JP3815049B2

JP3815049B2 - マルチレベル形電力変換装置

Info

Publication number: JP3815049B2
Application number: JP12629598A
Authority: JP
Inventors: 友則木村
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-05-08
Filing date: 1998-05-08
Publication date: 2006-08-30
Anticipated expiration: 2018-05-08
Also published as: JPH11332252A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、４レベル以上の直流電圧を用いてモータ等の負荷に交流電圧を出力するマルチレベル形電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば５レベルの直流電圧を用いて交流電圧を出力するマルチレベル形電力変換装置として、図６に示すものがある。このものにおいて、４つのコンデンサ２１〜２４で構成される電圧分割部２は、直流電圧源１の直流電圧を分割して５レベルの直流電位Ｖ₁、Ｖ₂、Ｖ₃、Ｖ₄、Ｖ₅を出力する。インバータ部３は、その出力電圧を用いて３相の交流電圧を出力し、負荷としてのモータ４を駆動する。
【０００３】
ここで、コンデンサ２２と２３の接続点（電位の中点）を流れる電流は平均するとほぼ０であるが、コンデンサ２１と２２の接続点（中点に対し正側の電位を生成する正電位側接続点）では平均するとインバータ部３に電流が出ていき、コンデンサ２３と２４の接続点（中点に対し負側の電位を生成する負電位側接続点）では平均するとインバータ部３から電流が入ってくる。このため、コンデンサ２１〜２４で分割しただけでは、分割電位Ｖ₂〜Ｖ₄は、図７のように変化してしまい、それらが中点電位Ｖ₃と等しくなってしまうことになる。
【０００４】
これを防ぐため、チョッパ部５が設けられている。このチョッパ部５は、スイッチング素子５１ａ、ダイオード５１ｂ、およびリアクトル５１ｃからなる正電位側のＤＣチョッパと、スイッチング素子５２ａ、ダイオード５２ｂ、およびリアクトル５２ｃからなる負電位側のＤＣチョッパにて構成されている。
スイッチング素子５１ａはＰＷＭ制御によりオンオフされ、スイッチング素子５１ａがオンしている期間においては、スイッチング素子５１ａからリアクトル５１ｃを介してコンデンサ２１と２２の正電位側接続点に電流が供給され、スイッチング素子５１ａがオフしている期間においては、ダイオード５１ｂからリアクトル５１ｃを介して正電位側接続点に電流が供給される。このことにより、正電位側接続点の平均電位は、一定に維持される。
【０００５】
また、スイッチング素子５２ａもＰＷＭ制御され、スイッチング素子５２ａがオンしている期間においては、コンデンサ２３と２４の負電位側接続点からリアクトル５２ｃ、スイッチング素子５２ａを介して電流が流れ、スイッチング素子５２ａがオフしている期間においては、負電位側接続点からリアクトル５２ｃ、ダイオード５２ｂを介して電流が流れる。このことにより、負電位側接続点の平均電位も、一定に維持される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、インバータ部３の出力が３相交流であるため、正電位側接続点からインバータ部３に出ていく電流およびインバータ部３から負電位側接続点に入ってくる電流は、インバータ部３の出力周波数に対し３倍の周波数に変調された電流となる。このため、分割電位Ｖ₂〜Ｖ₄は図８のように変動する。
【０００７】
この場合、コンデンサ２１〜２４の容量を増やすことで振幅を許容範囲内に抑えることができ、例えばコンデンサ２１〜２４の容量を２倍にすると、図９に示すように電位変動の振幅を１／２にすることができるが、コンデンサは電力変換装置の体格の中で大きな割合を占めているため、コンデンサを大容量化することは装置の大型化につながる。
【０００８】
本発明は上記問題に鑑みたもので、コンデンサの容量を大きくすることなく、コンデンサによる分割電位の変動を少なくすることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明においては、インバータ制御部（６）がインバータ部（３）を制御する信号と負荷（４）の大きさを示す信号に基づいて、正電位側接続点および負電位側接続点のそれぞれの電位の変動を平坦化するように正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）および負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）を制御するチョッパ制御部（７）を設けたことを特徴としている。
【００１０】
正電位側接続点および負電位側接続点の電位の変動は、正電位側接続点からインバータ部（３）に出ていく電流およびインバータ部（３）から負電位側接続点に入ってくる電流の変動に起因する。また、それらの電流は、インバータ部（３）の制御状態および負荷（４）の状態などによって変動する。
そこで、請求項１に記載の発明のように、インバータ制御部（６）がインバータ部（３）を制御する信号と負荷（４）の大きさを示す信号に基づいて、正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）および負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）を制御するようにすれば、コンデンサの容量を大きくすることなく、分割電位の変動を少なくすることができる。
【００１１】
この場合、請求項２に記載の発明のように、インバータ制御部（６）がインバータ部（３）を制御する信号に基づいて、チョッパ制御用のＰＷＭ信号の指令値の周波数および位相を決定する手段（７１）を有してチョッパ制御部（７）を構成することができる。
また、請求項３に記載の発明のように、負荷（４）の大きさを示す信号に基づいて、チョッパ制御用のＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセットを決定する手段（７２）を有してチョッパ制御部（７）を構成することができる。
【００１２】
また、請求項４に記載の発明のように、正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）と負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）とが独立して制御されるように構成すれば、それぞれの制御を精度よく行うことができ、コンデンサ（２１〜２４）による分割電位の変動を一層少なくすることができる。
なお、上記した括弧内の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示す実施形態について説明する。
図１に、本発明の一実施形態にかかるマルチレベル形電力変換装置の構成を示す。この図１において、図６に付したのと同じ符号のものは同一構成のものを示している。
【００１４】
インバータ部３は、インバータ制御部６によって制御される。このインバータ制御部６は、指令値正弦波発生器６１と、ＰＷＭ信号発生器６２と、ドライバ６３により構成された公知のものである。指令値正弦波発生器６１は、ＰＷＭ制御する場合のスレッショルド電圧となる指令値正弦波信号を出力する。ＰＷＭ信号発生器６２は、三角波信号と指令値正弦波信号とを比較し、指令値正弦波信号に応じたデューティ比のＰＷＭ信号をドライバ６３に出力する。ドライバ６３は、そのＰＷＭ信号を受けて、インバータ部３における主スイッチング素子をオンオフし、インバータ部３から３相交流電圧を出力させる。
【００１５】
チョッパ部５は、図６に示すものと異なり、正電位側のＤＣチョッパと負電位側のＤＣチョッパとが独立して制御されるようになっている。すなわち、正電位側のＤＣチョッパにおいては、ダイオード５１ｂのアノードが直流電圧源１の負極側に接続され、負電位側のＤＣチョッパにおいては、ダイオード５２ｂのカソードが直流電圧源１の正極側に接続されており、スイッチング素子５１ａ、５２ａがそれぞれＰＷＭ制御されることにより、正電位側接続点に供給する電流および負電位側接続点から出ていく電流が個別に制御される。
【００１６】
チョッパ部５は、チョッパ制御部７によって制御される。このチョッパ制御部７は、指令値周波数・位相演算器７１と、指令値振幅・オフセット演算器７２と、指令値変調波発生器７３と、ＰＷＭ信号発生器７４と、ドライバ７５により構成されている。
指令値周波数・位相演算器７１は、インバータ部３の指令値正弦波発生器６１から出力される指令値正弦波信号に基づき、その指令値正弦波信号の周波数を３倍して、チョッパ制御用ＰＷＭ信号の指令値の周波数を決定し、またチョッパ部５での電流位相遅れ分（主としてリアクトル５１ｃ、５２ｃによる位相遅れ分）とモータ４での電流位相遅れ分の差と各レベルの変動の位相のずれ分を指令値正弦波信号の位相に加えることにより、チョッパ制御用ＰＷＭ信号の指令値の位相を決定する。なお、指令値正弦波信号の位相に加える位相のずれ分は、計算によって求める他、予め定めた固定の値としてもよい。
【００１７】
指令値振幅・オフセット演算器７２は、インバータ部３とモータ４の間に設けられた電流センサ８からの信号によって出力電流の実効値を求め、それに定数をかけることによって、チョッパ制御用ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセットを決定する。この場合、モータ４への出力電流の実効値が大きくなるほどチョッパ制御用ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセットを大きくする。すなわち、モータ４への出力電流の実効値が大きくなるとチョッパ部５における正電位側接続点からインバータ部３に出ていく電流およびインバータ部３から負電位側接続点に入ってくる電流のそれぞれの平均値および振幅が大きくなるため、それらに見合った形でチョッパ制御用ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセットを大きくする。
【００１８】
指令値変調波発生器７３は、指令値周波数・位相演算器７１および振幅・オフセット演算器７２にて決定された周波数、位相、振幅、オフセットに基づき、チョッパ部５における正電位側のＤＣチョッパと負電位側のＤＣチョッパをＰＷＭ制御するためのスレッショルド電圧となる指令値信号をそれぞれ出力する。この指令値信号は、単純な三角関数の合成で表される波形となるものである。
【００１９】
ＰＷＭ信号発生器７４は、上記したそれぞれの指令値信号を三角波信号と比較し、それぞれの指令値信号に応じたデューティ比のＰＷＭ信号をドライバ７５に出力する。ドライバ７５は、それらのＰＷＭ信号を受けて、正電位側のＤＣチョッパにおけるスイッチング素子５１ａおよび負電位側のＤＣチョッパにおけるスイッチング素子５２ａをそれぞれオンオフする。
【００２０】
上記した構成において、電圧分割部２における分割電位Ｖ₂〜Ｖ₄の変動は、チョッパ部５における正電位側接続点および負電位側接続点とインバータ部３との間の電流の変動に起因し、同電流の変動の振幅と平均値は、負荷としてのモータ４への出力電流の大きさに比例する。また、変動の周波数は、インバータ部３の出力がｎ相交流の場合、出力周波数のｎ倍になる。従って、この実施形態の場合、変動周波数は出力周波数の３倍になる。
【００２１】
そこで、チョッパ制御部７は、インバータ制御部６からインバータ制御用の指令値正弦波信号を取り込み、その指令値正弦波信号の３倍の周波数で、しかも指令値正弦波信号の位相に応じた位相でチョッパ部５をＰＷＭ制御する。また、モータ４に出力される負荷電流を検出し、その負荷電流の実効値から負荷の大きさを求めて、その負荷に応じた振幅およびオフセットとなるようチョッパ部５における正電位側のＤＣチョッパと負電位側のＤＣチョッパをＰＷＭ制御する。
【００２２】
従って、チョッパ制御部７による上記した制御によって、分割電位Ｖ₂〜Ｖ₄は、図２のように変動し、コンデンサ２１〜２４の容量を大きくしなくても、分割電位Ｖ₂〜Ｖ₄の変動を少なくすることができる。
なお、チョッパ部５において、正電位側のＤＣチョッパと負電位側のＤＣチョッパとが独立して制御されるようになっているため、他方のＤＣチョッパの影響を受けことがなく、それぞれの制御を精度よく行うことができ、コンデンサ２１〜２４による分割電位の変動を一層少なくすることができる。
【００２３】
また、上記した制御によって正電位側接続点および負電位側接続点の電流変動を少なくすることができるため、電位の中点となるコンデンサ２２と２３の接続点の電位変動も少なくすることができる。
なお、本発明は、上記した実施形態に示す５レベルインバータを含む電力変換装置に限らず、図３に示すように、４レベルインバータを含む電力変換装置にも適用することができる。また、図４に示すように、６レベル以上のインバータを含む電力変換装置に広く適用することができる。
【００２４】
また、インバータ部３とモータ４の間に電流センサ８を設けて負荷の大きさを示す信号を得るようにしたが、図５に示すように、電圧分割部２におけるコンデンサ間の接続点とインバータ部３の間のラインに電流センサ８を取り付け、この位置で電流検出を行っても負荷の大きさを示す信号を得ることができる。この場合、電流センサ８を全てのラインに取り付ける必要はなく、いずれか１つのラインに取り付けるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を５レベルインバータを含む電力変換装置に適用した実施形態を示す構成図である。
【図２】図１に示す構成における分割電位Ｖ₂〜Ｖ₄の変動を示す図である。
【図３】本発明を４レベルインバータを含む電力変換装置に適用した実施形態を示す構成図である。
【図４】本発明を６レベル以上のインバータを含む電力変換装置に適用した実施形態を示す構成図である。
【図５】電流センサの取り付け場所を変えた他の実施形態を示す構成図である。
【図６】従来の５レベルインバータを含む電力変換装置の構成を示す図である。
【図７】図６に示す構成においてチョッパ部５がない場合の問題点を説明するための図である。
【図８】図６に示す構成においてチョッパ部５を設けた場合の分割電位Ｖ₂〜Ｖ₄の変動を示す図である。
【図９】図６に示す構成に対しコンデンサ２１〜２４の容量を大きくした場合の分割電位Ｖ₂〜Ｖ₄の変動を示す図である。
【符号の説明】
１…直流電源、２…電圧分割部、３…インバータ部、４…モータ、
５…チョッパ部、６…インバータ制御部、７…チョッパ制御部。

Claims

直流電圧源（１）の正の端子と負の端子間に直列に接続され、前記直流電圧源（１）の電圧を４レベル以上の直流電圧に分割する複数のコンデンサ（２１〜２４）と、
前記４レベル以上の直流電圧を用いて負荷（４）に交流電圧を出力するインバータ部（３）と、
このインバータ部（３）を制御するインバータ制御部（６）と、
前記複数のコンデンサ（２１〜２４）間の接続点のうち正の電位を生成する正電位側接続点に接続された正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）と、負の電位を生成する負電位側接続点に接続された負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）とを有するチョッパ部（５）と、
前記インバータ制御部（６）が前記インバータ部（３）を制御する信号と前記負荷（４）の大きさを示す信号に基づいて、前記正電位側接続点および前記負電位側接続点のそれぞれの電位の変動を平坦化するように前記正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）および前記負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）を制御するチョッパ制御部（７）と
を備えたことを特徴とするマルチレベル形電力変換装置。
前記チョッパ制御部（７）は、
ＰＷＭ信号の指令値に基づいて、前記正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）および前記負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を発生する手段（７４）と、
前記インバータ制御部（６）が前記インバータ部（３）を制御する信号に基づいて、前記ＰＷＭ信号の指令値の周波数および位相を決定する手段（７１）を有することを特徴とする請求項１に記載のマルチレベル形電力変換装置。
前記チョッパ制御部（７）は、前記負荷（４）に流れる負荷電流の大きさを示す信号に基づいて、前記ＰＷＭ信号の指令値の振幅およびオフセットを決定する手段（７２）を有することを特徴とする請求項２に記載のマルチレベル形電力変換装置。
前記正電位側チョッパ（５１ａ〜５１ｃ）は、前記直流電圧源（１）の正の端子に一端が接続され前記チョッパ制御部（７）によりオンオフ制御される第１のスイッチ手段（５１ａ）と、この第１のスイッチ手段（５１ａ）の他端にカソードが接続され前記直流電圧源（１）の負の端子にアノードが接続された第１のダイオード（５２ｂ）と、前記第１のスイッチ手段（５１ａ）と前記第１のダイオード（５２ｂ）の間の接続点と前記正電位側接続点の間に接続された第１のリアクトル（５２ｃ）で構成され、
前記負電位側チョッパ（５２ａ〜５２ｃ）は、前記直流電圧源（１）の負の端子に一端が接続され前記チョッパ制御部（７）によりオンオフ制御される第２のスイッチ手段（５２ａ）と、この第２のスイッチ手段（５２ａ）の他端にアノードが接続され前記直流電圧源（１）の正の端子にカソードが接続された第２のダイオード（５２ｂ）と、前記第２のスイッチ手段（５２ａ）と前記第２のダイオード（５２ｂ）の間の接続点と前記負電位側接続点の間に接続された第２のリアクトル（５２ｃ）で構成されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載のマルチレベル形電力変換装置。