JPH1189239A - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータ装置Info
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- JPH1189239A JPH1189239A JP9248126A JP24812697A JPH1189239A JP H1189239 A JPH1189239 A JP H1189239A JP 9248126 A JP9248126 A JP 9248126A JP 24812697 A JP24812697 A JP 24812697A JP H1189239 A JPH1189239 A JP H1189239A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】出力電圧の基本波位相のピーク近傍で電流極性
を直接検出することなく行う中性点電圧制御方式でイン
バータの出力電圧と出力電流の間の力率角の大きさに関
わらず逆方向に作用することのない方式を提供すること
である。 【解決手段】入力直流電圧を分圧する二組の直列接続さ
れたコンデンサのそれぞれの電圧の差に係数をかけてパ
ルスパターンの補正量を求める手段を備え、更にその係
数をトルク電流の指令に応じて変化させる。具体的に
は、トルク電流指令が予め定めた所定の値より大きいと
きはある一定値を出力し、逆にトルク電流指令が所定の
値より小さいときは係数をその一定値よりも小さく設定
する。
を直接検出することなく行う中性点電圧制御方式でイン
バータの出力電圧と出力電流の間の力率角の大きさに関
わらず逆方向に作用することのない方式を提供すること
である。 【解決手段】入力直流電圧を分圧する二組の直列接続さ
れたコンデンサのそれぞれの電圧の差に係数をかけてパ
ルスパターンの補正量を求める手段を備え、更にその係
数をトルク電流の指令に応じて変化させる。具体的に
は、トルク電流指令が予め定めた所定の値より大きいと
きはある一定値を出力し、逆にトルク電流指令が所定の
値より小さいときは係数をその一定値よりも小さく設定
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流に変換
するＰＷＭインバータ装置の制御に関するものであり、
特に出力電圧パルスを三つの電位で構成する３レベルイ
ンバータにおいて、入力直流電圧を分圧するために直列
接続された二組のコンデンサの接続点の電位を一定（入
力直流電圧の１／２）に保つための中性点電圧制御に関
わるものである。
するＰＷＭインバータ装置の制御に関するものであり、
特に出力電圧パルスを三つの電位で構成する３レベルイ
ンバータにおいて、入力直流電圧を分圧するために直列
接続された二組のコンデンサの接続点の電位を一定（入
力直流電圧の１／２）に保つための中性点電圧制御に関
わるものである。
【０００２】
【従来の技術】特開平7−75345号公報「電力変換装置」
において、３レベルインバータの中性点電圧制御の方法
が示されている。
において、３レベルインバータの中性点電圧制御の方法
が示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】３レベルインバータで
は入力直流電圧を容量の等しい二組のコンデンサを直列
接続して分圧することで、正負及びその中間の三つの電
位を得ている。理想的には中間の電位（以下、中性点電
位あるいは中性点電圧と呼ぶ）は入力直流電圧の１／２
であるが、実際にはインバータのスイッチングにより負
荷に電流が流れると、コンデンサに蓄積された電荷の量
が変化するため、中性点電位が変動する。この現象の結
果としてインバータの出力の交流電圧の正負にアンバラ
ンスが発生するため、中性点電位の変動はできるだけ小
さいことが望ましい。このため二組のコンデンサのそれ
ぞれの電圧に差が生じたときは、差を小さくする方向に
コンデンサを充放電するようにパルスパターン（ここで
は相電圧波形を規格化したものと等価とする。）を補正
する中性点電圧制御が従来から行われている。
は入力直流電圧を容量の等しい二組のコンデンサを直列
接続して分圧することで、正負及びその中間の三つの電
位を得ている。理想的には中間の電位（以下、中性点電
位あるいは中性点電圧と呼ぶ）は入力直流電圧の１／２
であるが、実際にはインバータのスイッチングにより負
荷に電流が流れると、コンデンサに蓄積された電荷の量
が変化するため、中性点電位が変動する。この現象の結
果としてインバータの出力の交流電圧の正負にアンバラ
ンスが発生するため、中性点電位の変動はできるだけ小
さいことが望ましい。このため二組のコンデンサのそれ
ぞれの電圧に差が生じたときは、差を小さくする方向に
コンデンサを充放電するようにパルスパターン（ここで
は相電圧波形を規格化したものと等価とする。）を補正
する中性点電圧制御が従来から行われている。
【０００４】スイッチングパターンを補正する方向、即
ち電圧パルスの幅を広げるか狭めるかを決めるための情
報として、二組のコンデンサの電圧の差に加えインバー
タが負荷に供給する電流の極性が必要である。ホールＣ
Ｔ等で電流を検出し、それの極性を判定する方法が考え
られるが、ＰＷＭインバータの出力電流波形にはスイッ
チングに伴うリップルが重畳されており、特に出力電流
のゼロクロス近傍の判定が困難であることや、また電流
の検出信号にノイズが混入することもあることなどを考
慮するとこの方法は現実的ではない。
ち電圧パルスの幅を広げるか狭めるかを決めるための情
報として、二組のコンデンサの電圧の差に加えインバー
タが負荷に供給する電流の極性が必要である。ホールＣ
Ｔ等で電流を検出し、それの極性を判定する方法が考え
られるが、ＰＷＭインバータの出力電流波形にはスイッ
チングに伴うリップルが重畳されており、特に出力電流
のゼロクロス近傍の判定が困難であることや、また電流
の検出信号にノイズが混入することもあることなどを考
慮するとこの方法は現実的ではない。
【０００５】そこで上記従来技術では出力電流の極性を
判定せずに中性点電圧制御を行う方法として、出力電圧
の基本波のゼロクロス近傍に特定の位相領域を定め、出
力電圧の基本波位相がその区間内にあるときだけスイッ
チングパターンを補正している。この方法はインバータ
が力行，回生いずれの運転モードにあるときも電流極性
の判定が不要であるという利点を持つが、出力電流の瞬
時値が小さい領域での補正であるので中性点電圧制御の
効果が小さい。
判定せずに中性点電圧制御を行う方法として、出力電圧
の基本波のゼロクロス近傍に特定の位相領域を定め、出
力電圧の基本波位相がその区間内にあるときだけスイッ
チングパターンを補正している。この方法はインバータ
が力行，回生いずれの運転モードにあるときも電流極性
の判定が不要であるという利点を持つが、出力電流の瞬
時値が小さい領域での補正であるので中性点電圧制御の
効果が小さい。
【０００６】これに対し、力行と回生で補正の方向を判
定する必要があるが出力電圧基本波位相のピーク近傍
（９０°，２７０°近傍）でスイッチングパターンを補
正する位相領域を定める方法もあり、この方法は中性点
電圧制御の効果は上記の方法に比べてかなり大きい。し
かしながらこの方法は、あらゆる運転状態において出力
電圧と電流の間の力率角がある範囲内に収まっているこ
とが前提であり、例えばトルク電流が小さく殆ど励磁電
流のみ流れる運転状態など、力率角がこの範囲を外れる
と場合によっては中性点制御が逆方向に作用し、前記二
組のコンデンサの電圧の差が更に開いてしまうことがあ
る。
定する必要があるが出力電圧基本波位相のピーク近傍
（９０°，２７０°近傍）でスイッチングパターンを補
正する位相領域を定める方法もあり、この方法は中性点
電圧制御の効果は上記の方法に比べてかなり大きい。し
かしながらこの方法は、あらゆる運転状態において出力
電圧と電流の間の力率角がある範囲内に収まっているこ
とが前提であり、例えばトルク電流が小さく殆ど励磁電
流のみ流れる運転状態など、力率角がこの範囲を外れる
と場合によっては中性点制御が逆方向に作用し、前記二
組のコンデンサの電圧の差が更に開いてしまうことがあ
る。
【０００７】本発明の目的は、ベクトル制御によりイン
バータの出力電流を制御する３レベルインバータにおい
て、出力電圧の基本波位相のピーク近傍で電流極性を直
接検出することなく行う中性点電圧制御方式でどのよう
な運転状態においても逆方向に作用することのない方式
を提供することである。
バータの出力電流を制御する３レベルインバータにおい
て、出力電圧の基本波位相のピーク近傍で電流極性を直
接検出することなく行う中性点電圧制御方式でどのよう
な運転状態においても逆方向に作用することのない方式
を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】二組の直列接続されたコ
ンデンサのそれぞれの電圧の差に係数をかけてパルスパ
ターンの補正量を求める手段を備え、更にその係数をト
ルク電流の指令に応じて変化させる。具体的には、トル
ク電流指令が予め定めた所定の値より大きいときはある
一定値を出力し、逆にトルク電流指令が所定の値より小
さいときは係数をその一定値よりも小さく設定する。
ンデンサのそれぞれの電圧の差に係数をかけてパルスパ
ターンの補正量を求める手段を備え、更にその係数をト
ルク電流の指令に応じて変化させる。具体的には、トル
ク電流指令が予め定めた所定の値より大きいときはある
一定値を出力し、逆にトルク電流指令が所定の値より小
さいときは係数をその一定値よりも小さく設定する。
【０００９】即ち、トルク電流が小さく力率角が９０°
に近づくにつれて、二組のコンデンサの電圧の差にかけ
る係数の値を小さくすることでパルスパターンの補正量
を少なくし、中性点電圧制御が逆方向に作用するのを防
止する。
に近づくにつれて、二組のコンデンサの電圧の差にかけ
る係数の値を小さくすることでパルスパターンの補正量
を少なくし、中性点電圧制御が逆方向に作用するのを防
止する。
【００１０】
【発明の実施の形態】まず、中性点電圧制御の原理を図
４〜図６を用いて説明する。図４は３レベルインバータ
の一相分の回路構成であり、出力電流ｉの極性は、イン
バータから負荷側へ流出する方向を正，流入する方向を
負とする。中性点電圧制御は、二組のコンデンサの電圧
の差（ここではＶcp−Ｖcn）と出力電流極性に応じて中
性点電位を出力する期間（図４のＴr1とＴr4をオフ，Ｔ
r2とＴr3をオンとし、中性点電位を出力する期間のこ
と。以下、ゼロ電圧期間と呼ぶ。）を調整することで行
う。一例として、出力電流ｉの極性が正でＶcp−Ｖcn＞
０となっている場合は図５のようにゼロ電圧期間を短く
すると、Ｃｎ→Ｄ１→Ｔr2→負荷と移動する電荷の量が
減り、Ｖcnの低下を抑制することになる。逆に出力電流
ｉの極性が負でＶcp−Ｖcn＞０となっている場合は図６
のようにゼロ電圧期間を長くすると、負荷→Ｔr3→Ｄ２
→Ｃｎと移動する電荷の量が増え、Ｃｎを充電するため
Ｖcnを上昇させることになる。以上の原理でＶcp−Ｖcn
をゼロに近づける制御が中性点電圧制御である。
４〜図６を用いて説明する。図４は３レベルインバータ
の一相分の回路構成であり、出力電流ｉの極性は、イン
バータから負荷側へ流出する方向を正，流入する方向を
負とする。中性点電圧制御は、二組のコンデンサの電圧
の差（ここではＶcp−Ｖcn）と出力電流極性に応じて中
性点電位を出力する期間（図４のＴr1とＴr4をオフ，Ｔ
r2とＴr3をオンとし、中性点電位を出力する期間のこ
と。以下、ゼロ電圧期間と呼ぶ。）を調整することで行
う。一例として、出力電流ｉの極性が正でＶcp−Ｖcn＞
０となっている場合は図５のようにゼロ電圧期間を短く
すると、Ｃｎ→Ｄ１→Ｔr2→負荷と移動する電荷の量が
減り、Ｖcnの低下を抑制することになる。逆に出力電流
ｉの極性が負でＶcp−Ｖcn＞０となっている場合は図６
のようにゼロ電圧期間を長くすると、負荷→Ｔr3→Ｄ２
→Ｃｎと移動する電荷の量が増え、Ｃｎを充電するため
Ｖcnを上昇させることになる。以上の原理でＶcp−Ｖcn
をゼロに近づける制御が中性点電圧制御である。
【００１１】中性点電圧制御の方式として、「発明が解
決しようとする課題」の項で述べたように実際の電流か
ら極性を判定するのではなくある特定の位相領域を定
め、出力電圧の基本波位相がその領域内にあるときのみ
ゼロ電圧期間の調整を行う方式がある。この方式の一つ
として、出力電圧の基本波位相のピーク近傍（９０°，
２７０°近傍）に上記位相領域を設ける方式がある。イ
ンバータの負荷が誘導電動機の場合、定格に近い状態で
は遅れ力率角は概ね３０°未満であり、位相領域を例え
ば力行時は図７のように出力電圧の基本波位相で３０°
〜１８０°，２１０°〜３６０°、回生時は０°〜１５
０°，１８０°〜３３０°と定めれば、それぞれの領域
内では出力電流の極性は一義的に定まるので、これとＶ
cp−Ｖcnを用いてゼロ電圧期間の長さと方向（図５，図
６のΔαの大きさと方向）を決めればよい。
決しようとする課題」の項で述べたように実際の電流か
ら極性を判定するのではなくある特定の位相領域を定
め、出力電圧の基本波位相がその領域内にあるときのみ
ゼロ電圧期間の調整を行う方式がある。この方式の一つ
として、出力電圧の基本波位相のピーク近傍（９０°，
２７０°近傍）に上記位相領域を設ける方式がある。イ
ンバータの負荷が誘導電動機の場合、定格に近い状態で
は遅れ力率角は概ね３０°未満であり、位相領域を例え
ば力行時は図７のように出力電圧の基本波位相で３０°
〜１８０°，２１０°〜３６０°、回生時は０°〜１５
０°，１８０°〜３３０°と定めれば、それぞれの領域
内では出力電流の極性は一義的に定まるので、これとＶ
cp−Ｖcnを用いてゼロ電圧期間の長さと方向（図５，図
６のΔαの大きさと方向）を決めればよい。
【００１２】しかしながら、特にベクトル制御を用いて
この誘導電動機のトルクを制御する場合など、トルク電
流の大きさに応じて力率角が大きく変化する。極端な例
として回生モードで図９のようにトルク電流０の場合は
誘導電動機に流れる電流は励磁電流のみであり、力率角
は殆ど９０°となる。このような場合Δαの方向が逆に
なる区間が生じ、結果としてＶcpとＶcnの差が更に拡大
してしまう現象が起こり得る。そこで、本発明ではこの
ような現象が起こる領域ではΔαを小さくし、ＶcpとＶ
cnの差が拡大することを防ぐ。
この誘導電動機のトルクを制御する場合など、トルク電
流の大きさに応じて力率角が大きく変化する。極端な例
として回生モードで図９のようにトルク電流０の場合は
誘導電動機に流れる電流は励磁電流のみであり、力率角
は殆ど９０°となる。このような場合Δαの方向が逆に
なる区間が生じ、結果としてＶcpとＶcnの差が更に拡大
してしまう現象が起こり得る。そこで、本発明ではこの
ような現象が起こる領域ではΔαを小さくし、ＶcpとＶ
cnの差が拡大することを防ぐ。
【００１３】図１は電気車制御システムにおける本発明
の一実施例である。電流指令発生手段１は励磁電流指令
Ｉd*とトルク電流指令Ｉq*を発生し、これを用いてベク
トル制御系２で電圧指令Ｖ* と出力電圧の基本波周波数
指令Ｆi*を求める。３はＶ*とＦi*に応じて出力電圧パ
ルスのパターンを発生するＰＷＭ制御手段であり、３レ
ベルインバータ５のスイッチングを制御するパルスパタ
ーンＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを発生する。ＰＷＭ制御手段３
は、Ｖcp−Ｖcn＝０の理想状態でのパルスパターンＳ
ｕ′，Ｓｖ′，Ｓｗ′を発生する手段３１と、中性点電
圧制御によるパルスパターン補正量Δαｕ，Δαｖ，Δ
αｗを計算する手段３２、およびΔαｕ，Δαｖ，Δα
ｗを用いてパルスパターンを補正する手段３３からな
る。
の一実施例である。電流指令発生手段１は励磁電流指令
Ｉd*とトルク電流指令Ｉq*を発生し、これを用いてベク
トル制御系２で電圧指令Ｖ* と出力電圧の基本波周波数
指令Ｆi*を求める。３はＶ*とＦi*に応じて出力電圧パ
ルスのパターンを発生するＰＷＭ制御手段であり、３レ
ベルインバータ５のスイッチングを制御するパルスパタ
ーンＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを発生する。ＰＷＭ制御手段３
は、Ｖcp−Ｖcn＝０の理想状態でのパルスパターンＳ
ｕ′，Ｓｖ′，Ｓｗ′を発生する手段３１と、中性点電
圧制御によるパルスパターン補正量Δαｕ，Δαｖ，Δ
αｗを計算する手段３２、およびΔαｕ，Δαｖ，Δα
ｗを用いてパルスパターンを補正する手段３３からな
る。
【００１４】パルスパターン補正量計算手段３２の内容
は図２のようになっており、トルク電流指令Ｉq*に応じ
た係数Ｋを設定する係数設定手段３２１を備え、図１の
３レベルインバータ５の入力に直列に接続された二組の
正側及び負側コンデンサ７及び８のそれぞれの電圧の差
ΔＶｃとＫをかけ合わせてΔαｕ′，Δαｖ′，Δα
ｗ′を求める。またパルスパターン発生部で求めた各相
の出力電圧の基本波位相θｕ，θｖ，θｗが図１の運転
指令発生部４から送られる力行／回生識別フラグＦによ
り定まる位相領域内にあれば、Δαｕ′，Δαｖ′，Δ
αｗ′に位相領域に応じた符号付けを行う符号付け手段
３２２を備える。
は図２のようになっており、トルク電流指令Ｉq*に応じ
た係数Ｋを設定する係数設定手段３２１を備え、図１の
３レベルインバータ５の入力に直列に接続された二組の
正側及び負側コンデンサ７及び８のそれぞれの電圧の差
ΔＶｃとＫをかけ合わせてΔαｕ′，Δαｖ′，Δα
ｗ′を求める。またパルスパターン発生部で求めた各相
の出力電圧の基本波位相θｕ，θｖ，θｗが図１の運転
指令発生部４から送られる力行／回生識別フラグＦによ
り定まる位相領域内にあれば、Δαｕ′，Δαｖ′，Δ
αｗ′に位相領域に応じた符号付けを行う符号付け手段
３２２を備える。
【００１５】図２の係数設定手段の入出力の関係の一例
を図３に示す。入力であるトルク電流指令の絶対値｜Ｉ
q*｜が予め定めた値Ｉqnより大きいときは係数Ｋを一定
値Ｋ０とし、また｜Ｉq*｜がＩqn以下のときはＫを｜Ｉ
q*｜に比例して小さくする。あるいは単なる比例でな
く、ある関数に従って減少させるのでもよい。
を図３に示す。入力であるトルク電流指令の絶対値｜Ｉ
q*｜が予め定めた値Ｉqnより大きいときは係数Ｋを一定
値Ｋ０とし、また｜Ｉq*｜がＩqn以下のときはＫを｜Ｉ
q*｜に比例して小さくする。あるいは単なる比例でな
く、ある関数に従って減少させるのでもよい。
【００１６】以上の手段により、トルク電流が小さくな
り力率角が９０°に近づくにつれて中性点電圧制御のパ
ルスパターン補正量を求めるための係数Ｋを小さくする
ことで、中性点電圧制御が逆方向に動作して二組のコン
デンサの電圧の差が拡大することを防ぐことができる。
り力率角が９０°に近づくにつれて中性点電圧制御のパ
ルスパターン補正量を求めるための係数Ｋを小さくする
ことで、中性点電圧制御が逆方向に動作して二組のコン
デンサの電圧の差が拡大することを防ぐことができる。
【００１７】
【発明の効果】ベクトル制御によりインバータの出力電
流を制御する３レベルインバータにおいて、出力電圧の
基本波位相のピーク近傍で電流極性を直接検出すること
なく行う中性点電圧制御方式で、インバータの出力電圧
と出力電流の間の力率角の大きさに関わらず逆方向に作
用することのない方式を得ることができる。
流を制御する３レベルインバータにおいて、出力電圧の
基本波位相のピーク近傍で電流極性を直接検出すること
なく行う中性点電圧制御方式で、インバータの出力電圧
と出力電流の間の力率角の大きさに関わらず逆方向に作
用することのない方式を得ることができる。
【図１】本発明の一実施例を示すＰＷＭインバータ装置
の構成図。
の構成図。
【図２】図１のパルスパターン補正量計算手段３２の一
構成例を示す構成図。
構成例を示す構成図。
【図３】図２の係数設定手段３２１の特性図。
【図４】図１の３レベルインバータの一相分の回路構成
を示す図。
を示す図。
【図５】出力電流の極性が正でＶcp−Ｖcn＞０のときの
パルスパターン補正の様子を示す特性図。
パルスパターン補正の様子を示す特性図。
【図６】出力電流の極性が負でＶcp−Ｖcn＞０のときの
パルスパターン補正の様子を示す特性図。
パルスパターン補正の様子を示す特性図。
【図７】力行時に中性点電圧制御を行う位相領域を示す
特性図。
特性図。
【図８】回生時に中性点電圧制御を行う位相領域を示す
特性図。
特性図。
１…電流指令発生手段、２…ベクトル制御系、３…ＰＷ
Ｍ制御手段、４…運転指令発生手段、５…３レベルイン
バータ、６…フィルタリアクトル、７…正側コンデン
サ、８…負側コンデンサ、９…誘導電動機、３２…パル
スパターン補正量計算手段、３３…パルスパターン補正
手段、３２１…係数設定手段、３２２…符号付け手段。
Ｍ制御手段、４…運転指令発生手段、５…３レベルイン
バータ、６…フィルタリアクトル、７…正側コンデン
サ、８…負側コンデンサ、９…誘導電動機、３２…パル
スパターン補正量計算手段、３３…パルスパターン補正
手段、３２１…係数設定手段、３２２…符号付け手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 稲荷田 聡 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所水戸工場内 (72)発明者 棚町 徳之助 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所水戸工場内 (72)発明者 仲田 清 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所水戸工場内 (72)発明者 豊田 瑛一 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所水戸工場内
Claims (4)
- 【請求項１】直列接続された二組の容量が等しいコンデ
ンサを直流電源に接続し、その直流電源の正極と負極の
電位に加え、前記の直列接続されたコンデンサの接続点
の電位の三種類の電位からなるパルス幅変調された電圧
パルスで構成される交流電圧を発生するＰＷＭインバー
タ装置で、 負荷に供給する電流を励磁成分とトルク成分に分離して
電流指令発生手段から与え、その指令に従ってベクトル
制御系において電圧指令と基本波周波数指令を求め、 この電圧指令と基本波周波数指令により電圧パルスのパ
ターンを演算するPWM制御手段を備え、 ＰＷＭ制御手段は、上記二組の直列接続されたコンデン
サの各々の両端の電圧が等しいと仮定した場合のパルス
パターンを発生する手段と、 上記二組の直列接続されたコンデンサの各々の両端の電
圧に差が生じた際にその差を０に近づけるために、上記
二組の直列接続されたコンデンサの各々の両端の電圧の
差と、前記電流指令発生手段の出力であるトルク電流指
令を用いてパルスパターンの補正量を計算する手段と、 そこで計算した補正量を用いてパルスパターンを補正す
る手段から構成することを特徴とするＰＷＭインバータ
装置。 - 【請求項２】請求項１記載のパルスパターン補正量計算
手段は、上記二組の直列接続されたコンデンサの各々の
両端の電圧の差に係数をかけて上記パルスパターン補正
量を計算するものであり、その係数を、上記トルク電流
指令を用いて設定する手段を備えることを特徴とするＰ
ＷＭインバータ装置。 - 【請求項３】請求項２記載の係数設定手段では、トルク
電流指令の絶対値が予め設定した値より大きいときは一
定の値を係数として設定し、トルク電流指令の絶対値が
上記の予め設定した値よりも小さいときは、上記の一定
値よりも小さい値を係数として設定することを特徴とす
るＰＷＭインバータ装置。 - 【請求項４】請求項１記載のパルスパターン補正量計算
手段は、 上記二組の直列接続されたコンデンサの各々の両端の電
圧の差分と、インバータの出力電流が流れる方向に応じ
て、前記直列接続されたコンデンサの接続点の電圧がイ
ンバータの出力電圧として出力される期間を補正するも
のであり、 上記二組の直列接続されたコンデンサのうち、直流電源
の正極側に接続されたコンデンサの両端の電圧から負極
側に接続されたコンデンサの両端の電圧を差し引いた値
の符号が正で、そのときインバータの出力電流がインバ
ータ側から負荷側へ流れているときは、前記直列接続さ
れたコンデンサの接続点の電圧がインバータの出力電圧
として出力される期間を狭め、 上記二組の直列接続されたコンデンサのうち、直流電源
の正極側に接続されたコンデンサの両端の電圧から負極
側に接続されたコンデンサの両端の電圧を差し引いた値
の符号が正で、そのときインバータの出力電流が負荷側
からインバータ側へ流れているときは、前記直列接続さ
れたコンデンサの接続点の電圧がインバータの出力電圧
として出力される期間を広げ、 上記二組の直列接続されたコンデンサのうち、直流電源
の正極側に接続されたコンデンサの両端の電圧から負極
側に接続されたコンデンサの両端の電圧を差し引いた値
の符号が負で、そのときインバータの出力電流が負荷側
へ流れているときは、前記直列接続されたコンデンサの
接続点の電圧がインバータの出力電圧として出力される
期間を広げ、 上記二組の直列接続されたコンデンサのうち、直流電源
の正極側に接続されたコンデンサの両端の電圧から負極
側に接続されたコンデンサの両端の電圧を差し引いた値
の符号が負で、そのときインバータの出力電流が負荷側
からインバータ側へ流れているときは、前記直列接続さ
れたコンデンサの接続点の電圧がインバータの出力電圧
として出力される期間を狭めるように、その補正量を上
記二組の直列接続されたコンデンサの各々の両端の電圧
の差分に係数をかけて計算するものであり、 その係数を上記トルク電流指令に応じて設定する手段を
備えることを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9248126A JPH1189239A (ja) | 1997-09-12 | 1997-09-12 | Ｐｗｍインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9248126A JPH1189239A (ja) | 1997-09-12 | 1997-09-12 | Ｐｗｍインバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1189239A true JPH1189239A (ja) | 1999-03-30 |
Family
ID=17173626
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9248126A Pending JPH1189239A (ja) | 1997-09-12 | 1997-09-12 | Ｐｗｍインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1189239A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6525497B2 (en) | 2000-05-18 | 2003-02-25 | Lg Electronics Inc. | Phase distortion compensating apparatus and method for reducing torque ripple in 3-phase motor |
| JP2009232619A (ja) * | 2008-03-24 | 2009-10-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP5339018B1 (ja) * | 2012-10-02 | 2013-11-13 | 富士電機株式会社 | 電力変換器、この電力変換器を備えるインバータ装置 |
| WO2023223773A1 (ja) * | 2022-05-18 | 2023-11-23 | 日立Astemo株式会社 | モータ制御装置、ハイブリッドシステム、機電一体ユニット、電動車両システム |
-
1997
- 1997-09-12 JP JP9248126A patent/JPH1189239A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6525497B2 (en) | 2000-05-18 | 2003-02-25 | Lg Electronics Inc. | Phase distortion compensating apparatus and method for reducing torque ripple in 3-phase motor |
| JP2009232619A (ja) * | 2008-03-24 | 2009-10-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP5339018B1 (ja) * | 2012-10-02 | 2013-11-13 | 富士電機株式会社 | 電力変換器、この電力変換器を備えるインバータ装置 |
| WO2014054067A1 (ja) * | 2012-10-02 | 2014-04-10 | 富士電機株式会社 | 電力変換器、この電力変換器を備えるインバータ装置 |
| US9397582B2 (en) | 2012-10-02 | 2016-07-19 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power converter, and inverter device including the power converter |
| WO2023223773A1 (ja) * | 2022-05-18 | 2023-11-23 | 日立Astemo株式会社 | モータ制御装置、ハイブリッドシステム、機電一体ユニット、電動車両システム |
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