JP2018156773A - 高電圧発生装置、およびそれを搭載するｘ線画像診断装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング損失を低減し、高効率化された高電圧発生装置を提供する。およびそれを用いたＸ線画像診断装置を提供する。【解決手段】第１〜第４のスイッチング素子を有するインバータ２と、第１〜第４のスイッチング素子を制御する制御手段５と、一次巻線と二次巻線を有するトランス３と、一次巻線に直列接続された昇圧インダクタと、二次巻線に並列接続された共振コンデンサと、トランスの二次電圧を、整流、平滑化して出力する整流回路４と、を備え、制御手段は、第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を交互にオン・オフさせ、組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間が、他方のスイッチング素子のオン期間よりも長い。【選択図】 図１
Description
本発明は、高電圧発生装置、およびそれを搭載するＸ線画像診断装置に関する。
例えば、Ｘ線ＣＴ装置やＸ線撮影装置をはじめとしたＸ線画像診断装置では、商用の交流電源を入力として負荷であるＸ線管へ数十ｋＶ〜１００ｋＶ程度の任意の直流の電圧を供給する必要がある。
特許文献１には、商用電源を入力して直流電圧を出力する整流回路と、直流電圧を入力して高周波の交流電圧を生成する高周波インバータと、交流電圧を昇圧して整流回路へ供給するトランスと、交流電圧を入力して直流電圧を生成する整流回路（例えば、ブリッジ整流回路や多段倍電圧整流回路やコッククロフト・ウォルトン回路）で構成され、直流の高電圧をＸ線管へ供給する構成の高電圧発生装置の技術が開示されている。
特許文献１には、商用電源を入力して直流電圧を出力する整流回路と、直流電圧を入力して高周波の交流電圧を生成する高周波インバータと、交流電圧を昇圧して整流回路へ供給するトランスと、交流電圧を入力して直流電圧を生成する整流回路（例えば、ブリッジ整流回路や多段倍電圧整流回路やコッククロフト・ウォルトン回路）で構成され、直流の高電圧をＸ線管へ供給する構成の高電圧発生装置の技術が開示されている。
また、特許文献２の要約には、「［課題］部品点数を増加させることなく、電力効率を向上させることができる直列共振型コンバータシステムを提供することである。［解決手段］トランス１１の２次側の一対の共振コンデンサＣａ、Ｃｂと共振インダクタンスＬとの直列共振を利用して、逆並列ダイオードおよび並列コンデンサを有したスイッチング素子を上下アームとした２個のレグが直流電源の間に並列に接続されたインバータ回路により、直流電源から入力される直流を交流に変換してトランス１１を介して２次側に電力を供給するにあたり、制御装置１５は、オン状態にある組となる第１又は第２のレグの上アームのスイッチング素子と第２又は第１のレグの下アームのスイッチング素子とのいずれか一方を先にオフさせ、遅らせてオフさせるスイッチング素子に流れる電流がトランスの励磁電流となった後にそのスイッチング素子にオフ信号を与える。」と記載され、直列共振型コンバータシステムの技術が開示されている。特許文献２では、スイッチングレグのスイッチング損失を低減し、広い負荷条件における高効率化を図っている。
しかしながら、特許文献１に開示された技術には、高電圧発生装置が広い負荷条件において電力変換効率の高効率化が要求されることを満たしていないという課題がある。
また、特許文献２に開示された技術には、ターンオフタイミングを遅らせたスイッチングアームにおいても、スイッチング素子に励磁電流が流れている期間に、スイッチング素子をターンオフさせるため、トランスの励磁電流に起因するスイッチング損失が発生する課題がある。
また、特許文献２に開示された技術には、ターンオフタイミングを遅らせたスイッチングアームにおいても、スイッチング素子に励磁電流が流れている期間に、スイッチング素子をターンオフさせるため、トランスの励磁電流に起因するスイッチング損失が発生する課題がある。
本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであって、スイッチング損失を低減し、高効率化された高電圧発生装置を提供すること、およびそれを搭載するＸ線画像診断装置を提供することを課題とする。
前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の高電圧発生装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングレグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングレグとを有するインバータと、前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を制御する制御手段と、一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記トランスの一次巻線に直列接続された昇圧インダクタと、前記トランスの二次巻線に並列接続された共振コンデンサと、前記トランスの二次巻線から出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路と、を備え、前第１のスイッチングレグの中点と、前記第２のスイッチングレグの中点に前記トランスの一次巻線が接続され、前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子がそれぞれ前記トランスの一次巻線を導通させる組となるように、前記第１および第２のスイッチングレグにおける第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を交互にオン・オフさせ、前記組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間が、他方のスイッチング素子のオン期間よりも長い、ことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
すなわち、本発明の高電圧発生装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングレグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングレグとを有するインバータと、前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を制御する制御手段と、一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記トランスの一次巻線に直列接続された昇圧インダクタと、前記トランスの二次巻線に並列接続された共振コンデンサと、前記トランスの二次巻線から出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路と、を備え、前第１のスイッチングレグの中点と、前記第２のスイッチングレグの中点に前記トランスの一次巻線が接続され、前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子がそれぞれ前記トランスの一次巻線を導通させる組となるように、前記第１および第２のスイッチングレグにおける第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を交互にオン・オフさせ、前記組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間が、他方のスイッチング素子のオン期間よりも長い、ことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明によれば、スイッチング損失を低減し、高効率化された高電圧発生装置を提供できる。また、その高電圧発生装置を搭載するＸ線画像診断装置を提供できる。
以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。
≪第１実施形態≫
本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０を、図１〜図５を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の回路構成の一例を示す図である。
本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０を、図１〜図５を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の回路構成の一例を示す図である。
＜高電圧発生装置１０の概要＞
第１実施形態の高電圧発生装置１０は、高周波インバータ２と、トランス３と、整流回路４と、制御装置５と、共振コンデンサＣｐ２、とを備えて構成されている。
高周波インバータ２は、制御装置（制御手段）５の制御によって、直流電源（Ｖｄｃ）１の直流電圧（電力）を可変周波数の交流電圧（電力）に変換して、出力端子１１１，１１２から交流電圧（電力）として出力する。
トランス３は、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを有して構成されている。そして、トランス３は、高周波インバータ２の出力の交流電圧を、一次側の入力として昇圧し、二次側の出力端子１３３，１３４に昇圧された交流電圧を出力する。
第１実施形態の高電圧発生装置１０は、高周波インバータ２と、トランス３と、整流回路４と、制御装置５と、共振コンデンサＣｐ２、とを備えて構成されている。
高周波インバータ２は、制御装置（制御手段）５の制御によって、直流電源（Ｖｄｃ）１の直流電圧（電力）を可変周波数の交流電圧（電力）に変換して、出力端子１１１，１１２から交流電圧（電力）として出力する。
トランス３は、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを有して構成されている。そして、トランス３は、高周波インバータ２の出力の交流電圧を、一次側の入力として昇圧し、二次側の出力端子１３３，１３４に昇圧された交流電圧を出力する。
共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の二次巻線Ｎ２に並列接続されている。
整流回路４は、トランス３の二次側の交流電圧（電力）を入力し、整流、平滑して整流回路４の出力端子１４３とアース（グラウンド）１００との間に、直流電圧（電力）を出力する。
また、制御装置５は、制御信号であるゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４によって、高周波インバータ２を制御している。
以上の高電圧発生装置１０の構成によって、直流電源（Ｖｄｃ）１の直流電圧は、昇圧された直流電圧に変換されて、整流回路４の出力端子１４３、すなわち高電圧発生装置１０の出力端子１４３とアース１００との間に、高圧の直流電圧（電力）が出力電圧Ｖｘ、出力電流Ｉｘとして出力される。そして、この出力によって、負荷６へ、可変（任意）の直流電圧が供給される。
整流回路４は、トランス３の二次側の交流電圧（電力）を入力し、整流、平滑して整流回路４の出力端子１４３とアース（グラウンド）１００との間に、直流電圧（電力）を出力する。
また、制御装置５は、制御信号であるゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４によって、高周波インバータ２を制御している。
以上の高電圧発生装置１０の構成によって、直流電源（Ｖｄｃ）１の直流電圧は、昇圧された直流電圧に変換されて、整流回路４の出力端子１４３、すなわち高電圧発生装置１０の出力端子１４３とアース１００との間に、高圧の直流電圧（電力）が出力電圧Ｖｘ、出力電流Ｉｘとして出力される。そして、この出力によって、負荷６へ、可変（任意）の直流電圧が供給される。
＜高電圧発生装置１０の詳細な構成と動作＞
次に、高電圧発生装置１０の各部の詳細な構成と動作について説明する。
次に、高電圧発生装置１０の各部の詳細な構成と動作について説明する。
《高周波インバータ２》
高周波インバータ（インバータ）２は、直流電源（Ｖｄｃ）１の電圧を平滑するコンデンサＣｄｃと、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と、これらスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４にそれぞれ逆並列に接続された逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とを有して構成される。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、フルブリッジ回路を構成している。
スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とが直列に接続されて、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４とが直列に接続されて、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間に接続されている。
なお、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間には、直流電源（Ｖｄｃ）１の電圧が入力している。
高周波インバータ（インバータ）２は、直流電源（Ｖｄｃ）１の電圧を平滑するコンデンサＣｄｃと、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と、これらスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４にそれぞれ逆並列に接続された逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とを有して構成される。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、フルブリッジ回路を構成している。
スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とが直列に接続されて、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４とが直列に接続されて、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間に接続されている。
なお、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間には、直流電源（Ｖｄｃ）１の電圧が入力している。
前記のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２とによって、第１のスイッチングレグ（直列接続体）が構成されている。また、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と逆並列ダイオードＤ３，Ｄ４とによって、第２のスイッチングレグ（直列接続体）が構成されている。
また、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との接続点が高周波インバータ２の第１の出力端子１１１に接続されている。スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４との接続点が高周波インバータ２の第２の出力端子１１２に接続されている。
後記するように、高周波インバータ２は、制御装置５によって制御されることによって直流電圧（電力）を交流電圧（電力）に変換する。
また、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との接続点が高周波インバータ２の第１の出力端子１１１に接続されている。スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４との接続点が高周波インバータ２の第２の出力端子１１２に接続されている。
後記するように、高周波インバータ２は、制御装置５によって制御されることによって直流電圧（電力）を交流電圧（電力）に変換する。
《トランス３》
トランス３は、一次巻線Ｎ１と磁性体コアＴ１と二次巻線Ｎ２とを有して構成されている。そして、一次巻線側に入力した交流電圧を（Ｎ２／Ｎ１）倍に昇圧し、二次巻線側の整流回路４へ昇圧された交流電圧（電力）を供給する。なお、一次巻線Ｎ１の巻数をＮ１、二次巻線Ｎ２の巻数をＮ２と便宜的に表記して、変圧比を（Ｎ２／Ｎ１）としている。
また、一次巻線側は、入力端子１３１，１３２から入力し、二次巻線側は、出力端子１３３，１３４から出力する。なお、出力端子１３４は、アース（グラウンド）１００に接続されている。
なお、トランス３は、一次側において、一次巻線Ｎ１と直列に昇圧インダクタＬｅを有している。この昇圧インダクタＬｅは、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを用いてもよいし、漏れインダクタンスのみではインダクタンスが不足する場合は、外付けのインダクタを接続してもよい。
また、一次巻線Ｎ１に並列にインダクタンスＬｍを表記しているが、このインダクタンスＬｍは一次巻線Ｎ１に流れる励磁電流ＩＬｍが流れる経路を表記している。
トランス３は、一次巻線Ｎ１と磁性体コアＴ１と二次巻線Ｎ２とを有して構成されている。そして、一次巻線側に入力した交流電圧を（Ｎ２／Ｎ１）倍に昇圧し、二次巻線側の整流回路４へ昇圧された交流電圧（電力）を供給する。なお、一次巻線Ｎ１の巻数をＮ１、二次巻線Ｎ２の巻数をＮ２と便宜的に表記して、変圧比を（Ｎ２／Ｎ１）としている。
また、一次巻線側は、入力端子１３１，１３２から入力し、二次巻線側は、出力端子１３３，１３４から出力する。なお、出力端子１３４は、アース（グラウンド）１００に接続されている。
なお、トランス３は、一次側において、一次巻線Ｎ１と直列に昇圧インダクタＬｅを有している。この昇圧インダクタＬｅは、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを用いてもよいし、漏れインダクタンスのみではインダクタンスが不足する場合は、外付けのインダクタを接続してもよい。
また、一次巻線Ｎ１に並列にインダクタンスＬｍを表記しているが、このインダクタンスＬｍは一次巻線Ｎ１に流れる励磁電流ＩＬｍが流れる経路を表記している。
《共振コンデンサＣｐ２》
共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の二次巻線Ｎ２に並列接続されている。共振コンデンサＣｐ２は、トランス３のインダクタ（昇圧インダクタＬｅ、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）と共振して、より安定した正弦波（交流）を生成することに寄与する。なお、共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の巻線の浮遊容量（浮遊静電容量）を用いてもよい。
トランス３の出力端子１３３，１３４からの出力電圧は、共振コンデンサＣｐ２を介して整流回路４の入力端子１４１，１４２に入力している。
共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の二次巻線Ｎ２に並列接続されている。共振コンデンサＣｐ２は、トランス３のインダクタ（昇圧インダクタＬｅ、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）と共振して、より安定した正弦波（交流）を生成することに寄与する。なお、共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の巻線の浮遊容量（浮遊静電容量）を用いてもよい。
トランス３の出力端子１３３，１３４からの出力電圧は、共振コンデンサＣｐ２を介して整流回路４の入力端子１４１，１４２に入力している。
《整流回路４》
整流回路４は、整流ダイオードＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２とを有しており、ＣＣＷ（Cockcroft Walton）回路を構成している。
整流コンデンサＣＨ１と整流ダイオードＤＨ１１の直列回路の両端に配置された入力端子１４１，１４２に、トランス１３の二次巻線Ｎ２の出力端子１３３，１３４間に生成した交流電圧（電力）を入力し、整流する。そして、整流ダイオードＤＨ１２と平滑コンデンサＣｍ１の直列回路をさらに通すことによって、整流と平滑化を促進する。
また、さらに、整流コンデンサＣＨ２と整流ダイオードＤＨ２１の直列回路と、整流ダイオードＤＨ２２と平滑コンデンサＣｍ２の直列回路とからなるＣＣＷ回路が２段に接続されている。この構成をとることによって、整流と平滑化の効率をさらに高めると共に、直流電圧を昇圧している。なお、この整流回路４は、２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路とも呼称される。
また、整流回路４の入力端子１４２は、アース（グラウンド）１００に接続されている。
整流回路４は、整流ダイオードＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２とを有しており、ＣＣＷ（Cockcroft Walton）回路を構成している。
整流コンデンサＣＨ１と整流ダイオードＤＨ１１の直列回路の両端に配置された入力端子１４１，１４２に、トランス１３の二次巻線Ｎ２の出力端子１３３，１３４間に生成した交流電圧（電力）を入力し、整流する。そして、整流ダイオードＤＨ１２と平滑コンデンサＣｍ１の直列回路をさらに通すことによって、整流と平滑化を促進する。
また、さらに、整流コンデンサＣＨ２と整流ダイオードＤＨ２１の直列回路と、整流ダイオードＤＨ２２と平滑コンデンサＣｍ２の直列回路とからなるＣＣＷ回路が２段に接続されている。この構成をとることによって、整流と平滑化の効率をさらに高めると共に、直流電圧を昇圧している。なお、この整流回路４は、２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路とも呼称される。
また、整流回路４の入力端子１４２は、アース（グラウンド）１００に接続されている。
また、整流ダイオードＤＨ２２のアノードと平滑コンデンサＣｍ２の一端との接続点が整流回路４の整流出力の出力端子１４３となっている。整流回路４としての直流電圧（電力）は、出力端子１４３とアース１００との間に出力される。
また、前記のように、整流ダイオードＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２の回路を２段に接続したことによって、直流電圧を昇圧することも兼ねている。
整流回路４としての出力端子１４３は、高電圧発生装置１０の出力端子１４３でもあり、出力端子１４３とアース１００に生成された高圧の直流電圧である出力電圧Ｖｘは、負荷６に供給される。
なお、負荷６は、例えばＸ線ＣＴ装置（２００：図２０）のＸ線管（３０７：図２０）である。
また、前記のように、整流ダイオードＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２の回路を２段に接続したことによって、直流電圧を昇圧することも兼ねている。
整流回路４としての出力端子１４３は、高電圧発生装置１０の出力端子１４３でもあり、出力端子１４３とアース１００に生成された高圧の直流電圧である出力電圧Ｖｘは、負荷６に供給される。
なお、負荷６は、例えばＸ線ＣＴ装置（２００：図２０）のＸ線管（３０７：図２０）である。
《制御装置５》
制御装置５は、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を統括的に制御するものであり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をそれぞれ制御するゲート信号ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４のパルスパターンを生成する。
制御装置５は、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を統括的に制御するものであり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をそれぞれ制御するゲート信号ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４のパルスパターンを生成する。
＜高電圧発生装置１０の動作＞
次に、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の動作を、図２〜図５を参照して説明する。
図２および図３は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の動作において、高電圧発生装置１０の各回路に流れる電流の経路例を示す図である。なお、図２は、モードＡ〜モードＤについて示し、図３は、モードＥ〜モードＨについて示している。図２と図３は表記上の都合により、分けて表記しているが、図２と図３とを併せて、モードＡ〜モードＨを示している。また、図２および図３において、直流電源をＶｄｃ１と表記している。
次に、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の動作を、図２〜図５を参照して説明する。
図２および図３は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の動作において、高電圧発生装置１０の各回路に流れる電流の経路例を示す図である。なお、図２は、モードＡ〜モードＤについて示し、図３は、モードＥ〜モードＨについて示している。図２と図３は表記上の都合により、分けて表記しているが、図２と図３とを併せて、モードＡ〜モードＨを示している。また、図２および図３において、直流電源をＶｄｃ１と表記している。
また、図４および図５は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の動作において、高電圧発生装置１０の各回路における電圧波形、および電流波形の例を示す図である。なお、図４は、出力電圧が高い（出力電圧を高くする）条件での電圧波形、および電流波形の例を示し、図５は、出力電圧が低い（出力電圧を低くする）条件での電圧波形、および電流波形の例を示している。
なお、図４および図５において、横軸はｔ０〜ｔ１０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図４および図５において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
なお、図４および図５において、横軸はｔ０〜ｔ１０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図４および図５において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
＜図２、図３と図４、図５との関係＞
図２におけるモードＡは、図４および図５におけるｔ０〜ｔ１に対応する。
図２におけるモードＢは、図４および図５におけるｔ１〜ｔ２に対応する。
図２におけるモードＣは、図４および図５におけるｔ２〜ｔ３に対応する。
図２におけるモードＤは、図４および図５におけるｔ３〜ｔ３ｂに対応する。
図３におけるモードＥは、図４および図５におけるｔ３ｂ〜ｔ４に対応する。
図３におけるモードＦは、図４および図５におけるｔ４〜ｔ５に対応する。
図３におけるモードＧは、図４および図５におけるｔ５〜ｔ６に対応する。
図３におけるモードＨは、図４および図５におけるｔ６〜ｔ７に対応する。
図２におけるモードＡは、図４および図５におけるｔ０〜ｔ１に対応する。
図２におけるモードＢは、図４および図５におけるｔ１〜ｔ２に対応する。
図２におけるモードＣは、図４および図５におけるｔ２〜ｔ３に対応する。
図２におけるモードＤは、図４および図５におけるｔ３〜ｔ３ｂに対応する。
図３におけるモードＥは、図４および図５におけるｔ３ｂ〜ｔ４に対応する。
図３におけるモードＦは、図４および図５におけるｔ４〜ｔ５に対応する。
図３におけるモードＧは、図４および図５におけるｔ５〜ｔ６に対応する。
図３におけるモードＨは、図４および図５におけるｔ６〜ｔ７に対応する。
図１において、トランス３の一次側に交流電圧を供給するのは、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４が共にオン（ＯＮ）したときである。また、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３が共にオンしたときである。その意味において、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４とが一つの組を構成し、またスイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３とが他の一つの組を構成している。
図４および図５において、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４の組を制御するゲート信号ＶＧ１とゲート信号ＶＧ４とは、ターンオンのタイミングが互いに等しいが、ターンオフとなるタイミングが異なっている。すなわち、スイッチング素子Ｓ４のゲート信号ＶＧ４のオン期間が、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号ＶＧ１のオン期間より長くなっている。
また、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３の組を制御するゲート信号ＶＧ２とゲート信号ＶＧ３とは、ターンオンのタイミングが互いに等しいが、ターンオフとなるタイミングが異なっている。すなわち、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号ＶＧ２のオン期間が、スイッチング素子Ｓ３のゲート信号ＶＧ３のオン期間より長くなっている。
このように、本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２のスイッチング素子の組については、スイッチング素子のオン期間が非対称となるように制御（非対称ＰＷＭ制御）をしている。
この本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２をスイッチング素子のオン期間が非対称となるように制御する点が、後記する比較例のスイッチング素子のオン期間が対称となるように制御（対称ＰＷＭ制御）をしている点と異なる特徴である。
また、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３の組を制御するゲート信号ＶＧ２とゲート信号ＶＧ３とは、ターンオンのタイミングが互いに等しいが、ターンオフとなるタイミングが異なっている。すなわち、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号ＶＧ２のオン期間が、スイッチング素子Ｓ３のゲート信号ＶＧ３のオン期間より長くなっている。
このように、本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２のスイッチング素子の組については、スイッチング素子のオン期間が非対称となるように制御（非対称ＰＷＭ制御）をしている。
この本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２をスイッチング素子のオン期間が非対称となるように制御する点が、後記する比較例のスイッチング素子のオン期間が対称となるように制御（対称ＰＷＭ制御）をしている点と異なる特徴である。
このように、高周波インバータ２のスイッチング素子の組について、スイッチング素子のオン期間が非対称となるように制御する場合に、次のように高周波インバータの制御信号に関する「Ｄｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ」の要素を導入する。
高周波インバータのＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒであるｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２は、式１および式２で定義される。
ｄｕｔｙ１＝（２×Ｔｏｎ１）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ３）／Ｔｆ ・・・ （式１）
ｄｕｔｙ２＝（２×Ｔｏｎ２）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ４）／Ｔｆ ・・・ （式２）
なお、Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、Ｔｏｎ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のそれぞれのゲート信号ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４のオン期間の時間である。また、Ｔｆは、制御するゲート信号の１周期の時間である。
本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２のスイッチング素子の制御においては、前記のｄｕｔｙ２を最大値に固定し、ｄｕｔｙ１のみを可変することで、負荷へ供給する出力電力を制御する。
ｄｕｔｙ１＝（２×Ｔｏｎ１）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ３）／Ｔｆ ・・・ （式１）
ｄｕｔｙ２＝（２×Ｔｏｎ２）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ４）／Ｔｆ ・・・ （式２）
なお、Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、Ｔｏｎ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のそれぞれのゲート信号ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４のオン期間の時間である。また、Ｔｆは、制御するゲート信号の１周期の時間である。
本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２のスイッチング素子の制御においては、前記のｄｕｔｙ２を最大値に固定し、ｄｕｔｙ１のみを可変することで、負荷へ供給する出力電力を制御する。
＜モードＡ〜モードＨ：ｔ０〜ｔ７の詳細な動作と波形＞
次に、図２〜図５を参照して、モードＡ〜モードＨ：ｔ０〜ｔ７の詳細な動作と波形について説明する。
次に、図２〜図５を参照して、モードＡ〜モードＨ：ｔ０〜ｔ７の詳細な動作と波形について説明する。
（モードＡ：ｔ０〜ｔ１）
図２に示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。このときに、共振コンデンサＣｐ２からトランス３の励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ０〜ｔ１の期間である。
図２に示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。このときに、共振コンデンサＣｐ２からトランス３の励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ０〜ｔ１の期間である。
（モードＢ：ｔ１〜ｔ２）
モードＡにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードＢへ移行する。
図２に示すように、モードＢでは、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１、ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れることにより、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ１〜ｔ２の期間である。
モードＡにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードＢへ移行する。
図２に示すように、モードＢでは、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１、ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れることにより、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ１〜ｔ２の期間である。
（モードＣ：ｔ２〜ｔ３）
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ１をターンオフすると、モードＣへ移行する。
図２に示すように、モードＣでは、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ４、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２の経路で電流が流れ、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーを共振コンデンサＣｐ２へ供給する。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れることにより、整流コンデンサＣＨ１、ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間である。
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ１をターンオフすると、モードＣへ移行する。
図２に示すように、モードＣでは、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ４、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２の経路で電流が流れ、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーを共振コンデンサＣｐ２へ供給する。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れることにより、整流コンデンサＣＨ１、ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間である。
また、図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間において、スイッチング素子Ｓ３における電流ＩＱ３が０である。この電流ＩＱ３が０であるということは、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーが共振コンデンサＣｐ２に伝達され、電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生していないことを意味する。後記する比較例の対応する図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間においては、スイッチング素子Ｓ３における電流ＩＱ３が流れており、０ではない。つまり、この区間で昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーの一部が電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生されている。このように、後記する比較例では、電力の伝送が非効率な期間が存在する。
また、本発明の第１実施形態に係る図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１は、後記する比較例の対応する図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１より、電流総量（電流値×時間）が大きい。
すなわち、本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２では、この期間の比較では、効率よく電力をトランス３の二次側に伝送していることを示している。
また、本発明の第１実施形態に係る図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１は、後記する比較例の対応する図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１より、電流総量（電流値×時間）が大きい。
すなわち、本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２では、この期間の比較では、効率よく電力をトランス３の二次側に伝送していることを示している。
（モードＤ：ｔ３〜ｔ３ｂ）
モードＣの状態で、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがすべて放出されるとモードＤへ移行する。
図２に示すように、モードＤでは、逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、逆並列ダイオードＤ１の経路で電流が流れ、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生するモードとなる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ３〜ｔ３ｂの期間である。
モードＤにおいて、電源電圧Ｖｄｃ１と共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２の関係がＶｄｃ１＞ＶＣｐ２となるとモードＥへ移行する。
なお、Ｖｄｃ１＞ＶＣｐ２の関係式は、トランス３の一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２において、巻数がＮ１＝Ｎ２の場合に簡略化して表記したものである。Ｎ１≠Ｎ２の場合は、前記のＶｄｃ１＞ＶＣｐ２の式と異なるが、意味としては、トランス３の二次側の共振コンデンサＣｐ２において、その両端で共振により発生する電圧が、一次側に変換された場合に、電源電圧Ｖｄｃ１を上回る状態を意図している。
モードＣの状態で、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがすべて放出されるとモードＤへ移行する。
図２に示すように、モードＤでは、逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、逆並列ダイオードＤ１の経路で電流が流れ、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生するモードとなる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ３〜ｔ３ｂの期間である。
モードＤにおいて、電源電圧Ｖｄｃ１と共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２の関係がＶｄｃ１＞ＶＣｐ２となるとモードＥへ移行する。
なお、Ｖｄｃ１＞ＶＣｐ２の関係式は、トランス３の一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２において、巻数がＮ１＝Ｎ２の場合に簡略化して表記したものである。Ｎ１≠Ｎ２の場合は、前記のＶｄｃ１＞ＶＣｐ２の式と異なるが、意味としては、トランス３の二次側の共振コンデンサＣｐ２において、その両端で共振により発生する電圧が、一次側に変換された場合に、電源電圧Ｖｄｃ１を上回る状態を意図している。
また、モードＤ（ｔ３〜ｔ３ｂ）では、組となる二つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４において、まずスイッチング素子Ｓ１をターンオフさせ、その後に発生する共振コンデンサＣｐ２の蓄積エネルギーを電源へ回生している。この回生電流がゼロとなった後に、次のモードＥ（ｔ３ｂ〜ｔ４）において、スイッチング素子Ｓ４をターンオフさせる。
以上は、モードＤ〜モードＥに移行する過程において、組となっている二つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４についての説明である。これを他の組となっている二つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ２をも含め、かつ他モードを含めて表現をすれば、次のようになる。
すなわち、二つの組の一方の組となる二つのスイッチング素子をターンオフさせ、前記共振コンデンサの蓄積エネルギーを電源へ回生する回生電流がゼロとなった後に、他方の組となる二つのスイッチング素子をターンオンさせる。なお、組となる二つのスイッチング素子のいずれか一方は、オン期間が長い。オン期間が長いスイッチング素子をターンオフするタイミングは、回生電流が流れている期間、すなわち回生電流がゼロとなる以前であってもよい。
以上は、モードＤ〜モードＥに移行する過程において、組となっている二つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４についての説明である。これを他の組となっている二つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ２をも含め、かつ他モードを含めて表現をすれば、次のようになる。
すなわち、二つの組の一方の組となる二つのスイッチング素子をターンオフさせ、前記共振コンデンサの蓄積エネルギーを電源へ回生する回生電流がゼロとなった後に、他方の組となる二つのスイッチング素子をターンオンさせる。なお、組となる二つのスイッチング素子のいずれか一方は、オン期間が長い。オン期間が長いスイッチング素子をターンオフするタイミングは、回生電流が流れている期間、すなわち回生電流がゼロとなる以前であってもよい。
（モードＥ：ｔ３ｂ〜ｔ４）
図３に示すように、モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４はオン（ＯＮ）状態であるが、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３はオフ（ＯＦＦ）状態であって、高周波インバータ２のスイッチング素子には電流が流れてない状態である。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となり、トランス３へ励磁電流ＩＬｍを供給している。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ３ｂ〜ｔ４の期間である。
このように、図３のモードＥにおいては、高周波インバータ２に流れる電流がゼロとなる期間が設けられている。
このような制御によって、オン期間が長いスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流がゼロとなるため、高周波インバータの四つのスイッチング素子において、二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能となる。
モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフするとモードＦに移行する。
図３に示すように、モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４はオン（ＯＮ）状態であるが、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３はオフ（ＯＦＦ）状態であって、高周波インバータ２のスイッチング素子には電流が流れてない状態である。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となり、トランス３へ励磁電流ＩＬｍを供給している。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ３ｂ〜ｔ４の期間である。
このように、図３のモードＥにおいては、高周波インバータ２に流れる電流がゼロとなる期間が設けられている。
このような制御によって、オン期間が長いスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流がゼロとなるため、高周波インバータの四つのスイッチング素子において、二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能となる。
モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフするとモードＦに移行する。
（モードＦ：ｔ４〜ｔ５）
前記したように、モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフするとモードＦに移行する。スイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４の遮断電流をゼロにできる。
図３に示すように、モードＦでは、すべてのスイッチング素子がオフ状態である。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となって、トランス３へ励磁電流ＩＬｍを供給している。
なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ４〜ｔ５の期間である。
前記したように、モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフするとモードＦに移行する。スイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４の遮断電流をゼロにできる。
図３に示すように、モードＦでは、すべてのスイッチング素子がオフ状態である。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となって、トランス３へ励磁電流ＩＬｍを供給している。
なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ４〜ｔ５の期間である。
（モードＧ：ｔ５〜ｔ６）
モードＦの状態で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンするとモードＧへ移行する。
図３に示すように、モードＧは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードＡの対称動作である。すなわち、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ５〜ｔ６の期間である。
モードＧの状態で、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達すると、モードＨへ移行する。
モードＦの状態で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンするとモードＧへ移行する。
図３に示すように、モードＧは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードＡの対称動作である。すなわち、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ５〜ｔ６の期間である。
モードＧの状態で、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達すると、モードＨへ移行する。
（モードＨ：ｔ６〜ｔ７）
図３に示すように、モードＨは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードＢの対称動作である。すなわち、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。
このとき、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、平滑コンデンサＣｍ１、整流ダイオードＤＨ１２、整流コンデンサＣＨ１の経路と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２、整流ダイオードＤＨ２２、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ１の経路で電流が流れる。
なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ６〜ｔ７の期間である。
図３に示すように、モードＨは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードＢの対称動作である。すなわち、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。
このとき、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、平滑コンデンサＣｍ１、整流ダイオードＤＨ１２、整流コンデンサＣＨ１の経路と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２、整流ダイオードＤＨ２２、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ１の経路で電流が流れる。
なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ６〜ｔ７の期間である。
以降の図４および図５の（ｔ７〜ｔ８）の期間のモードＩから（ｔ９〜ｔ１０）の期間のモードＬについては、モードＣ〜モードＦの対称動作となるため、事実上、重複する説明は省略する。以降、定常状態においては、基本的にモードＡからモードＬを基本とした繰り返し動作となる。
以上のように、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０では、トランス３の二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣｐ２を接続している。また高周波インバータのスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４、およびスイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３を組として、この組となる二つのスイッチング素子のターンオンタイミングを同じとする。また、この組となるスイッチング素子の一方のスイッチング素子のオン期間を他方のスイッチング素子のオン期間よりも長くする。このように制御することにより、高周波インバータ２に流れる電流がゼロとなる期間（図３のモードＥ）を設けることができる。
この制御により、オン期間が長いスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流がゼロとなるため、高周波インバータの四つのスイッチング素子のうち、二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能となり、高電圧発生装置の高効率化を図ることができる。
この制御により、オン期間が長いスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流がゼロとなるため、高周波インバータの四つのスイッチング素子のうち、二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能となり、高電圧発生装置の高効率化を図ることができる。
＜比較例１＞
次に、比較例として、図１に示すような高電圧発生装置１０において、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲート信号（制御信号）ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４を対称な制御波形としてＰＷＭ制御をした場合について、図６〜図９を参照して説明する。
次に、比較例として、図１に示すような高電圧発生装置１０において、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲート信号（制御信号）ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４を対称な制御波形としてＰＷＭ制御をした場合について、図６〜図９を参照して説明する。
図６および図７は、比較例の高電圧発生装置１０（図１）の動作において、高電圧発生装置１０の各回路に流れる電流の経路例を示す図である。なお、図６は、モードａ〜モードｄについて示し、図７は、モードｅ〜モードｇについて示している。図６と図７は表記上の都合により、分けて表記しているが、図６と図７とを併せて、モードａ〜モードｇを示している。
また、図８および図９は、比較例１の高電圧発生装置１０の動作において、高電圧発生装置１０の各回路に電圧波形および電流波形の例を示す図である。図８は、出力電圧が高い（出力電圧を高くする）条件での電圧波形および電流波形の例を示し、図９は、出力電圧が低い（出力電圧を低くする）条件での電圧波形および電流波形の例を示している。
また、図８および図９において、横軸はｔ２０〜ｔ２８の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３のＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２のＶＣｐ２、ＩＣｐ２、整流回路４のＶＣＨ１、ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図８および図９において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
また、図８および図９において、横軸はｔ２０〜ｔ２８の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３のＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２のＶＣｐ２、ＩＣｐ２、整流回路４のＶＣＨ１、ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図８および図９において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
図８および図９に示すように、比較例１の高周波インバータ２におけるゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を対称な波形でＰＷＭ制御をする。
すなわち、比較例１のＰＷＭ制御では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４、また、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３とをそれぞれ組とし、組となったスイッチング素子のオン期間が等しくなるように制御する。
そして、スイッチング周期に対するオン期間の比率であるＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）を可変することにより出力電力を制御する。ｄｕｔｙは式３で定義される。
ｄｕｔｙ＝（２×Ｔｏｎ１）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ２）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ３）／Ｔｆ（２×Ｔｏｎ４）／Ｔｆ ・・・ （式３）
すなわち、比較例１のＰＷＭ制御では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４、また、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３とをそれぞれ組とし、組となったスイッチング素子のオン期間が等しくなるように制御する。
そして、スイッチング周期に対するオン期間の比率であるＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）を可変することにより出力電力を制御する。ｄｕｔｙは式３で定義される。
ｄｕｔｙ＝（２×Ｔｏｎ１）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ２）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ３）／Ｔｆ（２×Ｔｏｎ４）／Ｔｆ ・・・ （式３）
＜モードａ〜モードｇ：ｔ２０〜ｔ２８の詳細な動作と波形＞
次に、比較例１の動作について、図６〜図９を参照して、モードａ〜モードｇ：ｔ０〜ｔ７の詳細な動作と波形について説明する。
次に、比較例１の動作について、図６〜図９を参照して、モードａ〜モードｇ：ｔ０〜ｔ７の詳細な動作と波形について説明する。
（モードa：ｔ２０〜ｔ２１）
図６に示すように、モードａでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態であり、トランス一次側において、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２０〜ｔ２１の期間である。
図６に示すように、モードａでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態であり、トランス一次側において、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２０〜ｔ２１の期間である。
（モードｂ：ｔ２１〜ｔ２２）
モードａの状態で、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードｂへ移行する。
図６に示すように、モードｂでは、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。
また、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れ、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２１〜ｔ２２の期間である。
モードｂにおいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を同時にターンオフするとモードｃへ移行する。
モードａの状態で、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードｂへ移行する。
図６に示すように、モードｂでは、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。
また、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れ、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２１〜ｔ２２の期間である。
モードｂにおいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を同時にターンオフするとモードｃへ移行する。
（モードｃ：ｔ２２〜ｔ２３）
図６に示すように、モードｃでは、トランス３の一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。そして、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーを共振コンデンサＣｐ２へ供給すると共に、電源（Ｖｄｃ、Ｃｄｃ）にも回生する。
また、トランス３の二次側には、モードｂと同様に、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れ、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間である。
モードｃにおいて、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになるとモードｄへ移行する。
図６に示すように、モードｃでは、トランス３の一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。そして、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーを共振コンデンサＣｐ２へ供給すると共に、電源（Ｖｄｃ、Ｃｄｃ）にも回生する。
また、トランス３の二次側には、モードｂと同様に、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れ、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間である。
モードｃにおいて、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになるとモードｄへ移行する。
なお、図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間において、スイッチング素子Ｓ３における電流ＩＱ３が負に流れている。この電流ＩＱ３が負に流れるということは、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーが電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生していることを意味する。これは前記した本発明の第１実施形態の対応する図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間においては、スイッチング素子Ｓ３における電流ＩＱ３が０であることと比較すると、この比較例１では、電力の伝送が非効率な期間が存在することを意味している。
また、比較例１に係る図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１は、前記した本発明の第１実施形態の対応する図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１より、電流総量（電流値×時間）が小さい。
すなわち、比較例１では、本発明の第１実施形態に比較して、前記した期間の比較では、電力を効率よくトランス３の二次側に伝送していないことを示している。
また、比較例１に係る図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１は、前記した本発明の第１実施形態の対応する図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１より、電流総量（電流値×時間）が小さい。
すなわち、比較例１では、本発明の第１実施形態に比較して、前記した期間の比較では、電力を効率よくトランス３の二次側に伝送していないことを示している。
（モードｄ：ｔ２３〜ｔ２３ｂ）
図６に示すように、モードｄでは、トランス３の一次側に逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ１の経路で電流が流れ、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを電源に回生する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２３〜ｔ２３ｂの期間である。
モードｄにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が電源電圧Ｖｄｃ１よりも低くなるとモードｅへ移行する。
図６に示すように、モードｄでは、トランス３の一次側に逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ１の経路で電流が流れ、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを電源に回生する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２３〜ｔ２３ｂの期間である。
モードｄにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が電源電圧Ｖｄｃ１よりも低くなるとモードｅへ移行する。
（モードｅ：ｔ２３ｂ〜ｔ２４）
図７に示すように、モードｅは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のすべてがオフ状態であり、高周波インバータ２には電流が流れていない。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となり、トランス３に励磁電流ＩＬｍを供給する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２３ｂ〜ｔ２４の期間である。
モードｅにおいて、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオフするとモードｆへ移行する。
図７に示すように、モードｅは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のすべてがオフ状態であり、高周波インバータ２には電流が流れていない。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となり、トランス３に励磁電流ＩＬｍを供給する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２３ｂ〜ｔ２４の期間である。
モードｅにおいて、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオフするとモードｆへ移行する。
（モードｆ：ｔ２４〜ｔ２５）
図７に示すように、モードｆは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードａの対称動作である。トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２４〜ｔ２５の期間である。モードｆにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧が整流コンデンサＣＨ１の電圧に到達すると、モードｇへ移行する。
図７に示すように、モードｆは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードａの対称動作である。トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２４〜ｔ２５の期間である。モードｆにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧が整流コンデンサＣＨ１の電圧に到達すると、モードｇへ移行する。
（モードｇ：ｔ２５〜ｔ２６）
モードｇは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードｂの対称動作である。トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。
また、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、平滑コンデンサＣｍ１、整流ダイオードＤＨ１２、整流コンデンサＣＨ１の経路と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２、整流ダイオードＤＨ２２、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ１の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２を充電する。
モードｇは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードｂの対称動作である。トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。
また、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、平滑コンデンサＣｍ１、整流ダイオードＤＨ１２、整流コンデンサＣＨ１の経路と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２、整流ダイオードＤＨ２２、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ１の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２を充電する。
（モードｈ：ｔ２６〜２７からモードｊ：ｔ２７ｂ〜ｔ２８）
次の期間を（ｔ２６〜２７）の期間のモードｈ、（ｔ２７〜２７ｂ）の期間のモードｉ、そして（ｔ２７ｂ〜ｔ２８)の期間のモードｊと呼称するものとする。このとき、以降の図８および図９の（ｔ２６〜２７）の期間のモードｈから（ｔ２７ｂ〜ｔ２８)の期間のモードｊについては、モードｃ〜モードｅの対称動作となるため、事実上、重複する説明は省略する。定常状態においては、基本的にモードａからモードｊを基本とした繰り返し動作となる。
次の期間を（ｔ２６〜２７）の期間のモードｈ、（ｔ２７〜２７ｂ）の期間のモードｉ、そして（ｔ２７ｂ〜ｔ２８)の期間のモードｊと呼称するものとする。このとき、以降の図８および図９の（ｔ２６〜２７）の期間のモードｈから（ｔ２７ｂ〜ｔ２８)の期間のモードｊについては、モードｃ〜モードｅの対称動作となるため、事実上、重複する説明は省略する。定常状態においては、基本的にモードａからモードｊを基本とした繰り返し動作となる。
比較例１においては、本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２に流れる電流がゼロとなる期間（図３のモードＥ）に相当するモードがない。
このため、第１実施形態におけるようなスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流をゼロとすることはできない。したがって、高周波インバータの四つのスイッチング素子における二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能な第１実施形態に比較して、比較例１は、高電圧発生装置の電力効率が悪い。
このため、第１実施形態におけるようなスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流をゼロとすることはできない。したがって、高周波インバータの四つのスイッチング素子における二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能な第１実施形態に比較して、比較例１は、高電圧発生装置の電力効率が悪い。
＜本発明の第１実施形態と比較例１の特性比較：その１＞
次に、高周波インバータを非対称の電圧波形で制御した本発明の第１実施形態の高電圧発生装置と、高周波インバータを対称の電圧波形で制御した比較例１の高電圧発生装置の特性とを、図１０を参照して比較する。
図１０は、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置と、比較例１の高電圧発生装置における制御波形のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）と出力電力Ｐｘとの特性を比較して示した図である。
図１０において、横軸は出力電力Ｐｘであり、縦軸はＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）である。また、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置の特性線１００１と比較例１の高電圧発生装置の特性線１００２を示している。
次に、高周波インバータを非対称の電圧波形で制御した本発明の第１実施形態の高電圧発生装置と、高周波インバータを対称の電圧波形で制御した比較例１の高電圧発生装置の特性とを、図１０を参照して比較する。
図１０は、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置と、比較例１の高電圧発生装置における制御波形のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）と出力電力Ｐｘとの特性を比較して示した図である。
図１０において、横軸は出力電力Ｐｘであり、縦軸はＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）である。また、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置の特性線１００１と比較例１の高電圧発生装置の特性線１００２を示している。
図１０に示すように、特性線１００２で示した比較例の高電圧発生装置は、特性線１００１で示した本発明の第１実施形態の高電圧発生装置に比較して、同じ出力電力Ｐｘを発生させるためには、より大きなＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒが必要である。
しかしながら、大きなＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを達成するには、高周波特性のよい半導体素子を用いる必要がある。したがって、コストや入手しやすさ等を鑑みて半導体素子の特性をその時代にあったものを選択すれば、図１０に示すように、Ｄｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒの上限であるｄｕｔｙ ｍａｘが存在することがある。
このようにＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）に上限がある場合には、比較例１の高電圧発生装置の出力電力には限界が早く生じてしまう。それに対して、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置は、特性線１００１に示すように、比較例１の高電圧発生装置（特性線１００２）よりも大きな出力電力を発生させることができる。
しかしながら、大きなＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを達成するには、高周波特性のよい半導体素子を用いる必要がある。したがって、コストや入手しやすさ等を鑑みて半導体素子の特性をその時代にあったものを選択すれば、図１０に示すように、Ｄｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒの上限であるｄｕｔｙ ｍａｘが存在することがある。
このようにＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）に上限がある場合には、比較例１の高電圧発生装置の出力電力には限界が早く生じてしまう。それに対して、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置は、特性線１００１に示すように、比較例１の高電圧発生装置（特性線１００２）よりも大きな出力電力を発生させることができる。
＜本発明の第１実施形態と比較例１の特性比較：その２＞
本発明の第１実施形態と比較例１の特性について、一部、重複するが、あらためて整理して、比較する。
比較例１のＰＷＭ制御では、図６のモードｃに示すように、組となる二つのスイッチング素子を同時にターンオフするため、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーの一部を電源に回生する期間が発生する。
一方、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０では、図２のモードＣに示すように、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーをすべて共振コンデンサＣｐ２へ供給することが可能となる。このため、図１０に示すように、比較例１の制御波形が対称のＰＷＭ制御を用いた場合と比較して、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０の制御波形が非対称のＰＷＭ制御を用いた場合の方が同じｄｕｔｙ条件において出力電力を増加させることが可能となる。
本発明の第１実施形態と比較例１の特性について、一部、重複するが、あらためて整理して、比較する。
比較例１のＰＷＭ制御では、図６のモードｃに示すように、組となる二つのスイッチング素子を同時にターンオフするため、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーの一部を電源に回生する期間が発生する。
一方、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０では、図２のモードＣに示すように、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーをすべて共振コンデンサＣｐ２へ供給することが可能となる。このため、図１０に示すように、比較例１の制御波形が対称のＰＷＭ制御を用いた場合と比較して、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０の制御波形が非対称のＰＷＭ制御を用いた場合の方が同じｄｕｔｙ条件において出力電力を増加させることが可能となる。
また、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０では、前記したように、トランス３の二次巻線に共振コンデンサＣｐ２を備えた構成とし、フルブリッジ回路で構成された高周波インバータの四つのスイッチング素子のうちスイッチング素子Ｓ１とＳ４およびスイッチング素子Ｓ２とＳ３を組としている。そして、組となる二つのスイッチング素子のターンオンタイミングを同じとし、組となるスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間を他方のスイッチング素子のオン期間よりも長くすることにより、フルブリッジ回路の四つのスイッチング素子のうち、二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることができる（例えば図３のモードＥ）。そのため、高電圧発生装置１０の高効率化を図ることができる。
さらに、昇圧インダクタＬｅに蓄えたエネルギーのすべてを負荷側へ供給する動作モード（モードＣ）を追加することができるため、比較例１のＰＷＭ制御と比較して高電圧発生装置の大出力化を図ることができる。
さらに、昇圧インダクタＬｅに蓄えたエネルギーのすべてを負荷側へ供給する動作モード（モードＣ）を追加することができるため、比較例１のＰＷＭ制御と比較して高電圧発生装置の大出力化を図ることができる。
＜第１実施形態の効果＞
以上、本発明の第１実施形態によれば、フルブリッジ回路で構成された高周波インバータ２において、オン期間が長いスイッチング素子の遮断電流をゼロとすることが可能となるため、フルブリッジ回路の二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロに低減でき、高電圧発生装置１０の高効率化、および大出力化することができる。さらに、高効率化により冷却器の体積を低減できるため、高電圧発生装置１０の小型化が期待できる。
以上、本発明の第１実施形態によれば、フルブリッジ回路で構成された高周波インバータ２において、オン期間が長いスイッチング素子の遮断電流をゼロとすることが可能となるため、フルブリッジ回路の二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロに低減でき、高電圧発生装置１０の高効率化、および大出力化することができる。さらに、高効率化により冷却器の体積を低減できるため、高電圧発生装置１０の小型化が期待できる。
≪第２実施形態≫
次に、本発明の第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂを図１１〜図１７を参照して説明する。本発明の第２実施形態は、比較例１および後記する比較例２のＰＷＭ制御と比較して、スイッチング損失を低減しながら、軽負荷領域における出力範囲を拡大する高電圧発生装置である。
図１１は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの回路構成の一例を示す図である。図１１に示す高電圧発生装置１０Ｂの回路構成が図１に示す高電圧発生装置１０の回路構成と異なる点は、制御装置５に後記する出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力していることである。そして、この出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１に基づいて、制御装置５がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御して、ゲート信号のパルスパターン（ＶＧ１〜ＶＧ４）を生成することである。
次に、本発明の第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂを図１１〜図１７を参照して説明する。本発明の第２実施形態は、比較例１および後記する比較例２のＰＷＭ制御と比較して、スイッチング損失を低減しながら、軽負荷領域における出力範囲を拡大する高電圧発生装置である。
図１１は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの回路構成の一例を示す図である。図１１に示す高電圧発生装置１０Ｂの回路構成が図１に示す高電圧発生装置１０の回路構成と異なる点は、制御装置５に後記する出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力していることである。そして、この出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１に基づいて、制御装置５がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御して、ゲート信号のパルスパターン（ＶＧ１〜ＶＧ４）を生成することである。
なお、図１１において、出力電圧指令値Ｖｘ１、出力電流指令値Ｉｘ１を併せて、出力指令値Ｖｘ１、Ｉｘ１と表記している。
図１１に示す高電圧発生装置１０Ｂの前記した制御装置５に出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力していること以外の他の回路構成は、図１に示す高電圧発生装置１０と概ね同じであるので、重複する説明は省略する。
図１１に示す高電圧発生装置１０Ｂの前記した制御装置５に出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力していること以外の他の回路構成は、図１に示す高電圧発生装置１０と概ね同じであるので、重複する説明は省略する。
＜高電圧発生装置１０Ｂの動作＞
図１２〜図１７を参照して、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置の動作を説明する。
なお、図１２は、本実施形態２の高電圧発生装置の動作を説明するフローチャートである。図１３は、本実施形態２の高電圧発生装置の出力電力とｄｕｔｙの関係を示した図である。図１４〜図１６は本実施形態２の高電圧発生装置の回路動作を説明する図である。図１７は本実施形態２の高電圧発生装置の動作波形を説明する図である。これらの図を順に参照して説明する。
図１２〜図１７を参照して、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置の動作を説明する。
なお、図１２は、本実施形態２の高電圧発生装置の動作を説明するフローチャートである。図１３は、本実施形態２の高電圧発生装置の出力電力とｄｕｔｙの関係を示した図である。図１４〜図１６は本実施形態２の高電圧発生装置の回路動作を説明する図である。図１７は本実施形態２の高電圧発生装置の動作波形を説明する図である。これらの図を順に参照して説明する。
＜高電圧発生装置１０Ｂの動作を説明するフローチャート＞
前記したように、図１２は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置の動作を説明フローチャートである。なお、図１２におけるＳ１０１〜Ｓ１０７は、ステップＳ１０１〜ステップＳ１０７を示している。
前記したように、図１２は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置の動作を説明フローチャートである。なお、図１２におけるＳ１０１〜Ｓ１０７は、ステップＳ１０１〜ステップＳ１０７を示している。
《ステップＳ１０１》
ステップＳ１０１においては、制御装置５に外部（不図示）から高電圧発生装置の出力電力に関わる出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力される。
出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力されると、これらの出力指令に基づいてｄｕｔｙを可変するステップＳ１０２に移行する。
ステップＳ１０１においては、制御装置５に外部（不図示）から高電圧発生装置の出力電力に関わる出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力される。
出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力されると、これらの出力指令に基づいてｄｕｔｙを可変するステップＳ１０２に移行する。
《ステップＳ１０２》
ステップＳ１０２では、高電圧発生装置１０Ｂの出力電圧Ｖｘ、および出力電流Ｉｘが出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１にそれぞれ追従するようにｄｕｔｙ１を算出する。ｄｕｔｙ１（式１）の決定にはＰＩ制御（Proportinal＜比例＞、Integral＜積分＞制御）などが用いられる。
そして、ステップＳ１０３に進む。
ステップＳ１０２では、高電圧発生装置１０Ｂの出力電圧Ｖｘ、および出力電流Ｉｘが出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１にそれぞれ追従するようにｄｕｔｙ１を算出する。ｄｕｔｙ１（式１）の決定にはＰＩ制御（Proportinal＜比例＞、Integral＜積分＞制御）などが用いられる。
そして、ステップＳ１０３に進む。
《ステップＳ１０３》
ステップＳ１０３では、ステップＳ１０２において決定されたｄｕｔｙ１とあらかじめ決められた閾値ｄｕｔｙ ｍｉｎとを比較する。
ｄｕｔｙ１＞ｄｕｔｙ ｍｉｎ
の場合（Ｎｏ）には、ステップＳ１０４へ移行する。
また、ｄｕｔｙ１≦ｄｕｔｙ ｍｉｎ
の場合（Ｙｅｓ）には、ステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０３では、ステップＳ１０２において決定されたｄｕｔｙ１とあらかじめ決められた閾値ｄｕｔｙ ｍｉｎとを比較する。
ｄｕｔｙ１＞ｄｕｔｙ ｍｉｎ
の場合（Ｎｏ）には、ステップＳ１０４へ移行する。
また、ｄｕｔｙ１≦ｄｕｔｙ ｍｉｎ
の場合（Ｙｅｓ）には、ステップＳ１０５に進む。
《ステップＳ１０４》
ステップ１０４では、ｄｕｔｙ２（式２）をあらかじめ決定した所定の値ｄｕｔｙ ｍａｘに設定する。そして、ステップＳ１０２で算出したｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２とにより、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ与える第１型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を生成する。
そして、ステップＳ１０７に進む。
ステップ１０４では、ｄｕｔｙ２（式２）をあらかじめ決定した所定の値ｄｕｔｙ ｍａｘに設定する。そして、ステップＳ１０２で算出したｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２とにより、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ与える第１型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を生成する。
そして、ステップＳ１０７に進む。
《ステップＳ１０５》
ステップ１０５では、ｄｕｔｙ１をあらかじめ決定していた所定の値（閾値）ｄｕｔｙｍｉｎに設定し、ｄｕｔｙ２を算出する。
なお、ｄｕｔｙ２は、ＰＩ制御などを用いて高電圧発生装置の出力電圧Ｖｘ、および出力電流Ｉｘが出力指令（出力電圧指令、出力電流指令）Ｖｘ１、Ｉｘ１に追従するように算出される。
そして、ステップＳ１０６に進む。
ステップ１０５では、ｄｕｔｙ１をあらかじめ決定していた所定の値（閾値）ｄｕｔｙｍｉｎに設定し、ｄｕｔｙ２を算出する。
なお、ｄｕｔｙ２は、ＰＩ制御などを用いて高電圧発生装置の出力電圧Ｖｘ、および出力電流Ｉｘが出力指令（出力電圧指令、出力電流指令）Ｖｘ１、Ｉｘ１に追従するように算出される。
そして、ステップＳ１０６に進む。
《ステップＳ１０６》
ステップ１０６では、ステップ１０５で決定したｄｕｔｙ２と、ｄｕｔｙ１を用いて高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ与える第２型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を生成する。
そして、ステップＳ１０７に進む。
ステップ１０６では、ステップ１０５で決定したｄｕｔｙ２と、ｄｕｔｙ１を用いて高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ与える第２型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を生成する。
そして、ステップＳ１０７に進む。
《ステップＳ１０７》
ステップ１０７では、ステップ１０４で生成された第１型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、もしくはステップ１０６で生成された第２型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４に基づき、制御装置５が高周波インバータ２を駆動する。
ステップ１０７では、ステップ１０４で生成された第１型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、もしくはステップ１０６で生成された第２型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４に基づき、制御装置５が高周波インバータ２を駆動する。
＜ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の選択＞
図１２に示したフローチャートにおいて、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の算出について説明したが、図１３を参照してｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の算出について、補足説明する。
図１３は、前記したように、図１２に示すフローチャートに示されているｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ ｍｉｎ、ｄｕｔｙ ｍａｘのＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）と高電圧発生装置１０Ｂの出力電力との関係を示す図である。
図１３において、横軸は高電圧発生装置１０Ｂの出力電力であり、縦軸はＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）である。また、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の特性線が図示されている。
図１３は、高電圧発生装置１０Ｂの出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が軽負荷領域の場合に、軽負荷領域の制御範囲を拡大する際に適用される特性図である。
図１３に示すように、ｄｕｔｙに関しては、ｄｕｔｙ１の下限のｄｕｔｙ ｍｉｎと、ｄｕｔｙ２の上限のｄｕｔｙ ｍａｘがある。
この条件を満たしながら、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２を算出、決定するのが前記した図１２のフローチャートである。
図１２に示したフローチャートにおいて、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の算出について説明したが、図１３を参照してｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の算出について、補足説明する。
図１３は、前記したように、図１２に示すフローチャートに示されているｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ ｍｉｎ、ｄｕｔｙ ｍａｘのＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）と高電圧発生装置１０Ｂの出力電力との関係を示す図である。
図１３において、横軸は高電圧発生装置１０Ｂの出力電力であり、縦軸はＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）である。また、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の特性線が図示されている。
図１３は、高電圧発生装置１０Ｂの出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が軽負荷領域の場合に、軽負荷領域の制御範囲を拡大する際に適用される特性図である。
図１３に示すように、ｄｕｔｙに関しては、ｄｕｔｙ１の下限のｄｕｔｙ ｍｉｎと、ｄｕｔｙ２の上限のｄｕｔｙ ｍａｘがある。
この条件を満たしながら、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２を算出、決定するのが前記した図１２のフローチャートである。
＜高電圧発生装置１０Ｂの回路動作＞
次に、図１４〜図１６、および図１７を参照して、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの回路動作を説明する。なお、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの動作は、軽負荷領域の制御範囲を拡大することに特徴がある。
図１４〜図１６は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの動作において、高電圧発生装置１０Ｂの各回路に流れる電流の経路例を示す図である。なお、図１４は、モードＡ〜モードＤについて、図１５は、モードＥ〜モードＨについて、図１６は、モードＩ〜モードＬについて、それぞれ示している。
図１４〜図１６は、表記上の都合により、分けて表記しているが、図１４〜図１６を併せて、モードＡ〜モードＬを示している。また、図１４〜図１６において、直流電源をＶｄｃ１と表記している。
次に、図１４〜図１６、および図１７を参照して、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの回路動作を説明する。なお、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの動作は、軽負荷領域の制御範囲を拡大することに特徴がある。
図１４〜図１６は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの動作において、高電圧発生装置１０Ｂの各回路に流れる電流の経路例を示す図である。なお、図１４は、モードＡ〜モードＤについて、図１５は、モードＥ〜モードＨについて、図１６は、モードＩ〜モードＬについて、それぞれ示している。
図１４〜図１６は、表記上の都合により、分けて表記しているが、図１４〜図１６を併せて、モードＡ〜モードＬを示している。また、図１４〜図１６において、直流電源をＶｄｃ１と表記している。
また、図１７は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの動作において、高電圧発生装置１０Ｂの各回路に電圧波形および電流波形の例を示す図である。
なお、図１７において、横軸はｔ３０〜ｔ４０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図１７において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
なお、図１７において、横軸はｔ３０〜ｔ４０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図１７において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
＜図１４〜図１６と図１７との関係＞
図１４におけるモードＡは、図１７におけるｔ３０〜ｔ３１に対応する。
図１４におけるモードＢは、図１７におけるｔ３１〜ｔ３２に対応する。
図１４におけるモードＣは、図１７におけるｔ３２〜ｔ３３に対応する。
図１４におけるモードＤは、図１７におけるｔ３３〜ｔ３４に対応する。
図１５におけるモードＥは、図１７におけるｔ３４〜ｔ３５に対応する。
図１５におけるモードＦは、図１７におけるｔ３５〜ｔ３６に対応する。
図１５におけるモードＧは、図１７におけるｔ３６〜ｔ３７に対応する。
図１５におけるモードＨは、図１７におけるｔ３７〜ｔ３８に対応する。
図１６におけるモードＩは、図１７におけるｔ３８〜ｔ３９に対応する。
図１６におけるモードＪは、図１７におけるｔ３９〜ｔ４０に対応する。
図１６におけるモードＫは、図１７におけるｔ４０〜ｔ４１に対応する。
図１６におけるモードＬは、図１７におけるｔ４１〜ｔ４２に対応する。
図１４におけるモードＡは、図１７におけるｔ３０〜ｔ３１に対応する。
図１４におけるモードＢは、図１７におけるｔ３１〜ｔ３２に対応する。
図１４におけるモードＣは、図１７におけるｔ３２〜ｔ３３に対応する。
図１４におけるモードＤは、図１７におけるｔ３３〜ｔ３４に対応する。
図１５におけるモードＥは、図１７におけるｔ３４〜ｔ３５に対応する。
図１５におけるモードＦは、図１７におけるｔ３５〜ｔ３６に対応する。
図１５におけるモードＧは、図１７におけるｔ３６〜ｔ３７に対応する。
図１５におけるモードＨは、図１７におけるｔ３７〜ｔ３８に対応する。
図１６におけるモードＩは、図１７におけるｔ３８〜ｔ３９に対応する。
図１６におけるモードＪは、図１７におけるｔ３９〜ｔ４０に対応する。
図１６におけるモードＫは、図１７におけるｔ４０〜ｔ４１に対応する。
図１６におけるモードＬは、図１７におけるｔ４１〜ｔ４２に対応する。
＜モードＡ〜モードＬ：ｔ０〜ｔ４２の詳細な動作と波形＞
次に、図１４〜図１６と図１７を参照して、モードＡ〜モードＬ：ｔ０〜ｔ４２の詳細な動作と波形について説明する。なお、この期間は、軽負荷時の回路動作を示している。
次に、図１４〜図１６と図１７を参照して、モードＡ〜モードＬ：ｔ０〜ｔ４２の詳細な動作と波形について説明する。なお、この期間は、軽負荷時の回路動作を示している。
（モードＡ：ｔ３０〜ｔ３１）
図１４に示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。このとき、共振コンデンサＣｐ２からトランス３の励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３０〜ｔ３１の期間である。
図１４に示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。このとき、共振コンデンサＣｐ２からトランス３の励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３０〜ｔ３１の期間である。
（モードＢ：ｔ３１〜ｔ３２）
モードＡにおいて、スイッチング素子Ｓ１をターンオフするとモードＢへ移行する。
図１４に示すように、モードＢでは、スイッチング素子Ｓ１はオフ、スイッチング素子Ｓ４はオンであって、トランス一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３１〜ｔ３２の期間である。
モードＡにおいて、スイッチング素子Ｓ１をターンオフするとモードＢへ移行する。
図１４に示すように、モードＢでは、スイッチング素子Ｓ１はオフ、スイッチング素子Ｓ４はオンであって、トランス一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３１〜ｔ３２の期間である。
（モードＣ：ｔ３２〜ｔ３３）
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフすると、モードＣへ移行する。
図１４に示すように、モードＣでは、スイッチング素子Ｓ４はオフであって、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。そして、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーは、共振コンデンサＣｐ２と電源へ供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３２〜ｔ３３の期間である。
モードＣにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードＤへ移行する。
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフすると、モードＣへ移行する。
図１４に示すように、モードＣでは、スイッチング素子Ｓ４はオフであって、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。そして、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーは、共振コンデンサＣｐ２と電源へ供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３２〜ｔ３３の期間である。
モードＣにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードＤへ移行する。
（モードＤ：ｔ３３〜ｔ３４）
図１４に示すように、モードＤでは、トランス３の一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れている。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３３〜ｔ３４の期間である。
モードＤの状態で、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになるとモードＥへ移行する。
図１４に示すように、モードＤでは、トランス３の一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れている。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３３〜ｔ３４の期間である。
モードＤの状態で、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになるとモードＥへ移行する。
（モードＥ：ｔ３４〜ｔ３５）
図１５に示すように、モードＥでは、すべてのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態である。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３４〜ｔ３５の期間である。
モードＥにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１よりも低くなるとモードＦへ移行する。
図１５に示すように、モードＥでは、すべてのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態である。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３４〜ｔ３５の期間である。
モードＥにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１よりも低くなるとモードＦへ移行する。
（モードＦ：ｔ３５〜ｔ３６）
図１５に示すように、モードＦでは、すべてのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態である。
そして、トランス３には共振コンデンサＣｐ２から励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３５〜ｔ３６の期間である。
モードＦの状態で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンするとモードＧへ移行する。
図１５に示すように、モードＦでは、すべてのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態である。
そして、トランス３には共振コンデンサＣｐ２から励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３５〜ｔ３６の期間である。
モードＦの状態で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンするとモードＧへ移行する。
（モードＧ：ｔ３６〜ｔ３７）
図１５に示すように、モードＧでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン状態であり、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３６〜ｔ３７の期間である。
モードＧの状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオフするとモードＨへ移行する。
図１５に示すように、モードＧでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン状態であり、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３６〜ｔ３７の期間である。
モードＧの状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオフするとモードＨへ移行する。
（モードＨ：ｔ３７〜ｔ３８）
図１５に示すように、モードＨでは、スイッチング素子Ｓ２のみがオン状態であり、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ２、逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅの経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３７〜ｔ３８の期間である。
モードＨの状態で、スイッチング素子Ｓ２をターンオフするとモードＩへ移行する。
図１５に示すように、モードＨでは、スイッチング素子Ｓ２のみがオン状態であり、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ２、逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅの経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３７〜ｔ３８の期間である。
モードＨの状態で、スイッチング素子Ｓ２をターンオフするとモードＩへ移行する。
（モードＩ：ｔ３８〜ｔ３９〜モードＬ：ｔ４１〜ｔ４２））
以降のモードＩ（ｔ３８〜ｔ３９）〜モードＬ（ｔ４１〜ｔ４２）は、モードＣ〜モードＦの対称動作であって、事実上、重複するので詳細な説明は省略する。
定常状態ではモードＡ〜モードＬを基本とした繰り返し動作となる。
以降のモードＩ（ｔ３８〜ｔ３９）〜モードＬ（ｔ４１〜ｔ４２）は、モードＣ〜モードＦの対称動作であって、事実上、重複するので詳細な説明は省略する。
定常状態ではモードＡ〜モードＬを基本とした繰り返し動作となる。
＜比較例２＞
次に比較例２として、制御波形が対称的なＰＷＭ制御の例について説明する。これは、前記した第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂが、比較例２の制御波形が対称的なＰＷＭ制御の方法に比較して、軽負荷領域で効果的であることを示すためである。
図１８は、制御波形が対称的なＰＷＭ制御をする比較例２の高電圧発生装置の各回路における電圧波形と電流波形の例を示す図である。なお、比較例２の高電圧発生装置の回路構成そのものは、図１と同等であるとする。ただし、比較例２の高電圧発生装置の制御方法は、本発明の第１実施形態、および第２実施形態とは異なる。
また、図１８において、横軸はｔ５０〜ｔ６０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータのゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。また、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
次に比較例２として、制御波形が対称的なＰＷＭ制御の例について説明する。これは、前記した第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂが、比較例２の制御波形が対称的なＰＷＭ制御の方法に比較して、軽負荷領域で効果的であることを示すためである。
図１８は、制御波形が対称的なＰＷＭ制御をする比較例２の高電圧発生装置の各回路における電圧波形と電流波形の例を示す図である。なお、比較例２の高電圧発生装置の回路構成そのものは、図１と同等であるとする。ただし、比較例２の高電圧発生装置の制御方法は、本発明の第１実施形態、および第２実施形態とは異なる。
また、図１８において、横軸はｔ５０〜ｔ６０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータのゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。また、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
図１８においては、高周波インバータのゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４の制御波形が対称的なＰＷＭ制御となっている。
例えば、本発明の第２実施形態に係る図１７の期間ｔ３０〜ｔ３１と、比較例２に係る図１８の期間ｔ５０〜ｔ５１とを、比較すれば、図１７の期間ｔ３０〜ｔ３１の方が流れる電流量が少ない。
すなわち、本発明の第２実施形態の方が、比較例２に比較して、スイッチング素子の遮断電流（ＩＱ１）を低減されていることが示されている。
このスイッチング素子の遮断電流（ＩＱ１）を低減は、本発明の第２実施形態が、組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のｄｕｔｙを小さくすることができることに起因している。
例えば、本発明の第２実施形態に係る図１７の期間ｔ３０〜ｔ３１と、比較例２に係る図１８の期間ｔ５０〜ｔ５１とを、比較すれば、図１７の期間ｔ３０〜ｔ３１の方が流れる電流量が少ない。
すなわち、本発明の第２実施形態の方が、比較例２に比較して、スイッチング素子の遮断電流（ＩＱ１）を低減されていることが示されている。
このスイッチング素子の遮断電流（ＩＱ１）を低減は、本発明の第２実施形態が、組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のｄｕｔｙを小さくすることができることに起因している。
＜第２実施形態と第１実施形態の相違点＞
また、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂと第１実施形態の高電圧発生装置１０との相違を補足説明する。
第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂと第１実施形態の高電圧発生装置１０とは異なり、高周波インバータ２の組となる二つのスイッチング素子のうち一方のオン期間すなわちｄｕｔｙ１が閾値（ｄｕｔｙ ｍｉｍ）以下となると、ｄｕｔｙ１をあらかじめ決定された所定の値（ｄｕｔｙ ｍｉｍ）に固定として、他方のスイッチング素子のオン期間すなわちｄｕｔｙ２を可変することにより出力電力を制御する。
この方法により、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂは、第１実施形態の高電圧発生装置１０よりも、軽負荷領域の制御範囲を拡大することができる。
また、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂと第１実施形態の高電圧発生装置１０との相違を補足説明する。
第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂと第１実施形態の高電圧発生装置１０とは異なり、高周波インバータ２の組となる二つのスイッチング素子のうち一方のオン期間すなわちｄｕｔｙ１が閾値（ｄｕｔｙ ｍｉｍ）以下となると、ｄｕｔｙ１をあらかじめ決定された所定の値（ｄｕｔｙ ｍｉｍ）に固定として、他方のスイッチング素子のオン期間すなわちｄｕｔｙ２を可変することにより出力電力を制御する。
この方法により、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂは、第１実施形態の高電圧発生装置１０よりも、軽負荷領域の制御範囲を拡大することができる。
＜第２実施形態の効果＞
以上のように、本発明の第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの非対称の波形による制御方法は、同じ出力電力条件において、比較例２の高電圧発生装置のＰＷＭ制御方法と比較して、組となる二つのスイッチング素子において、一方のスイッチング素子のｄｕｔｙを小さくすることができるため、スイッチング素子の遮断電流を低減することが可能となり、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、スイッチング損失を低減しながら、軽負荷領域の制御範囲を拡大することができる。
以上のように、本発明の第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの非対称の波形による制御方法は、同じ出力電力条件において、比較例２の高電圧発生装置のＰＷＭ制御方法と比較して、組となる二つのスイッチング素子において、一方のスイッチング素子のｄｕｔｙを小さくすることができるため、スイッチング素子の遮断電流を低減することが可能となり、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、スイッチング損失を低減しながら、軽負荷領域の制御範囲を拡大することができる。
≪第３実施形態≫
本発明の第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃについて説明する。
図１９は、本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｃの回路構成の一例を示す図である。
本発明の第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃについて説明する。
図１９は、本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｃの回路構成の一例を示す図である。
＜高電圧発生装置１０Ｃの概要＞
第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃは、高周波インバータ２と、トランス３２と、整流回路４２と、制御装置５と、を備えて構成されている。
高周波インバータ２、および制御装置５については、図１１で示した第２実施形態と同様であるので、重複する説明は省略する。
第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃは、高周波インバータ２と、トランス３２と、整流回路４２と、制御装置５と、を備えて構成されている。
高周波インバータ２、および制御装置５については、図１１で示した第２実施形態と同様であるので、重複する説明は省略する。
《トランス３２》
図１９におけるトランス３２の一次側は、図１１に示したトランス３と同じである。
トランス３２の二次側は、第１の二次巻線Ｎ２１と第２の二次巻線Ｎ２２が直列に接続されている。また、第１の二次巻線Ｎ２１に並列に共振コンデンサＣｐ２１が接続され、第２の二次巻線Ｎ２２に並列に共振コンデンサＣｐ２２が接続されている。共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２は、図１１において、トランス３の外部に接続された共振コンデンサＣｐ２と概ね同様の作用をする。
トランス３２は、二次側に出力端子１３５，１３６，１３７を有している。そして、出力端子１３５，１３６との間に第１の二次巻線Ｎ２１の両端に電圧を出力し、出力端子１３６，１３７との間に第２の二次巻線Ｎ２２の両端に電圧を出力する。
図１９におけるトランス３２の一次側は、図１１に示したトランス３と同じである。
トランス３２の二次側は、第１の二次巻線Ｎ２１と第２の二次巻線Ｎ２２が直列に接続されている。また、第１の二次巻線Ｎ２１に並列に共振コンデンサＣｐ２１が接続され、第２の二次巻線Ｎ２２に並列に共振コンデンサＣｐ２２が接続されている。共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２は、図１１において、トランス３の外部に接続された共振コンデンサＣｐ２と概ね同様の作用をする。
トランス３２は、二次側に出力端子１３５，１３６，１３７を有している。そして、出力端子１３５，１３６との間に第１の二次巻線Ｎ２１の両端に電圧を出力し、出力端子１３６，１３７との間に第２の二次巻線Ｎ２２の両端に電圧を出力する。
《整流回路４２》
整流回路４２は、図１で前記した正弦波の半波に対応するＣＣＷ回路を上下の２段に用いて、全波に対応する２段の全波整流型ＣＣＷ増幅器の構成をとっている。
すなわち、整流ダイオードＤＨ１，ＤＨ３，ＤＨ５，ＤＨ７と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ３と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２と有して、上側に２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器を構成している。また、整流ダイオードＤＨ２，ＤＨ４，ＤＨ６，ＤＨ８と、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ４と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２と有して、下側に２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器を構成している。なお、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２は、上下の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器で共用している。
整流回路４２は、入力端子１４５，１４６，１４７を有している。そして、入力端子１４５，１４６にトランス３２の出力端子１３５，１３６の正弦波が入力している。また、入力端子１４６，１４７にトランス３２の出力端子１３６，１３７の正弦波が入力している。これらは、前記した上側の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器と下側の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器とによって、全波が整流されて、整流回路４２の出力端子１４９から直流電圧が出力され、負荷６に供給される。
整流回路４２は、図１で前記した正弦波の半波に対応するＣＣＷ回路を上下の２段に用いて、全波に対応する２段の全波整流型ＣＣＷ増幅器の構成をとっている。
すなわち、整流ダイオードＤＨ１，ＤＨ３，ＤＨ５，ＤＨ７と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ３と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２と有して、上側に２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器を構成している。また、整流ダイオードＤＨ２，ＤＨ４，ＤＨ６，ＤＨ８と、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ４と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２と有して、下側に２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器を構成している。なお、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２は、上下の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器で共用している。
整流回路４２は、入力端子１４５，１４６，１４７を有している。そして、入力端子１４５，１４６にトランス３２の出力端子１３５，１３６の正弦波が入力している。また、入力端子１４６，１４７にトランス３２の出力端子１３６，１３７の正弦波が入力している。これらは、前記した上側の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器と下側の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器とによって、全波が整流されて、整流回路４２の出力端子１４９から直流電圧が出力され、負荷６に供給される。
＜第３実施形態の効果＞
第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃは、図１９に示すように、整流回路４２を全波に対応する２段の全波整流型ＣＣＷ増幅器の構成をとっている。また、トランス３２の二次側を巻線Ｎ２１，Ｎ２２とすると共に、共振コンデンサＣｐ２１、Ｃｐ２２をそれぞれ巻線Ｎ２１，Ｎ２２に並列に接続している。そして、トランス３２の二次側の巻線Ｎ２１、Ｎ２２から整流回路４２へ、それぞれ交流電圧（電力）を供給している。
そのため、整流回路４２では全波の整流が行われるため、電力の伝達効率が向上すると共に、リップル電圧などのノイズが低減する効果がある。
第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃは、図１９に示すように、整流回路４２を全波に対応する２段の全波整流型ＣＣＷ増幅器の構成をとっている。また、トランス３２の二次側を巻線Ｎ２１，Ｎ２２とすると共に、共振コンデンサＣｐ２１、Ｃｐ２２をそれぞれ巻線Ｎ２１，Ｎ２２に並列に接続している。そして、トランス３２の二次側の巻線Ｎ２１、Ｎ２２から整流回路４２へ、それぞれ交流電圧（電力）を供給している。
そのため、整流回路４２では全波の整流が行われるため、電力の伝達効率が向上すると共に、リップル電圧などのノイズが低減する効果がある。
≪第４実施形態：Ｘ線画像診断装置、Ｘ線ＣＴ装置≫
次に、本発明の第１実施形態〜第３実施形態の高電圧発生装置の応用例として、いずれかの高電圧発生装置を搭載したＸ線画像診断装置を、Ｘ線ＣＴ装置を例にとって説明する。
次に、本発明の第１実施形態〜第３実施形態の高電圧発生装置の応用例として、いずれかの高電圧発生装置を搭載したＸ線画像診断装置を、Ｘ線ＣＴ装置を例にとって説明する。
《Ｘ線ＣＴ装置》
図２０は、本発明の第４実施形態に係るＸ線画像診断装置（Ｘ線ＣＴ装置）の構成例を示す図である。
図２０において、Ｘ線ＣＴ装置２００は、撮影手段３００と、画像生成部４００と、入力手段５００とを備えている。
また、撮影手段３００は、Ｘ線発生部３１０、Ｘ線検出部３２０、ガントリー３３０、撮影制御部３４０、および被写体搭載用テーブル３７１を備えている。
図２０は、本発明の第４実施形態に係るＸ線画像診断装置（Ｘ線ＣＴ装置）の構成例を示す図である。
図２０において、Ｘ線ＣＴ装置２００は、撮影手段３００と、画像生成部４００と、入力手段５００とを備えている。
また、撮影手段３００は、Ｘ線発生部３１０、Ｘ線検出部３２０、ガントリー３３０、撮影制御部３４０、および被写体搭載用テーブル３７１を備えている。
撮影手段３００におけるＸ線発生部３１０は、Ｘ線管３０７と、本発明の第１実施形態（または、第２実施形態〜第３実施形態）の高電圧発生装置１０を備えている。高電圧発生装置１０で発生した直流の高電圧を、負荷であるＸ線管３０７に供給することによって、Ｘ線管３０７からＸ線が照射される。
また、Ｘ線検出部３２０は、Ｘ線検出器３２１を備えている。
また、ガントリー（Gantry：溝台）３３０の中央には、被写体６００および被写体搭載用テーブル３７１を配置するための円形の開口部３３１が設けられている。ガントリー３３０内には、Ｘ線管３０７と高電圧発生装置１０、およびＸ線検出器３２１を搭載する回転板３３２と、回転板３３２を回転させるための駆動機構（不図示）とを備えている。
また、被写体搭載用テーブル３７１には、ガントリー３３０に対する被写体６００の位置を調整するための駆動機構（不図示）が備えられている。
また、Ｘ線検出部３２０は、Ｘ線検出器３２１を備えている。
また、ガントリー（Gantry：溝台）３３０の中央には、被写体６００および被写体搭載用テーブル３７１を配置するための円形の開口部３３１が設けられている。ガントリー３３０内には、Ｘ線管３０７と高電圧発生装置１０、およびＸ線検出器３２１を搭載する回転板３３２と、回転板３３２を回転させるための駆動機構（不図示）とを備えている。
また、被写体搭載用テーブル３７１には、ガントリー３３０に対する被写体６００の位置を調整するための駆動機構（不図示）が備えられている。
また、撮影制御部３４０は、Ｘ線管３０７（または高電圧発生装置１０）を制御するＸ線制御器３４１、回転板３３２の回転駆動を制御するガントリー制御器３４２、被写体搭載用テーブル３７１の駆動を制御するテーブル制御器３４３、Ｘ線検出器３２１の撮像を制御する検出器制御器３４４、およびＸ線制御器３４１、ガントリー制御器３４２、テーブル制御器３４３、検出器制御器３４４の動作の流れを制御する統括制御器３４５を含んでいる。
画像生成部４００は、信号収集部４１０、データ補正部４２０および画像表示部４４０を備えている。
信号収集部４１０は、データ収集システム（ＤＡＳ：Data Acquisition System）４１１を含んでいる。データ収集システム４１１は、前記したＸ線検出器３２１の検出結果をディジタル信号に変換する。
データ補正部４２０における再構成処理部４３０は、中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）４２１、メモリ４２２およびＨＤＤ（Hard disk drive）装置４２３を含む。中央処理装置４２１およびメモリ４２２において、所定のプログラムを展開・起動することで補正演算、画像の再構成処理などの各種処理を行う。ＨＤＤ装置４２３は、データの保存や入出力を行う。
画像表示部４４０は、液晶ディスプレイやＣＲＴ（Cathode Ray Tube）等の画像表示モニタ４４１を備えて構成される。
信号収集部４１０は、データ収集システム（ＤＡＳ：Data Acquisition System）４１１を含んでいる。データ収集システム４１１は、前記したＸ線検出器３２１の検出結果をディジタル信号に変換する。
データ補正部４２０における再構成処理部４３０は、中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）４２１、メモリ４２２およびＨＤＤ（Hard disk drive）装置４２３を含む。中央処理装置４２１およびメモリ４２２において、所定のプログラムを展開・起動することで補正演算、画像の再構成処理などの各種処理を行う。ＨＤＤ装置４２３は、データの保存や入出力を行う。
画像表示部４４０は、液晶ディスプレイやＣＲＴ（Cathode Ray Tube）等の画像表示モニタ４４１を備えて構成される。
また、入力手段５００における撮影条件入力部５１０は、キーボード５１１、マウス５１２、モニタ５１３を有して構成されている。
＜第４実施形態の効果＞
以上の構成によって、Ｘ線ＣＴ装置２００は動作するが、Ｘ線発生部３１０において、Ｘ線管３０７の電源として、本発明の第１実施形態（または、第２実施形態、第３実施形態）の高電圧発生装置１０を用いているので、低消費電力、かつ良好な特性のＸ線ＣＴ装置（Ｘ線画像診断装置）が得られるという効果がある。
以上の構成によって、Ｘ線ＣＴ装置２００は動作するが、Ｘ線発生部３１０において、Ｘ線管３０７の電源として、本発明の第１実施形態（または、第２実施形態、第３実施形態）の高電圧発生装置１０を用いているので、低消費電力、かつ良好な特性のＸ線ＣＴ装置（Ｘ線画像診断装置）が得られるという効果がある。
≪その他の実施形態≫
なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
《スイッチング素子のオン期間》
第１実施形態では、スイッチング素子Ｓ１に対してスイッチング素子Ｓ４、スイッチング素子Ｓ３に対してスイッチング素子Ｓ２のオン期間が長くなるように動作させることで、フルブリッジ回路におけるスイッチングアーム間の損失の平均化を図っている。しかし、この方法に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｓ４に対して、スイッチング素子Ｓ１のオン期間を長くし、スイッチング素子Ｓ３に対してスイッチング素子Ｓ２のオン期間が長くなるように動作させてもよい。
さらに、組となる二つのスイッチング素子のうちオン期間が長いスイッチング素子を周期的に交互に入れ替えることにより損失の平均化を図ることができる。
また、第１実施形態では、スイッチング素子Ｓ４とスイッチング素子Ｓ２のオン期間が等しくなるように動作させているが、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３に対してオン期間が長ければ二つのスイッチング素子のオン期間が異なるように動作させてもよい。
第１実施形態では、スイッチング素子Ｓ１に対してスイッチング素子Ｓ４、スイッチング素子Ｓ３に対してスイッチング素子Ｓ２のオン期間が長くなるように動作させることで、フルブリッジ回路におけるスイッチングアーム間の損失の平均化を図っている。しかし、この方法に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｓ４に対して、スイッチング素子Ｓ１のオン期間を長くし、スイッチング素子Ｓ３に対してスイッチング素子Ｓ２のオン期間が長くなるように動作させてもよい。
さらに、組となる二つのスイッチング素子のうちオン期間が長いスイッチング素子を周期的に交互に入れ替えることにより損失の平均化を図ることができる。
また、第１実施形態では、スイッチング素子Ｓ４とスイッチング素子Ｓ２のオン期間が等しくなるように動作させているが、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３に対してオン期間が長ければ二つのスイッチング素子のオン期間が異なるように動作させてもよい。
例えば、組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間を固定とし、他方のスイッチング素子のオン期間を可変してもよい。このようにスイッチング素子のオン期間を可変することにより、トランスへ供給する電力を制御する。
また、オン期間を固定とするスイッチング素子のオン期間が、オン期間を可変とするスイッチング素子のオン期間よりも長くしてもよい。
また、組となる二つのスイッチング素子におけるオン期間が長い方のスイッチング素子のオン期間を可変する方法もある。
また、制御装置（制御手段）５へ入力される出力電圧、または出力電流の指令値（Ｖｘ１，Ｉｘ１）が所定の値より小さい場合に、組となる二つのスイッチング素子におけるオン期間が長いスイッチング素子のオン期間を可変するにする方法もある。
また、組となる二つのスイッチング素子において、一方のオン期間が短いスイッチング素子のオン期間が所定の値となった後に、他方のスイッチング素子のオン期間を可変にすることでトランス３へ供給する電力を制御する方法もある。
また、オン期間を固定とするスイッチング素子のオン期間が、オン期間を可変とするスイッチング素子のオン期間よりも長くしてもよい。
また、組となる二つのスイッチング素子におけるオン期間が長い方のスイッチング素子のオン期間を可変する方法もある。
また、制御装置（制御手段）５へ入力される出力電圧、または出力電流の指令値（Ｖｘ１，Ｉｘ１）が所定の値より小さい場合に、組となる二つのスイッチング素子におけるオン期間が長いスイッチング素子のオン期間を可変するにする方法もある。
また、組となる二つのスイッチング素子において、一方のオン期間が短いスイッチング素子のオン期間が所定の値となった後に、他方のスイッチング素子のオン期間を可変にすることでトランス３へ供給する電力を制御する方法もある。
《整流回路》
図１を参照して説明した第１実施形態における整流回路４は、４個のコンデンサ（ＣＨ１，ＣＨ２，Ｃｍ１，Ｃｍ２）と４個のダイオード（ＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２）の半波の２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路である。
また、図１９を参照して説明した第３実施形態における整流回路４２は、６個のコンデンサ（ＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３，ＣＨ４，Ｃｍ１，Ｃｍ２）と８個のダイオード（ＤＨ１１，ＤＨ２，ＤＨ３、ＤＨ４，ＤＨ５，ＤＨ６，ＤＨ７，ＤＨ８）の全波の２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路である。
本発明の実施形態において、以上の整流回路で説明したが、このコンデンサとダイオードの整流回路に限定されない。
図１を参照して説明した第１実施形態における整流回路４は、４個のコンデンサ（ＣＨ１，ＣＨ２，Ｃｍ１，Ｃｍ２）と４個のダイオード（ＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２）の半波の２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路である。
また、図１９を参照して説明した第３実施形態における整流回路４２は、６個のコンデンサ（ＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３，ＣＨ４，Ｃｍ１，Ｃｍ２）と８個のダイオード（ＤＨ１１，ＤＨ２，ＤＨ３、ＤＨ４，ＤＨ５，ＤＨ６，ＤＨ７，ＤＨ８）の全波の２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路である。
本発明の実施形態において、以上の整流回路で説明したが、このコンデンサとダイオードの整流回路に限定されない。
例えば、２段のＣＣＷ回路のみならず３段以上の多段のＣＣＷ回路で構成してもよい。このように３段以上の多段のＣＣＷ回路を用いた場合には、整流回路の直流出力電圧をさらに高くすることができる。
また、２個のコンデンサと２個のダイオードで構成してもよい。この場合、整流回路における昇圧の効果が減少した分は、トランス３もしくはトランス３２の変圧比を増加して対応してもよい。あるいはトランス３もしくはトランス３２の一次電圧または二次電圧を取り出すタップを変更して対応してもよい。
また、ＣＣＷ回路に限らず、整流作用を有する回路であれば、ブリッジ整流回路や多段倍電圧整流回路などの他の整流回路を用いることができる。
また、２個のコンデンサと２個のダイオードで構成してもよい。この場合、整流回路における昇圧の効果が減少した分は、トランス３もしくはトランス３２の変圧比を増加して対応してもよい。あるいはトランス３もしくはトランス３２の一次電圧または二次電圧を取り出すタップを変更して対応してもよい。
また、ＣＣＷ回路に限らず、整流作用を有する回路であれば、ブリッジ整流回路や多段倍電圧整流回路などの他の整流回路を用いることができる。
《スイッチング素子》
図１を参照して説明した第１実施形態におけるブリッジ回路のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、ＩＧＢＴとして説明したが、これに限定されない。
ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。
図１を参照して説明した第１実施形態におけるブリッジ回路のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、ＩＧＢＴとして説明したが、これに限定されない。
ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。
《ｄｕｔｙ１，ｄｕｔｙ２の選択》
第２実施形態において、図１３に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のｄｕｔｙ１が閾値であるｄｕｔｙ ｍｉｎに到達するまでスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のｄｕｔｙ２をｄｕｔｙ ｍａｘ一定として動作させている。しかしながら、この方法に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のｄｕｔｙ１よりも大きい範囲であればスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のｄｕｔｙ２を可変としてもよい。
第２実施形態において、図１３に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のｄｕｔｙ１が閾値であるｄｕｔｙ ｍｉｎに到達するまでスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のｄｕｔｙ２をｄｕｔｙ ｍａｘ一定として動作させている。しかしながら、この方法に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のｄｕｔｙ１よりも大きい範囲であればスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のｄｕｔｙ２を可変としてもよい。
《全波整流のＣＣＷ回路の他への適用》
第３実施形態においては、全波整流のＣＣＷ回路による整流回路４２、およびトランス３２を図１２で示した第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂについて置き換えることを説明した。
しかし、全波整流のＣＣＷ回路による整流回路４２、およびトランス３２は、図１で示した第１実施形態の高電圧発生装置１０について置き換えることも可能である。
第３実施形態においては、全波整流のＣＣＷ回路による整流回路４２、およびトランス３２を図１２で示した第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂについて置き換えることを説明した。
しかし、全波整流のＣＣＷ回路による整流回路４２、およびトランス３２は、図１で示した第１実施形態の高電圧発生装置１０について置き換えることも可能である。
《共振コンデンサＣｐ２１，Ｃｐ２２》
第３実施形態を示す図１９においては、トランス３２には、共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２とを含めて図示されているが、共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２をトランス３２の外部の部品とする構成でもよい。
第３実施形態を示す図１９においては、トランス３２には、共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２とを含めて図示されているが、共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２をトランス３２の外部の部品とする構成でもよい。
《高電圧発生装置の適用》
第４実施形態においては、Ｘ線画像診断装置であるＸ線ＣＴ装置に、第１実施形態〜第３実施形態のいずれかの高電圧発生装置をＸ線画像診断装置（Ｘ線ＣＴ装置）に搭載する例を説明したが、高電圧発生装置の適用例はこれらに限定はされない。
例えば、電子顕微鏡、電気集塵装置、プラズマ発生装置、真空蒸着用電子銃、Ｘ線高電圧発生装置等に搭載することも有用である。
第４実施形態においては、Ｘ線画像診断装置であるＸ線ＣＴ装置に、第１実施形態〜第３実施形態のいずれかの高電圧発生装置をＸ線画像診断装置（Ｘ線ＣＴ装置）に搭載する例を説明したが、高電圧発生装置の適用例はこれらに限定はされない。
例えば、電子顕微鏡、電気集塵装置、プラズマ発生装置、真空蒸着用電子銃、Ｘ線高電圧発生装置等に搭載することも有用である。
１，Ｖｄｃ 直流電源
２ 高周波インバータ（インバータ）
３，３２ トランス
４，４２ 整流回路
５ 制御装置（制御手段）
６ 負荷
１０，１０Ｂ，１０Ｃ 高電圧発生装置
１１１，１１２，１３３，１３４，１３５，１３６，１３７，１４３、１４９ 出力端子
１３１，１３２，１４１，１４２，１４５，１４６，１４７ 入力端子
２００ Ｘ線ＣＴ装置
３００ 撮影手段
３０７ Ｘ線管、負荷
３１０ Ｘ線発生部
３２０ Ｘ線検出部
３３０ ガントリー
３４０ 撮影制御部
３４１ Ｘ線制御器
４００ 画像生成部
５００ 入力手段
Ｃｄｃ、Ｃｍ１，Ｃｍ２ 平滑コンデンサ、コンデンサ
ＣＨ１〜ＣＨ４ 整流コンデンサ、コンデンサ
Ｃｐ２、Ｃｐ２１，Ｃｐ２２ 共振コンデンサ、コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード、ダイオード
ＤＨ１〜ＤＨ８、ＤＨ１１、ＤＨ１２、ＤＨ２１、ＤＨ２２ 整流ダイオード、ダイオード
Ｌｅ 昇圧インダクタ（漏れインダクタンス）
Ｎ１、Ｎ１１ 一次巻線
Ｎ２、Ｎ２１，Ｎ２２ 二次巻線
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｔ１，Ｔ２ 磁性体コア
２ 高周波インバータ（インバータ）
３，３２ トランス
４，４２ 整流回路
５ 制御装置（制御手段）
６ 負荷
１０，１０Ｂ，１０Ｃ 高電圧発生装置
１１１，１１２，１３３，１３４，１３５，１３６，１３７，１４３、１４９ 出力端子
１３１，１３２，１４１，１４２，１４５，１４６，１４７ 入力端子
２００ Ｘ線ＣＴ装置
３００ 撮影手段
３０７ Ｘ線管、負荷
３１０ Ｘ線発生部
３２０ Ｘ線検出部
３３０ ガントリー
３４０ 撮影制御部
３４１ Ｘ線制御器
４００ 画像生成部
５００ 入力手段
Ｃｄｃ、Ｃｍ１，Ｃｍ２ 平滑コンデンサ、コンデンサ
ＣＨ１〜ＣＨ４ 整流コンデンサ、コンデンサ
Ｃｐ２、Ｃｐ２１，Ｃｐ２２ 共振コンデンサ、コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード、ダイオード
ＤＨ１〜ＤＨ８、ＤＨ１１、ＤＨ１２、ＤＨ２１、ＤＨ２２ 整流ダイオード、ダイオード
Ｌｅ 昇圧インダクタ（漏れインダクタンス）
Ｎ１、Ｎ１１ 一次巻線
Ｎ２、Ｎ２１，Ｎ２２ 二次巻線
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｔ１，Ｔ２ 磁性体コア
Claims (13)
- 第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングレグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングレグとを有するインバータと、
前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を制御する制御手段と、
一次巻線と二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次巻線に直列接続された昇圧インダクタと、
前記トランスの二次巻線に並列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの二次巻線から出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路と、
を備え、
前第１のスイッチングレグの中点と、前記第２のスイッチングレグの中点に前記トランスの一次巻線が接続され、
前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子がそれぞれ前記トランスの一次巻線を導通させる組となるように、前記第１および第２のスイッチングレグにおける第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を交互にオン・オフさせ、
前記組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間が、他方のスイッチング素子のオン期間よりも長い、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１において、
前記組となる二つのスイッチング素子におけるターンオンのタイミングが等しい、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１または請求項２において、
二つの前記組の一方の組となる二つのスイッチング素子をターンオフさせ、その後に発生する前記共振コンデンサの蓄積エネルギーを電源へ回生する回生電流がゼロとなった後に、他方の組となる二つのスイッチング素子をターンオンさせる、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１において、
前記組となる二つのスイッチング素子の間でオン期間を長くするスイッチング素子を周期的に切り替える、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１において、
前記組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間を固定とし、他方のスイッチング素子のオン期間を可変して前記トランスへ供給する電力を制御する、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項５において、
オン期間を固定とするスイッチング素子のオン期間が、オン期間を可変とするスイッチング素子のオン期間よりも長い、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１において、
前記組となる二つのスイッチング素子におけるオン期間が長いスイッチング素子のオン期間を可変する、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項７において、
前記制御手段へ入力される出力電圧、または出力電流の指令値が所定の値より小さい場合に、前記オン期間が長いスイッチング素子のオン期間を可変する、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項７において、
前記組となる二つのスイッチング素子において、一方のオン期間が短いスイッチング素子のオン期間が所定の値となった後に、他方のスイッチング素子のオン期間を可変にすることで前記トランスへ供給する電力を制御する、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１において、
前記共振コンデンサは、前記トランスの巻線の浮遊容量である、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１において、
前記昇圧インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスである、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１において、
前記整流回路は、多段のコッククロフト・ウォルトン回路を含んでなる、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 - 請求項１乃至請求項１２のいずれか一項に記載の高電圧発生装置を搭載する、
ことを特徴とするＸ線画像診断装置。
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