JP2016226134A - 電力変換装置及び電力変換制御法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の課題は、軽負荷領域における電力変換装置の高効率化と、インバータを小型化できる電力変換装置を提供することにある。【解決手段】上記課題を解決するために、本発明は、直流電源を入力とし、トランスと、前記トランスに任意の交流電圧を供給するインバータと、少なくとも一つのキャパシタ又はインダクタから構成される共振回路と、前記共振回路と直列に接続された切替スイッチと、を備え、前記共振回路と前記切替スイッチの直列接続体は、前記直流電源と、前記トランスとの間に接続され、前記切替スイッチをオフにし、前記共振回路を前記トランスから切り離し、前記インバータを電圧型インバータとして動作する第１の動作モードと、前記切替スイッチをオンにし、前記共振回路を前記トランスと接続し、前記インバータを共振形インバータとして動作する第２の動作モードを備えたことを特徴とするものである。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を電源とし、トランスを備えて負荷へ任意の直流電圧を供給する電力変換装置及び電力変換制御法に関するものである。

例えば、Ｘ線ＣＴ装置や一般Ｘ線撮影装置をはじめとしたＸ線装置では、負荷であるＸ線管へ数十ｋＶ〜１００ｋＶ程度の任意の直流の電圧を供給する必要がある。そのため、Ｘ線管へ高電圧を供給する電力変換装置として、例えば非特許文献１や非特許文献２に開示されている構成が用いられる。特許文献１及び特許文献２に記載のＸ線電力変換装置では、商用電源を入力し直流電圧を出力するコンバータと、直流電圧を入力して高周波の交流電圧を生成するインバータと、交流電圧を昇圧して整流回路へ供給するトランスと、交流電圧を入力して直流電圧を生成する整流回路（例えば、ブリッジ整流回路や多段倍電圧整流回路やコッククロフト・ウォルトン回路）で構成され、直流の高電圧をＸ線管へ供給する構成となっている。

Ｘ線撮影装置では、撮影時に被検者の体格や撮影部位に応じて、Ｘ線管の電圧（以下、管電圧と記す。）やＸ線管の電流（以下、管電流と記す。）を可変する必要があり、広い負荷条件に対応する電力変換装置が要求される。また、Ｘ線撮影装置では、管電流の大きな重負荷条件では撮影時間が短時間であるのに対し、管電流が小さい軽負荷条件では長時間連続した撮影に対応することが要求されるため、特に軽負荷領域において電力変換効率の高効率化が求められている。

電力変換効率の高効率化に適したインバータの回路方式として、電流共振形インバータが広く知られている。インバータを電流共振形とすることで、スイッチング素子のターンオフ電流を低減できるため、スイッチング損失を抑制しインバータの高効率化を図ることができる。しかしながら、電流共振形インバータでは、出力制御の方式としてインバータ周波数を可変して出力を制御する周波数制御が用いられるため、一般的な周波数制御では軽負荷になるほどインバータ周波数を高周波化する必要がある。そのため、インバータ周波数の高周波化に起因するスイッチング損失の増加により、軽負荷時の高効率化が難しいという課題がある。

この課題を解決する手段として、特許文献１が開示されている。特許文献１に記載の技術では、インバータを、２つのスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングアームと第２のスイッチングアームと、共振回路とから構成される電流共振形フルブリッジインバータとし、直流電圧を分圧する分圧回路を備え、分圧回路の中点と、第１のスイッチングアームの中点との間に切替えスイッチを備えた構成とし、負荷条件に応じて切替えスイッチによりインバータの動作モードをフルブリッジモードとハーフブリッジモードに切り替えることで、軽負荷条件におけるインバータ周波数の高周波化を抑制し、インバータのスイッチング損失を低減することにより、電力変換装置の高効率化を図っている。

特開２００２−９６１６７号公報

高野 博司、畠山 敬信、中岡 睦雄：「トランス共振形大容量ＤＣ−ＤＣコンバータの医用Ｘ線高電圧発生装置への応用」、電気学会論文誌Ｄ部門、Ｖｏｌ．１１７、Ｎｏ．２、ｐｐ．１３３−１４１（１９９７） 菱川 真吾、堂本 拓也、高橋 順、高野 博司：「Ｘ線高電圧装置の変圧器コアの磁気飽和防止制御」、パワーエレクトロニクス研究会論文誌、Ｖｏｌ．２８、ＪＳＰＥ−２８−１３、ｐｐ．９６−１０２（２００３）

特許文献１に記載の技術では、インバータを重負荷から軽負荷まで全ての負荷領域において共振回路を接続した電流共振形インバータとして動作させるため、共振回路には電流容量の大きなコンデンサやインダクタが必要となる。しかしながら、一般的に電流容量が大きくなるほどコンデンサやインダクタの体積及びコストが増加するため、インバータの小型・低コスト化が難しいという課題がある。

上記課題を解決するために、本発明は、直流電源を入力とし、トランスと、前記トランスに任意の交流電圧を供給するインバータと、少なくとも一つのキャパシタ又はインダクタから構成される共振回路と、前記共振回路と直列に接続された切替スイッチと、を備え、前記共振回路と前記切替スイッチの直列接続体は、前記直流電源と、前記トランスとの間に接続され、前記切替スイッチをオフにし、前記共振回路を前記トランスから切り離し、前記インバータを電圧型インバータとして動作する第１の動作モードと、前記切替スイッチをオンにし、前記共振回路を前記トランスと接続し、前記インバータを共振形インバータとして動作する第２の動作モードを備えたことを特徴とするものである。

本発明の望ましい実施態様によれば、軽負荷領域における電力変換装置の高効率化と、電力変換装置の小型・低コスト化の両立を図ることができる。

実施例１の電力変換装置の回路構成図。 実施例１の電力変換装置の動作を説明するフローチャート。 実施例１の電力変換装置の動作を説明する回路図。 実施例１の電力変換装置の動作を説明する波形図。 実施例１の電力変換装置の動作を説明する回路図。 実施例１の電力変換装置の動作を説明する波形図。 実施例１の電力変換装置の動作を説明する回路図。 実施例１の電力変換装置の動作を説明する波形図。 実施例２の電力変換装置の回路構成図。 実施例２の電力変換装置の動作を説明する回路図。 実施例２の電力変換装置の動作を説明する波形図。 実施例３の電力変換装置の回路構成図。 実施例３の電力変換装置の動作を説明するフローチャート。 実施例４の電力変換装置の回路構成図。 実施例５の電力変換装置の回路構成図。

以下、本発明の望ましい実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明の実施例１について、図１〜図８を用いて説明する。図１は、本発明の実施例１による電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、直流電源１を電源とし、インバータ２と、トランス３と、整流回路４と、制御装置５とで構成され、負荷７へ任意の直流電圧を供給する。

インバータ２は、直流電源１を入力として、トランス３へ任意の周波数の交流電圧を出力するものであり、直流電源１の電圧を分圧する分圧コンデンサＣ１、Ｃ２と、第１及び第２のスイッチングアームと、共振回路６と、切替スイッチＳＷ１とから構成され、共振回路６と切替スイッチＳＷ１は直列接続され、分圧コンデンサの中点と、第１のスイッチングアームの中点との間に接続される。第１及び第２のスイッチングアームは、スイッチング素子Ｓ１とＳ２の直列接続体、またはスイッチング素子Ｓ３とＳ４の直列接続体から構成され、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４にはそれぞれ逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。

トランス３は、一次巻線Ｎ１、磁性体コアＴ１と、二次巻線Ｎ２から構成されており、整流回路４へ高周波の交流電力を供給する。本実施例では、トランス３の一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを昇圧インダクタＬｒとして利用する。トランス３の一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスのみではインダクタンスが不足する場合は、外付けのインダクタを接続してもよい。

整流回路４は、二次巻線Ｎ２を交流入力とし、ブリッジ接続された整流ダイオードＤｒ１〜Ｄｒ４と、平滑コンデンサＣｍ１から構成され、二次巻線Ｎ２の端子間に出力される交流電圧を整流および平滑し、負荷７へ直流電圧を供給する。

制御装置５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４及び切替スイッチＳＷ１を制御するものであり、外部から入力される負荷電圧Ｖｘ及び負荷電流Ｉｘの目標値に基づいてインバータの動作モードを判定し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号のパルスパターン及び切替スイッチＳＷ１の制御信号を生成する。

このように、構成することで、インバータ２は、負荷の条件によって、切替スイッチＳＷ１をオフにし、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング動作させることでインバータ２を電圧型フルブリッジインバータとして動作する第１の動作モードと、切替スイッチＳＷ１をオンにし、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング動作を停止し、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のみをスイッチング動作させることでインバータ２を電流共振形ハーフブリッジインバータとして動作する第２の動作モードを切り替えることができる。

図２は、図１の電力変換装置のインバータ２の動作モードを判定するロジックを示すフローチャートである。ただし、図２におけるＳ１０１〜Ｓ１０５はステップ１０１〜ステップ１０５を示している。以下、図２を用いて説明する。
（ステップ１０１）
ここでは、外部から制御装置５へ負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値である出力指令値が入力される。
（ステップ１０２）
ステップ１０１で入力された出力指令値に基づき、負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値から目標電力指令値Ｐｘを算出する。
（ステップ１０３）
ステップ１０２で算出した目標電力指令値Ｐｘとあらかじめ設定された電力閾値Ｐｘｒｅｆを比較し、インバータの動作モードの判定を行う。
（ステップ１０４）
ステップ１０３で、目標出力電力Ｐｘが電力閾値Ｐｘｒｅｆよりも小さいと判断されると、制御装置５は第２の動作モードのパルス指令を生成する。
（ステップ１０５）
ステップ１０３で、目標出力電力Ｐｘが電力閾値Ｐｘｒｅｆよりも大きいと判断されると、制御装置５は第１の動作モードのパルス指令を生成する。

このように、本実施例の電力変換装置では、外部から入力された出力指令に基づいて、制御装置５によりインバータ２の動作モードを判定する。

図３〜図８は、本実施例の電力変換装置の動作モードを説明するための図である。図３、図５、図７は本実施例の電力変換装置の回路動作を説明する回路図を、図４、図６、図８は、各部の動作波形図を示している。

以下、図３〜図８を用いて本発明の実施例１における電力変換装置の動作について説明する。

＜第１の動作モードの動作説明＞
まず、図３、図４を用いて第１のモードの回路動作を説明する。第１のモードでは、切替スイッチＳＷ１をオフ状態とすることで共振回路６をトランス３から切り離し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング動作させることでインバータを電圧型フルブリッジインバータとして駆動する。第１の動作モードでは、位相シフト制御やＰＷＭ制御により出力電力を制御する。
（モードＡ：ｔ０〜ｔ１）
モードＡでは、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態であり、ダイオードＤ４、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、ダイオードＤ１のループで電流が流れている。このとき、トランス二次側には、ダイオードＤｒ２、二次巻線Ｎ２、ダイオードＤｒ３のループで電流が流れる。
（モードＢ：ｔ１〜ｔ２）
モードＡにおいて、トランス二次側の電流がゼロまで減少するとモードＢへ移行する。モードＢでは、トランス一次側には、ダイオードＤ４、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、ダイオードＤ１のループで電流が流れ、昇圧インダクタＬｒのエネルギーを放出する。トランス二次側には、ダイオードＤｒ４、二次巻線Ｎ２、ダイオードＤｒ１のループで電流が流れる。この状態で、スイッチング素子Ｓ１及びＳ４をオンにする。
（モードＣ：ｔ２〜ｔ３）
モードＢにおいて、昇圧インダクタＬｒのエネルギーが全て放出される、モードＣへ移行する。モードＣでは、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、スイッチング素子Ｓ４のループで電流が流れる。このとき、トランス二次側には、ダイオードＤｒ４、二次巻線Ｎ２、ダイオードＤｒ１のループで電流が流れる。
（モードＤ：ｔ３〜ｔ４）
モードＣの状態で、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオフすると、モードＤへ移行する。このモードＤは、モードＡの対称動作である。以降、モードＢ、モードＣの対称動作となるモードＥ、モードＦの後にモードＡに移行する。
以降、定常状態においては、基本的にモードＡからモードＤの繰り返し動作となる。

＜第２の動作モードの動作説明＞
次に、図５〜図８を用いて第２の動作モードの回路動作を説明する。第２の動作モードでは、切替スイッチＳＷ１をオン状態とすることで、共振回路６とトランス３を接続する。スイッチング素子Ｓ１及びＳ２をオフ状態に固定し、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４のみをスイッチング動作させることでインバータを電流共振形ハーフブリッジインバータとして駆動する。第２の動作モードでは、インバータの周波数を可変する周波数制御により出力電力を制御する。
第２のモードでは、負荷の条件によってスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２と並列接続されたダイオードＤ１、Ｄ２で共振回路の電圧がクランプされる動作モードが発生する。ここでは、共振回路の電圧がクランプされない領域で動作する第２の動作モード１と、共振回路の電圧がクランプされる領域で動作する第２の動作モード２の回路動作についてそれぞれ説明する。

［第２の動作モード１］
ここでは、図５、図６を用いて第２の動作モード１の回路動作を説明する。
（モードａ１：ｔ２０〜ｔ２１）
モードａでは、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態であり、トランス一次側には共振回路６、切替スイッチＳＷ１、昇圧インダクタＬｒ、一次巻巻線Ｎ１、ダイオードＤ３のループで共振電流が流れる。このとき、スイッチング素子Ｓ３をターンオンしておく。トランス二次側電圧ＶＴ２と出力電圧Ｖｘの関係がＶＴ２＞Ｖｘとなるとモードｂへ移行する。
（モードｂ１：ｔ２１〜ｔ２２）
モードｂ１では、トランス一次側はモードａ１と同じループで共振電流が流れる。トランス二次側には、ダイオードＤｒ２、二次巻線、ダイオードＤｒ３のループで負荷へ電流が供給される。モードｂにおいて、スイッチング素子Ｓ３がオン状態であり、共振電流が反転するとモードｃ１へ移行する。
（モードｃ１：ｔ２２〜ｔ２３）
モードｃ１では、トランス一次側にはスイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、切替スイッチＳＷ１、共振回路６のループで共振電流が流れる。このとき、トランス二次側には、ダイオードＤｒ２、二次巻線Ｎ２、ダイオードＤｒ３のループで負荷へ電流が供給される。モードｃ１において、トランス二次側の電流がゼロになるとモードｄ１へ移行する。
（モードｄ１：ｔ２３〜ｔ２４）
モードｄ１では、モードｃ１と同じ電流ループでトランス一次側のみに電流が流れる。モードｄ１の状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオフすると、モードｅ１へ移行する。
（モードｅ１：ｔ２４〜ｔ２５）
モードｄ１の状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオフすると、モードｅ１へ移行する。このモードｅ１はモードａ１の対称動作である。以降、モードｂ１、モードｃ１、モードｄ１の対称動作となるモードｆ１、モードｇ１、モードｈ１の後にモードａ１に移行する。
以降、定常状態においては、基本的にモードａ１からモードｈ１の繰り返し動作となる。

［第２の動作モード２］
次に、図７、図８を用いて第２の動作モード２の回路動作を説明する。
（モードａ２：ｔ３０〜ｔ３１）
モードａ２では、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４がオフ状態であり、トランス一次側には、共振回路６、切替スイッチＳＷ１、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、ダイオードＤ３のループで共振電流が流れる。このとき、トランス二次側には、ダイオードＤｒ２、二次巻線Ｎ２、ダイオードＤｒ３のループで負荷へ電流を供給する。モードａ２の状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオンしておく。
（モードｂ２：ｔ３１〜ｔ３２）
モードａ２の状態で、共振電流が反転するとモードｂ２へ移行する。モードｂ２では、スイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、切替スイッチＳＷ１、共振回路６のループで共振電流が流れる。トランス二次側には、モードａ２と同様にダイオードＤｒ２、二次巻線Ｎ２、ダイオードＤｒ３のループで負荷へ電流を供給する。
（モードｃ２：ｔ３２〜ｔ３３）
モードｂ２の状態で、トランス二次側電流がゼロになるとモードｃ２へ移行する。モードｃ２では、モードｂ２と同様に、スイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、切替スイッチＳＷ１、共振回路６のループでトランス一次側のみに共振電流が流れる。
（モードｄ２：ｔ３３〜ｔ３４）
モードｃ２の状態で、共振回路の電圧ＶｒがＶ１／２に到達するとモードｄ２へ移行する。モードｄ２では、スイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、切替スイッチＳＷ１、共振回路６の電流ループに加えて、スイッチング素子Ｓ２と並列接続されたダイオードＤ２が導通する電流ループが生じる。ダイオードＤ２が導通することで、共振回路の電圧Ｖｒは分圧コンデンサの電圧Ｖ１／２でクランプされる。
（モードｅ２：ｔ３４〜ｔ３５）
モードｄ２の状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオフするとモードｅ２へ移行する。このモードｅ２は、モードａ２の対称動作である。以降、モードｂ２、モードｃ２、モードｄ２の対称動作となるモードｆ２、モードｇ２、モードｈ２の後にモードａ２に移行する。
以降、定常状態においては、基本的にモードａ２からモードｈ２の繰り返し動作となる。

以上、本実施例１における電力変換装置では、切替スイッチＳＷ１をオフとし、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング動作させることでインバータを電圧型フルブリッジインバータとして駆動する第１の動作モードと、切替スイッチＳＷ１をオンとし、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング動作を停止し、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４をのみをスイッチング動作させることでインバータを電流共振形ハーフブリッジインバータとして駆動する第２の動作モードを備え、負荷の条件に応じてインバータの動作モードを切り替えることができる。これにより、軽負荷領域におけるインバータ周波数を抑制することが可能となる。さらに、スイッチング素子の遮断電流を低減できるため、インバータのスイッチング損失を低減することが可能となり、軽負荷領域の高効率化を図ることができる。また、共振回路を軽負荷条件のみ接続することで共振回路のコンデンサやインダクタに電流容量の小さい素子を用いることができるため、共振回路の体積を低減することが可能となり、インバータの小型化及び低コスト化を図ることができる。

次に、本発明の第２の実施形態について、図９〜図１１を用いて説明する。図９は、本発明の実施例２による電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ２０２と、昇圧インダクタＬｒ１と、トランス３と、整流回路４と、制御装置５と、で構成され、負荷７へ任意の直流電圧を供給する。

実施例１と異なる点は、切替スイッチＳＷ２１をスイッチング素子Ｓ５と逆並列ダイオードＤ５で構成した点と、共振回路６と切替スイッチＳＷ２１の直列接続体を、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の接続点と、直流電源１のマイナス端子との間に接続した点である。本実施例２のインバータでは、分圧コンデンサが不要となるため、実施例１と比べて電力変換装置の小型化を図ることができる。

＜第１の動作モード＞
スイッチング素子Ｓ５をオフすることで、共振回路６をトランス３から切り離す。全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング動作させることでインバータを電圧型フルブリッジインバータとして動作させる。

＜第２の動作モード＞
スイッチング素子Ｓ５をオン状態にすることで、共振回路６をトランス３と接続する。また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング動作を休止させ、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のみをスイッチング動作させることでインバータを電流共振形ハーフブリッジインバータとして動作させる。

次に、本実施例２の電力変換装置の動作について説明する。ここでは、実施例１と異なる第２の動作モードの回路動作について図１０、図１１を用いて説明する。

［第２の動作モード］
第２の動作モードでは、スイッチング素子Ｓ５をオン状態、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２をオフ状態に固定し、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４のみをスイッチング動作させる。
（モードａ３：ｔ４０〜ｔ４１）
モードａ３では、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４がオフ状態であり、トランス一次側には、ダイオードＤ４、共振回路６、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、ダイオードＤ３のループで共振電流が流れる。このとき、トランス二次側には、ダイオードＤｒ２、二次巻線Ｎ２、ダイオードＤｒ３のループで負荷へ電流を供給する。モードａ３の状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオンしておく。
（モードｂ３：ｔ４１〜ｔ４２）
モードａ３の状態で、共振電流が反転するとモードｂ３へ移行する。モードｂ３では、スイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、共振回路６、スイッチング素子Ｓ５のループで共振電流が流れる。トランス二次側には、モードａ３と同様にダイオードＤｒ２、二次巻線Ｎ２、ダイオードＤｒ３のループで負荷へ電流を供給する。
（モードｃ３：ｔ４２〜ｔ４３）
モードｂ３の状態で、トランス二次側電流がゼロになるとモードｃ３へ移行する。モードｃ３では、モードｂ３と同様に、スイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、共振回路６、スイッチング素子Ｓ５のループでトランス一次側のみに共振電流が流れる。
（モードｄ３：ｔ４３〜ｔ４４）
モードｃ３の状態で、共振回路の電圧ＶｒがＶ１／２に到達するとモードｄ３へ移行する。モードｄ３では、スイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、共振回路６、スイッチング素子Ｓ５の電流ループに加えて、並列接続ダイオードＤ２が導通する電流ループが生じる。ダイオードＤ２が導通することで、共振回路の電圧Ｖｒのピークは直流電源の電圧Ｖ１でクランプされる。
（モードｅ３：ｔ４４〜ｔ４５）
モードｄ３の状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオフするとモードｅ３へ移行する。このモードｅ３は、モードａ３の対称動作である。以降、モードｂ３、モードｃ３、モードｄ３の対称動作となるモードｆ３、モードｇ３、モードｈ３の後にモードａ３に移行する。
以降、定常状態においては、基本的にモードａ３からモードｈ３の繰り返し動作となる。

以上、本実施の形態では、切替スイッチをスイッチング素子と逆並列ダイオードで構成し、共振回路と切替スイッチの直列接続体を、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の接続点と、直流電源１のマイナス端子との間に接続した構成とすることにより、直流電源の電圧を分圧するための分圧コンデンサが不要となるため、実施例１と比較して電力変換装置の小型化を図ることができる。なお、本実施の形態では切替スイッチのスイッチング素子をＩＧＢＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴとしてもよい。ＭＯＳＦＥＴを用いることで、ＩＧＢＴを用いた場合と比較して切替スイッチにおける導通損失の低減を図ることができる。

次に、本発明の第３の実施形態について、図１２、図１３を用いて説明する。図１２は、本発明の実施例３による電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ３０２と、トランス３０３と、整流回路３０４と、制御装置３０５と、で構成され、負荷であるＸ線管３０７へ任意の直流電圧を供給する。

実施例１と異なる点は、インバータ３０２の入力電圧を検出し、検出した入力電圧値を制御装置３０５へ入力する電圧検出手段３０８を備えた点と、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２と直列にスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２を接続した点と、共振回路３０６を共振コンデンサＣｒのみで構成した点と、トランス３０３を一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２と、コアＴ１と、二次巻線Ｎ２１、Ｎ２２で構成した点と、整流回路３０４を２つのブリッジ整流回路の直流出力側を直列に接続して構成した点である。

以下に、本実施例３のインバータの動作モードについて説明する。

＜第１の動作モード＞
切替スイッチＳＷ１をオフ状態に、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２をオン状態に固定することで共振回路３０６をトランス３０３と接続する。さらに、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング動作させることでインバータを電圧型フルブリッジインバータとして駆動する。

＜第２の動作モード＞
切替スイッチＳＷ１をオン状態に固定することで共振回路３０６をトランス３０３と接続する。また、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２をオフ状態にすることで、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２を共振回路３０６から切り離す。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング動作を停止させ、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のみをスイッチング動作させることでインバータを電流共振形ハーフブリッジインバータとして駆動する。第２の動作モードにおいて、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２をオフ状態とすることで、ダイオードＤ１、Ｄ２を回路動作から切り離すことが可能となり、共振回路の電圧ＶｒがダイオードＤ１、Ｄ２でクランプされないため、共振回路の電圧ＶｒをＶ１／２以上の電圧とすることができる。これにより、本実施例３の電力変換装置では、実施例１の電力変換装置と比較して、第２の動作モードにおける出力制御範囲の拡大を図ることができる。

図１３は、図１２の電力変換装置のインバータ２０２の動作モードを判定するロジックを示すフローチャートである。ただし、図１３におけるＳ２０１〜Ｓ２０８はステップ２０１〜ステップ２０８を示している。
（ステップ２０１）
ここでは、外部から制御装置３０５へ負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値である出力指令値が入力される。
（ステップ２０２）
ステップ２０１で入力された出力指令値に基づき、負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値から目標電力指令値Ｐｘを算出する。
（ステップ２０３）
次に、電圧検出手段３０８によりインバータ３０２の入力電圧Ｖ１を検出する。
（ステップ２０４）
ステップ２０３で検出した入力電圧Ｖ１と、あらかじめ設定された基準値Ｖ１ｒｅｆから（１）式を用いて補正係数αを算出する。
（数１）
α＝Ｖ１／Ｖ１ｒｅｆ ・・・（１）
（ステップ２０５）
あらかじめ設定された電力閾値Ｐｘｒｅｆと、ステップ２０４で算出した補正係数αから（２）式を用いて、電力閾値Ｐｘｒｅｆ２を算出する。
（数２）
Ｐｘｒｅｆ２＝α×Ｐｘｒｅｆ ・・・（２）
（ステップ２０６）
ステップ２０２で算出した目標電力指令値Ｐｘと、ステップ２０５で算出した電力閾値Ｐｘｒｅｆ２を比較し、インバータ３０２の動作モードを判定する。
（ステップ２０７）
ステップ２０６で、目標電力指令値Ｐｘが電力閾値Ｐｘｒｅｆ２よりも小さいと判断されると、制御装置３０５は第２の動作モードのパルス指令を生成する。
（ステップ２０８）
ステップ２０６で、目標電力指令値Ｐｘが電力閾値Ｐｘｒｅｆ２よりも大きいと判断されると、制御装置３０５は第１の動作モードのパルス指令を生成する。

このように、本実施例の電力変換装置では、外部から入力された出力指令値と、電圧検出手段３０８により検出したインバータの入力電圧に基づいて、制御装置３０５によりインバータ３０２の動作モードを判定する。

以上、本実施の形態では、インバータの入力電圧を検出する電圧検出手段を備え、検出した電圧値に基づいてインバータの動作モードを判定する閾値を可変することができるため、直流電源として二次電池を用いた場合など入力電圧が変動する場合においても対応することが可能となる。

なお、本実施の形態では、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２をスイッチング素子及び逆並列ダイオードと直列に接続した構成としたがこれに限らない。例えばスイッチＳＷ１１をスイッチング素子Ｓ１と並列接続し、逆並列ダイオードＤ１のみと直列接続した構成としてもよい。これにより、図１２の構成と比較して導通損失を低減できるため電力変換効率の高効率化が期待できる。

次に、本発明の第３の実施形態について、図１４を用いて説明する。図１４は、実施例３による電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ３０２と、トランス３０３と、整流回路３０４と、制御装置３０５と、で構成され、負荷であるＸ線管３０７へ任意の直流電圧を供給する。

実施例１と異なる点は、切替スイッチＳＷ４１を３端子構成とし、端子Ａを第１のスイッチングアームの中点に接続し、端子Ｂを共振回路４０６の一端に接続し、端子Ｃを昇圧トランスの一端に接続した点と、整流回路３０４をダイオードＤｒ１１〜Ｄｒ１８と、整流コンデンサＣｄ１１〜Ｃｄ１４と、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ４とから構成されるコッククロフト回路とした点である。以上のように構成することで、本実施例４の電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と同様に、負荷の条件によって、切替スイッチの接続点を切り替えることで、インバータ４０２の動作モードを切り替えることが可能となる。

以下、本実施例４の電力変換装置の、第１の動作モードと第２の動作モードの動作を説明する。ここでは、実施例１と異なる点のみを説明する。

＜第１の動作モード＞
切替スイッチＳＷ４１を端子Ａと端子Ｃを接続するように切り替え、共振回路４０６とトランス３を切り離す。全てのスイッチング素子をスイッチング動作させることでインバータ４０２は電圧型フルブリッジインバータとして動作する。

＜第２の動作モード＞
切替スイッチＳＷ４１を端子Ｂと端子Ｃを接続するように切替え、共振回路４０６とトランス３を接続する。スイッチング素子Ｓ１及びＳ２をオフ状態とし、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４のみをスイッチング動作させることでインバータ４０２は電流共振形ハーフブリッジインバータとして動作する。

以上、本実施の形態では、切替スイッチを３端子構成とし、各端子をそれぞれ、第１のスイッチングアームの中点と、共振回路と、昇圧インダクタに接続した構成とすることで、切替スイッチの制御のみで、第１のスイッチングアームを共振回路から切り離すことが可能となる。これにより、実施例３の電力変換装置と比べて、スイッチの数を低減できるため電力変換装置の低コスト化を図ることができる。

次に、本発明の第５の実施形態について、図１５を用いて説明する。図１５は、実施例５の電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ５０２と、トランス３と、整流回路４と、制御装置５と、で構成され、負荷７へ任意の直流電圧を供給する。

実施例１と異なる点は、トランス３の二次巻線Ｎ２と並列に並列コンデンサＣｐ２を接続した点と、共振回路５０６を共振インダクタＬｒ２のみで構成した点である。図１５に記載の構成では、コンデンサＣｐ２を外付けとしたが、トランス二次巻線Ｎ２の寄生容量を用いてもよい。トランス３の二次側にコンデンサＣｐ２を接続した構成とすることで、コンデンサＣｐ２を共振回路として用いることができるため、共振回路５０６をインダクタＬｒ２のみで構成することが可能となる。
本実施例５の電力変換装置の回路動作は、実施例１と同じであるため説明を省略する。

以上、本実施の形態では、トランスの二次巻線と並列に並列コンデンサを接続した構成とすることで、共振回路をインダクタのみで構成することが可能となる。これにより、実施例１と比べて共振回路の素子数を削減できるため、電力変換装置のさらなる小型化、低コスト化を図ることができる。

本発明の電力変換装置は、Ｘ線画像診断装置や真空蒸着用電子銃など直流電圧を入力とし、トランスを備えて、負荷へ任意の直流電圧を供給する電源装置に適用できる。

１・・・直流電源、２、２０２、３０２、４０２、５０２・・・インバータ、３、３０３・・・トランス、４、４０３、４０４・・・整流回路、５、３０５、４０５・・・制御装置、６、３０６、４０６、５０６・・・共振回路、７、２０７・・・負荷、３０７・・・Ｘ線管、２０８・・・電圧検出手段、Ｓ１〜Ｓ５・・・スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ５・・・逆並列ダイオード、Ｄｒ１１〜Ｄｒ１８、Ｄｒ２１〜Ｄｒ２４・・・整流ダイオード、Ｌｒ、Ｌｒ１・・・昇圧インダクタ、Ｌｒ２・・・共振インダクタ、Ｃ１、Ｃ２・・・分圧コンデンサ、Ｃｒ・・・共振コンデンサ、Ｃｐ２・・・並列コンデンサ、Ｎ１、Ｎ１１、Ｎ１２・・・一次巻線、Ｎ２、Ｎ２１、Ｎ２２・・・二次巻線、Ｔ１・・・磁性体コア、Ｃｍ、Ｃｍ１〜Ｃｍ４・・・平滑コンデンサ、Ｃｄ１１〜Ｃｄ１４・・・整流コンデンサ、ＳＷ１、ＳＷ２１、ＳＷ４１・・・切替スイッチ、ＳＷ１１、ＳＷ１２・・・スイッチ

Claims (14)

1. 直流電源を入力とし、トランスと、前記トランスに任意の交流電圧を供給するインバータと、少なくとも一つのキャパシタ又はインダクタから構成される共振回路と、前記共振回路と直列に接続された切替スイッチと、を備え、前記共振回路と前記切替スイッチの直列接続体は、前記直流電源と、前記トランスとの間に接続され、前記切替スイッチをオフにし、前記共振回路を前記トランスから切り離し、前記インバータを電圧型インバータとして動作する第１の動作モードと、前記切替スイッチをオンにし、前記共振回路を前記トランスと接続し、前記インバータを電流共振形インバータとして動作する第２の動作モードを備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. トランスと、直列接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の接続点が前記トランスの一次巻線の一端と接続される第１スイッチングアームと、直列接続された第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の接続点が前記トランスの一次巻線の他端と接続される第２スイッチングアームと、前記第１スイッチングアーム及び前記第２スイッチングアームに印加される電圧を分圧する分圧コンデンサ回路と、少なくとも１つのキャパシタ又はインダクタから構成される共振回路と、前記共振回路に直列に接続された切替スイッチと、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
3. 直流電源と、トランスと、直列接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の接続点が前記トランスの一次巻線の一端と接続される第１スイッチングアームと、直列接続された第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の接続点が前記トランスの一次巻線の他端と接続される第２スイッチングアームと、少なくとも１つのキャパシタ又はインダクタから構成される共振回路と、前記共振回路に直列に接続された切替スイッチと、を備え、前記共振回路と前記切替スイッチは、前記第１スイッチングアームの接続点と、前記直流電源のプラス端子もしくはマイナス端子と、の間に接続されたことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２及び３に記載の電力変換装置において、前記切替スイッチをオフにする第１の動作モードにおいては、前記第１スイッチングアーム及び前記第２スイッチングアームを構成するスイッチング素子の動作によりフルブリッジインバータとして動作し、前記切替スイッチをオンにする第２の動作モードにおいては、前記第１スイッチングアームを構成するスイッチング素子をオフにするとともに、前記第２スイッチングアームを構成するスイッチング素子の動作によりハーフブリッジインバータとして動作することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子と直列に第２及び第３の切替えスイッチを備え、前記第１の動作モードで動作する場合には、前記第２及び第３の切替えスイッチをオン状態とし、前記第２の動作モードで動作する場合には、前記第２及び第３の切替えスイッチをオフ状態とすることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項２及び３に記載の電力変換装置において、前記切替スイッチは、前記の接続を切り替えるスイッチとしたことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項２又は３の電力変換装置において、前記トランスの二次巻線と並列にコンデンサを接続したことを特徴とする電力変換装置
8. 請求項２〜７の電力変換装置において、前記トランスと負荷との間に整流回路を備えたことを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１〜８の電力変換装置において、前記共振回路は、コンデンサとインダクタの直列接続体であることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項１〜８の電力変換装置において、前記共振回路は、コンデンサとしたことを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項７〜８の電力変換装置において、前記共振回路は、インダクタとしたことを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項８の電力変換装置において、前記整流回路は、２つのブリッジ整流回路から構成され、直流出力端を直列接続したことを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項８の電力変換装置において、前記整流回路は、コッククロフト回路であることを特徴とする電力変換装置。
14. 請求項８の電力変換装置において、前記負荷はＸ線管であることを特徴とする電力変換装置。

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