JPH09163755A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な処理でどのような振幅の電圧指令値に
対しても忠実に出力電圧を得ることができる電力変換装
置の制御装置を得る。 【解決手段】 ユニポーラ変調用の第１のキャリア信号
を発生するキャリア信号発生器（７）と、ダイポーラ変
調用の第２のキャリア信号を発生するキャリア信号発生
器（８）と、電圧指令発生器（５）からの電圧指令値と
所定の電圧振幅レベルを電圧レベル判別器（６）で比較
して、この比較結果に応じて第１および第２のキャリア
信号を選択するキャリア信号選択器（９）と、キャリア
信号選択器（９）で選択されたキャリア信号と電圧指令
値を比較器（４１，４２）で比較し、その出力に基づい
てスイッチング素子（１１〜１４等）のゲート信号を生
成するゲート信号発生器（４３）とで構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、直流電力を交流
電力または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置
の制御装置に関し、特に電力変換装置の出力電圧の制御
を行う電力変換装置の制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、３レベルインバータの波形改善用
として、PESC′88 Record（１９８８年４月号）の第１
２５５頁から第１２６２頁に「３レベルＰＷＭ波形の新
規な発生および最適化方法」と題して記載されているよ
うに、正負のパルス状電圧を交互にゼロ電圧を介して出
力するダイポーラ変調方式が提案されている。

【０００３】また、この文献には、ダイポーラ変調方式
から出力電圧と同一極性のみのパルス状電圧を出力する
ユニポーラ変調方式への移行は、１周期中に存在する最
適６ポイントで行う必要があると記載されている。ま
た、特開平２−１０１９６９号公報の図９に出力電圧の
半サイクル中にダイポーラ期間とユニポーラ期間の両者
が存在する記載がある。さらに、特開平５−１４６１６
０号公報には、出力電圧の半サイクル中にダイポーラ期
間とユニポーラ期間の両者が存在する状態を介して、ダ
イポーラ変調とユニポーラ変調の移行を行う具体的な方
法が記載されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】一般に、ダイポーラ変
調方式は、出力波形の改善のみならず、微小電圧制御に
も好適である。しかし、このダイポーラ変調方式は、あ
る電圧を表現するのに、表現しようとする電圧と逆極性
のパルスを用いるため、電圧利用率が減少してしまい、
従って、ユニポーラ変調方式への移行は避けられない。
この移行の際に、単にダイポーラ変調方式からユニポー
ラ変調方式に移行させるのでは、その切り換え時に電流
リップルが増加し、特に、負荷が交流電動機の場合には
トルク変動の原因となる。

【０００５】ところで、上述の従来技術のうち、PESC′
88なる文献には、これらダイポーラ変調方式およびユニ
ポーラ変調方式間の移行を特定の位相で行うと記載され
ている。しかし、この方法の場合、１サイクル期間中に
６カ所しか存在しない最適ポイントを見つけ、制御しな
ければならないので、タイミング制御における制御系が
複雑になってしまうという問題点があった。また、例え
ば、ある電圧指令をユニポーラ変調方式を用いて電力変
換装置出力電圧に表現する場合、スイッチング素子には
最小オン時間が存在し、その電圧指令の裾野の部分のよ
うな小さな出力電圧指令が与えられたとしても、電力変
換装置出力電圧として実現されないため、正弦波電圧指
令の裾野の部分（微小電圧）を実現できないという問題
点があった。

【０００６】また、特開平２−１０１９６９号公報は、
その図９に、１サイクル期間中に固定のダイポーラ期間
（６０゜）を有し、その他の部分がユニポーラのパルス
で形成された波形が示されているが、これは変調波が１
を超える部分を他の相にて補うようにするために出力さ
れる波形であり、従って、この従来技術においても、上
述の裾野の部分の微小電圧を表現できないという問題点
があった。

【０００７】そこで、特開平５−１４６１６０号公報
は、これらの問題点を解決するために、ダイポーラ変調
領域とユニポーラ変調領域間の移行の際に第３の領域
（部分ダイポーラ領域）を介して移行させるものである
が、この場合、２種類の基本波電圧指令の振幅を複雑な
論理で調整する必要があり、処理が複雑になるという問
題点があった。

【０００８】この発明はこのような問題点を解決するた
めになされたもので、簡単な処理でどのような振幅の電
圧指令値に対しても忠実に出力電圧を得ることができる
電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る電
力変換装置の制御装置は、複数のスイッチング素子を制
御して直流電力および交流電力相互間の電力変換を行う
（すなわち直流電力を交流電力または交流電力を直流電
力に変換する）電力変換装置において、電圧指令値と所
定の電圧振幅レベルとを比較し、この比較結果に基づい
て第１および第２のキャリア信号を切り換えて選択し、
この選択されたキャリア信号を電圧指令でパルス幅変調
してスイッチング素子を制御するようにしたものであ
る。

【００１０】請求項２の発明に係る電力変換装置の制御
装置は、複数のスイッチング素子を制御して直流電力お
よび交流電力相互間の電力変換を行う電力変換装置にお
いて、ユニポーラ変調用の第１のキャリア信号を発生す
る第１のキャリア信号発生器と、ダイポーラ変調用の第
２のキャリア信号を発生する第２のキャリア信号発生器
と、電圧指令値と所定の電圧振幅レベルを比較して、こ
の比較結果に応じて第１および第２のキャリア信号を選
択するキャリア信号選択手段と、このキャリア信号選択
手段で選択されたキャリア信号と電圧指令値に基づいて
スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生
成手段とを備えたものである。

【００１１】請求項３の発明に係る電力変換装置の制御
装置は、請求項１または２の発明において、所定の電圧
振幅レベルを可変としたものである。

【００１２】請求項４の発明に係る電力変換装置の制御
装置は、請求項１〜３のいずれかの発明において、第２
のキャリア信号のオフセット量を電圧指令値の振幅に応
じて可変としたものである。

【００１３】請求項５の発明に係る電力変換装置の制御
装置は、請求項１〜４のいずれかの発明において、所定
の電圧振幅レベルにヒステリシスを持たせたものであ
る。

【００１４】請求項６の発明に係る電力変換装置の制御
装置は、請求項１〜５のいずれかの発明において、第１
のキャリア信号と第２のキャリア信号のキャリア周波数
を別々に設定したものである。

【００１５】請求項７の発明に係る電力変換装置の制御
装置は、請求項６の発明において、第１のキャリア信号
のキャリア周波数を第２のキャリア信号のキャリア周波
数の２倍に設定したものである。

【００１６】請求項８の発明に係る電力変換装置の制御
装置は、請求項１〜７のいずれかの発明において、電圧
指令値の大きい領域では第１のキャリア信号を選択し、
電圧指令値の小さい領域では第２のキャリア信号を選択
するようにしたものである。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、この発明の一実施の形態
を、電力変換装置が直流電力から交流電力に変換するも
のであり、負荷が例えば三相誘導電動機の場合を例にと
り、図について説明する。

【００１８】実施の形態１．図１はこの発明の実施の形
態１を示す構成図である。図において、１は直流電圧
源、２，３は直流電圧源１の両端間に直列接続されたコ
ンデンサであって、これらコンデンサ２および３の接続
点が中性点Ｎとなる。１１〜１４は直流電圧源１の両端
間に直列接続されたＵ相の自己消弧可能なスイッチング
素子、１５〜１８はスイッチング素子１１〜１４にそれ
ぞれ並列接続された還流用の整流素子例えばダイオー
ド、１９は中性点Ｎとスイッチング素子１２のアノード
に接続されて中性点電位を導出するための補助整流素子
例えばダイオード、２０は中性点Ｎとスイッチング素子
１３のカソードに接続されて中性点電位を導出するため
の補助整流素子例えばダイオードである。これら構成要
素１１〜２０によってＵ相のスイッチングアームＵＡを
構成する。

【００１９】同様に、２１〜２４は直流電圧源１の両端
間に直列接続されたＶ相の自己消弧可能なスイッチング
素子、２５〜２８はスイッチング素子２１〜２４にそれ
ぞれ並列接続された還流用の整流素子例えばダイオー
ド、２９は中性点Ｎとスイッチング素子２２のアノード
に接続されて中性点電位を導出するための補助整流素子
例えばダイオード、３０は中性点Ｎとスイッチング素子
２３のカソードに接続されて中性点電位を導出するため
の補助整流素子例えばダイオードである。これら構成要
素２１〜３０によってＶ相のスイッチングアームＶＡを
構成する。

【００２０】また、３１〜３４は直流電圧源１の両端間
に直列接続されたＷ相の自己消弧可能なスイッチング素
子、３５〜３８はスイッチング素子３１〜３４にそれぞ
れ並列接続された還流用の整流素子例えばダイオード、
３９は中性点Ｎとスイッチング素子３２のアノードに接
続されて中性点電位を導出するための補助整流素子例え
ばダイオード、４０は中性点Ｎとスイッチング素子３３
のカソードに接続されて中性点電位を導出するための補
助整流素子例えばダイオードである。これら構成要素３
１〜４０によってＷ相のスイッチングアームＷＡを構成
する。４は各相のスイッチングアームＵＡ，ＶＡおよび
ＷＡの交流出力端子Ｕｏ,ＶoおよびＷoにそれぞれ接続
された負荷としての誘導電動機である。なお、上述のス
イッチング素子は一例としてＩＧＢＴの場合であるが、
これに限定されることなく、その他のスイッチング素子
例えばＧＴＥやトランジスタ等でもよい。

【００２１】５は外部から入力される電圧振幅命令Ａと
インバータ周波数ｆiに基づいて電圧指令Ａsinθを出力
する電圧指令発生器、６は電圧指令発生器５に接続さ
れ、その出力である電圧指令Ａsinθの値（レベル）と
所定の電圧振幅レベルＡduに基づいてダイポーラ変調方
法とユニポーラ変調方法のいずれを使用するかを判別す
る電圧レベル判別器である。７は外部から入力される三
角波キャリアcarのキャリア周波数ｆcに基づいて所定の
キャリア周期毎に複数の三角波キャリアucar１とucar２
をユニポーラ変調のキャリア信号として発生する第１の
キャリア信号発生器、８は同じく外部から入力される三
角波キャリアcarのキャリア周波数ｆcに基づいて所定の
キャリア周期毎に複数の三角波キャリアdcar１とdcar２
をダイポーラ変調のキャリア信号として発生する第２の
キャリア信号発生器である。なお、キャリア信号発生器
８には上下方向の所定のオフセット量Ａoが与えられて
いる。

【００２２】９は電圧レベル判別器６からの判別信号SC
に基づいてキャリア信号発生器７および８の出力を選択
してキャリア信号car１およびcar２として出力するキャ
リア信号選択器、４１は電圧指令発生器５からの電圧指
令Ａsinθとキャリア信号選択器９からのキャリア信号c
ar１に基づいてスイッチング信号ｇpを生成する比較
器、４２は同じく電圧指令発生器５からの電圧指令Ａsi
nθとキャリア信号選択器９からのキャリア信号car２に
基づいてスイッチング信号ｇnを生成する比較器、４３
はスイッチング信号ｇpおよびｇnに基づいてＵ相のスイ
ッチング素子１１〜２０のゲート信号を生成して出力す
るゲート信号発生器である。

【００２３】なお、電圧指令発生器５，電圧レベル判別
器６およびキャリア信号選択器９はキャリア信号選択手
段を構成し、比較器４１，４２およびゲート信号発生器
４３はゲート信号生成手段を構成する。また、このゲー
ト信号の作成は、ここではＵ相の場合を示しているが、
Ｖ相およびＷ相の場合も、電圧指令発生器５から発生さ
れる電圧指令ＡsinθがＡsin｛θー（２π／３）｝、Ａ
sin｛θー（４π／３）｝に変わるだけで、他はＵ相の
場合と同様である。従って、スイッチングアームＶＡお
よびＷＡに対するゲートに信号発生器４３等のゲート信
号の作成に関連する回路構成は、ここでは省略されてい
る。

【００２４】次に、動作について図２〜図４を参照しな
がら説明する。上述の構成において、各相は独立に動作
可能であるが、ここでは、代表的にＵ相の場合を例に、
先ず基本的なスイッチング素子の動作について説明す
る。いま、コンデンサ２の電圧Ｅd1，Ｅd1を完全平滑な
直流電圧源として、Ｅd1＝Ｅd2＝Ｅd／２とする。但
し、Ｅdは直流電圧源１の電圧である。このとき、スイ
ッチング素子１１〜１４を表１に示すようにオン，オフ
制御することにより、Ｕ相のスイッチングアームＵＡの
交流出力端子Ｕoに各スイッチング素子のオン，オフ状
態に応じてＥd／２，０，−Ｅd／２なる３レベルの出力
電圧ｅが得られる。

【００２５】

【表１】

【００２６】上記表１のスイッチング信号ｇp，ｇnは、
それぞれスイッチング素子１１，１２および１３，１４
のゲート信号に対応した信号であり、スイッチング素子
１１および１２はスイッチング信号ｇp，ｇnがハイレベ
ル“１”のときオン、ローレベル“０”のときオフとな
る。一方、スイッチング素子１３および１４はスイッチ
ング信号ｇp，ｇnがハイレベル“０”のときオン、ロー
レベル“１”のときオフとなる。つまり、スイッチング
素子１３および１４のゲート信号としては、スイッチン
グ素子１１および１２のゲート信号として使用されるス
イッチング信号ｇp，ｇnをそれぞれ反転した信号が用い
られる。

【００２７】さて、電圧指令発生器５では、電圧振幅指
令Ａとインバータ周波数fiを積分することによって得ら
れる位相θから、図２〜図４に示すような正弦波状の電
圧指令Ａsinθを出力する。電圧レベル判別器６は電圧
指令発生器５からの電圧指令Ａsinθの値（レベル）と
所定の電圧振幅レベルＡduを比較し、変調方法としてダ
イポーラ変調方法とするかユニポーラ変調方法とするか
を次の表２の論理に従って決定する。

【００２８】

【表２】

【００２９】従って、電圧レベル判別器６は、その出力
側に判別信号ｓcとして、図４からも分かるように、｜Ａ
sinθ｜＜Ａduのときには変調方法がダイポーラ変調方
法であることを表すハイレベル“１”を、また、｜Ａsi
nθ｜≧Ａduのときには変調方法がユニポーラ変調方法
であることを表すローレベル“０”を出力する。一方、
キャリア信号発生器７では、キャリア周波数ｆcから決
まるキャリア周期Ｔc（Ｔc＝１／ｆc）毎に、図２
（ａ）に示すような三角波キャリアucar１とucar２を出
力する。また、キャリア信号発生器８では、キャリア周
波数ｆcから決まるキャリア周期Ｔc毎に、図３（ａ）に
示すような三角波キャリアdcar１とdcar２を出力する。
なお、このキャリア信号発生器８におけるダイポーラ変
調時の三角波キャリアdcar１とdcar２は、図３に破線で
示すような三角波キャリアcarから次式の関係を用いて
得られる。

【００３０】 dcar１＝car＋Ａo ・・・（１） dcar２＝carーＡo ・・・（２）

【００３１】キャリア信号選択器９は、電圧レベル判別
器６からの判別信号ｓcに基づいて、キャリア信号発生
器７からの三角波キャリアucar１，ucar２とキャリア信
号発生器８からの三角波キャリアdcar１，dcar２のどち
らを選択するかを次の表３の論理で決定し、キャリア信
号car１，car２を出力する。

【００３２】

【表３】

【００３３】すなわち、キャリア信号選択器９は、電圧
レベル判別器６からの判別信号ｓcがハイレベル“１”
のときは、キャリア信号発生器８からの三角波キャリア
dcar１，dcar２をそれぞれダイポーラ変調のキャリア信
号car１，car２として選択して出力し、判別信号ｓcが
ローレベル“０”のときは、キャリア信号発生器７から
の三角波キャリアucar１，ucar２をそれぞれユニポーラ
変調のキャリア信号car１，car２として選択して出力す
る。

【００３４】ユニポーラ変調時には、比較器４１は、図
２（ａ）に示すように電圧指令発生器５からの電圧指令
Ａsinθとこのときキャリア信号選択器９で選択された
キャリア信号car１としてのキャリア信号発生器７から
の三角波キャリアucar１とを比較して図２（ｂ）に示す
ようなスイッチング信号ｇpを出力する。一方、比較器
４２は、図２（ａ）に示すように電圧指令発生器５から
の電圧指令Ａsinθとこのときキャリア信号選択器９で
選択されたキャリア信号car２としてのキャリア信号発
生器７からの三角波キャリアucar２とを比較して図２
（ｃ）に示すようなスイッチング信号ｇpを出力する。

【００３５】また、ダイポーラ変調時には、比較器４１
は、図３（ａ）に示すように電圧指令発生器５からの電
圧指令Ａsinθとこのときキャリア信号選択器９で選択
されたキャリア信号car１としてのキャリア信号発生器
８からの三角波キャリアdcar１とを比較して図３（ｂ）
に示すようなスイッチング信号ｇpを出力する。一方、
比較器４２は、図３（ａ）に示すように電圧指令発生器
５からの電圧指令Ａsinθとこのときキャリア信号選択
器９で選択されたキャリア信号car２としてのキャリア
信号発生器８からの三角波キャリアdcar２とを比較して
図３（ｃ）に示すようなスイッチング信号ｇpを出力す
る。

【００３６】このようにして生成されたスイッチング信
号ｇp，ｇnはゲート信号発生器４３に供給される。そし
て、ユニポーラ変調時は、ゲート信号発生器４３は、入
力されたスイッチング信号ｇp，ｇnをそれぞれスイッチ
ング素子１１および１２のゲート信号として出力すると
共に、これらスイッチング信号ｇp，ｇnを反転して図２
（ｄ）および（ｅ）に示すようなスイッチング信号ｇ
p^-，ｇn^-（これらはそれぞれｇp，ｇnの反転信号を表
す）をスイッチング素子１３および１４のゲート信号と
して出力する。

【００３７】同様に、ダイポーラ変調時は、ゲート信号
発生器４３は、入力されたスイッチング信号ｇp，ｇnを
それぞれスイッチング素子１１および１２のゲート信号
として出力すると共に、これらスイッチング信号ｇp，
ｇnを反転して図３（ｄ）および（ｅ）に示すようなス
イッチング信号ｇp^-，ｇn^-（これらはそれぞれｇp，ｇn
の反転信号を表す）をスイッチング素子１３および１４
のゲート信号として出力する。なお、ゲート信号発生器
４３は、ゲート信号の出力に際しては、スイッチング信
号に基づき短絡防止期間等を考慮して出力するものとす
る。

【００３８】このようにしてゲート信号発生器４３から
出力されたゲート信号は、スイッチングアームＵＡのス
イッチング素子１１〜１４のゲートに供給され、そのス
イッチング状態が制御される。この結果、スイッチング
アームＵＡの交流出力端子Ｕoには、ユニポーラ変転の
場合には、図２（ｆ）に示すように電圧指令Ａsinθの
半周期毎に単極性の波形を有する出力電圧ｅが得られ、
また、ダイポーラ変転の場合には、図３（ｆ）に示すよ
うにキャリア周期Ｔc間に０，±Ｅd／２の３つの電圧レ
ベルをとる両極性の波形を有する出力電圧ｅが得られ
る。

【００３９】上述のように、本実施の形態では、電圧指
令Ａsinθの基礎となる電圧振幅指令ＡがＡ＜Ａduのと
きには常時ダイポーラ変調期間が存在し、Ａ≧Ａduのと
きには、実質的に表２の論理に従って電圧指令半周期の
間にダイポーラ変調期間とユニポーラ変調期間が存在す
るように動作するので、電圧指令の小さい裾野付近でも
その電圧指令に忠実に電圧を出力できる。また、ダイポ
ーラ変調とユニポーラ変調は、実質的にキャリア信号を
切り換えるだけで実現でき、従来例の如く２種類の基本
波電圧指令の振幅を複雑な論理で調整する必要がなくな
り、従来例に比べて処理が簡単となる。

【００４０】実施の形態２．図５はこの発明の実施の形
態２を示す構成図である。図において、図１と対応する
部分には同一符号を付し、その詳細説明を省略する。上
記実施の形態１では、電圧レベル判別器６に印加される
ダイポーラ変調とユニポーラ変調の切り換える電圧振幅
レベルＡduを一定としたが、本実施の形態では、この電
圧振幅レベルＡduを例えばインバータ周波数の関数とし
て設定するようにする。そのために、電圧レベル設定器
４４を設け、この電圧レベル設定器４４にインバータ周
波数ｆiを印加し、その出力を電圧振幅レベルＡduとし
て電圧レベル判別器６に供給する。なお、この電圧レベ
ル設定器４４への入力は、電圧指令発生器５に供給され
ている電圧振幅指令Ａでもよい。その他の構成は、図１
と同様である。

【００４１】通常、負荷が誘導電動機の場合、電圧振幅
指令Ａに基づく電圧指令Ａsinθはインバータ周波数ｆi
に比例して増加させるのが一般的である。従って、電圧
指令Ａsinθの値が大きくなると、ダイポーラ変調とユ
ニポーラ変調で電圧誤差が無視できるようになる。一
方、ダイポーラ変調とユニポーラ変調の際の三角波キャ
リアのキャリア周期Ｔcが等しいときには、ダイポーラ
変調時キャリア周期毎に各相４個のスイッチング素子全
てが二度ずつオン，オフするが、ユニポーラ変調時は４
個のうち２個だけがオン，オフする。従って、キャリア
周期Ｔcが等しいときには、スイッチング損失の点か
ら、ユニポーラ変調の方が有利である。これらを考慮す
ると、図６に示すように、インバータ周波数ｆiの関数
として電圧振幅レベルＡduを可変とすると、スイッチン
グ損失の点から有利となる。

【００４２】上述のように、本実施の形態でも、電圧指
令の値の小さい裾野付近でもその電圧指令に忠実に電圧
を出力でき、また、ダイポーラ変調とユニポーラ変調
は、実質的にキャリア信号を切り換えるだけで実現で
き、従来例に比べて処理が簡単となる。また、本実施の
形態では、電圧振幅レベルをインバータ周波数の関数と
して設定し、ダイポーラ変調とユニポーラ変調のキャリ
ア周期が等しいときには、ユニポーラ変調モードで各相
４個のうち２個だけがオン，オフするので、ダイポーラ
変調モードによる動作期間がそれだけ短くなり、全体と
してスイッチング損失を低減できる。

【００４３】実施の形態３．図７はこの発明の実施の形
態３を示す構成図である。図において、図１と対応する
部分には同一符号を付し、その詳細説明を省略する。上
記実施の形態１では、キャリア信号発生器８に印加され
るダイポーラ変調時のとオフセット量Ａoは一定とした
が、本実施の形態では、このオフセット量Ａoを電圧振
幅指令Ａの関数とし、電圧振幅指令Ａの値に応じて可変
とする。そのために、オフセット量設定器４５を設け、
このオフセット量設定器４５に電圧振幅指令Ａを印加
し、その出力をキャリア信号発生器８にオフセット量Ａ
oとして供給する。なお、このオフセット量設定器４５
への入力は、インバータ周波数ｆcでもよい。その他の
構成は、図１と同様である。

【００４４】ダイポーラ変調では、電圧振幅指令Ａの値
に応じて、出力電圧ｅの高調波成分を最小にするオフセ
ット量Ａoが存在する。従って、この出力電圧ｅの高調
波成分を最小にする値をオフセット量設定器４５でオフ
セット量Ａoとしてキャリア信号発生器８に設定する。
これにより、高調波成分の少ない出力電圧ｅが得られダ
イポーラ変調時の出力電圧ｅの波形を改善できる。

【００４５】上述のように、本実施の形態でも、電圧指
令の値の小さい裾野付近でもその電圧指令に忠実に電圧
を出力でき、また、ダイポーラ変調とユニポーラ変調
は、実質的にキャリア信号を切り換えるだけで実現で
き、従来例に比べて処理が簡単となる。また、本実施の
形態では、ダイポーラ変調の際のオフセット量を電圧振
幅指令の関数として出力電圧ｅの高調波成分を最小にす
る値に設定したので、ダイポーラ変調時高調波成分の少
ない出力電圧ｅが得られ、その波形を改善できる。

【００４６】実施の形態４．図８はこの発明の実施の形
態４を示す構成図である。図において、図１と対応する
部分には同一符号を付し、その詳細説明を省略する。本
実施の形態は、実質的に上述の実施の形態２と３を組み
合わせたものである。従って、実施の形態２と同様に電
圧レベル設定器４４を設け、この電圧レベル設定器４４
にインバータ周波数ｆiを印加し、その出力を電圧振幅
レベルＡduとして電圧レベル判別器６に供給する。ま
た、実施の形態３と同様にオフセット量設定器４５を設
け、このオフセット量設定器４５に電圧振幅指令Ａを印
加し、その出力をキャリア信号発生器８にオフセット量
Ａoとして供給する。その他の構成は、図１と同様であ
る。また、その動作についても、上述の実施の形態と同
様であるので、その説明を省略する。

【００４７】上述のように、本実施の形態では、電圧指
令の値の小さい裾野付近でもその電圧指令に忠実に電圧
を出力でき、また、ダイポーラ変調とユニポーラ変調
は、実質的にキャリア信号を切り換えるだけで実現で
き、従来例に比べて処理が簡単となる。また、本実施の
形態では、電圧振幅レベルをインバータ周波数の関数と
して設定し、ダイポーラ変調とユニポーラ変調のキャリ
ア周期が等しいときには、ユニポーラ変調モードで各相
４個のうち２個だけがオン，オフするので、ダイポーラ
変調モードによる動作期間がそれだけ短くなり、全体と
してスイッチング損失を低減できる。さらに、本実施の
形態では、ダイポーラ変調の際のオフセット量を電圧振
幅指令の関数として出力電圧ｅの高調波成分を最小にす
る値に設定したので、ダイポーラ変調時高調波成分の少
ない出力電圧ｅが得られ、その波形を改善できる。

【００４８】実施の形態５．図９はこの発明の実施の形
態５を説明するための図である。上述の各実施の形態で
は、電圧レベル判別器６は電圧指令発生器５からの電圧
指令Ａsinθの値（レベル）と所定の電圧振幅レベルＡd
uを比較し、変調方法としてダイポーラ変調方法とする
かユニポーラ変調方法とするかを表２の論理に従って決
定する場合について説明したが、このとき電圧レベル判
別器６で使用される所定の電圧振幅レベルＡduに、図９
に示すように、ヒステリシスΔＡduを持たせて、変調方
法の判別を行うようにしてもよい。このように、電圧振
幅レベルＡduにヒステリシスを持たせることにより、電
圧指令Ａsinθに高調波リップルが含まれる場合でも、
不要な変調方法の切り換えを防止できる。

【００４９】上述のように、本実施の形態でも、上記実
施の形態と同様の作用効果が得られると共に、さらに、
本実施の形態では、電圧振幅レベルにヒステリシスを持
たせることにより、電圧指令に高調波リップルが含まれ
る場合でも、ダイポーラ変調方法とユニポーラ変調方法
の間の不要な切り換えを防止できる。

【００５０】実施の形態６．図１０はこの発明の実施の
形態６を説明するための図である。上述の各実施の形態
では、ユニポーラ変調時のキャリア信号として、キャリ
ア信号発生器７から発生される図３に示すような三角波
キャリアucar１，ucar２を用いる場合について説明した
が、図１０に示すような三角波キャリアucar１，ucar２
を用いてもよい。これにより、本実施の形態でも、上記
実施の形態と同様の作用効果が得られる。

【００５１】実施の形態７．図１１はこの発明の実施の
形態７を説明するための図である。上述の各実施の形態
では、ユニポーラ変調時にキャリア信号発生器７に供給
されるキャリアのキャリア周波数ｆcとダイポーラ変調
時にキャリア信号発生器８に供給されるキャリアのキャ
リア周波数ｆcは共通のものとしたが、図１１に示すよ
うに別々のキャリア周波数でもよい。すなわち、キャリ
ア信号発生器７へキャリア周波数ｆcuのキャリアを供給
し、キャリア信号発生器８へキャリア周波数ｆcdのキャ
リアを供給する。その場合に、上述の実施の形態２で説
明したように、三角波キャリアのキャリア周期Ｔcが等
しい場合には、ダイポーラ変調の方が、ユニポーラ変調
の場合よりもスイッチング損失が約２倍となるので、例
えばダイポーラ変調時のキャリア周波数ｆcdをユニポー
ラ変調時のキャリア周波数fcuの１／２（すなわち、ユ
ニポーラ変調時のキャリア周波数fcuをダイポーラ変調
時のキャリア周波数ｆcdの２倍）に設定する。これによ
り、どちらの変調方法でもほぼ等しいスイッチング損失
とすることができる。

【００５２】上述のように、本実施の形態でも、上記実
施の形態と同様の作用効果が得られると共に、さらに、
本実施の形態では、ダイポーラ変調時のキャリア周波数
とユニポーラ変調時のキャリア周波数を個別に設定し
て、どちらの変調方法でもほぼ等しいスイッチング損失
とすることができ、変調方式に依存しないが、スイッチ
ング素子の冷却設計が可能になる。

【００５３】実施の形態８．なお、各相のスイッチング
素子に供給されるゲート信号を生成するためのスイッチ
ング信号ｇp，ｇnを求めるまでの処理の一部または全て
を、マイクロコンピュータ等でソフトウエアで処理する
ようにしてもよい。また、負荷として三相誘導電動機を
場合について説明したが、これに限定されることなく、
その他の三相の負荷あるいは単相の負荷にも同様に適用
でき、同様の効果を奏する。なお、単相の負荷の場合
は、電圧指令Ａsinθの位相として、θと（θ−π）を
持つ電圧指令を用いればよい。さらに、上述の各実施の
形態では、電力変換を直流電力から交流電力に変換する
場合につて説明したが、逆に交流電力から直流電力に変
換する場合も同様に適用でき、同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１を示す構成図であ
る。

【図２】 この発明の実施の形態１の動作説明に供する
ためのタイムチャートである。

【図３】 この発明の実施の形態１の動作説明に供する
ためのタイムチャートである。

【図４】 この発明の実施の形態１の動作説明に供する
ための図である。

【図５】 この発明の実施の形態２を示す構成図であ
る。

【図６】 この発明の実施の形態２の動作説明に供する
ための図である。

【図７】 この発明の実施の形態３を示す構成図であ
る。

【図８】 この発明の実施の形態４を示す構成図であ
る。

【図９】 この発明の実施の形態５の説明に供するため
の図である。

【図１０】 この発明の実施の形態６の説明に供するた
めの図である。

【図１１】 この発明の実施の形態７の説明に供するた
めの図である。

【符号の説明】

５ 電圧指令発生器、６ 電圧レベル発生器、７，８
キャリア信号発生器、９ キャリア信号選択器、１１〜
１４，２１〜２４，３１〜３４ スイッチング素子、４
１、４２ 比較器、４３ ゲート信号発生器、４４ 電
圧レベル設定器、４５ オフセット量設定器。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のスイッチング素子を制御して直流
   電力および交流電力相互間の電力変換を行う電力変換装
   置において、電圧指令値と所定の電圧振幅レベルとを比
   較し、該比較結果に基づいて第１および第２のキャリア
   信号を切り換えて選択し、該選択されたキャリア信号を
   上記電圧指令でパルス幅変調して上記スイッチング素子
   を制御するようにしたことを特徴とする電力変換装置の
   制御装置。
2. 【請求項２】 複数のスイッチング素子を制御して直流
   電力および交流電力相互間の電力変換を行う電力変換装
   置において、ユニポーラ変調用の第１のキャリア信号を
   発生する第１のキャリア信号発生器と、ダイポーラ変調
   用の第２のキャリア信号を発生する第２のキャリア信号
   発生器と、 電圧指令値と所定の電圧振幅レベルを比較して、該比較
   結果に応じて上記第１および第２のキャリア信号を選択
   するキャリア信号選択手段と、 該キャリア信号選択手段で選択されたキャリア信号と上
   記電圧指令値に基づいて上記スイッチング素子のゲート
   信号を生成するゲート信号生成手段とを備えたことを特
   徴とする電力変換装置の制御装置。
3. 【請求項３】 上記所定の電圧振幅レベルを可変とした
   ことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置
   の制御装置。
4. 【請求項４】 上記第２のキャリア信号のオフセット量
   を上記電圧指令値の振幅に応じて可変としたことを特徴
   とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置の
   制御装置。
5. 【請求項５】 上記所定の電圧振幅レベルにヒステリシ
   スを持たせたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか
   に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 【請求項６】 上記第１のキャリア信号と上記第２のキ
   ャリア信号のキャリア周波数を別々に設定したことを特
   徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置
   の制御装置。
7. 【請求項７】 上記第１のキャリア信号のキャリア周波
   数を第２のキャリア信号のキャリア周波数の２倍に設定
   したことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置の制
   御装置。
8. 【請求項８】 上記電圧指令値の大きい領域では上記第
   １のキャリア信号を選択し、上記電圧指令値の小さい領
   域では上記第２のキャリア信号を選択するようにしたこ
   とを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電力変
   換装置の制御装置。