JP3311743B2 - 共振インバータの制御方法 - Google Patents

共振インバータの制御方法

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は一般に共振インバータに関するものである。
更に詳しく述べると、本発明は最適制御法を位相変調と
組合わせて使用することにより広範囲の動作状態にわた
ってほぼ一定の出力電圧を維持する改良された制御装置
をそなえた直列共振インバータに関するものである。
発明の背景 共振インバータはスイッチング損失とスイッチング応
力が低いという利点がある。しかし共振動作は高周波共
振タンク回路の高速動作により複雑であるので、制御が
困難である。具合が悪いことに、入力電力または出力負
荷の条件が変ったとき、通常の制御技術を使って出力電
圧または電流の制御を行なうことができない。たとえ
ば、共振インバータ出力負荷電圧または電流の公知の１
つの制御方法では、閉ループ制御によりインバータから
共振回路に与えられる矩形波信号の周波数が変えられて
いる。米国特許第4,541,041号明細書にはこのような周
波数制御技術が開示されている。簡単に説明すると、回
路の共振の性質を利用して、インバータの制御可能なス
イッチ手段を作動する周波数を変化させることにより出
力電圧または出力電流の制御を行なうものである。この
ような周波数制御方法は特定の型式の共振インバータに
対する正規出力負荷状態のもとでは（すなわち直列共振
インバータに対する重負荷状態または中負荷状態、およ
び並列共振インバータに対する軽負荷状態のもとでは）
満足できものであることがわかった。しかし、周波数制
御の欠点は、より広範な出力負荷状態のもとでは（すな
わち直列共振インバータの軽負荷または無負荷状態、お
よび並列共振インバータの重負荷状態のもとでは）所望
の出力電圧または出力電流を維持し難くなることがある
という点である。
特に、直列共振インバータの周波数制御は通常、重負
荷または中負荷状態（すなわち低負荷抵抗）の間は所望
の出力電圧を維持するのに適している。すなわち、重負
荷条件または中負荷条件では、直列共振回路のＱが大き
いので、周波数と変えたときの電圧または電流の変化の
ダイナミック・レンジは良好である。しかし、拡張した
状態、すなわち軽出力負荷状態（すなわち高負荷抵抗）
のもとでは、直列共振回路のＱは低いので、周波数の関
数としての出力電圧または出力電流の変化のダイナミッ
ク・レンジは小さくなる。その結果、直列共振インバー
タの場合、周波数制御だけでは軽負荷および無負荷状態
のもとで所望の出力電圧または出力電流を維持すること
は出来ない。
出力電圧または出力電流の制御のダイナミック・レン
ジを改良する共振インバータ制御が、米国特許第4,672,
528号明細書に開示されている。ここに引用した特許の
明細書には、周波数制御モードまたは移相制御モードを
使って制御する共振インバータについて説明されてい
る。周波数制御モードでは、制御可能なスイッチ手段の
動作可能な範囲内で共振回路に与えられる矩形波信号の
周波数を変えることによって出力電圧が制御される。矩
形波信号の周波数が制御可能なスイッチ手段の動作可能
な範囲の端にあるときは選択手段によって移相制御モー
ドで制御を行なうようにしている。
最適制御理論および状態平面解析から導いた共振イン
バータ制御のもう１つの方法が、1984年インダストリイ
・アプリケーションズ・ソサイエティ・プロシーディン
グス（Industry Applications Society Proceedings）
所載のラメシュ・オルガンティ（Ramesh Oruganti）お
よびフレッド・シー・リー（Fred C.Lee）による「共振
電力プロセッサ：第２部−制御方法（Resonant Power P
rocesors:Part II−Metnods of Control）」に示されて
いる。以下、「最適軌道制御」と呼ぶ、後で詳しく説明
するこの方法によれば、各状態軌道は瞬時共振タンク回
路エネルギ、出力電圧、出力電流、およびスイッチング
周波数の特定の値に対応する。これらの状態軌道を使っ
てインバータ制御システムに対する制御法則を決定し、
これによって直列共振インバータは負荷および制御要件
に素早く応答することができる。しかし具合の悪いこと
に現在用いられている「最適軌道制御」の方法では、出
力電圧の制御される範囲が上述の従来の周波数制御法と
同じ様に制限されている。
発明の目的 したがって本発明の１つの目的は出力負荷電圧制御の
ダイナミック・レンジを向上した新規な改良された共振
インバータを提供することである。
本発明のもう１つの目的は最適制御法と位相変調の組
合わせを使うことにより、すべての負荷状態において出
力負荷電圧をほぼ一定に保つ新規な改良された共振イン
バータ制御を提供することである。
本発明の更にもう１つの目的は相異なる制御手段を自
動的に切換えることによりほぼ一定の出力負荷電圧を維
持する新規な改良された共振インバータ制御を提供する
ことである。
本発明の更にもう１つの目的は所望の出力負荷電圧を
維持するように共振インバータを制御する改良された方
法を提供することである。
発明の要約 本発明によれば、最適軌道制御と位相変調の組合わせ
を使って新しく改良された共振インバータが制御され
る。特に、最適制御手段を用いて共振コンデンサ電圧、
共振インダクタ電流、共振タンク回路に印加される矩形
波電圧、および出力負荷電圧を継続的に監視することに
より共振インバータの瞬時「状態」を判定する。状態平
面解析によって決定される制御法則によって、上記の状
態決定要素の特定の値に対応する状態軌道で安定な動作
を維持することが可能となる。このようにして改良され
た制御により、負荷状態の変化に対応する時間最適応
答、したがって状態軌道間の高速で効率的な遷移が可能
となる。
共振より高い周波数で動作する直列共振インバータの
場合、制御可能なスイッチ手段が適切に動作し得る最大
周波数がある。制御可能なスイッチ手段の動作可能な周
波数範囲内で（すなわち最大周波数以下かつ共振周波数
以上の周波数で）動作するとき、第１の制御手段が周波
数制御信号を供給し、この周波数制御信号は、直列共振
回路に印加される矩形波電圧を周波数変調して、一定出
力電圧を供給し且つ安定な動作を維持する。制御可能な
スイッチ手段の動作可能な周波数範囲の端で、インバー
タ制御は自動的に第２の制御手段に切り替る。第２の制
御手段は所望の出力電圧に対応する位相変調角を計算
し、それを表わす位相制御信号を発生する。このように
最適制御法を位相変調と組合わせることにより、すべて
の動作状態において出力負荷電圧の一層広いダイナミッ
ク・レンジを達成することができる。
本発明のもう１つの面によれば、最適制御法と位相変
調の組合わせにより出力負荷電圧を制御する手段が提供
される。
本発明の特徴と利点は付図を参照した以下の詳細な説
明により明らかとなる。
発明の詳しい説明 第１図に示す直流−直流変換回路を参照して本発明の
改良された共振インバータ制御について説明する。外部
の電源（図示しない）が入力直流電圧VSを変換回路の端
子10と11に供給する。逆電流を通すことができ且つスイ
ッチング信号によってターンオフされ得る４個のスイッ
チング・デバイスをそなえた全波ブリッジ・インバータ
12が端子10と11の間に接続されている。スイッチング・
デバイスは図にはバイポーラ接合トランジスタ（BJT）S
1,S2,S3およびS4として示されている。それぞれのスイ
ッチング・デバイスにはダイオードD1,D2,D3およびD4が
それぞれ逆並列に接続されている。共振より高い周波数
での動作では、スイッチング・デバイスは零電流でター
ンオンされ、逆並列ダイオードは自然に転流される。し
たがって、高速回復ダイオードは必要とされない。更
に、BJTのかわりにゲート・ターンオフ機能をそなえた
他のスイッチング・デバイス、たとえば逆電流を通すた
めの一体の寄生ダイオードをそれぞれそなえたFETまた
はモノリシック・ダーリントン電力トランジスタを使用
してもよい。また、全波ブリッジ・インバータは説明の
ために図示しただけであって、本発明の制御技術はこの
ようなインバータに限定されるものではない。
インダクタ14、コンデンサ16、および隔離変圧器18の
一次巻線18を含む直列共振タンク回路が接続点ａとｂと
の間に接続されている。変圧器18の二次巻線は全波整流
器20の入力に接続されている。整流器の出力はフィルタ
・コンデンサ22および出力負荷（図示しない）と並列に
接続されている。出力負荷の両端間には変換回路出力電
圧V0が発生される。
第１図のインバータの出力負荷電圧の共振特性が第２
図のグラフに示されている。第２図では、インバータ12
により発生されて直列共振回路の両端間に印加される矩
形交流電圧Vabの周波数の対数に対して出力負荷電圧の
大きさがプロットされている。正しい電力スイッチの自
己転流のためには、自然共振周波数frより高い周波数で
の動作が必要である。しかし、それを超えるとこれらの
スイッチング・デバイスが満足に動作しなくなる最大周
波数fmaxがある。したがって、スイッチング・デバイス
の動作可能な範囲OFはfrとfmaxとの間の周波数範囲と定
義される。中出力負荷状態または高出力負荷（重負荷）
状態では、この動作可能な範囲OF内での周波数変化は所
望の出力電圧または出力電流の制御を行なうのに充分で
ある。第２図のグラフに示すように重負荷状態および中
負荷状態では矩形波電圧Vabの周波数制御によって所望
の変換回路出力電圧Vdを維持することができる。しか
し、軽負荷状態および理論的に無負荷の状態では、動作
可能な範囲OF内での周波数変化は所望の出力負荷電圧Vd
を得るのには不充分である。したがって本発明では、主
として軽負荷または無負荷の状態で必要とされる変換回
路出力電圧制御のダイナミック・レンジを大きくするた
めの制御技術を用いる。
制御可能なスイッチング・デバイスの動作可能な周波
数範囲OF内では、スイッチが最適軌道制御法によって制
御される。この方法は最適制御理論および状態平面解析
から得られる。これによれば、システムの「制御法則」
はシステムの所望の状態によって決定される。システム
の瞬時状態は共振コンデンサ電圧、共振インダクタ電
流、共振タンク回路に印加される電圧、および出力負荷
電圧の関数である。この瞬時状態は特定の状態軌道に対
応する。したがって、所望の状態軌道がシステムの制御
法則を定める。
共振周波数frより高い周波数での動作に対して、第３
図は第１図の共振インバータに対する状態平面図を示
す。後続の状態平面解析の始めに、フィルタ・コンデン
サ22が充分に大きいので、単一のスイッチング・サイク
ル期間の間に出力電圧V0が一定のままになっているもの
と仮定する。ここで使っている「スイッチング・サイク
ル期間」という用語は、状態軌道を横切るために必要な
時間と定義される。第３図に於いて、状態軌道23は所望
の共振インバータの動作を表わし、特定の動作周波数に
対応し、また前記の状態決定要素（すなわち、共振コン
デンサ電圧、共振インダクタ電流、共振タンク回路に印
加される電圧、および出力負荷電圧）の特定の値に対応
する。特に二次元の状態表現として、状態軌道はZ0iL対
VCのプロットである。ここで は直列共振回路の特性インピーダンスであり、iLは共振
インダクタ電流を表わし、VCは共振コンデンサ電圧を表
わす。軌道23はスイッチング・デバイスS1−S4およびダ
イオードD1−D4の導電期間に対応する軌道セグメントA
B,BC,CDおよびDAを有する。各軌道セグメントは円弧で
あり、その中心と半径はスイッチング・デバイスの状態
によって決定される。たとえば、スイッチング・デバイ
スS1およびS4が導電状態にあるとき、節点ａから直列共
振回路を通って節点ｂに電流が流れ、直列共振回路に印
加される実効電圧はVS−V0である。その結果、（VS−
V0,0）を中心とする軌道セグメントABはスイッチング・
デバイスS1およびS4の導電期間を表わす。残りの軌道セ
グメントの中心も同様に次のように決定される。（−VS
−V0,0）を中心とする軌道セグメントBCはダイオードD2
およびD3の導電期間を表わす。（−VS＋V0,0）を中心と
する軌道セグメントCDはスイッチング・デバイスS2およ
びS3の導電期間を表わす。（VS＋V0,0）を中心とする軌
道セグメントDAはダイオードD1およびD4の導電期間を表
わす。
上記のように、所望の軌道すなわち最適軌道はシステ
ムの制御法則したがってその構成を決定する。上記の軌
道中心の他に、各軌道セグメントを特徴付けるもう１つ
のパラメータは中心（VS＋V0,0）または中心（−VS−
V0,0）から測った軌道半径Rdである。動作については、
制御回路は状態決定要素（すなわち、共振コンデンサ電
圧、共振インダクタ電流、共振タンク回路に印加される
電圧、および出力負荷電圧）の連続的な測定から半径Rd
を計算する。このようにして、制御回路は対角線上に対
向するスイッチング・デバイス対を交互にスイッチング
することにより所望の状態軌道に対応するシステム動作
を維持する。更に、状態決定要素のいずれかが変化した
とき、以下に説明する外側制御ループにより発生される
制御信号VCONにより、システムはもう１つの定常状態軌
道への時間最適遷移を行なうことができる。
ここに引用する「1987年パワー・エレクトロニクス・
スペシャルティ・コンファレンス・プロシーディングス
（Power Electronics Specialty Conference Proceedin
gs）」の451−459頁所載のラメシュ・オルガンティ（Ra
mesh Oruganti）他の論文「直列共振変換回路の最適軌
道制御の構成（Implementation of Optimal Trajectory
Control of Series Resonant Converter）」には、共
振周波数以下の周波数で動作する共振インバータに対す
る制御法則がその453−454頁に記載のように導き出され
て次式として示されている。
（RdVS）２＝（VC＋FV0−FVS）２ ＋（iLZ0）２ （１） ここでＦはインダクタ電流iLの符号に応じて＋１または
−１である。
本発明におけるような共振周波数以上の周波数で動作
するインバータの制御法則も同様に導き出され、次式の
ように表わすことができる。
（RdVS）２＝（VC−FV0−FVS）２ ＋（iLZ0）２ （２） 式（２）の制御法則に従って構成された共振インバー
タ制御システムでは、動作可能な周波数範囲内で動作す
るときのスイッチング・デバイスの時間最適制御が可能
となる利点がある。しかし都合の悪いことに、上記のオ
ルガンティ他による最適軌道制御は２レベル変調または
周波数変調に限定される。すなわち第4A図に示すように
共振回路に印加される電圧は＋VSと−VSの２レベルを持
つ矩形波信号である。最適軌道制御を使って矩形波信号
の周波数を変えることにより出力負荷電圧を制御するこ
とができる。したがって従来の周波数制御方法と同様
に、周波数がスイッチング・デバイスの最大動作周波数
に向って増大するとき出力電圧の制御範囲が制限され
る。したがって本発明は上記の最適軌道制御システムを
変形し改良することにより、すべての負荷状態のもと
で、制御される出力負荷電圧の範囲を著しく増大させる
新しい共振制御を提供することである。これによれば、
本発明は最適軌道制御を位相変調と組み合わせる。
当業者には明らかなように直列共振回路は共振タンク
回路に印加される矩形波電圧に対して二次フィルタのよ
うに動作するので、有用な近似は矩形波信号の基本波の
みが共振タンク回路に印加されるというものである。更
に、第4A図の矩形波信号を位相変調すれば、位相変調さ
れた信号は第4B図に示す３レベル形式となり、パルス幅
PWは位相変調角φに比例して変化する。この位相変調さ
れた信号の基本波F1は次式で表わされる。
F1＝４πVScosφ （３） 但し、第4B図に示すように、φ＝（π/2）×１−２×PW
/（周期）であり、φはラジアンを単位として定められ
る。
第５図は基本波F1の大きさと位相変調角φの関係を表
わすグラフである。図に示すように、衝撃係数（デュー
ティサイクル）が50％（すなわちφ＝０）の場合、基本
波F1はその最大値４πVSとなる。φが大きくなるにつれ
て、基本波振幅は小さくなる。したがって本発明に従っ
て位相変調を使うことにより、直列共振インバータに印
加される電圧の基本波振幅を小さくすることができる。
その結果、第２図から明らかなように、直列共振回路に
印加される実効電圧を小さくすることにより、すべての
負荷状態において制御される出力負荷電圧の一層広い範
囲を得ることができる。
第６図は本発明の直列共振インバータ制御を用いる共
振インバータ制御装置を示すブロック図である。指令さ
れた出力電圧VREFは加算器24により出力電圧V0と比較さ
れる。その結果得られる誤差信号VERRは比例積分（PI）
補償器26に入力される。補償器26は制御信号VCONを発生
する。制御信号VCONは直列共振インバータ制御器28に与
えられる。制御器28はインバータ12を駆動する。上記状
態決定要素に比例した制御信号も直列共振インバータ制
御器に入力される。これらの信号はk1iL、k3Vc、k3V0お
よびk3VSと表わされる。ここでk1およびk3は以下に説明
する一定の換算係数（スケールファクタ）である。
それぞれ点27および29で相互接続された第7a図および
第7b図の回路は本発明の改良された共振インバータ制御
器28の実施例を示す。この改良された装置の制御法則は
位相変調を用いるようにした式（２）で与えられた制御
法則の変形であり、次式で表わされる。
（RdVS）２＝（VC−FV0 −FVScosφ）２＋（iLZ0）２ （４） したがって、本発明の状態軌道（図示しない）は以下に
説明する位相変調の適用によって生じるスイッチング・
サイクル期間の差を考慮に入れるために第３図の状態軌
道を変形したものになっている。
本発明による制御回路の構成では、状態決定要素VC,i
L,VSおよびV0を検出するために検知素子が使用されてい
る。それぞれの状態決定要素に比例した信号を作成する
ためにこれらの検知素子ではスケールの換算を行なって
いるので、以下の説明には定数k1およびk3として表わさ
れる上記の換算係数が含まれる。たとえば、共振インダ
クタ電流に比例する制御信号k1iLは適当な電流センサ19
から得られる。通常の電流センサは当業者には周知であ
り、たとえばホール効果電流センサ、電流検知抵抗、ま
たは電流検知変成器で構成される。
第7a図に示すように、制御信号k1iLが比較器30に印加
される。比較器30の出力信号Ｆはインダクタ電流iLの符
号に応じて＋１または−１となる。信号Ｆは乗算器32お
よび34に入力される。Ｆの値はその乗算係数である。制
御信号k1iLは乗算器36にも与えられる。乗算器36は二乗
演算を行なって信号k2（Z0iL）２を発生する。ここで定
数 は直列共振回路の特性インピーダンスである。k2も定数
である。
印加された電源電圧に比例する制御信号k3VSが電源電
圧センサ21により乗算器31に与えられる。乗算器31は制
御信号k3VSにcosφを乗算する。ここでφは上記の位相
変調角の値である。適当な電圧センサは当業者には周知
であり、たとえば抵抗分圧回路網で構成することができ
る。信号k3VScosφは乗算器32に印加され、そこで信号
Ｆと乗算される。
出力負荷電圧に比例する制御信号k3V0は電圧センサ23
によって発生されて、乗算器34に印加され、そこで信号
Fk3V0が得られる。加算器40でこの信号Fk3V0と、電圧セ
ンサ25によって検知された共振コンデンサ両端間の電圧
に比例する制御信号k3VCと加算される。その結果得られ
た信号k3（VC−FV0）が加算器42により上記信号Fk3VSco
sφと加算され、信号k3（VC−FV0−FVScosφ）が求めら
れる。この信号は乗算器44に入力される。乗算器44は二
乗演算を行ない、その結果得られる二乗された信号k
2（VC−FV0−FVScosφ）２が加算器46により前記の信号
k2（Z0iL）２に加算され、次に第7b図に示すように伝達
関数が−（k4/k2）の利得増幅器48に入力される。但しk
4は定数である。増幅器48の出力は信号−k4［（VC−FV0
−FVScosφ）２＋（Z0iL）２］であり、これを以後最適
制御信号と呼ぶ。
制御信号VCONが周波数変調制御器50および位相変調制
御器52に与えられる。周波数変調制御器50の伝達関数が
第7b図に示されており、数学的に次のように表わすこと
ができる。
但し、VFは周波数変調制御器50の出力電圧、VTは制御可
能なスイッチ手段の動作可能な周波数範囲の端に於ける
動作を表わすしきい値電圧、C1は定数である。電圧VFは
加算器54で利得増幅器48の出力信号に加算され、その結
果が比較器56の非反転入力に入力される。比較器56の出
力信号はのこぎり波発生器58に与えられる。
位相変調制御器52の伝達関数も第7b図に示されてお
り、数学的に次のように表わすことができる。
ここでＶφは位相変調制御器52からの出力電圧であっ
て、位相変調φ中に比例しており、C2は定数である。電
圧Ｖφは比較器60の反転入力に入力されている。のこぎ
り波発生器58の出力信号VGは比較器60の非反転入力に供
給されている。電圧Ｖφは乗算器31にも供給されている
cosφは乗算器31の乗算係数である。
比較器56の出力信号CP1および比較器60の出力信号CP2
はＤ形（遅延）フリップフロップ62および64にクロック
パルスをそれぞれ供給する。当業者には明らかなよう
に、Ｄ形フリップフロップ62の出力▲▼がＤ形フリ
ップフロップ62のD1入力に供給されているので、Ｄ形フ
リップフロップ62が２分周フリップフロップである。す
なわち、出力周波数はクロック周波数の半分である。Ｄ
形フリップフロップの出力信号はそれぞれのスイッチン
グ・デバイスS1−S4に対するベース駆動回路65a−65dを
制御する。適当なベース駆動回路は当業者には周知であ
る。
動作については、２分周Ｄ形フリップフロップ62にク
ロックパルスを供給する比較器56の出力信号はのこぎり
波発生器58をも駆動するので、のこぎり波発生器はゲー
ト駆動回路65a−65dの２倍の周波数で動作する電圧ラン
プ（ramp）信号VGを発生する。詳しく述べると、Ｄ形フ
リップフロップ62のQ1の出力信号が論理レベル０から論
理１に、または論理１から論理０に遷移するたびごとに
電圧ランプ信号VGは零にリセットされる。のこぎり波発
生器58の出力ランプ電圧は比較器60により電圧Ｖφと比
較される。比較器60はＤ形フリップフロップ64に対する
クロックパルスを供給する。たとえば正エッジトリガ式
Ｄ形フリップフロップ64の場合、比較器60の出力信号が
低論理レベルから高論理レベルに切替ったとき、Ｄ形フ
リップフロップ64の出力Q2の信号はＤ形フリップフロッ
プ62の出力Q1の信号と同じ値にラッチされる。
VCON＜VTの場合、周波数変調制御器50の出力電圧VFは
C1VCONであり、位相変調制御器52の出力電圧Ｖφは零で
あり、したがって位相変調角φ＝０であるということを
示す。したがって、位相変調角φの値が乗算器31に与え
られ、φ＝０の場合はcosφ＝１であるので、位相変調
は行なわれない。他方、周波数変調は行なわれる。すな
わち、周波数変調制御器50の出力電圧C1VCONが加算増幅
器48の出力信号に加算され、比較器56の非反転入力に印
加される。比較器56の出力信号CP1はＤ形フリップフロ
ップ62にクロックパルスを供給することにより、その状
態を切換え、また前述の通りのこぎり波発生器58の駆動
も行なう。のこぎり波発生器の出力電圧VGは比較器60に
より電圧Ｖφ＝０と比較される。比較器60はクロックパ
ルスCP2をＤ形フリップフロップ64に供給する。その結
果、Ｄ形フリップフロップ64はＤ形フリップフロップ62
と殆んど同時にトグル動作する。このようにして、VCON
＜VTの場合、スイッチング・デバイスの動作可能な周波
数範囲内で動作するとき最適制御を使用する周波数変調
が達成される。
VCONVTの場合、周波数変調制御器50の出力電圧VFは
C1VTすなわち定数である。したがって、スイッチング・
デバイスS1,S2,S3およびS4のスイッチング周波数はその
動作可能な周波数範囲の端に固定される。これらの条件
のもとでは、位相変調制御器52の出力電圧ＶφはC2（V
CON−VT）である。この電圧Ｖφは比較器60によりのこ
ぎり波発生器58の出力信号VGと比較される。その結果、
比較器60からＤ形フリップフロップ64に与えられるクロ
ックパルスは位相変調角φに比例した時間だけ遅延され
る。電圧Ｖφによって、乗算器31が電源電圧VSにcosφ
を乗算することも可能となる。このようにして、位相変
調を用いて、直列共振インバータを制御するための第4B
図に示す３レベル電圧波形が作成される。このように最
適軌道制御法を位相変調と組み合わせることにより、す
べての動作状態のもとで出力負荷電圧のより広いダイナ
ミック・レンジを達成することができる。
第8a−8i図はVCON＞VTの特定の場合に対する新しい共
振インバータ制御器の動作を詳細に例示する波形を示
す。簡単のため、比較器56の出力信号はCP1は一定のパ
ルス幅を持ち、第8a図の波形で表わされるものと仮定す
る。正エッジトリガ式Ｄ形フリップフロップ62につい
て、そのQ1の出力信号および▲▼の出力信号が第8b
図および第8c図にそれぞれ示されている。Ｄ形フリップ
フロップ62の出力信号が状態を変えるたびにリセットさ
れるのこぎり波発生器から出力される電圧ランプ信号VG
が第8d図に示されている。位相変調角φを決定する電圧
Ｖφが第8e図に0Vと10Vとの間の電圧として示されてい
る。この例の場合、電圧Ｖφ＝5Vである。電圧Ｖφをの
こぎり波発生器58の出力ランプ電圧VGと比較することに
よって決定される比較器60の出力信号CP2は第8f図に示
されており、これはＤ形フリップフロップ64に対するク
ロックパルスを構成する。正エッジトリガ式Ｄ形フリッ
プフロップ64のQ2および▲▼の出力信号が第8g図お
よび第8h図にそれぞれ示されている。Q1,▲▼,Q2お
よび▲▼のフリップフロップ出力信号はそれぞれベ
ース駆動回路65a−65dを駆動し、その結果、第8i図に示
す３レベルの位相変調された信号を作成する。第8i図お
よび上記の位相変調角φについての等式から、この例の
場合、位相変調角φ＝π/4であることがわかる。
本発明の実施例を図示し説明してきたが、このような
実施例は例示のためのものに過ぎないことは明らかであ
る。当業者は本発明から逸脱することなく多数の変形、
変更および置換を考え付き得る。したがって、本発明は
請求の範囲により限定される。
【図面の簡単な説明】
第１図は直列共振インバータを含む直流−直流変換回路
の概略回路図である。第２図は重負荷、中負荷、軽負荷
および無負荷の状態について第１図のインバータで用い
られる直列共振回路に供給される矩形波信号の周波数の
対数に対して出力電圧の大きさをプロットしたグラフで
ある。第３図は共振周波数以上の周波数で動作する第１
図の共振インバータに対する単一状態軌道の状態平面図
である。第4A図は第１図の直列共振インバータに印加さ
れる矩形波電圧を例示するグラフである。第4B図は第4A
図の信号の位相変調された信号を例示するグラフであ
る。第５図は第4B図の信号の基本波振幅を位相変調角に
対して示すグラフである。第６図は本発明の直列共振イ
ンバータ制御器を用いる共振インバータ制御装置の機能
ブロック図である。第7a図および第7b図は、一緒にし
て、本発明による共振インバータ制御器の実施例を示す
機能ブロック図である。第8a乃至8i図は本発明の共振イ
ンバータ制御器12の動作の説明のために第7a及び7b図の
ブロック図を構成するいくつかの素子からの出力信号を
例示するグラフである。 （主な符号の説明） 12……インバータ、 14……インダクタ、 16……コンデンサ、 18……変圧器、 20……全波整流器、 50……周波数変調制御器、 52……位相変調制御器、 56,60……比較器、 S1乃至S4……スイッチング・デバイス。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョン・ノートン・パーク アメリカ合衆国、ニューヨーク州、レッ クスフォード、グルームス・ロード、 723番 (72)発明者 ミン・シン・クオ アメリカ合衆国、インディアナ州、フォ ート・ウェイン、ブランディワイン・ド ライブ、10611番 (56)参考文献 特開 平２−151266（ＪＰ，Ａ) 実開 平１−109289（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】コンデンサ（16）およびインダクタ（14）
    で構成された直列共振回路をそなえ、外部直流電源に結
    合されされたときに矩形波電圧を発生して上記直列共振
    回路に印加する制御可能なスイッチ手段（S1−S4）を含
    み、出力から負荷にほぼ一定の出力電圧を供給するため
    の共振インバータを制御する方法であって、 共振インバータの状態を定めるために使用される上記コ
    ンデンサ両端間の電圧（VC）、上記インダクタを通る電
    流（iL）、上記直流電源の電圧（VS）および上記出力電
    圧（V0）を継続的に監視するステップ、及び 上記監視しているそれぞれの電圧及び電流の瞬時値の所
    定の組み合わせに基づいで制御信号を発生するステッ
    プ、 上記制御可能なスイッチ手段の動作周波数がその動作可
    能な周波数範囲内にあるとき、上記直列共振回路に印加
    される矩形波電圧を周波数変調することにより上記直列
    共振回路の安定な動作を維持するステップ、および 上記制御可能なスイッチ手段の動作周波数がその動作可
    能な周波数範囲の端にあるとき、上記直列共振回路に印
    加される矩形波電圧を位相変調するための位相変調角信
    号を発生して、該位相変調角信号に従って上記制御信号
    を修正することにより上記直列共振回路の安定な動作を
    維持するステップ、を含むことを特徴とする共振インバ
    ータの制御方法。
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