２２
の接続点から流れ出す電流およびコンデンサ２３と２４
の接続点に流れ込む電流に応じたチョッパ制御を行うこ
とができ、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動を少なくすること
ができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、４レベル以上の直
流電圧を用いてモータ等の負荷に交流電圧を出力するマ
ルチレベル形電力変換装置に関する。
流電圧を用いてモータ等の負荷に交流電圧を出力するマ
ルチレベル形電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば５レベルの直流電圧を用い
て交流電圧を出力するマルチレベル形電力変換装置とし
て、図６に示すものがある。このものにおいて、４つの
コンデンサ２１〜２４で構成される電圧分割部２は、直
流電圧源１の直流電圧を分割して５レベルの直流電位Ｖ
1 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ4 、Ｖ5 を出力する。インバータ部
３は、その出力電圧を用いて３相の交流電圧を出力し、
負荷としてのモータ４を駆動する。
て交流電圧を出力するマルチレベル形電力変換装置とし
て、図６に示すものがある。このものにおいて、４つの
コンデンサ２１〜２４で構成される電圧分割部２は、直
流電圧源１の直流電圧を分割して５レベルの直流電位Ｖ
1 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ4 、Ｖ5 を出力する。インバータ部
３は、その出力電圧を用いて３相の交流電圧を出力し、
負荷としてのモータ４を駆動する。
【０００３】ここで、コンデンサ２２と２３の接続点
（電位の中点）を流れる電流は平均するとほぼ０である
が、コンデンサ２１と２２の接続点（中点に対し正側の
電位を生成する正電位側接続点）では平均するとインバ
ータ部３に電流が出ていき、コンデンサ２３と２４の接
続点（中点に対し負側の電位を生成する負電位側接続
点）では平均するとインバータ部３から電流が入ってく
る。このため、コンデンサ２１〜２４で分割しただけで
は、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 は、図７のように変化してしま
い、それらが中点電位Ｖ3 と等しくなってしまうことに
なる。
（電位の中点）を流れる電流は平均するとほぼ０である
が、コンデンサ２１と２２の接続点（中点に対し正側の
電位を生成する正電位側接続点）では平均するとインバ
ータ部３に電流が出ていき、コンデンサ２３と２４の接
続点（中点に対し負側の電位を生成する負電位側接続
点）では平均するとインバータ部３から電流が入ってく
る。このため、コンデンサ２１〜２４で分割しただけで
は、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 は、図７のように変化してしま
い、それらが中点電位Ｖ3 と等しくなってしまうことに
なる。
【０００４】これを防ぐため、チョッパ部５が設けられ
ている。このチョッパ部５は、スイッチング素子５１
ａ、ダイオード５１ｂ、およびリアクトル５１ｃからな
る正電位側のＤＣチョッパと、スイッチング素子５２
ａ、ダイオード５２ｂ、およびリアクトル５２ｃからな
る負電位側のＤＣチョッパにて構成されている。スイッ
チング素子５１ａはＰＷＭ制御によりオンオフされ、ス
イッチング素子５１ａがオンしている期間においては、
スイッチング素子５１ａからリアクトル５１ｃを介して
コンデンサ２１と２２の正電位側接続点に電流が供給さ
れ、スイッチング素子５１ａがオフしている期間におい
ては、ダイオード５１ｂからリアクトル５１ｃを介して
正電位側接続点に電流が供給される。このことにより、
正電位側接続点の平均電位は、一定に維持される。
ている。このチョッパ部５は、スイッチング素子５１
ａ、ダイオード５１ｂ、およびリアクトル５１ｃからな
る正電位側のＤＣチョッパと、スイッチング素子５２
ａ、ダイオード５２ｂ、およびリアクトル５２ｃからな
る負電位側のＤＣチョッパにて構成されている。スイッ
チング素子５１ａはＰＷＭ制御によりオンオフされ、ス
イッチング素子５１ａがオンしている期間においては、
スイッチング素子５１ａからリアクトル５１ｃを介して
コンデンサ２１と２２の正電位側接続点に電流が供給さ
れ、スイッチング素子５１ａがオフしている期間におい
ては、ダイオード５１ｂからリアクトル５１ｃを介して
正電位側接続点に電流が供給される。このことにより、
正電位側接続点の平均電位は、一定に維持される。
【０００５】また、スイッチング素子５２ａもＰＷＭ制
御され、スイッチング素子５２ａがオンしている期間に
おいては、コンデンサ２３と２４の負電位側接続点から
リアクトル５２ｃ、スイッチング素子５２ａを介して電
流が流れ、スイッチング素子５２ａがオフしている期間
においては、負電位側接続点からリアクトル５２ｃ、ダ
イオード５２ｂを介して電流が流れる。このことによ
り、負電位側接続点の平均電位も、一定に維持される。
御され、スイッチング素子５２ａがオンしている期間に
おいては、コンデンサ２３と２４の負電位側接続点から
リアクトル５２ｃ、スイッチング素子５２ａを介して電
流が流れ、スイッチング素子５２ａがオフしている期間
においては、負電位側接続点からリアクトル５２ｃ、ダ
イオード５２ｂを介して電流が流れる。このことによ
り、負電位側接続点の平均電位も、一定に維持される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、インバ
ータ部３の出力が３相交流であるため、正電位側接続点
からインバータ部３に出ていく電流およびインバータ部
３から負電位側接続点に入ってくる電流は、インバータ
部３の出力周波数に対し３倍の周波数に変調された電流
となる。このため、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 は図８のように
変動する。
ータ部３の出力が３相交流であるため、正電位側接続点
からインバータ部３に出ていく電流およびインバータ部
３から負電位側接続点に入ってくる電流は、インバータ
部３の出力周波数に対し３倍の周波数に変調された電流
となる。このため、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 は図８のように
変動する。
【０００７】この場合、コンデンサ２１〜２４の容量を
増やすことで振幅を許容範囲内に抑えることができ、例
えばコンデンサ２１〜２４の容量を２倍にすると、図９
に示すように電位変動の振幅を１／２にすることができ
るが、コンデンサは電力変換装置の体格の中で大きな割
合を占めているため、コンデンサを大容量化することは
装置の大型化につながる。
増やすことで振幅を許容範囲内に抑えることができ、例
えばコンデンサ２１〜２４の容量を２倍にすると、図９
に示すように電位変動の振幅を１／２にすることができ
るが、コンデンサは電力変換装置の体格の中で大きな割
合を占めているため、コンデンサを大容量化することは
装置の大型化につながる。
【０００８】本発明は上記問題に鑑みたもので、コンデ
ンサの容量を大きくすることなく、コンデンサによる分
割電位の変動を少なくすることを目的とする。
ンサの容量を大きくすることなく、コンデンサによる分
割電位の変動を少なくすることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明においては、インバータ制御
部（６）がインバータ部（３）を制御する信号と負荷
（４）の大きさを示す信号に基づいて、正電位側接続点
および負電位側接続点のそれぞれの電位の変動を平坦化
するように正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）および
負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）を制御するチョッ
パ制御部（７）を設けたことを特徴としている。
め、請求項１に記載の発明においては、インバータ制御
部（６）がインバータ部（３）を制御する信号と負荷
（４）の大きさを示す信号に基づいて、正電位側接続点
および負電位側接続点のそれぞれの電位の変動を平坦化
するように正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）および
負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）を制御するチョッ
パ制御部（７）を設けたことを特徴としている。
【００１０】正電位側接続点および負電位側接続点の電
位の変動は、正電位側接続点からインバータ部（３）に
出ていく電流およびインバータ部（３）から負電位側接
続点に入ってくる電流の変動に起因する。また、それら
の電流は、インバータ部（３）の制御状態および負荷
（４）の状態などによって変動する。そこで、請求項１
に記載の発明のように、インバータ制御部（６）がイン
バータ部（３）を制御する信号と負荷（４）の大きさを
示す信号に基づいて、正電位側チョッパ（５１ａ〜５１
ｃ）および負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）を制御
するようにすれば、コンデンサの容量を大きくすること
なく、分割電位の変動を少なくすることができる。
位の変動は、正電位側接続点からインバータ部（３）に
出ていく電流およびインバータ部（３）から負電位側接
続点に入ってくる電流の変動に起因する。また、それら
の電流は、インバータ部（３）の制御状態および負荷
（４）の状態などによって変動する。そこで、請求項１
に記載の発明のように、インバータ制御部（６）がイン
バータ部（３）を制御する信号と負荷（４）の大きさを
示す信号に基づいて、正電位側チョッパ（５１ａ〜５１
ｃ）および負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）を制御
するようにすれば、コンデンサの容量を大きくすること
なく、分割電位の変動を少なくすることができる。
【００１１】この場合、請求項２に記載の発明のよう
に、インバータ制御部（６）がインバータ部（３）を制
御する信号に基づいて、チョッパ制御用のＰＷＭ信号の
指令値の周波数および位相を決定する手段（７１）を有
してチョッパ制御部（７）を構成することができる。ま
た、請求項３に記載の発明のように、負荷（４）の大き
さを示す信号に基づいて、チョッパ制御用のＰＷＭ信号
の指令値の振幅およびオフセットを決定する手段（７
２）を有してチョッパ制御部（７）を構成することがで
きる。
に、インバータ制御部（６）がインバータ部（３）を制
御する信号に基づいて、チョッパ制御用のＰＷＭ信号の
指令値の周波数および位相を決定する手段（７１）を有
してチョッパ制御部（７）を構成することができる。ま
た、請求項３に記載の発明のように、負荷（４）の大き
さを示す信号に基づいて、チョッパ制御用のＰＷＭ信号
の指令値の振幅およびオフセットを決定する手段（７
２）を有してチョッパ制御部（７）を構成することがで
きる。
【００１２】また、請求項４に記載の発明のように、正
電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）と負電位側チョッパ
（５２ａ〜５２ｃ）とが独立して制御されるように構成
すれば、それぞれの制御を精度よく行うことができ、コ
ンデンサ（２１〜２４）による分割電位の変動を一層少
なくすることができる。なお、上記した括弧内の符号
は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を
示すものである。
電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）と負電位側チョッパ
（５２ａ〜５２ｃ）とが独立して制御されるように構成
すれば、それぞれの制御を精度よく行うことができ、コ
ンデンサ（２１〜２４）による分割電位の変動を一層少
なくすることができる。なお、上記した括弧内の符号
は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を
示すものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図に示す実施形態
について説明する。図１に、本発明の一実施形態にかか
るマルチレベル形電力変換装置の構成を示す。この図１
において、図６に付したのと同じ符号のものは同一構成
のものを示している。
について説明する。図１に、本発明の一実施形態にかか
るマルチレベル形電力変換装置の構成を示す。この図１
において、図６に付したのと同じ符号のものは同一構成
のものを示している。
【００１４】インバータ部３は、インバータ制御部６に
よって制御される。このインバータ制御部６は、指令値
正弦波発生器６１と、ＰＷＭ信号発生器６２と、ドライ
バ６３により構成された公知のものである。指令値正弦
波発生器６１は、ＰＷＭ制御する場合のスレッショルド
電圧となる指令値正弦波信号を出力する。ＰＷＭ信号発
生器６２は、三角波信号と指令値正弦波信号とを比較
し、指令値正弦波信号に応じたデューティ比のＰＷＭ信
号をドライバ６３に出力する。ドライバ６３は、そのＰ
ＷＭ信号を受けて、インバータ部３における主スイッチ
ング素子をオンオフし、インバータ部３から３相交流電
圧を出力させる。
よって制御される。このインバータ制御部６は、指令値
正弦波発生器６１と、ＰＷＭ信号発生器６２と、ドライ
バ６３により構成された公知のものである。指令値正弦
波発生器６１は、ＰＷＭ制御する場合のスレッショルド
電圧となる指令値正弦波信号を出力する。ＰＷＭ信号発
生器６２は、三角波信号と指令値正弦波信号とを比較
し、指令値正弦波信号に応じたデューティ比のＰＷＭ信
号をドライバ６３に出力する。ドライバ６３は、そのＰ
ＷＭ信号を受けて、インバータ部３における主スイッチ
ング素子をオンオフし、インバータ部３から３相交流電
圧を出力させる。
【００１５】チョッパ部５は、図６に示すものと異な
り、正電位側のＤＣチョッパと負電位側のＤＣチョッパ
とが独立して制御されるようになっている。すなわち、
正電位側のＤＣチョッパにおいては、ダイオード５１ｂ
のアノードが直流電圧源１の負極側に接続され、負電位
側のＤＣチョッパにおいては、ダイオード５２ｂのカソ
ードが直流電圧源１の正極側に接続されており、スイッ
チング素子５１ａ、５２ａがそれぞれＰＷＭ制御される
ことにより、正電位側接続点に供給する電流および負電
位側接続点から出ていく電流が個別に制御される。
り、正電位側のＤＣチョッパと負電位側のＤＣチョッパ
とが独立して制御されるようになっている。すなわち、
正電位側のＤＣチョッパにおいては、ダイオード５１ｂ
のアノードが直流電圧源１の負極側に接続され、負電位
側のＤＣチョッパにおいては、ダイオード５２ｂのカソ
ードが直流電圧源１の正極側に接続されており、スイッ
チング素子５１ａ、５２ａがそれぞれＰＷＭ制御される
ことにより、正電位側接続点に供給する電流および負電
位側接続点から出ていく電流が個別に制御される。
【００１６】チョッパ部５は、チョッパ制御部７によっ
て制御される。このチョッパ制御部７は、指令値周波数
・位相演算器７１と、指令値振幅・オフセット演算器７
２と、指令値変調波発生器７３と、ＰＷＭ信号発生器７
４と、ドライバ７５により構成されている。指令値周波
数・位相演算器７１は、インバータ部３の指令値正弦波
発生器６１から出力される指令値正弦波信号に基づき、
その指令値正弦波信号の周波数を３倍して、チョッパ制
御用ＰＷＭ信号の指令値の周波数を決定し、またチョッ
パ部５での電流位相遅れ分（主としてリアクトル５１
ｃ、５２ｃによる位相遅れ分）とモータ４での電流位相
遅れ分の差と各レベルの変動の位相のずれ分を指令値正
弦波信号の位相に加えることにより、チョッパ制御用Ｐ
ＷＭ信号の指令値の位相を決定する。なお、指令値正弦
波信号の位相に加える位相のずれ分は、計算によって求
める他、予め定めた固定の値としてもよい。
て制御される。このチョッパ制御部７は、指令値周波数
・位相演算器７１と、指令値振幅・オフセット演算器７
２と、指令値変調波発生器７３と、ＰＷＭ信号発生器７
４と、ドライバ７５により構成されている。指令値周波
数・位相演算器７１は、インバータ部３の指令値正弦波
発生器６１から出力される指令値正弦波信号に基づき、
その指令値正弦波信号の周波数を３倍して、チョッパ制
御用ＰＷＭ信号の指令値の周波数を決定し、またチョッ
パ部５での電流位相遅れ分（主としてリアクトル５１
ｃ、５２ｃによる位相遅れ分）とモータ４での電流位相
遅れ分の差と各レベルの変動の位相のずれ分を指令値正
弦波信号の位相に加えることにより、チョッパ制御用Ｐ
ＷＭ信号の指令値の位相を決定する。なお、指令値正弦
波信号の位相に加える位相のずれ分は、計算によって求
める他、予め定めた固定の値としてもよい。
【００１７】指令値振幅・オフセット演算器７２は、イ
ンバータ部３とモータ４の間に設けられた電流センサ８
からの信号によって出力電流の実効値を求め、それに定
数をかけることによって、チョッパ制御用ＰＷＭ信号の
指令値の振幅およびオフセットを決定する。この場合、
モータ４への出力電流の実効値が大きくなるほどチョッ
パ制御用ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセットを
大きくする。すなわち、モータ４への出力電流の実効値
が大きくなるとチョッパ部５における正電位側接続点か
らインバータ部３に出ていく電流およびインバータ部３
から負電位側接続点に入ってくる電流のそれぞれの平均
値および振幅が大きくなるため、それらに見合った形で
チョッパ制御用ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセ
ットを大きくする。
ンバータ部３とモータ４の間に設けられた電流センサ８
からの信号によって出力電流の実効値を求め、それに定
数をかけることによって、チョッパ制御用ＰＷＭ信号の
指令値の振幅およびオフセットを決定する。この場合、
モータ４への出力電流の実効値が大きくなるほどチョッ
パ制御用ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセットを
大きくする。すなわち、モータ４への出力電流の実効値
が大きくなるとチョッパ部５における正電位側接続点か
らインバータ部３に出ていく電流およびインバータ部３
から負電位側接続点に入ってくる電流のそれぞれの平均
値および振幅が大きくなるため、それらに見合った形で
チョッパ制御用ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセ
ットを大きくする。
【００１８】指令値変調波発生器７３は、指令値周波数
・位相演算器７１および振幅・オフセット演算器７２に
て決定された周波数、位相、振幅、オフセットに基づ
き、チョッパ部５における正電位側のＤＣチョッパと負
電位側のＤＣチョッパをＰＷＭ制御するためのスレッシ
ョルド電圧となる指令値信号をそれぞれ出力する。この
指令値信号は、単純な三角関数の合成で表される波形と
なるものである。
・位相演算器７１および振幅・オフセット演算器７２に
て決定された周波数、位相、振幅、オフセットに基づ
き、チョッパ部５における正電位側のＤＣチョッパと負
電位側のＤＣチョッパをＰＷＭ制御するためのスレッシ
ョルド電圧となる指令値信号をそれぞれ出力する。この
指令値信号は、単純な三角関数の合成で表される波形と
なるものである。
【００１９】ＰＷＭ信号発生器７４は、上記したそれぞ
れの指令値信号を三角波信号と比較し、それぞれの指令
値信号に応じたデューティ比のＰＷＭ信号をドライバ７
５に出力する。ドライバ７５は、それらのＰＷＭ信号を
受けて、正電位側のＤＣチョッパにおけるスイッチング
素子５１ａおよび負電位側のＤＣチョッパにおけるスイ
ッチング素子５２ａをそれぞれオンオフする。
れの指令値信号を三角波信号と比較し、それぞれの指令
値信号に応じたデューティ比のＰＷＭ信号をドライバ７
５に出力する。ドライバ７５は、それらのＰＷＭ信号を
受けて、正電位側のＤＣチョッパにおけるスイッチング
素子５１ａおよび負電位側のＤＣチョッパにおけるスイ
ッチング素子５２ａをそれぞれオンオフする。
【００２０】上記した構成において、電圧分割部２にお
ける分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動は、チョッパ部５におけ
る正電位側接続点および負電位側接続点とインバータ部
３との間の電流の変動に起因し、同電流の変動の振幅と
平均値は、負荷としてのモータ４への出力電流の大きさ
に比例する。また、変動の周波数は、インバータ部３の
出力がｎ相交流の場合、出力周波数のｎ倍になる。従っ
て、この実施形態の場合、変動周波数は出力周波数の３
倍になる。
ける分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動は、チョッパ部５におけ
る正電位側接続点および負電位側接続点とインバータ部
３との間の電流の変動に起因し、同電流の変動の振幅と
平均値は、負荷としてのモータ４への出力電流の大きさ
に比例する。また、変動の周波数は、インバータ部３の
出力がｎ相交流の場合、出力周波数のｎ倍になる。従っ
て、この実施形態の場合、変動周波数は出力周波数の３
倍になる。
【００２１】そこで、チョッパ制御部７は、インバータ
制御部６からインバータ制御用の指令値正弦波信号を取
り込み、その指令値正弦波信号の３倍の周波数で、しか
も指令値正弦波信号の位相に応じた位相でチョッパ部５
をＰＷＭ制御する。また、モータ４に出力される負荷電
流を検出し、その負荷電流の実効値から負荷の大きさを
求めて、その負荷に応じた振幅およびオフセットとなる
ようチョッパ部５における正電位側のＤＣチョッパと負
電位側のＤＣチョッパをＰＷＭ制御する。
制御部６からインバータ制御用の指令値正弦波信号を取
り込み、その指令値正弦波信号の３倍の周波数で、しか
も指令値正弦波信号の位相に応じた位相でチョッパ部５
をＰＷＭ制御する。また、モータ４に出力される負荷電
流を検出し、その負荷電流の実効値から負荷の大きさを
求めて、その負荷に応じた振幅およびオフセットとなる
ようチョッパ部５における正電位側のＤＣチョッパと負
電位側のＤＣチョッパをＰＷＭ制御する。
【００２２】従って、チョッパ制御部７による上記した
制御によって、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4は、図２のように変
動し、コンデンサ２１〜２４の容量を大きくしなくて
も、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動を少なくすることができ
る。なお、チョッパ部５において、正電位側のＤＣチョ
ッパと負電位側のＤＣチョッパとが独立して制御される
ようになっているため、他方のＤＣチョッパの影響を受
けことがなく、それぞれの制御を精度よく行うことがで
き、コンデンサ２１〜２４による分割電位の変動を一層
少なくすることができる。
制御によって、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4は、図２のように変
動し、コンデンサ２１〜２４の容量を大きくしなくて
も、分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動を少なくすることができ
る。なお、チョッパ部５において、正電位側のＤＣチョ
ッパと負電位側のＤＣチョッパとが独立して制御される
ようになっているため、他方のＤＣチョッパの影響を受
けことがなく、それぞれの制御を精度よく行うことがで
き、コンデンサ２１〜２４による分割電位の変動を一層
少なくすることができる。
【００２３】また、上記した制御によって正電位側接続
点および負電位側接続点の電流変動を少なくすることが
できるため、電位の中点となるコンデンサ２２と２３の
接続点の電位変動も少なくすることができる。なお、本
発明は、上記した実施形態に示す５レベルインバータを
含む電力変換装置に限らず、図３に示すように、４レベ
ルインバータを含む電力変換装置にも適用することがで
きる。また、図４に示すように、６レベル以上のインバ
ータを含む電力変換装置に広く適用することができる。
点および負電位側接続点の電流変動を少なくすることが
できるため、電位の中点となるコンデンサ２２と２３の
接続点の電位変動も少なくすることができる。なお、本
発明は、上記した実施形態に示す５レベルインバータを
含む電力変換装置に限らず、図３に示すように、４レベ
ルインバータを含む電力変換装置にも適用することがで
きる。また、図４に示すように、６レベル以上のインバ
ータを含む電力変換装置に広く適用することができる。
【００２４】また、インバータ部３とモータ４の間に電
流センサ８を設けて負荷の大きさを示す信号を得るよう
にしたが、図５に示すように、電圧分割部２におけるコ
ンデンサ間の接続点とインバータ部３の間のラインに電
流センサ８を取り付け、この位置で電流検出を行っても
負荷の大きさを示す信号を得ることができる。この場
合、電流センサ８を全てのラインに取り付ける必要はな
く、いずれか１つのラインに取り付けるようにしてもよ
い。
流センサ８を設けて負荷の大きさを示す信号を得るよう
にしたが、図５に示すように、電圧分割部２におけるコ
ンデンサ間の接続点とインバータ部３の間のラインに電
流センサ８を取り付け、この位置で電流検出を行っても
負荷の大きさを示す信号を得ることができる。この場
合、電流センサ８を全てのラインに取り付ける必要はな
く、いずれか１つのラインに取り付けるようにしてもよ
い。
【図１】本発明を５レベルインバータを含む電力変換装
置に適用した実施形態を示す構成図である。
置に適用した実施形態を示す構成図である。
【図２】図１に示す構成における分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の
変動を示す図である。
変動を示す図である。
【図３】本発明を４レベルインバータを含む電力変換装
置に適用した実施形態を示す構成図である。
置に適用した実施形態を示す構成図である。
【図４】本発明を６レベル以上のインバータを含む電力
変換装置に適用した実施形態を示す構成図である。
変換装置に適用した実施形態を示す構成図である。
【図５】電流センサの取り付け場所を変えた他の実施形
態を示す構成図である。
態を示す構成図である。
【図６】従来の５レベルインバータを含む電力変換装置
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図７】図６に示す構成においてチョッパ部５がない場
合の問題点を説明するための図である。
合の問題点を説明するための図である。
【図８】図６に示す構成においてチョッパ部５を設けた
場合の分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動を示す図である。
場合の分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動を示す図である。
【図９】図６に示す構成に対しコンデンサ２１〜２４の
容量を大きくした場合の分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動を示
す図である。
容量を大きくした場合の分割電位Ｖ2 〜Ｖ4 の変動を示
す図である。
１…直流電源、２…電圧分割部、３…インバータ部、４
…モータ、５…チョッパ部、６…インバータ制御部、７
…チョッパ制御部。
…モータ、５…チョッパ部、６…インバータ制御部、７
…チョッパ制御部。
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電圧源（１）の正の端子と負の端子
間に直列に接続され、前記直流電圧源（１）の電圧を４
レベル以上の直流電圧に分割する複数のコンデンサ（２
１〜２４）と、 前記４レベル以上の直流電圧を用いて負荷（４）に交流
電圧を出力するインバータ部（３）と、 このインバータ部（３）を制御するインバータ制御部
（６）と、 前記複数のコンデンサ（２１〜２４）間の接続点のうち
正の電位を生成する正電位側接続点に接続された正電位
側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）と、負の電位を生成する
負電位側接続点に接続された負電位側チョッパ（５２ａ
〜５２ｃ）とを有するチョッパ部（５）と、 前記インバータ制御部（６）が前記インバータ部（３）
を制御する信号と前記負荷（４）の大きさを示す信号に
基づいて、前記正電位側接続点および前記負電位側接続
点のそれぞれの電位の変動を平坦化するように前記正電
位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）および前記負電位側チ
ョッパ（５２ａ〜５２ｃ）を制御するチョッパ制御部
（７）とを備えたことを特徴とするマルチレベル形電力
変換装置。 - 【請求項２】 前記チョッパ制御部（７）は、 ＰＷＭ信号の指令値に基づいて、前記正電位側チョッパ
（５１ａ〜５１ｃ）および前記負電位側チョッパ（５２
ａ〜５２ｃ）をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を発生
する手段（７４）と、 前記インバータ制御部（６）が前記インバータ部（３）
を制御する信号に基づいて、前記ＰＷＭ信号の指令値の
周波数および位相を決定する手段（７１）を有すること
を特徴とする請求項１に記載のマルチレベル形電力変換
装置。 - 【請求項３】 前記チョッパ制御部（７）は、前記負荷
（４）に流れる負荷電流の大きさを示す信号に基づい
て、前記ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセットを
決定する手段（７２）を有することを特徴とする請求項
２に記載のマルチレベル形電力変換装置。 - 【請求項４】 前記正電位側チョッパ（５１ａ〜５１
ｃ）は、前記直流電圧源（１）の正の端子に一端が接続
され前記チョッパ制御部（７）によりオンオフ制御され
る第１のスイッチ手段（５１ａ）と、この第１のスイッ
チ手段（５１ａ）の他端にカソードが接続され前記直流
電圧源（１）の負の端子にアノードが接続された第１の
ダイオード（５２ｂ）と、前記第１のスイッチ手段（５
１ａ）と前記第１のダイオード（５２ｂ）の間の接続点
と前記正電位側接続点の間に接続された第１のリアクト
ル（５２ｃ）で構成され、 前記負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）は、前記直流
電圧源（１）の負の端子に一端が接続され前記チョッパ
制御部（７）によりオンオフ制御される第２のスイッチ
手段（５２ａ）と、この第２のスイッチ手段（５２ａ）
の他端にアノードが接続され前記直流電圧源（１）の正
の端子にカソードが接続された第２のダイオード（５２
ｂ）と、前記第２のスイッチ手段（５２ａ）と前記第２
のダイオード（５２ｂ）の間の接続点と前記負電位側接
続点の間に接続された第２のリアクトル（５２ｃ）で構
成されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれ
か１つに記載のマルチレベル形電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12629598A JP3815049B2 (ja) | 1998-05-08 | 1998-05-08 | マルチレベル形電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12629598A JP3815049B2 (ja) | 1998-05-08 | 1998-05-08 | マルチレベル形電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11332252A true JPH11332252A (ja) | 1999-11-30 |
| JP3815049B2 JP3815049B2 (ja) | 2006-08-30 |
Family
ID=14931680
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12629598A Expired - Fee Related JP3815049B2 (ja) | 1998-05-08 | 1998-05-08 | マルチレベル形電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3815049B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1398861A1 (de) * | 2002-09-13 | 2004-03-17 | Abb Research Ltd. | Umrichterschaltung sowie Verfahren zum Betrieb einer solchen Umrichterschaltung |
| JP2012253927A (ja) * | 2011-06-03 | 2012-12-20 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2013115844A (ja) * | 2011-11-25 | 2013-06-10 | Meidensha Corp | マルチレベル電力変換器 |
| JP2016131443A (ja) * | 2015-01-14 | 2016-07-21 | 株式会社明電舎 | ５レベル電力変換器および制御方法 |
| CN105978376B (zh) * | 2016-07-01 | 2018-09-04 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 并网逆变电路及其控制方法 |
-
1998
- 1998-05-08 JP JP12629598A patent/JP3815049B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1398861A1 (de) * | 2002-09-13 | 2004-03-17 | Abb Research Ltd. | Umrichterschaltung sowie Verfahren zum Betrieb einer solchen Umrichterschaltung |
| JP2012253927A (ja) * | 2011-06-03 | 2012-12-20 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2013115844A (ja) * | 2011-11-25 | 2013-06-10 | Meidensha Corp | マルチレベル電力変換器 |
| JP2016131443A (ja) * | 2015-01-14 | 2016-07-21 | 株式会社明電舎 | ５レベル電力変換器および制御方法 |
| WO2016114330A1 (ja) * | 2015-01-14 | 2016-07-21 | 株式会社明電舎 | ５レベル電力変換器および制御方法 |
| CN105978376B (zh) * | 2016-07-01 | 2018-09-04 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 并网逆变电路及其控制方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3815049B2 (ja) | 2006-08-30 |
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