JP6141908B2

JP6141908B2 - 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP6141908B2
Application number: JP2015101166A
Authority: JP
Inventors: 静夫森岡; 鶴谷　守; 守鶴谷; 彰水谷
Original assignee: Toshiba Development and Engineering Corp
Current assignee: Toshiba Development and Engineering Corp
Priority date: 2015-05-18
Filing date: 2015-05-18
Publication date: 2017-06-07
Anticipated expiration: 2035-05-18
Also published as: WO2016185636A1; JP2016220347A

Description

実施形態は、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

電流共振型ＤＣ（ＤｉｒｅｃｔＣｕｒｒｅｎｔ）−ＤＣコンバータは、典型的には、スイッチング回路の駆動周波数を制御することにより、安定した出力電圧を負荷に供給する。しかしながら、駆動周波数の制御による出力電圧の可変範囲には限界があり、入力電圧を極端に大きくまたは小さく変換することは困難である。換言すれば、このような電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧の許容範囲が狭いという問題がある。故に、実用上は、入力電圧が許容範囲を逸脱しないようにするために、例えばＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の定電圧ＤＣ−ＤＣコンバータが電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの前段に設けられてきた。このような付加的な機構は、全体的なコストおよびサイズを増加させると共に電力変換効率も低下させることになる。

特開２０１２−２３５６２１号公報

実施形態は、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の許容範囲を拡大することを目的とする。

実施形態は、スイッチング回路と、共振回路と、駆動回路とを含む。スイッチング回路は、第１のトランジスタと、第１のトランジスタに直列接続される第２のトランジスタと、第３のトランジスタと、第３のトランジスタに直列接続される第４のトランジスタとを含み、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと第３のトランジスタおよび第４のトランジスタとが並列に配置される。共振回路は、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタに共通に接続される第１の入力端子と、第３のトランジスタおよび第４のトランジスタに共通に接続される第２の入力端子とを備える。駆動回路は、（ａ）第１の制御モードにおいて、第１のトランジスタを共振回路の出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数でＯＮ／ＯＦＦし、第２のトランジスタを第１のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦし、第３のトランジスタを第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦタイミングと略同一のタイミングで当該第１のトランジスタと逆の状態に切り替え、第４のトランジスタを第３のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦし、（ｂ）第２の制御モードにおいて、第１のトランジスタをＯＮ／ＯＦＦし、第２のトランジスタを第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦと交互にＯＮ／ＯＦＦし、第３のトランジスタを第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦタイミングから共振回路の出力電圧または出力電流に基づく位相シフト量だけずれたタイミングで当該第１のトランジスタと逆の状態に切り替え、第４のトランジスタを第３のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦする。

第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図。電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路を例示する回路図。図２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれるＬＣＲ共振回路の利得の周波数特性を例示するグラフ。図１のＦＥＴ駆動回路が第１の制御モードで動作する場合に各ＦＥＴのゲート端子に供給される制御信号を例示するタイミングチャート。図１のＦＥＴ駆動回路が第１の制御モードで動作する場合にＬＣＲ共振回路に入力される電圧の波形を例示するグラフ。図１のＦＥＴ駆動回路が第２の制御モードで動作する場合に各ＦＥＴのゲート端子に供給される制御信号を例示するタイミングチャート。図１のＦＥＴ駆動回路が第２の制御モードで動作する場合にＬＣＲ共振回路に入力される電圧の波形を例示するグラフ。

以下、図面を参照しながら実施形態の説明が述べられる。尚、以降、説明済みの要素と同一または類似の要素には同一または類似の符号が付され、重複する説明は基本的に省略される。

（第１の実施形態）
図２には、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路が例示される。図２の基本回路は、ハーフブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータに相当するので、図１に示されるフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータとは一部の構成において異なるものの基本的な動作原理では共通する。図２のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング回路と、ＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）駆動回路２００とを含む。

スイッチング回路は、第１の入力端子、第２の入力端子、出力端子、第１の制御端子および第２の制御端子を備える。スイッチング回路の第１の入力端子は、図示されない電圧源に接続され、入力電圧（Ｖ_ｉｎ）が印加される。スイッチング回路の第２の入力端子は接地（ＧＮＤに接続）される。スイッチング回路の出力端子は、ＬＣＲ共振回路の入力端子に接続される。スイッチング回路の第１の制御端子および第２の制御端子は、ＦＥＴ駆動回路２００の第１の出力端子および第２の出力端子にそれぞれ出力される。

スイッチング回路は、入力電圧（Ｖ_ｉｎ）に基づいて矩形波を生成し、この矩形波をＬＣＲ共振回路の入力端子へと供給する。この矩形波の周波数および位相は、第１の制御端子および第２の制御端子を介して受け取られる第１の制御信号および第２の制御信号によって制御される。スイッチング回路は、ＦＥＴＱ１と、ＦＥＴＱ２とを含む。

ＦＥＴＱ１のゲート端子は、スイッチング回路の第１の制御端子に接続される。ＦＥＴＱ１のドレイン端子は、スイッチング回路の第１の入力端子に接続される。ＦＥＴＱ１のソース端子は、ＦＥＴＱ２のドレイン端子およびスイッチング回路の出力端子に接続される。すなわち、ＦＥＴＱ２は、ＦＥＴＱ１に直列接続される。

ＦＥＴＱ２のゲート端子は、スイッチング回路の第２の制御端子に接続される。ＦＥＴＱ２のドレイン端子は、ＦＥＴＱ１のソース端子およびスイッチング回路の出力端子に接続される。ＦＥＴＱ２のソース端子は、スイッチング回路の第２の入力端子に接続される。

ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２は、ＦＥＴ駆動回路２００から第１の制御信号および第２の制御信号を受け取り、当該第１の制御信号および第２の制御信号のレベルに応じて交互にＯＮ／ＯＦＦする。ここで、第１の制御信号および第２の制御信号は、共に、周波数がｆに等しくデューティー比が約５０％に等しいパルス信号に相当する。換言すれば、ＦＥＴＱ２は、第１の制御信号の反転信号に概ね相当する第２の制御信号のレベルに応じて、ＦＥＴＱ１のＯＮ／ＯＦＦタイミングと略同一のタイミングでＦＥＴＱ１と逆の状態に切り替わる。

ＦＥＴ駆動回路２００は、制御端子、第１の出力端子および第２の出力端子を備える。ＦＥＴ駆動回路２００の制御端子は、ＬＣＲ共振回路の第１の出力端子に接続される。ＦＥＴ駆動回路２００の第１の出力端子は、スイッチング回路の第１の制御端子に接続される。ＦＥＴ駆動回路２００の第２の出力端子は、スイッチング回路の第２の制御端子に接続される。

ＦＥＴ駆動回路２００は、制御端子を介してＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流を検知する。ＦＥＴ駆動回路２００は、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２をそれぞれ駆動するための第１の制御信号および第２の制御信号を、ＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流に基づいて生成する。ＦＥＴ駆動回路２００は、第１の出力端子および第２の出力端子を介して、第１の制御信号および第２の制御信号をＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２へと出力する。

具体的には、ＦＥＴ駆動回路２００は、ＦＥＴＱ１をＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数（ｆ）でＯＮ／ＯＦＦする。そして、スイッチング回路は、ＬＣＲ共振回路に含まれるトランスＴ１の一次側インダクタに矩形波交流電圧を印加することになる。この矩形波交流電圧は、そのピーク電圧が±Ｖ_ｉｎ／２に等しく、その周波数がｆに等しい。さらに、この矩形波交流電圧の基本波成分（Ｖ_０）は、下記数式（１）で表すことができる。

ＬＣＲ共振回路は、入力端子、第１の出力端子および第２の出力端子を備える。ＬＣＲ共振回路は、入力端子を介してスイッチング回路から供給される矩形波交流電圧を昇圧または降圧することで出力電圧を生成する。そして、ＬＣＲ共振回路は、第１の出力端子と第２の出力端子との間に接続された負荷に出力電圧を印加する。

ＬＣＲ共振回路は、共振キャパシタＣ１と、共振キャパシタＣ２と、トランスＴ１と、整流回路Ｄと、平滑キャパシタＣ３と、負荷とを含む。このＬＣＲ共振回路の共振特性は、共振キャパシタＣ１および共振キャパシタＣ２の合成キャパシタンス（Ｃ１＋Ｃ２）と、トランスＴ１の漏洩インダクタンス（Ｌ_ｓ）および励磁インダクタンス（Ｌ_ｐ）と、負荷の抵抗値（ＲＬ）によって決まる。なお、整流回路Ｄおよび平滑キャパシタＣ３は、トランスＴ１の二次側に接続され、当該トランスＴ１からの交流入力電圧を整流および平滑化することによって直流出力電圧を生成する。

具体的には、図３に例示されるように、ＬＣＲ共振回路の利得（すなわち、出力電圧／入力電圧）は周波数に依存して変動する。図３に示されるｆ_ｓは、利得を略最大化する周波数を表しており、下記数式（２）で導出することができる。他方、ｆ_ｏは、上記ｆ_ｓよりも高周波側で利得が１（０ｄＢ）に略等しくなる周波数を表しており、下記数式（３）で導出することができる。

ＦＥＴ駆動回路２００は、駆動周波数（ｆ）をｆ_ｓからｆ_ｏまでの範囲で制御することにより、ＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流を調整することができる。例えば、入力電圧（Ｖ_ｉｎ）がある程度変動したとしても、ＦＥＴ駆動回路２００はＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流を安定化させることができる。

具体的には、ＦＥＴ駆動回路２００は、ＬＣＲ共振回路の出力電圧が目標値に比べて低い場合には駆動周波数（ｆ）をｆ_ｓに近づける（すなわち、低下させる）ことにより、当該出力電圧を高めることができる。他方、ＦＥＴ駆動回路２００は、ＬＣＲ共振回路の出力電圧が目標値に比べて高い場合には駆動周波数（ｆ）をｆ_ｏに近づける（すなわち、高める）ことにより、当該出力電圧を低下させることができる。

しかしながら、図３の周波数特性では、ｆ_ｏよりも高域では利得が殆ど変化しないので、ＦＥＴ駆動回路２００が駆動周波数（ｆ）をｆ_ｏよりも高めたとしても出力電圧は殆ど低下しない。故に、図２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧（Ｖ_ｉｎ）がある程度高くなると目標の出力電圧を生成することが困難であるので、当該入力電圧を安定化させる機構（例えば、定電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ）を必要とする。

第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器は、後述される第１の制御モードおよび第２の制御モードを併用することにより、入力電圧の許容範囲を拡大する（特に、許容上限を引き上げる）。本実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器が図１に例示される。図１の電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器は、スイッチング回路と、ＦＥＴ駆動回路１００と、ＬＣＲ共振回路とを含む。

スイッチング回路は、第１の入力端子、第２の入力端子、第１の出力端子、第２の出力端子、第１の制御端子、第２の制御端子、第３の制御端子および第４の制御端子を備える。スイッチング回路の第１の入力端子は、図示されない電圧源に接続され、入力電圧（Ｖ_ｉｎ）が印加される。スイッチング回路の第２の入力端子は接地（ＧＮＤに接続）される。スイッチング回路の第１の出力端子および第２の出力端子は、ＬＣＲ共振回路の第２の入力端子および第１の入力端子にそれぞれ接続される。スイッチング回路の第１の制御端子、第２の制御端子、第３の制御端子および第４の制御端子は、ＦＥＴ駆動回路１００の第１の出力端子、第２の出力端子、第３の出力端子および第４の出力端子にそれぞれ接続される。

スイッチング回路は、入力電圧（Ｖ_ｉｎ）に基づいて２つの矩形波を生成し、この２つの矩形波をＬＣＲ共振回路の第１の入力端子および第２の入力端子へとそれぞれ供給する。この矩形波の周波数および位相は、第１の制御端子、第２の制御端子、第３の制御端子および第４の制御端子を介して受け取られる第１の制御信号、第２の制御信号、第３の制御信号および第４の制御信号によって制御される。

スイッチング回路は、ＦＥＴＱ１と、ＦＥＴＱ２と、ＦＥＴＱ３と、ＦＥＴＱ４とを含む。なお、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２、ＦＥＴＱ３およびＦＥＴＱ４は、他の種別のトランジスタに置き換えられてもよい。

ＦＥＴＱ１のゲート端子は、スイッチング回路の第１の制御端子に接続される。ＦＥＴＱ１のドレイン端子は、スイッチング回路の第１の入力端子に接続される。ＦＥＴＱ１のソース端子は、ＦＥＴＱ２のドレイン端子およびスイッチング回路の第１の出力端子に接続される。すなわち、ＦＥＴＱ２は、ＦＥＴＱ１に直列接続される。

ＦＥＴＱ２のゲート端子は、スイッチング回路の第２の制御端子に接続される。ＦＥＴＱ２のドレイン端子は、ＦＥＴＱ１のソース端子およびスイッチング回路の第１の出力端子に接続される。ＦＥＴＱ２のソース端子は、スイッチング回路の第２の入力端子に接続される。

ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２は、ＦＥＴ駆動回路１００が第１の制御モードおよび第２の制御モードのいずれで動作中であるかに関わらず、ＦＥＴ駆動回路１００から第１の制御信号および第２の制御信号を受け取り、当該第１の制御信号および第２の制御信号のレベルに応じて交互にＯＮ／ＯＦＦする。ここで、第１の制御信号および第２の制御信号は、共に、周波数がｆに等しくデューティー比が約５０％に等しいパルス信号に相当する。換言すれば、ＦＥＴＱ２は、第１の制御信号の反転信号に概ね相当する第２の制御信号のレベルに応じて、ＦＥＴＱ１のＯＮ／ＯＦＦタイミングと略同一のタイミングでＦＥＴＱ１と逆の状態に切り替わる。

ＦＥＴＱ３のゲート端子は、スイッチング回路の第３の制御端子に接続される。ＦＥＴＱ３のドレイン端子は、スイッチング回路の第１の入力端子に接続される。すなわち、図１の例では、ＦＥＴＱ３は、ＦＥＴＱ１に並列接続される。ＦＥＴＱ３のソース端子は、ＦＥＴＱ４のドレイン端子およびスイッチング回路の第２の出力端子に接続される。すなわち、ＦＥＴＱ４は、ＦＥＴＱ３に直列接続される。

ＦＥＴＱ４のゲート端子は、スイッチング回路の第４の制御端子に接続される。ＦＥＴＱ４のドレイン端子は、ＦＥＴＱ３のソース端子およびスイッチング回路の第２の出力端子に接続される。ＦＥＴＱ４のソース端子は、スイッチング回路の第２の入力端子に接続される。すなわち、図１の例では、ＦＥＴＱ４は、ＦＥＴＱ２に並列接続される。

ＦＥＴＱ３およびＦＥＴＱ４は、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２と並列に配置されており、ＦＥＴ駆動回路１００が後述される第１の制御モードおよび第２の制御モードのいずれで動作中であるかに関わらず、ＦＥＴ駆動回路１００から第３の制御信号および第４の制御信号を受け取り、当該第３の制御信号および第４の制御信号のレベルに応じて交互にＯＮ／ＯＦＦする。ここで、第３の制御信号および第４の制御信号は、共に、周波数がｆに等しくデューティー比が約５０％に等しいパルス信号に相当する。換言すれば、ＦＥＴＱ４は、第３の制御信号の反転信号に概ね相当する第４の制御信号のレベルに応じて、ＦＥＴＱ３のＯＮ／ＯＦＦタイミングと略同一のタイミングでＦＥＴＱ３と逆の状態に切り替わる。

ＬＣＲ共振回路は、第１の入力端子、第２の入力端子、第１の出力端子および第２の出力端子を備える。ＬＣＲ共振回路の第１の入力端子および第２の入力端子は、スイッチング回路の第２の出力端子および第１の出力端子にそれぞれ接続される。ＬＣＲ共振回路の第１の出力端子および第２の出力端子は、負荷の第１の端子および第２の端子にそれぞれ接続可能である。さらに、ＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流の測定のために、ＬＣＲ共振回路の第１の出力端子または第２の出力端子はＦＥＴ駆動回路１００の制御端子にも接続される。

ＬＣＲ共振回路は、第１の入力端子および第２の入力端子を介してスイッチング回路から供給される矩形波交流電圧を昇圧または降圧することで出力電圧を生成する。そして、ＬＣＲ共振回路は、第１の出力端子と第２の出力端子との間に接続された負荷に出力電圧を印加する。

ＬＣＲ共振回路は、共振キャパシタＣ_ｒと、トランスＴ１と、整流回路Ｄ１と、平滑キャパシタＣ_ｏと、負荷とを含む。このＬＣＲ共振回路の共振特性は、共振キャパシタＣｒのキャパシタンスと、トランスＴ１の漏洩インダクタンス（Ｌ_ｓ）および励磁インダクタンスと、負荷の抵抗値（ＲＬ）によって決まる。ＬＣＲ共振回路の利得は、図３に例示される周波数特性と同様に周波数に依存して変化する。なお、整流回路Ｄ１および平滑キャパシタＣ_ｏは、トランスＴ１の二次側に接続され、当該トランスＴ１からの交流入力電圧を整流および平滑化することによって直流出力電圧（Ｖ_ｏ）を生成する。

ＦＥＴ駆動回路１００は、制御端子、第１の出力端子、第２の出力端子、第３の出力端子および第４の出力端子を備える。ＦＥＴ駆動回路１００の制御端子は、ＬＣＲ共振回路の第１の出力端子に接続される。ＦＥＴ駆動回路１００の第１の出力端子は、スイッチング回路の第１の制御端子に接続される。ＦＥＴ駆動回路１００の第２の出力端子は、スイッチング回路の第２の制御端子に接続される。ＦＥＴ駆動回路１００の第３の出力端子は、スイッチング回路の第３の制御端子に接続される。ＦＥＴ駆動回路１００の第４の出力端子は、スイッチング回路の第４の制御端子に接続される。

ＦＥＴ駆動回路１００は、制御端子を介してＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流を検知する。ＦＥＴ駆動回路１００は、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２、ＦＥＴＱ３およびＦＥＴＱ４をそれぞれ駆動するための第１の制御信号、第２の制御信号、第３の制御信号および第４の制御信号を、ＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流に基づいて生成する。ＦＥＴ駆動回路１００は、第１の出力端子、第２の出力端子、第３の出力端子および第４の出力端子を介して、第１の制御信号、第２の制御信号、第３の制御信号および第４の制御信号をスイッチング回路へと出力する。

具体的には、ＦＥＴ駆動回路１００は、第１の制御モードまたは第２の制御モードで動作することができる。
第１の制御モードにおいて、ＦＥＴ駆動回路１００は、ＦＥＴＱ１をＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数（ｆ）でＯＮ／ＯＦＦし、ＦＥＴＱ３をＦＥＴＱ１のＯＮ／ＯＦＦタイミングと略同一のタイミングでＦＥＴＱ１と逆の状態に切り替える。

すなわち、ＦＥＴ駆動回路１００は、図４に例示されるように、第１の制御信号、第２の制御信号、第３の制御信号および第４の制御信号を生成する。そして、スイッチング回路は、図５に例示される矩形波交流電圧をＬＣＲ共振回路に印加することになる。

この矩形波交流電圧は、そのピーク電圧が±Ｖ_ｉｎに等しく、その周波数がｆに等しい。さらに、この矩形波交流電圧の基本波成分（Ｖ_１）は、下記数式（４）で表すことができる。

前述のように、ＬＣＲ共振回路の利得は周波数に依存して変動する。故に、第１の制御モードでは、ＦＥＴ駆動回路１００は、駆動周波数（ｆ）を制御することにより、ＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流を調整することができる。

他方、第２の制御モードにおいて、ＦＥＴ駆動回路１００は、ＦＥＴＱ１を駆動周波数（ｆ）でＯＮ／ＯＦＦし、ＦＥＴＱ３をＦＥＴＱ１のＯＮ／ＯＦＦタイミングからＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流に基づく位相シフト量（θ）だけずれた（遅延した）タイミングでＦＥＴＱ１と逆の状態に切り替える。

すなわち、ＦＥＴ駆動回路１００は、図６に例示されるように、第１の制御信号、第２の制御信号、第３の制御信号および第４の制御信号を生成する。そして、スイッチング回路は、図７に例示される３値矩形波交流電圧をＬＣＲ共振回路に印加することになる。

この３値矩形波交流電圧は、そのピーク電圧が±Ｖ_ｉｎに等しく、その中間電圧が０［Ｖ］に等しく、その周波数がｆに等しい。さらに、この３値矩形波交流電圧の基本波成分（Ｖ_２）は、下記数式（５）で表すことができる。

Ｖ_２はθの関数であるから、ＦＥＴ駆動回路１００は位相シフト量（θ）を制御することでＬＣＲ共振回路の入力電圧を調整することができる。故に、ＦＥＴ駆動回路１００は、駆動周波数（ｆ）を制御しなくても位相シフト量（θ）を制御すれば、ＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流を調整できる。なお、ＦＥＴ駆動回路１００は、第２の制御モードにおいて、位相シフト量（θ）の制御と駆動周波数（ｆ）の制御とを併用してもよい。

また、数式（２）より、Ｖ_２≦Ｖ_１が成立する。故に、第２の制御モードによれば、ＬＣＲ共振回路の出力電圧を第１の制御モードに比べて低くすることが可能である。換言すれば、ＦＥＴ駆動回路１００は、第２の制御モードでは、スイッチング回路の入力電圧（Ｖ_ｉｎ）の大きさに関わらず、Ｖ_２を０以上Ｖ_１以下の範囲に制限することができる。故に、ＦＥＴ駆動回路１００は、第２の制御モードを利用することで、常に第１の制御モードで動作する場合と比べてスイッチング回路の入力電圧（Ｖ_ｉｎ）の許容上限を引き上げることが可能である。

ＦＥＴ駆動回路１００は、第１の制御モードおよび第２の制御モードを以下に説明するように切り替えてよい。
例えば、ＦＥＴ駆動回路１００は、第１の制御モードにおいて設定可能な駆動周波数（ｆ）の上限値（以降、第１の閾値と称される）を設けてもよい。すなわち、ＦＥＴ駆動回路１００は、第１の制御モードでの動作時に、ＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数（ｆ）が第１の閾値以上になると第２の制御モードに切り替わってもよい。なお、出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数（ｆ）は、計算を通じて導出されてもよいし、例えばＬＣＲ回路の利得の周波数特性に基づいて予め作成されたテーブル（ＬＵＴ（ＬｏｏｋＵｐＴａｂｌｅ）など）から探索されてもよい。

他方、ＦＥＴ駆動回路１００は、第２の制御モードにおいて設定可能な位相シフト量（θ）の下限値（以降、第２の閾値と称される）を設けてもよい。すなわち、ＦＥＴ駆動回路１００は、第２の制御モードでの動作時に、ＬＣＲ共振回路の出力電圧または出力電流に基づく位相シフト量（θ）が第２の閾値以下となると第１の制御モードに切り替わってもよい。なお、出力電圧または出力電流に基づく位相シフト量（θ）は、計算を通じて導出されてもよいし、例えば予め作成されたテーブル（ＬＵＴなど）から探索されてもよい。

第１の閾値および第２の閾値は、固定であってもよいし、ＦＥＴ駆動回路１００（または、図示されない閾値設定回路）によって動的に制御されてもよい。
例えば、第１の閾値は、スイッチング回路の入力電圧（Ｖ_ｉｎ）が高いほど大きな値へと変化してもよい。他方、第２の閾値は、この入力電圧（Ｖ_ｉｎ）が高いほど小さな値へと動的に変化してもよい。このような動的制御によれば、電源変換効率を向上させたり、スイッチング回路の入力電圧（Ｖ_ｉｎ）の急変に対する応答性を向上させたりすることができる。

或いは、第１の閾値は、ＬＣＲ共振回路の出力電流が大きいほど小さな値へと変化してもよい。他方、第２の閾値は、この出力電流が大きいほど大きな値へと動的に変化してもよい。このような動的制御によれば、ＬＣＲ共振回路の出力電流の急変に対する応答性を向上させることができる。

或いは、第１の閾値は、図１の電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器における入力電力から当該電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器における出力電力を差し引いた損失が大きいほど（換言すれば、効率が低いほど）大きな値へと動的に変化してもよい。他方、第２の閾値は、この損失が大きいほど大きな値へと動的に変化してもよい。このような動的制御によれば、電源変換効率を向上させることができる。

以上説明したように、第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器は、スイッチング回路の駆動周波数を制御することで出力電圧または出力電流を調整する第１の制御モードと、当該スイッチング回路に含まれる２つのトランジスタ対によって生成される２つの矩形波の位相差を制御することで出力電圧または出力電流を調整する第２の制御モードとを併用する。従って、この電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器によれば、第１の制御モードでは許容されない高レベルの電圧が入力された場合であっても、第２の制御モードを利用して目標の出力電圧を生成することができる。すなわち、この電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器は入力電圧の許容範囲が広いので、当該入力電圧を安定化させる機構（例えば、定電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ）を省略（ないし簡略化）することができる。故に、この電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器によれば、係る機構に伴うコストおよびサイズの増加ならびに電力変換効率の低下を回避（ないし抑制）することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００，２００・・・ＦＥＴ駆動回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃｒ・・・共振キャパシタ
Ｃ３，Ｃｏ・・・平滑キャパシタ
Ｄ，Ｄ１・・・整流回路
Ｔ１・・・トランス
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・ＦＥＴ

Claims

第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタに直列接続される第２のトランジスタと、第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタに直列接続される第４のトランジスタとを含み、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタと前記第３のトランジスタおよび前記第４のトランジスタとが並列に配置される、スイッチング回路と、
前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタに共通に接続される第１の入力端子と、前記第３のトランジスタおよび前記第４のトランジスタに共通に接続される第２の入力端子とを備える共振回路と、
（ａ）第１の制御モードにおいて、前記第１のトランジスタを前記共振回路の出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数でＯＮ／ＯＦＦし、前記第２のトランジスタを前記第１のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦし、前記第３のトランジスタを前記第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦタイミングと略同一のタイミングで当該第１のトランジスタと逆の状態に切り替え、前記第４のトランジスタを前記第３のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦし、（ｂ）第２の制御モードにおいて、前記第１のトランジスタをＯＮ／ＯＦＦし、前記第２のトランジスタを前記第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦと交互にＯＮ／ＯＦＦし、前記第３のトランジスタを前記第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦタイミングから前記共振回路の出力電圧または出力電流に基づく位相シフト量だけずれたタイミングで当該第１のトランジスタと逆の状態に切り替え、前記第４のトランジスタを前記第３のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦする駆動回路と
を具備し、
前記駆動回路は、前記第１の制御モードでの動作時に前記共振回路の出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数が第１の閾値以上になると前記第２の制御モードに切り替わり、
前記第１の閾値は、前記スイッチング回路の入力電圧が高いほど大きな値へと動的に変化する、
電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器。
第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタに直列接続される第２のトランジスタと、第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタに直列接続される第４のトランジスタとを含み、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタと前記第３のトランジスタおよび前記第４のトランジスタとが並列に配置される、スイッチング回路と、
前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタに共通に接続される第１の入力端子と、前記第３のトランジスタおよび前記第４のトランジスタに共通に接続される第２の入力端子とを備える共振回路と、
（ａ）第１の制御モードにおいて、前記第１のトランジスタを前記共振回路の出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数でＯＮ／ＯＦＦし、前記第２のトランジスタを前記第１のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦし、前記第３のトランジスタを前記第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦタイミングと略同一のタイミングで当該第１のトランジスタと逆の状態に切り替え、前記第４のトランジスタを前記第３のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦし、（ｂ）第２の制御モードにおいて、前記第１のトランジスタをＯＮ／ＯＦＦし、前記第２のトランジスタを前記第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦと交互にＯＮ／ＯＦＦし、前記第３のトランジスタを前記第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦタイミングから前記共振回路の出力電圧または出力電流に基づく位相シフト量だけずれたタイミングで当該第１のトランジスタと逆の状態に切り替え、前記第４のトランジスタを前記第３のトランジスタと交互にＯＮ／ＯＦＦする駆動回路と
を具備し、
前記駆動回路は、前記第１の制御モードでの動作時に前記共振回路の出力電圧または出力電流に基づく駆動周波数が第１の閾値以上になると前記第２の制御モードに切り替わり、
前記第１の閾値は、前記共振回路の出力電流が大きいほど小さな値へと動的に変化する、
電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器。
前記駆動回路は、前記第２の制御モードでの動作時に前記共振回路の出力電圧または出力電流に基づく位相シフト量が第２の閾値以下となると前記第１の制御モードに切り替わる、請求項１または請求項２に記載の電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器。
前記第２の閾値は、前記スイッチング回路の入力電圧が高いほど小さな値へと動的に変化する、請求項３記載の電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器。
前記第２の閾値は、前記共振回路の出力電流が大きいほど大きな値へと動的に変化する、請求項３記載の電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器。
前記第２の閾値は、前記電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器における入力電力から当該電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器における出力電力を差し引いた損失が大きいほど大きな値へと動的に変化する、請求項３記載の電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換器。