JP5906418B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチング素子を用いて電力変換を行い、入出力間でトランスを介して電力を伝達する電力変換装置に関するものである。
従来から、スイッチング素子を用いて電力変換を行い、かつ入出力間でトランスを介して電力を伝達する電力変換装置が知られている。たとえば、特許文献１には、この種の電力変換装置として、直流電力を双方向に伝達する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。特許文献１に記載された電力変換装置は、トランスを挟んで一次側回路と二次側回路とが設けられている。
一次側回路と二次側回路とは、それぞれ逆導通型半導体スイッチ（スイッチング素子）により構成されるブリッジ回路を備えている。この電力変換装置は、一次側回路と二次側回路とのスイッチング素子のオンデューティを制御することにより、所望の直流電力を双方向に伝達することが可能になっている。
特開２０１１−２３４５４１号公報
ところで、特許文献１に記載された電力変換装置は、スイッチング素子のオンデューティを制御することにより、一次側回路と二次側回路との間で所望の直流電力を伝達することはできるが、入出力の電圧比はトランスの巻比に依存している。すなわち、一次側回路と二次側回路とにブリッジ回路を用い、オンデューティを制御しているだけであるから、入力電圧を昇圧して出力することはできず、電流の調節が行われるのみである。
一方、電動機を動力源に持つ自動車に搭載される蓄電池、あるいは建物に付設して使用される蓄電池などの電力を利用するために用いられる電力変換装置には、入力電圧と出力電圧との関係を広範囲に調節する機能が要求される。
本発明は、スイッチングにより電力変換を行い、かつ入出力間でトランスを介して電力の伝達を行う構成であって、用途に応じて入力電圧と出力電圧との関係を広範囲に調節することが可能である電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明に係る電力変換装置は、入出力間において電力を伝達するトランスと、前記トランスの一方の巻線と直列に接続された共振用のキャパシタと、前記トランスの前記一方の巻線と前記キャパシタとの直列回路に流す電流を入切するスイッチング回路と、前記トランスの他方の巻線に誘起された電力を整流して出力する整流回路と、前記キャパシタに並列に接続された第１のスイッチと、前記トランスの前記一方の巻線と前記キャパシタとの直列回路に電流を流す期間および前記第１のスイッチのオンオフを制御する制御部と、前記キャパシタに並列接続された第２のスイッチおよび抵抗の直列回路とを備え、前記制御部は、前記第１のスイッチをオフにし前記スイッチング回路の動作周波数を制御する第１の変換回路を構成する動作と、前記第１のスイッチをオンにし前記スイッチング回路から前記トランスの前記一方の巻線への通電期間を制御する第２の変換回路を構成する動作とを選択し、前記第１の変換回路の動作から前記第２の変換回路の動作に移行させる際に、前記第２のスイッチをオンにした後、前記第１のスイッチをオンにすることを特徴とする。
この電力変換装置において、前記制御部は、前記第１の変換回路の動作と前記第２の変換回路の動作とを切り替える際に、前記スイッチング回路の動作を、前記第１の変換回路の動作と前記第２の変換回路の動作とは異なる動作とする移行期間を設けることが好ましい。
この電力変換装置において、前記制御部は、前記第１の変換回路の動作における前記スイッチング回路の動作周波数と、前記第２の変換回路の動作における前記トランスの前記一方の巻線への前記スイッチング回路からの通電期間とを、入力電圧と出力電圧との関係に対応付けて記憶しており、前記第１の変換回路の動作と前記第２の変換回路の動作とを切り替える際に、切替後の入力電圧と出力電圧との関係を、切替前の入力電圧と出力電圧との関係と一致させるように、記憶している動作周波数および通電期間に応じて前記スイッチング回路を制御することが好ましい。
この電力変換装置において、前記制御部は、前記第１の変換回路の動作における変換効率と、前記第２の変換回路の動作における変換効率とを、入力電圧と出力電圧との電圧比に対応付けて記憶しており、入力電圧と出力電圧との関係が、前記第１の変換回路の動作と前記第２の変換回路の動作との両方の動作範囲であるときに、記憶している変換効率が高いほうの動作を選択することが好ましい。
この電力変換装置において、前記トランスの前記一方の巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用のインダクタをさらに備えることが好ましい。
この電力変換装置において、前記トランスの前記一方の巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用の複数個のインダクタと、前記インダクタのうちの少なくとも１個を短絡する第３のスイッチとをさらに備えることが好ましい。
この電力変換装置において、前記キャパシタは、前記トランスの前記一方の巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用の複数個の第２のキャパシタと、前記第２のキャパシタのうちの少なくとも１個を短絡する第４のスイッチとを備えることが好ましい。
本発明の構成によれば、スイッチングにより電力変換を行い、かつ入出力間でトランスを介して電力の伝達を行う構成であって、第１の変換回路の動作と第２の変換回路との動作とを選択することにより、用途に応じて入力電圧と出力電圧との関係を広範囲に調節することが可能になるという効果が期待できる。
実施形態１を示す回路図である。 同上の一例を示す具体回路図である。 同上のＬＬＣ共振型変換回路としての動作説明図である。 同上のフェーズシフト型変換回路としての動作説明図である。 同上のフェーズシフト型変換回路としての動作説明図である。 同上に用いるスイッチの切替タイミングを示す動作説明図である。 同上におけるスイッチング回路の動作説明図である。 実施形態２を示す回路図である。 実施形態３を示す回路図である。 同上の他の構成例を示す回路図である。 実施形態４を示す回路図である。 同上の他の構成例を示す回路図である。
（実施形態１）
以下に説明する実施形態は、電力変換装置がＤＣ−ＤＣ変換を一方向で行う場合を例として説明するが、ＤＣ−ＡＣ変換を行う電力変換装置、双方向に電力変換を行う電力変換装置であっても、以下に説明する技術思想は適用可能である。また、以下に説明する電力変換装置は、電動機を動力源に持つ自動車に搭載される蓄電池、あるいは建物に付設して使用される蓄電池などの電力を利用するために用いることを想定しているが、用途を限定する趣旨ではない。たとえば、太陽光発電装置や燃料電池のような分散電源において、以下に説明する電力変換装置の技術を採用することも可能である。
本実施形態の電力変換装置は、図１に示すように、トランスＴ１を挟んでスイッチング回路１と整流回路２とを備える。スイッチング回路１は、後述するスイッチング素子を備え、スイッチング素子を制御するためにスイッチング回路１には制御部３が付設される。トランスＴ１の第１巻線ｎ１は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１との直列回路を介してスイッチング回路１と接続される。整流回路２は、トランスＴ１の第２巻線ｎ２に接続される。さらに、キャパシタＣ１にはスイッチＳＷ１が並列に接続される。制御部３は、スイッチＳＷ１のオンオフも制御する。
スイッチング回路１および整流回路２は、たとえば、図２に示す構成を備える。図２に示す構成は、スイッチング回路１および整流回路２の構成を限定する趣旨ではなく一例として示している。また、スイッチング回路１は入力電源として直流電源が接続される。この直流電源は、蓄電池、燃料電池、太陽電池などのほか、商用交流電源を整流した直流電源であってもよい。また、整流回路２から出力される直流電力は、負荷に供給するほか、蓄電池の充電に用いてもよい。
図示例のスイッチング回路１は、４個のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からなるブリッジ回路を備える。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路とは平滑用のキャパシタＣ１１と並列に接続される。
また、図示例の整流回路２は、スイッチング回路１と同構成の回路を用いている。すなわち、整流回路２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４からなるブリッジ回路を備える。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４の直列回路とは平滑用のキャパシタＣ２１と並列に接続される。この整流回路２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のオンオフを制御すれば、トランスＴ１を介して双方向に電力の伝達が可能になるが、本実施形態では、双方向に電力変換を行う動作については説明を省略する。
スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４は、ＭＯＳＦＥＴを想定している。ただし、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４として、バイポーラトランジスタのエミッタ−コレクタ間にダイオードを逆並列に接続した構成、あるいはＩＧＢＴなどを用いてもよい。これらのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４は、オン時に一方向あるいは双方向に通電可能であり、オフ時には他方向に通電可能になる。たとえば、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４がＭＯＳＦＥＴである場合、オフ時には、ボディダイオード（寄生ダイオード）を通る経路で通電可能である。
図示例の整流回路２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のオフ時の機能を利用して全波整流を行う。ただし、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のオンオフを制御すれば、同期整流を行うことも可能である。
制御部３は、プログラムに従って動作するプロセッサ（マイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）などから選択される）を備える。制御部３は、整流回路２の出力電流を適宜箇所に設けた電流検出器（図示せず）の出力により監視する機能を有し、電流検出器から出力されるアナログ情報をプロセッサで扱うためにデジタル情報に変換するＡＤ変換器を備える。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は、制御部３から与えられるパルス信号によりオンオフが制御され、パルス信号は、周波数と位相とが調節可能になっている。すなわち、制御部３は、パルス信号を生成するパルス生成器を備え、プロセッサからパルス生成器に指示を与えることにより、スイッチング回路１のＰＦＭ（Pulse Frequency Moduration）制御とＰＰＭ（Pulse Phase shift Moduration）制御とを選択して行う。さらに、制御部３は、プロセッサを動作させるプログラム、プロセッサの動作条件を定めるデータ、プロセッサの動作中に発生するデータなどを格納するためのメモリを備える。
スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンオフさせる周波数は、数十Ｈｚ〜数百ｋＨｚの範囲で適宜に選択される。ここに、スイッチＳＷ１は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングに基づいて制御されるから、指示から数μｓ〜数十ｍｓ程度の時間内で応答することが要求される。そのため、スイッチＳＷ１は、機械式接点を備える電磁継電器を用いるよりも、応答時間の短い半導体スイッチを用いるほうが望ましい。
ところで、スイッチＳＷ１がオフであるときには、キャパシタＣ１はインダクタＬ１とトランスＴ１の第１巻線ｎ１との間に接続され、キャパシタＣ１はインダクタＬ１とトランスＴ１とにより共振回路が形成される。したがって、この共振回路の共振周波数に対して、スイッチング回路１の周波数を適宜に調節すれば、この回路は、トランスＴ１の第２巻線ｎ２に出力される電圧が変化する第１の変換回路として動作する。このように１個のキャパシタＣ１に対してインダクタＬ１とともにトランスＴ１を用いて構成した共振回路を用いて、スイッチング回路１の動作周波数を調節することにより整流回路２の出力電圧を変化させる構成を、以下では「ＬＬＣ共振型変換回路」と呼ぶ。
以下では、図２に示す構成において、トランスＴ１の第１巻線ｎ１を挟んで直列に接続された位置関係の２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４およびＱ１２，Ｑ１３を「相対するスイッチング素子」と呼ぶ。ＬＬＣ共振型変換回路として動作するときには、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオンオフが同時に行われ、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオンオフが同時に行われる。また、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は同時にオンにならず、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４が同時にオンになることもない。
図３は、ＬＬＣ共振型変換回路におけるスイッチング回路１の動作周波数と、整流回路２の出力電圧の電圧ゲインとの関係を示している。また、図３に（１）〜（６）の符号を付している曲線は、負荷の大きさの違いを表している。負荷の大きさは（１）〜（６）の順に大きくなっている。
図示例では、軽負荷時に、動作周波数比が０．４付近で電圧ゲインがピークになり、動作周波数比が０．４付近から離れるほど電圧ゲインが減少している。動作周波数比は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とにより決まる共振周波数に対するスイッチング回路１の動作周波数の比である。ＬＬＣ共振型変換回路は、軽負荷であるほど強い共振が生じるから、軽負荷時には共振点付近でスイッチング回路１の動作周波数がわずかに変化するだけでも出力電圧が大きく変動し、出力電圧が不安定になる可能性がある。さらに、軽負荷時には、整流回路２の出力にノイズ成分が多く含まれることになる。
一方、図３に示す例では、負荷が大きくなると、スイッチング回路１の動作周波数に対する出力電圧の変化は少なくなっているが、電圧ゲインの調節範囲も小さくなっている。すなわち、ＬＬＣ共振型変換回路において、負荷が大きい領域では共振が弱くなり、スイッチング回路１の動作周波数の変化に対する出力電圧の変動は小さくなる。このとき、整流回路２の出力に含まれるノイズ成分も軽負荷時より減少する。
以上のように、ＬＬＣ共振型変換回路は、負荷の大きさによるが、動作周波数比を変化させることにより、入力電圧に対する出力電圧の電圧比（電圧ゲイン）を変化させることができ、しかも昇圧が可能であって、昇圧比の調節が可能になっている。ただし、軽負荷時には動作が不安定になるから、安定に動作する負荷範囲では電圧ゲインの調節範囲は比較的狭くなる。
一方、スイッチＳＷ１がオンであるときには、キャパシタＣ１が短絡されるから、インダクタＬ１とトランスＴ１とだけが、スイッチング回路１と整流回路２との間に介在することになる。この場合、インダクタＬ１とトランスＴ１の第１巻線ｎ１とに流れる電流の変化により、整流回路２の出力電圧が変化する。この動作では、トランスＴ１の第１巻線ｎ１に通電することによりトランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーが第２巻線ｎ２に引き渡される。したがって、単位時間当たりにトランスＴ１に蓄積する電磁エネルギーを調節することにより、この回路は、整流回路２の出力電圧を調節する第２の変換回路として動作する。
トランスＴ１の第１巻線ｎ１に通電する期間を調節するには、たとえば、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンにする位相を制御する。このように、トランスＴ１の第１巻線ｎ１に単位時間当たりに流す電流を調節するために、スイッチング回路１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンにする位相を変化させる構成（つまり、第２の変換回路）を、以下では「フェーズシフト型変換回路」と呼ぶ。
フェーズシフト型変換回路は、スイッチング回路１を構成している４個のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンデューティは変化させず、同時にオンにする２個ずつのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４の位相を変化させる。つまり、出力電力の調節は、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４およびＱ１２，Ｑ１３について同時にオンにする位相を調節することにより行われる。
図２に示す回路では、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４が同時にオンである期間と、相対するスイッチングＱ１２，Ｑ１３が同時にオンである期間とに、トランスＴ１の第１巻線ｎ１に電流が流れる。したがって、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオンにする位相を調節するか、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオンにする位相を調節すれば、第１巻線ｎ１に通電する時間を調節することになり、結果的に整流回路２の出力電圧が調節される。なお、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２またはＱ１３，Ｑ１４は同時にオンにすることが禁止され、互いに逆相となるようにオンオフが制御される。つまり、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とはオンオフが逆になり、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４とはオンオフが逆になる。
図４に示す動作を参照すると、図４（ａ）〜（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は、いずれもオンデューティが５０％に設定され、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１３とのオン期間は位相差Ｔｓだけ異なっている。したがって、相対するスイッチングＱ１２，Ｑ１４およびＱ１２，Ｑ１３のオン期間は位相差Ｔｓに相当する期間だけ重なる。この位相差Ｔｓは、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１３とのオン期間が重ならないときを０度とし、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１３とのオン期間が一致するときを１８０度とする。つまり、位相差Ｔｓはスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン期間を１８０度として、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４およびＱ１２，Ｑ１３が同時にオンになる期間を角度で表した値に相当する。
スイッチング回路１が上述した動作を行うと、図４（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン期間のうち、位相差Ｔｓに相当する期間にのみトランスＴ１の第１巻線ｎ１に通電される。また、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４が同時にオンである期間と、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３が同時にオンである期間とでは、トランスＴ１の第１巻線ｎ１に流れる電流の向きが逆転する。この動作により、トランスＴ１の第２巻線ｎ２には交番電圧が誘起される。
図５は、フェーズシフト型変換回路における位相差Ｔｓと、整流回路２の出力電圧の電圧ゲインとの関係を示している。図５からわかるように、フェーズシフト型変換回路は、電圧ゲインが位相差Ｔｓとほぼ線形の関係を有している。つまり、フェーズシフト型変換回路は、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４およびＱ１２，Ｑ１３のオン期間に関する位相差Ｔｓを調節することにより、整流回路２からの出力電圧を変化させることが可能である。
また、フェーズシフト型変換回路は、入力電圧と出力電圧との電圧比（電圧ゲイン）の調節範囲が比較的広いことも特徴である。図２に示す構成でフェーズシフト型変換回路として動作させる場合、電流休止期間がほとんど生じないから、フォワード型コンバータやフライバック型コンバータと比較するとノイズは少なくなる。ただし、トランスＴ１の巻線比で決まる電圧を上限値として、上限値以下の電圧範囲でしか電圧の調節はできない。
上述したように、スイッチＳＷ１のオンオフを切り替え、スイッチング回路１の動作を変更するだけで、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との両方の動作が可能になっている。したがって、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との両方の特性を負荷の状態に応じて補完して用いることが可能になる。
また、本実施形態の構成は、ＬＬＣ共振型変換回路にスイッチＳＷ１を付加し、かつ、フェーズシフト型変換回路としての動作を可能にするプログラムを制御部３に付加すればよい。したがって、ＬＬＣ共振型変換回路がすでに設計されている場合には、大幅な設計変更を要することなく、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との両方の機能を持たせた電力変換装置を提供することが可能になる。
たとえば、入力電圧が４００Ｖであって、出力電圧を１００〜５００Ｖの範囲で変化させようとする場合を想定する。この場合、出力電圧が１００〜４００Ｖの範囲では、スイッチＳＷ１をオンにしフェーズシフト型変換回路として動作させることにより、広範囲に出力電圧を調節することが可能である。一方、出力電圧が４００〜５００Ｖの範囲では、スイッチＳＷ１をオフにしＬＬＣ共振型変換回路として動作させることにより、入力電圧よりも高い電圧範囲の出力電圧が得られることになる。
また、上述したように電流検出器を設けている場合、出力電流に応じてスイッチＳＷ１のオンオフを定めてもよい。出力電流が規定値（たとえば、１Ａ）以下であって軽負荷である場合はフェーズシフト型変換回路として動作させ、出力電流が規定値を超える場合はＬＬＣ共振型変換回路として動作させるようにしてもよい。この動作では、ＬＬＣ共振型変換回路が不安定な動作になり整流回路２の出力にノイズ成分が増加するような軽負荷の領域では、フェーズシフト型変換回路として動作させることにより、安定かつノイズ成分の少ない動作が可能になる。
スイッチＳＷ１のオンオフを切り替える条件としては、電力の変換効率を考慮する場合もある。たとえば、入力電圧と出力電圧とを所望の電圧比とするために、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路とのどちらを用いてもよい場合には、変換効率に基づいてスイッチＳＷ１のオンオフを定めることが可能である。たとえば、入力電圧と出力電圧とが所望の値である場合に、ＬＬＣ共振型変換回路の変換効率がＥ１であり、フェーズシフト型変換回路の変換効率がＥ２であって、Ｅ１＞Ｅ２であるとすれば、ＬＬＣ共振型変換回路を用いるほうが変換効率が高いから望ましい。
なお、上述のように変換効率を考慮してスイッチＳＷ１のオンオフを定める場合は、入力電圧と出力電圧と効率との関係を制御部３に記憶させておく必要がある。また、入力電圧および出力電圧を制御部３に通知する機能も必要である。
以上のように、スイッチＳＷ１のオンオフを選択し、スイッチング回路１の動作を変更するだけで、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との動作を切り替えることができる。したがって、出力電圧範囲、負荷の大きさ、変換効率などに着目して、スイッチＳＷ１のオンオフを切り替えることにより、利便性を向上させることになる。
ところで、ＬＬＣ共振型変換回路としての動作からフェーズシフト型変換回路としての動作に切り替えるためにスイッチＳＷ１をオフからオンに切り替える際に、キャパシタＣ１に電荷が蓄積されていることがある。キャパシタＣ１に電荷が蓄積された状態で、スイッチＳＷ１をオンにすると、スイッチＳＷ１に突入電流が流れる可能性がある。このような突入電流の発生は、スイッチＳＷ１に大きなストレスを与える。また、ＬＬＣ共振型変換回路の動作とフェーズシフト型変換回路の動作とでは、電圧ゲインが異なるから、スイッチＳＷ１のオンオフを切り替える際に電圧ゲインを考慮しないと、スイッチＳＷ１の切替により出力電圧が変動することになる。
突入電流を防止するには、制御部３は、ＬＬＣ共振型変換回路として動作させている期間において、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とトランスＴ１とからなる共振回路に流れる電流のゼロクロス点に同期させてスイッチＳＷ１をオンにすればよい。共振回路に流れる電流Ｉｑは、図６（ａ）のような波形になる。この電流Ｉｑの波形は、図６（ｂ）に示すスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングに同期し、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンまたはオフのタイミングにおいて、電流Ｉｑの極性が反転してゼロクロス点を通ることになる。
このことから、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフを切り替えるタイミングでスイッチＳＷ１をオンにすれば、キャパシタＣ１の電荷による突入電流がスイッチＳＷ１に流れることが防止される。図示例では、スイッチＳＷ１をオンにするタイミングを矢印の位置で示してあり、このタイミングをスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオンになるタイミングに同期させている。図に示すタイミングはスイッチングＱ１１〜Ｑ１４がオンになるタイミングに同期させているが、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフになるタイミングであってもよい。
また、上述の動作はスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングに同期させているから、制御部３は、スイッチＳＷ１をオンにするタイミングを容易に定めることができる。なお、キャパシタＣ１の両端電圧を検出するか、共振回路に流れる共振電流を検出し、検出した状態に応じてスイッチＳＷ１をオンにするタイミングを定めることも可能である。
上述の動作によって、ＬＬＣ共振型変換回路からフェーズシフト型変換回路に移行する際に、キャパシタＣ１に電荷が蓄積されていない状態でスイッチＳＷ１がオンになる。そのため、スイッチＳＷ１をオンにしたときに、キャパシタＣ１からスイッチＳＷ１に突入電流が流れることが回避される。つまり、ＬＬＣ共振型変換回路からフェーズシフト型変換回路への移行をシームレスに行うことができる。
ところで、ＬＬＣ共振型変換回路として動作する期間と、フェーズシフト型変換回路として動作する期間とでは、上述したように、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングが異なっている。したがって、制御部３は、スイッチＳＷ１のオンオフの際にスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングも変更する必要がある。しかしながら、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路とでは、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフの位相を瞬時に合わせることは難しい。したがって、スイッチＳＷ１のオンオフを行うタイミングの前後において、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングを変更する移行期間を設けることが望ましい。移行期間には、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフを一旦停止させるか、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングを強制的に変更することになる。
ＬＬＣ共振型変換回路としての動作からフェーズシフト型変換回路としての動作に移行する場合について、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングの例を図７に示す。ＬＬＣ共振変換回路としての動作時には、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４およびＱ１２，Ｑ１３のオンオフのタイミングは一致している。また、フェーズシフト型変換回路としての動作時には、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４およびＱ１２，Ｑ１３のオンのタイミングには適宜の位相差が付与される。
そして、ＬＬＣ共振変換回路としての動作からフェーズシフト型変換回路としての動作への変化時には、すべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオフにする移行期間Ｐｓが設けられる。制御部３は、この移行期間ＰｓにおいてスイッチＳＷ１をオンにする。
ところで、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との間の移行の際に、整流回路２の出力電圧が変動することは好ましくない。したがって、動作移行の際には、制御部３において整流回路２の出力電圧が等しくなるように、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングを調節することが必要である。この動作を実現するために、ＬＬＣ共振型変換回路における動作周波数と電圧ゲインとの関係と、フェーズシフト型変換回路における位相差Ｔｓと電圧ゲインとの関係とが、制御部３に設けた記憶部に格納されている。また、制御部３は、入力電圧および出力電圧と、出力電流とを監視し、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路と移行直前の電圧ゲインに応じて、記憶部を参照することによりスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングを決定する。この動作により、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との動作を切り替える際に整流回路２の出力電圧の変動が抑制される。
制御部３に設けた記憶部には、ＬＬＣ共振型変換回路およびフェーズシフト型変換回路の電圧ゲインと変換効率との関係を記憶させてもよい。すなわち、入力電圧と出力電圧との電圧比（電圧ゲイン）と変換効率との関係が分かっていれば、入力電圧と出力電圧との関係に応じて、変換効率がよいほうの動作を選択することが可能になる。つまり、上述したように、入力電圧と出力電圧とを所望の電圧比とするために、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路とのどちらを用いてもよい場合は、変換効率に基づいてスイッチＳＷ１のオンオフを定めるのである。
上述した実施形態は、インダクタＬ１とトランスＴ１との間にキャパシタＣ１を挿入しているが、キャパシタＣ１とトランスＴ１との間にインダクタＬ１を挿入する構成でも同様の動作になる。
なお、本実施形態は、スイッチング回路１からトランスＴ１に電力が供給される構成のみを説明しているが、整流回路２に設けられたスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のオンオフを制御すれば、整流回路２からトランスＴ１に電力を供給することも可能である。つまり、電力を双方向に伝達することが可能である。また、スイッチング回路１は、図２に示す構成に限定されず、トランスＴ１の第１巻線ｎ１とキャパシタＣ１との直列回路に電流を流す期間をスイッチングにより制御する構成であればよい。
（実施形態２）
本実施形態は、図８に示すように、実施形態１の構成におけるスイッチＳＷ１に、スイッチＳＷ２と抵抗Ｒ２との直列回路を並列に接続した構成を備える。
本実施形態の構成においてＬＬＣ共振型変換回路からフェーズシフト型変換回路に移行させるには、制御部３は、スイッチＳＷ１のオンに先立って、スイッチＳＷ２をオンにする。スイッチＳＷ２をオンにするタイミングは、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングに合わせる必要はない。スイッチＳＷ２がオンになると、キャパシタＣ１に蓄積されている電荷は抵抗Ｒ２を介して放電され、スイッチＳＷ２に流れる電流は抵抗Ｒ２の抵抗値によって制限される。
さらに、スイッチＳＷ２がオンになりキャパシタＣ１の電荷量が減少した後、制御部３は、スイッチＳＷ１をオンにする。スイッチＳＷ２がオンになった後のキャパシタＣ１の電荷量の時間経過は、キャパシタＣ１の容量および両端電圧と抵抗Ｒ２の抵抗値とにより決まる。したがって、スイッチＳＷ２がオンにした後にスイッチＳＷ１をオンにするまでの時間は、キャパシタＣ１の両端電圧に依存するが、制御を簡便に行う場合は、キャパシタＣ１の容量と抵抗Ｒ２の抵抗値とを用いて一定時間に定めればよい。
この構成では、スイッチＳＷ１をオンにするタイミングは、共振回路に流れる電流波形に依存しないから、スイッチＳＷ１の応答時間はとくに考慮しなくてもよく、半導体スイッチよりも応答時間の長い電磁継電器を用いることが可能である。本実施形態の他の構成および動作は実施形態１と同様である。
（実施形態３）
本実施形態は、実施形態１の変形例であって、図９に示すように、図１に示したインダクタＬ１に代えて、複数個（図示例は３個）ずつのインダクタＬ３１〜Ｌ３３とスイッチＳＷ３１〜ＳＷ３３とを用いている。スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３３は、それぞれインダクタＬ３１〜Ｌ３３の個々に並列に接続されている。したがって、スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３３のオンオフの組合せによって、インダクタＬ３１〜Ｌ３３のいずれかが共振回路に用いられる。言い換えると、スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３３のオンオフの組合せにより共振回路に用いるインダクタンスが調節され、結果的に複数の共振周波数を選択することが可能になる。
たとえば、図示する構成であれば、スイッチＳＷ３１をオフにし、スイッチＳＷ３２，ＳＷ３３をオンにすれば、インダクタＬ３１のみが共振回路において有効に機能する。また、スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３３をすべてオフにすれば、３個のインダクタＬ３１〜Ｌ３３の直列回路が共振回路において有効に機能する。したがって、共振回路の共振周波数を広範囲に変化させることが可能になる。
図９の構成に代えて、図１に示したインダクタＬ１に代えて、図１０に示す接続関係になるように、複数個（図示例は３個）ずつのインダクタＬ４１〜Ｌ４３とスイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３とを用いてもよい。この構成では、３個のインダクタＬ４１〜Ｌ４３が直列接続され、３個のスイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３の一端がインダクタＬ４１〜Ｌ４３の直列回路の一端に接続される。また、３個のスイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３のそれぞれの他端が、インダクタＬ４１〜Ｌ４３の一端に接続される。つまり、インダクタＬ４１にスイッチＳＷ４１が並列接続され、インダクタＬ４１，Ｌ４２の直列回路にスイッチＳＷ４２が並列接続され、インダクタＬ４１〜Ｌ４３の直列回路にスイッチＳＷ４３が並列接続される。
図９に示した構成は、選択可能なインダクタンスの種類が、スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３３のオンオフの組合せ数で決まるが、図１０に示す構成は、選択可能なインダクタンスの種類が、スイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３の個数より１種類だけ多い数になる。つまり、図１０に示す構成では、スイッチＳＷ４３がオン、スイッチＳＷ４３がオフかつスイッチＳＷ４２がオン、スイッチＳＷ４２，ＳＷ４３がオフかつスイッチＳＷ４１がオン、スイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３がオフの４種類の状態のみが選択可能である。ただし、図１０に示す構成は、共振回路に含まれるスイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３が１個以下であるのに対して、図９に示す構成は共振回路に含まれるスイッチＳＷ３１〜ＳＷ３３が０〜３個の範囲で変化する。そのため、スイッチによる共振回路の平均的な損失は図１０に示す構成のほうが図９に示す構成よりも少なくなる。
本実施形態は、インダクタおよびスイッチを３個ずつ設けているが、共振周波数を変化させようとする種類に応じて、インダクタおよびスイッチの個数は任意に選択される。他の構成および動作は実施形態１と同様であり、また、実施形態２のようにスイッチＳＷ２および抵抗Ｒ２を設けた構成と組み合わせることも可能である。
（実施形態４）
本実施形態は、実施形態１の変形例であって、図１１に示すように、図１に示したキャパシタＣ１に代えて、複数個（図示例は３個）ずつのキャパシタＣ５１〜Ｃ５３とスイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３とを用いている。スイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３は、それぞれキャパシタＣ５１〜Ｃ５３の個々に並列に接続されている。したがって、スイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３のオンオフの組合せによって、キャパシタＣ５１〜Ｃ５３のいずれかが共振回路に用いられる。言い換えると、スイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３のオンオフの組合せにより共振回路に用いるキャパシタンスが調節され、結果的に複数の共振周波数を選択することが可能になる。
また、図示例では、インダクタＬ１に代えてインダクタＬ３を用い、インダクタＬ３にはスイッチＳＷ３を並列接続してある。したがって、スイッチＳＷ３のオンオフにより、共振回路にインダクタＬ３を含めるか含めないかを選択することが可能になる。
たとえば、図示する構成であれば、スイッチＳＷ５１をオフにし、スイッチＳＷ５２，ＳＷ５３をオンにすれば、キャパシタＣ５１のみが共振回路において有効に機能する。また、スイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３をすべてオフにすれば、３個のキャパシタＣ５１〜Ｃ５３の直列回路が共振回路において有効に機能する。したがって、共振回路の共振周波数を広範囲に変化させることが可能になる。
図１１の構成に代えて、図１に示したキャパシタＣ１に代えて、図１２に示す接続関係になるように、複数個（図示例は３個）ずつのキャパシタＣ６１〜Ｃ６３とスイッチＳＷ６１〜ＳＷ６３とを用いてもよい。この構成では、３個のキャパシタＣ６１〜Ｃ６３が直列接続され、３個のスイッチＳＷ６１〜ＳＷ６３の一端がキャパシタＣ６１〜Ｃ６３の直列回路の一端に接続される。また、３個のスイッチＳＷ６１〜ＳＷ６３のそれぞれの他端が、キャパシタＣ６１〜Ｃ６３の一端に接続される。つまり、キャパシタＣ６１にスイッチＳＷ６１が並列接続され、キャパシタＣ６１，Ｃ６２の直列回路にスイッチＳＷ６２が並列接続され、キャパシタＣ６１〜Ｃ６３の直列回路にスイッチＳＷ６３が並列接続される。
図１１に示した構成は、選択可能なキャパシタンスの種類が、スイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３のオンオフの組合せ数で決まるが、図１２に示す構成は、選択可能なキャパシタンスの種類が、スイッチＳＷ６１〜ＳＷ６３の個数より１種類だけ多い数になる。つまり、図１２に示す構成では、スイッチＳＷ６３がオン、スイッチＳＷ６３がオフかつスイッチＳＷ６２がオン、スイッチＳＷ６２，ＳＷ６３がオフかつスイッチＳＷ６１がオン、スイッチＳＷ６１〜ＳＷ６３がオフの４種類の状態のみが選択可能である。ただし、図１２に示す構成は、共振回路に含まれるスイッチＳＷ６１〜ＳＷ６３が１個以下であるのに対して、図１１に示す構成は共振回路に含まれるスイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３が０〜３個の範囲で変化する。そのため、スイッチによる共振回路の平均的な損失は図１２に示す構成のほうが図１１に示す構成よりも少なくなる。
また、実施形態１において説明したように、スイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３，ＳＷ６１〜ＳＷ６３をオンにするタイミングは、スイッチング回路１に設けたスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフのタイミングに同期させて制御される。したがって、キャパシタＣ５１〜Ｃ５３，Ｃ６１〜Ｃ６３の電荷によるスイッチＳＷ５１〜ＳＷ５３，ＳＷ６１〜ＳＷ６３への突入電流が防止される。
本実施形態は、キャパシタおよびスイッチを３個ずつ設けているが、共振周波数を変化させようとする種類に応じて、キャパシタおよびスイッチの個数は任意に選択される。他の構成および動作は実施形態１と同様であり、また、実施形態２のようにスイッチＳＷ２および抵抗Ｒ２を設けた構成と組み合わせることも可能である。さらに、本実施形態の構成と実施形態３に示した構成とを組み合わせることも可能である。
１ スイッチング回路
２ 整流回路
３ 制御部
Ｃ１ キャパシタ
Ｃ５１〜Ｃ５３ （第２の）キャパシタ
Ｃ６１〜Ｃ６３ （第２の）キャパシタ
Ｌ１ インダクタ
Ｌ３１〜Ｌ３３ インダクタ
Ｌ４１〜Ｌ４３ インダクタ
ｎ１ 第１巻線
ｎ２ 第２巻線
Ｒ２ 抵抗
ＳＷ１ （第１の）スイッチ
ＳＷ２ （第２の）スイッチ
ＳＷ３１〜ＳＷ３３ （第３の）スイッチ
ＳＷ４１〜ＳＷ４３ （第３の）スイッチ
ＳＷ５１〜ＳＷ５３ （第４の）スイッチ
ＳＷ６１〜ＳＷ６３ （第４の）スイッチ
Ｔ１ トランス

Claims (7)

  1. 入出力間において電力を伝達するトランスと、
    前記トランスの一方の巻線と直列に接続された共振用のキャパシタと、
    前記トランスの前記一方の巻線と前記キャパシタとの直列回路に流す電流を入切するスイッチング回路と、
    前記トランスの他方の巻線に誘起された電力を整流して出力する整流回路と、
    前記キャパシタに並列に接続された第１のスイッチと、
    前記トランスの前記一方の巻線と前記キャパシタとの直列回路に電流を流す期間および前記第１のスイッチのオンオフを制御する制御部と、
    前記キャパシタに並列接続された第２のスイッチおよび抵抗の直列回路とを備え、
    前記制御部は、前記第１のスイッチをオフにし前記スイッチング回路の動作周波数を制御する第１の変換回路を構成する動作と、前記第１のスイッチをオンにし前記スイッチング回路から前記トランスの前記一方の巻線への通電期間を制御する第２の変換回路を構成する動作とを選択し、前記第１の変換回路の動作から前記第２の変換回路の動作に移行させる際に、前記第２のスイッチをオンにした後、前記第１のスイッチをオンにする
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記制御部は、前記第１の変換回路の動作と前記第２の変換回路の動作とを切り替える際に、前記スイッチング回路の動作を、前記第１の変換回路の動作と前記第２の変換回路の動作とは異なる動作とする移行期間を設ける
    ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、前記第１の変換回路の動作における前記スイッチング回路の動作周波数と、前記第２の変換回路の動作における前記トランスの前記一方の巻線への前記スイッチング回路からの通電期間とを、入力電圧と出力電圧との関係に対応付けて記憶しており、
    前記第１の変換回路の動作と前記第２の変換回路の動作とを切り替える際に、切替後の入力電圧と出力電圧との関係を、切替前の入力電圧と出力電圧との関係と一致させるように、記憶している動作周波数および通電期間に応じて前記スイッチング回路を制御する
    ことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
  4. 前記制御部は、前記第１の変換回路の動作における変換効率と、前記第２の変換回路の動作における変換効率とを、入力電圧と出力電圧との電圧比に対応付けて記憶しており、
    入力電圧と出力電圧との関係が、前記第１の変換回路の動作と前記第２の変換回路の動作との両方の動作範囲であるときに、記憶している変換効率が高いほうの動作を選択する
    ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記トランスの前記一方の巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用のインダクタをさらに備える
    ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記トランスの前記一方の巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用の複数個のインダクタと、
    前記インダクタのうちの少なくとも１個を短絡する第３のスイッチとをさらに備える
    ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記キャパシタは、
    前記トランスの前記一方の巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用の複数個の第２のキャパシタと、
    前記第２のキャパシタのうちの少なくとも１個を短絡する第４のスイッチとを備える
    ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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