JP2015191753A - Ｘ線高電圧装置及びそれを備えたｘ線画像診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失の増加を抑制しながら、整流回路のコンデンサを小型化できるＸ線高電圧装置を提供することにある。
【解決手段】トランスと、直流電源と前記トランスの間に電気的に並列に接続されるとともに直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記トランスとＸ線管との間に電気的に並列に接続されるとともに前記交流電圧を平滑してＸ線管へ直流電圧を供給する整流回路と、前記インバータを制御する制御部と、前記インバータと前記整流回路との間に電気的に設けられかつ前記トランスを含んで構成される共振回路と、を備えたＸ線高電圧装置において、前記インバータから前記共振回路へ供給する共振電流の周波数が、前記インバータを駆動する周波数の(自然数＋１)倍となるように前記共振回路を設定することにより、前記整流回路に印加する交流電圧の周波数を、前記インバータを駆動する周波数の（自然数＋１）倍とするＸ線高電圧装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、Ｘ線ＣＴ装置やＸ線撮影装置などのＸ線装置に搭載されるＸ線管へ高電圧を供給するＸ線高電圧装置及びＸ線画像診断装置に関するものである。

Ｘ線ＣＴ装置やＸ線撮影装置などのＸ線装置では、Ｘ線管へ数十ｋＶ〜１００ｋＶ程度の高電圧を供給する必要がある。そのため、Ｘ線高電圧装置として、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている構成が用いられる。特許文献１及び特許文献２に記載のＸ線高電圧装置では、商用電源を入力し直流電圧を出力するコンバータと、直流電圧を入力して高周波の交流電圧を生成するインバータと、交流電圧を昇圧して整流回路へ供給するトランスと、交流電圧を入力して直流電圧を生成する多段倍電圧整流回路やコッククロフト・ウォルトン回路で構成され、直流の高電圧をＸ線管へ供給する構成となっている。一般的なＸ線装置に要求されるＸ線管の電圧（以下、管電圧）は数十ｋＶ〜１００ｋＶ程度の高電圧であるため、整流回路には平滑コンデンサには数十ｋＶ耐圧のコンデンサを複数直列接続した構成や、倍電圧整流回路やコッククロフト・ウォルトン回路を多段化した構成が用いられる。

このため、整流回路に占める平滑コンデンサの体積が大きく、コンデンサの小型化が要求されている。コンデンサの小型化には、コンデンサの静電容量を低減することが有効であるが、単純に平滑コンデンサの静電容量を低減すると、管電圧の脈動が増加する課題が生じる。管電圧の脈動は撮影画質へ影響を及ぼすため、Ｘ線高電圧装置では管電圧の脈動を規定値以下に抑制することが要求される。

この課題を解決する手段として、インバータの駆動周波数を高周波化することが知られている。インバータの駆動周波数を高周波化することで、整流回路へ供給される交流電圧を高周波化することができるため、管電圧の脈動を抑制しながら、コンデンサ容量を低減することが可能となる。しかし、インバータの駆動周波数を高周波化すると、スイッチング損失が増加し、スイッチング素子の冷却が困難になる課題がある。

インバータのスイッチング損失を低減する手段として、特許文献３が開示されている。特許文献３に記載されている誘導加熱装置では、アルミ鍋やアルミ材質が鍋底部の厚みの内多くの成分をしめる多層鍋など、鍋自体の固有抵抗が低い負荷を誘導加熱することを目的としており、直列接続された加熱コイルと共振コンデンサを、スイッチング素子と並列に接続した構成とし、加熱コイルと共振コンデンサで発生する共振電流の周波数がインバータの駆動周波数の２倍以上となるように加熱コイルのインダクタンスと共振コンデンサの静電容量を定めることで、スイッチング損失を増加させることなく負荷へ供給する共振電流の周波数を高周波化し、アルミ鍋など鍋自体の固有抵抗が低い負荷の加熱を図っている。

特開平１０−４１０９３号公報 特開２００９−４３５７１号公報 特開２００１−６８２６０号公報

しかしながら、特許文献３に記載の技術では、加熱コイルと共振コンデンサを直列に接続した構成としているため、等価的に負荷抵抗とインダクタとキャパシタが直列接続された構成となる。したがって、共振電流の周波数をインバータの駆動周波数の２倍以上とする、すなわちインバータの駆動周波数の１周期中に複数回の共振動作を維持するためには負荷抵抗が十分小さいことが条件となる。一般的に、Ｘ線管は高電圧・小電流負荷であるため、等価負荷抵抗が数十kΩ〜数MΩと大きいことが知られている。したがって、上記文献の技術をＸ線高電圧装置に適用した場合では、負荷抵抗が大きいために、インバータの駆動周波数の１周期中に複数回の共振動作を維持することが困難となる課題がある。また、特許文献３には、トランスの二次側に整流回路を備え、負荷へ直流電圧を供給する回路構成に関する技術については何ら開示されていない。

上記課題を解決するために、本発明に係るＸ線高電圧装置は、トランスと、直流電源と前記トランスの間に電気的に並列に接続されるとともに直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記トランスとＸ線管との間に電気的に並列に接続されるとともに前記交流電圧を平滑してＸ線管へ直流電圧を供給する整流回路と、前記インバータを制御する制御部と、前記インバータと前記整流回路との間に電気的に設けられかつ前記トランスを含んで構成される共振回路と、を備えたＸ線高電圧装置において、前記インバータから前記共振回路へ供給する共振電流の周波数が、前記インバータを駆動する周波数の(自然数＋１)倍となるように前記共振回路を設定することにより、前記整流回路に印加する交流電圧の周波数を、前記インバータを駆動する周波数の（自然数＋１）倍とする。

本発明により、負荷抵抗が大きいＸ線高電圧装置においても、インバータのスイッチング損失の増加を抑制しながら、インバータの駆動周波数よりも高周波の交流電圧を整流回路へ供給することが可能となり、整流回路を小型化できるＸ線高電圧装置を提供することができる。

実施例１のＸ線高電圧装置の回路構成図。 実施例１のＸ線高電圧装置の動作を説明する波形図。 実施例１のＸ線高電圧装置の動作を説明する波形図。 実施例２のＸ線高電圧装置の回路構成図。 実施例２のＸ線高電圧装置の動作を説明する波形図。 実施例２のＸ線高電圧装置の回路構成図。 実施例２のＸ線高電圧装置の回路構成図。 実施例３のＸ線高電圧装置の回路構成図。 実施例４のＸ線高電圧装置の回路構成図。 実施例４のＸ線高電圧装置の動作を説明する波形図。 実施例５のＸ線高電圧装置の回路構成図。 実施例５のＸ線高電圧装置の動作を説明する波形図。 実施例６のＸ線高電圧装置の動作を説明する波形図。

以下、本発明の望ましい実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明の実施例１について、図１〜図３を用いて説明する。図１は、本発明の実施例１によるＸ線高電圧装置の回路構成図である。このＸ線高電圧装置は、直流電源１を電源とし、インバータ２と、共振インダクタ３と、トランス４と、共振コンデンサ５と、整流回路６と、制御手段８で構成され、負荷であるＸ線管７へ直流の高電圧を供給する。

インバータ２は、直流電源１を入力として、任意の周波数の交流電圧を出力する。インバータ２は、ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備え、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはそれぞれ逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。トランス４は、コアＴｒ１によって、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を磁気結合している。

共振インダクタ３は、トランス４の一次巻線Ｎ１と直列に接続され、共振コンデンサ５は、トランス４の二次巻線Ｎ２の端子間に並列接続され、共振インダクタ３と、トランス４と、共振コンデンサ５とで共振回路１００を構成する。

整流回路６は、ブリッジ接続された整流ダイオードＤｒ１〜Ｄｒ４と、平滑コンデンサＣｍで構成され、共振コンデンサ５の端子間に出力される交流電圧を整流及び平滑し、Ｘ線管７へ直流電圧を供給する。図１では、整流コンデンサＤｒ１〜Ｄｒ４を一つの素子で示しているが、複数の素子を直列に接続して構成してもよい。また、複数の素子を直列に接続する場合には、素子に印加される電圧を均等化するバランス抵抗を素子に並列接続した構成としてもよい。

制御手段８は、整流回路６の出力電圧が目標値となるようスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。インバータの駆動周波数ｆｓｗは制御手段８により制御される。このように、構成することで、インバータ２は、共振インダクタ３と共振コンデンサ５で構成される共振回路１００に供給する電流（以下、共振電流と記す。）、が正弦波状となる共振型インバータとして動作する。

トランス４の一次側から見たＸ線管７は等価的に抵抗として表現されることが知られている。ここで、トランス一次側から見た整流回路６とＸ線管７の合成インピーダンスをＺ０、共振インダクタ３のインダクタンスをＬ１、共振コンデンサ５の静電容量をＣ２とすると、インバータ２の出力から見た共振回路１００と負荷を含むインピーダンスＺ１はおおよそ、
Ｚ１＝ｊωＬ１＋１／（Ｚ０＋１／ｊωＣ２）・・・式（１）
となる。式（１）より、共振周波数ｆ１は、式（２）となる。

ｆ１＝１／（２×√(１／(Ｌ１×Ｃ２)―１／(４×Ｃ２＾２×Ｚ０＾２))）・・・式（２）
前記式（２）より、共振周波数ｆ１は、共振インダクタ３と、共振コンデンサ５と、Ｘ線管７と整流回路６の合成インピーダンスＺ０の影響を受けることがわかる。

また、管電圧Ｖｘの脈動ΔＶｘを抑制するためには、共振電流Ｉ１の周期ごとに平滑コンデンサＣｍへ電流Ｉｄ１を供給する必要があるため、交流電圧Ｖｃ２と管電圧Ｖｘの関係がＶｃ２＞Ｖｘとなるように共振回路１００の定数を設定する必要がある。これは、共振電流Ｉ１の減衰を小さく抑える、すなわち共振回路１００の時定数τ１が十分大きくなるように共振回路１００を設定することを意味している。ここで、図１のＸ線高電圧装置における共振回路１００の時定数τ１はおおよそ（３）式となる。

τ１＝２×Ｃ２×Ｚ０・・・式（３）
前記式（３）より、時定数τ１は、負荷のインピーダンスＺ０と、共振コンデンサ５の静電容量Ｃ２によって決まることがわかる。負荷のインピーダンスＺ０は負荷条件によって決定されるため、所望の時定数τ１となるように共振コンデンサ５の静電容量Ｃ２を設定する必要がある。

図２は、図１のＸ線高電圧装置の動作波形を示したものである。ここで、図２を含む以下、すべての動作波形図における電流は、図１の回路図における各素子を上から下に流れる電流を正とし、左から右に流れる電流を正としている。以下、図２もとに本発明の実施例１におけるＸ線高電圧装置の動作について説明する。図２の動作では、前記式（２）、前記式（３）を用いてインバータから供給する共振電流Ｉ１の周波数ｆｒがインバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように、共振インダクタ３と共振コンデンサ５を設定した例を示す。

制御手段８は、図１のインバータ２がフルブリッジインバータとしての基本動作をするようにゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４また、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が同時にオン、又はオフとなるようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２から構成される上下アーム、及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４から構成される上下アームをそれぞれスイッチング動作させる。なお、図２では、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン時間dutyをそれぞれ５０％としている。
（Ｍｏｄｅ１）ｔ０〜ｔ１
まず、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンの期間（Ｍｏｄｅ１）の動作を説明する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオンすると、直流電源１の電圧をＶinと表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖ１はおおよそ＋Ｖｉｎとなる。このとき、ダイオードＤ４、共振コンデンサ５、共振インダクタ３、ダイオードＤ１の経路に共振電流が流れ、共振インダクタ３のエネルギが放出され、共振コンデンサＣ５にエネルギを蓄える。共振インダクタ３のエネルギが全て放出されると、共振電流Ｉ１の極性が反転し、直流電源１、スイッチング素子Ｑ１、共振インダクタ３、共振コンデンサ５、スイッチング素子Ｑ４の経路で共振電流が流れ、共振コンデンサ５のエネルギが放出され、再び共振インダクタにエネルギを蓄える。ここで、共振電流Ｉ１の周波数ｆｒ１が、インバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように共振回路１００を設定することで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンの期間中に、共振インダクタ３と共振コンデンサ５とでエネルギのやりとりが繰り返され、共振電流Ｉ１の極性も繰り返し反転する。このとき、共振コンデンサ５の両端には共振電流Ｉ１に対して位相がπ／２遅れた交流電圧Ｖｃ２１が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波の交流電圧を整流回路６へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍへ電流Ｉｄ１を供給することができる。
（Ｍｏｄｅ２）ｔ１〜ｔ２
ｔ１のタイミングでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオフし、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオンすると、共振電流Ｉ１は、ダイオードＤ２、共振インダクタ３、共振コンデンサ５、ダイオードＤ３の経路で流れ、共振コンデンサ５のエネルギを放出し、共振インダクタ３へエネルギを蓄える。このとき、直流電源１の電圧をＶｉｎとすれば、インバータの出力電圧Ｖ１はおおよそ―Ｖｉｎとなる。共振コンデンサのエネルギが全て放出されると、直流電源１、スイッチング素子Ｑ３、共振コンデンサ５、共振インダクタ３．スイッチング素子Ｑ２の経路で、共振インダクタ３のエネルギを放出し、共振コンデンサ５にエネルギを蓄える。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンの期間中、Ｍｏｄｅ１と同様に共振電流Ｉ１の極性が繰り返し反転する。このとき、共振コンデンサ５の両端には共振電流Ｉ１に対して位相がπ／２進んだ交流電圧Ｖｃ２１が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波数の交流電圧を整流回路６へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍへ電流Ｉｄ１を供給することができる。以下、定常状態ではＭｏｄｅ１及びＭｏｄe２の繰り返し動作となる。

以上のように、本実施の形態におけるＸ線高電圧装置では、共振インダクタ３と共振コンデンサ５からなる共振回路１００の共振周波数ｆ１が、おおむねインバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように、共振インダクタ３のインダクタンスＬ１と共振コンデンサ５の静電容量Ｃ２を設定することで、共振電流Ｉ１の周波数をインバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍とし、かつ整流回路６へ印加される交流電圧の周波数をインバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍とすることができる。以下ではこの動作を３倍共振動作と呼ぶ。

これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗを高周波化することなく、管電圧Ｖｘの脈動ΔＶｘを低減できるため、インバータの駆動周波数ｆｓｗを高周波化する方式と比較してスイッチング損失の増加を抑制しながら、整流回路６の平滑コンデンサ容量Ｃｍを低減することが可能となる。

なお、図１に示した例では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＩＧＢＴとしているが、ＭＯＳＦＥＴとしてもよい。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＭＯＳＦＥＴとした場合には、逆並列ダイオードとして寄生ダイオードを利用することができる。また、共振インダクタ３を巻線Ｎ１に直列接続した構成としたが、トランス４の漏れインダクタンスを共振インダクタ３として用いてもよい。また、共振インダクタ３をトランスの二次巻線と直列に接続した構成としてもよい。また、共振コンデンサ５をトランス４の二次巻線Ｎ２と並列に接続した構成としたが、共振インダクタ３と巻線Ｎ１との間に、巻線Ｎ１と並列に接続した構成としても同様の効果が得られることは言うまでもない。また、共振コンデンサ５を巻線Ｎ２の端子間に並列接続した構成としたが、巻線Ｎ２の寄生容量を用いてもよい。巻線Ｎ２の寄生容量のみでは、所望の静電容量を得ることができない場合もある。その場合は、巻線Ｎ１の端子間又は巻線Ｎ２の端子間に外付けコンデンサを接続し、巻線Ｎ２の寄生容量と外付けコンデンサの合成静電容量を共振コンデンサ５として用いてもよい。また、本実施の形態では、整流回路をブリッジ構成としたが、これに限らない。例えば、整流回路に倍電圧回路や、半波整流回路を用いた構成としてもよい。
＜実施例１の変形例＞
実施例１の変形例について図３を用いて説明する。

図３は、前記式（２）及び前記式（３）を用いて共振周波数ｆ１が駆動周波数ｆｓｗの２倍となるように、共振インダクタ３と共振コンデンサ５を設定した例を示している。図２の動作波形と異なる点は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン時間ｄｕｔｙを５０％より小さくし、かつ、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオン時ｄｕｔｙを５０％より大きくしている点である。以下に詳細な動作を説明する。

（Ｍｏｄｅ１）
まず、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンのとき、共振インダクタ３に蓄えられたエネルギによって、ダイオードＤ４、共振コンデンサ５、共振インダクタ３、ダイオードＤ１の経路で共振電流が流れ、共振インダクタ３のエネルギが放出される。共振インダクタのエネルギが完全に放出されると、共振電流Ｉ１の極性が反転し、直流電源１、スイッチング素子Ｑ１、共振インダクタ３、共振コンデンサ５、スイッチング素子Ｑ４の経路で共振電流が流れ、共振インダクタ３に再びエネルギが蓄積される。このとき、共振コンデンサ５の両端には共振電流Ｉ１から位相がπ／２遅れた交流電圧Ｖｃ２が発生し、整流回路６へ交流電圧が印加される。なお、直流電源の電圧をＶｉｎとすると、Ｍｏｄｅ１におけるインバータ出力電圧Ｖ１はおよそ＋Ｖｉｎとなる。
（Ｍｏｄｅ２）
ｔ１の時間で、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオフし、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオンすると、Ｍｏｄｅ２に移行する。Ｍｏｄｅ２では、まず、ダイオードＤ２、共振インダクタ３、共振コンデンサ５、ダイオードＤ３の経路で共振電流が流れ、共振コンデンサ５のエネルギを放出し、共振インダクタ３にエネルギを蓄積する。共振コンデンサ５のエネルギが完全に放出されると、共振電流Ｉ１の極性が反転し、スイッチング素子Ｑ３、共振コンデンサ５、共振インダクタ３、スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、再び共振コンデンサ５にエネルギを蓄積する。このとき、共振コンデンサ５の両端には共振電流Ｉ１から位相がπ／２遅れた電圧が発生し、整流回路６へ交流電圧Ｖｃ２が印加される。なお、直流電源の電圧をＶｉｎとすると、Ｍｏｄｅ２におけるインバータ出力電圧Ｖ１はおよそ―Ｖｉｎとなる。以下、定常状態では、図２と同様にＭｏｄｅ１とＭｏｄｅ２の繰り返し動作となる。

以上のように、図３に示す動作では、共振電流Ｉ１の周波数と共振コンデンサ５の両端電圧Ｖｃ２の周波数がインバータの駆動周波数ｆｓｗの２倍になっており、整流回路６へスイッチング素子の２倍の周波数の電圧を印加することができる。以下ではこの現象を２倍共振と呼ぶ。さらに、共振インダクタ３と共振コンデンサ５の設定を変えることで、共振電流Ｉ１の周波数をインバータの駆動周波数ｆｓｗの４倍、５倍と任意の倍数にすることも可能である。

以上、本実施の形態では、トランス４の一次巻線Ｎ１と直列に共振インダクタ３を、共振インダクタ３と整流回路６の間に、整流回路６と並列に共振コンデンサ５を備えた構成とし、共振インダクタ３と共振コンデンサ５の設定により、共振電流Ｉ１の周波数をインバータの駆動周波数ｆｓｗの（自然数＋１）倍とすることができ、整流回路６に印加される交流電圧の周波数をインバータの駆動周波数ｆｓｗの（自然数＋１）倍とできることがわかる。

（直列共振コンデンサ２１０、整流回路は倍電圧整流回路）
次に、本発明の第２の実施形態について、図４、図５を用いて説明する。

図４は、本発明の実施例２によるＸ線高電圧装置の回路構成図である。このＸ線高電圧装置は、実施例１のＸ線高電圧装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ２と、共振インダクタ２０３と、トランス２０４と、共振コンデンサ２０５と、整流回路２０６と、制御手段２０８で構成され、負荷であるＸ線管７へ直流の高電圧を供給する。以下、実施例１と異なる点について述べる。

本実施の形態では、トランス２０４の一次巻線Ｎ１１と直列に共振コンデンサ２１０を接続した点と、整流回路２０６を倍電圧整流回路を多段に接続して構成した点が異なる点である。共振コンデンサ２１０は、共振インダクタ２０３と、共振コンデンサ２０５と、トランス２０４とから共振回路１０１を構成する。

整流回路２０６は、整流コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２、整流ダイオードＤｒ１１〜Ｄｒ１４、平滑コンデンサＣｍ１から構成される倍電圧整流回路２０６aと、整流コンデンサＣｄ３、Ｃｄ４と、整流ダイオードＤｒ１５〜Ｄｒ１８と、平滑コンデンサＣｍ２から構成される倍電圧整流回路２０６ｂを接続した多段構成としている。整流回路２０６a、２０６ｂでは、平滑コンデンサＣｍ１の一端と平滑コンデンサＣｍ２の一端を接続し、平滑コンデンサＣｍ１の他端と、平滑コンデンサＣｍ２の他端にＸ線管７を接続している。トランス２０４は、コアＴｒ２により、一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ２１、Ｎ２２を磁気結合している。巻線Ｎ２１の一端と巻線Ｎ２２の一端とが接続され、巻線Ｎ２１の他端は整流コンデンサＣｄ１の一端に接続され、巻線Ｎ２２の他端は整流コンデンサＣｄ２の一端に接続されている。巻線Ｎ２１、Ｎ２２の接続点は、平滑コンデンサＣｍの一端に接続されている。巻線Ｎ２１、Ｎ２２の端子間にはそれぞれ、並列に共振コンデンサ２０５aと共振コンデンサ２０５ｂが接続されている。また、Ｘ線管７の電圧を検出する電圧センサ９を備えており、電圧センサ９は制御手段２０８に接続されている。制御手段２０８は、管電圧Ｖｘが目標電圧となるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動周波数ｆｓｗ及びオン時間ｄｕｔｙを制御する。

本実施の形態では、共振回路１０１を、共振インダクタ２０３、共振コンデンサ２１０、共振コンデンサ２０５ａ、２０５ｂを備えた構成としている。共振コンデンサ２０５ａ、２０５ｂは、トランスの一次側に換算すると、並列接続された一つの共振コンデンサ２０５とみなすことができる。共振インダクタ２０３のインダクタンスをＬ２０１、共振コンデンサ２１０の静電容量をＣ２０１、トランス４の一次側から見た、共振コンデンサ２０５ａと共振コンデンサ２０５ｂの合成静電容量をＣ２０５、Ｘ線管７と整流回路の合成インピーダンスをＺ２００とすると、インバータ２の出力から見た共振回路１０１と、整流回路２０６と、Ｘ線管７を含む負荷側のインピーダンスＺ２は、（４）式となる。

Ｚ２＝ｊωＬ２０１＋１／ｊωＣ２１０＋１／（Ｚ２００＋１／ｊωＣ２０５）・・・式（４）
ここで、共振コンデンサ２０５のインピーダンスに比べて共振コンデンサ２１０のインピーダンスが十分大きくなるように静電容量Ｃ２１０、Ｃ２０５を設定することで、図４のＸ線高電圧装置の共振回路１０１は、おおむね共振コンデンサ２１０、共振インダクタ２０３、共振コンデンサ２０５の直列回路とみなすことができるため、共振周波数ｆ２は（５）式となる。

ｆ２＝√(Ｃ２１０×Ｃ２０５)／（２π√（(Ｃ２１０＋Ｃ２０５)×Ｌ２０１））・・・式（５）
このように、本実施の形態では、トランスの一次側に、共振インダクタ２０３と直列に共振コンデンサ２１０を接続した構成とすることで、実施例１に比べて負荷インピーダンスＺ０の影響を小さくすることができるため、実施例１と比べて共振回路１０１の設定が容易となる。

図５は、図４のＸ線高電圧装置の動作波形を示したものである。以下、図５をもとに本発明の実施例２におけるＸ線高電圧装置の動作について説明する。図５の動作では、前記（５）式を参考にインバータから供給する共振電流Ｉ１の周波数ｆｒがインバータの駆動周波数ｆｓｗの５倍となるように、共振インダクタ２０３のインダクタンスＬ２０３と、共振コンデンサ２０５の静電容量Ｃ２０５と、共振コンデンサ２１０の静電容量Ｃ２１０を設定した例を示す。

制御手段２０８は、図４のインバータ２がフルブリッジインバータとしての基本動作をするようにゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４また、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が同時にオン、又はオフとなるようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２から構成される上下アーム、及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４から構成される上下アームをそれぞれスイッチング動作させる。なお、図２では、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン時間dutyをそれぞれ５０％としている。
（Ｍｏｄｅ１）ｔ０〜ｔ１
まず、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンの期間（Ｍｏｄｅ１）の動作を説明する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオンすると、直流電源１の電圧をＶinと表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖ１はおおよそ＋Ｖｉｎとなる。このとき、ダイオードＤ４、共振コンデンサ２０５、共振インダクタ２０３、共振コンデンサ２１０、ダイオードＤ１の経路に共振電流が流れ、共振インダクタ２０３のエネルギが放出され、共振コンデンサＣ２０５及び共振コンデンサ２１０にエネルギを蓄える。共振インダクタ２０３のエネルギが全て放出されると、共振電流Ｉ１の極性が反転し、直流電源１、スイッチング素子Ｑ１、共振コンデンサ２１０、共振インダクタ２０３、共振コンデンサ２０５、スイッチング素子Ｑ４の経路で共振電流が流れ、共振コンデンサ２０５のエネルギが放出され、再び共振インダクタ２０３にエネルギを蓄える。ここで、共振電流Ｉ１の周波数ｆｒ２が、インバータの駆動周波数ｆｓｗの５倍となるように共振回路１０１が設定されているため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンの期間中に、共振インダクタ２０３と共振コンデンサ２０５とでエネルギのやりとりが繰り返され、共振電流Ｉ１の極性も繰り返し反転する。このとき、共振コンデンサ２０５の両端には共振電流Ｉ１に対して位相がπ／２遅れた交流電圧Ｖｃ２１が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波の交流電圧を整流回路２０６へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２へ電流Ｉｄ１、Ｉｄ２を供給することができる。
（Ｍｏｄｅ２）ｔ１〜ｔ２
ｔ１のタイミングでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオフし、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオンすると、共振電流Ｉ１は、ダイオードＤ２、共振インダクタ２０３、共振コンデンサ２０５、ダイオードＤ３の経路で流れ、共振コンデンサ２０５のエネルギを放出し、共振インダクタ２０３へエネルギを蓄える。このとき、直流電源１の電圧をＶｉｎとすれば、インバータの出力電圧Ｖ１はおおよそ―Ｖｉｎとなる。共振コンデンサ２０５のエネルギが全て放出されると、直流電源１、スイッチング素子Ｑ３、共振コンデンサ２０５、共振インダクタ２０３．スイッチング素子Ｑ２の経路で、共振インダクタ２０３のエネルギを放出し、共振コンデンサ２０５にエネルギを蓄える。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンの期間中、Ｍｏｄｅ１と同様に共振電流Ｉ１の極性が繰り返し反転する。このとき、共振コンデンサ５の両端には共振電流Ｉ１に対して位相がπ／２進んだ交流電圧Ｖｃ２１が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波数の交流電圧を整流回路２０６へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２へ電流Ｉｄ１、Ｉｄ２を供給することができる。以下、定常状態ではＭｏｄｅ１及びＭｏｄe２の繰り返し動作となる。

以上のように、本実施の形態におけるＸ線高電圧装置では、前記（５）式及び（６）式を用いて、共振周波数ｆ２が概ねインバータの駆動周波数ｆｓｗの（自然数＋１）倍か、それよりわずかに低くなるように、共振インダクタ２０３のインダクタンスＬ２０１と共振コンデンサ２０５aと共振コンデンサ２０５ｂの合成静電容量Ｃ２０５、共振コンデンサ２１０の静電容量Ｃ２１０を設定することで、実施例１と同様にインバータから供給される共振電流Ｉ１の周波数を（自然数＋１）倍とすることができる。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗを高周波化することなく、管電圧Ｖｘの脈動ΔＶｘを低減できるため、インバータの駆動周波数ｆｓｗを高周波化する方式と比較してスイッチング損失の増加を抑制しながら、整流回路２０６の平滑コンデンサ容量Ｃｍ１、Ｃｍ２を低減することができる。

なお、本実施の形態では、整流回路に倍電圧整流回路を多段化した構成を用いており、実施例１と比べてトランスの巻数比を小さくできる。これにより、二次巻線の巻数を低減できるため、トランスの小型化が期待できる。また、巻数を低減できるため、巻線間の寄生容量の低減効果も期待できる。なお、本実施の形態では、倍電圧整流回路を用いたが、図６に示すようにコッククロフト・ウォルトン回路を用いた構成としてもよい。また、倍電圧整流回路の段数を２段としているが、３段以上の多段接続としてもよい。

また、負荷の条件（例えば重負荷条件と軽負荷条件）に応じて、共振インダクタ２０３のインダクタンスＬ２０３と、共振コンデンサ２０５の静電容量Ｃ２０５と、共振コンデンサ２１０の静電容量Ｃ２１０を同じ定数としたままインバータの駆動周波数ｆｓｗを変えることで、インバータの駆動周波数ｆｓｗに対する共振電流Ｉ１の周波数を任意の倍数に変化させてもよい。

本実施の形態ではインバータ２をフルブリッジ構成としたが、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２で構成されるアーム、又はスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４で構成されるアームのどちらか一方をコンデンサに置き換えたハーフブリッジ構成としてもよい。また、図７の回路構成図のように、トランスの二次側にコッククロフト・ウォルトン回路を並列接続し、並列接続したコッククロフト・ウォルトン回路の出力の一端をＸ線管７の両端に接続した構成としてもよい。整流回路にコッククロフト・ウォルトン回路を用いることで、倍電圧整流回路を用いた場合と比べて管電圧の脈動は大きくなるが、回路構成を簡素化することができる。

（直列共振コンデンサ２１０を二次側に接続＋トランス以降を並列化）
次に、本発明の第３の実施形態について、図８を用いて説明する。図８は、本発明の実施例３によるＸ線高電圧装置の回路構成図である。このＸ線高電圧装置は、実施例１のＸ線高電圧装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ２と、共振インダクタ３０３a、３０３ｂと、トランス３０４ａ、３０４ｂと、共振コンデンサ３１０ａ、３１０ｂと、共振コンデンサ３０５ａ、３０５ｂと、整流回路３０６ａ、３０６ｂと、制御手段３０８で構成され、負荷であるＸ線管７へ直流の高電圧を供給する。共振回路１０３ａは、共振インダクタ３０３ａと、トランス３０４ａと、共振コンデンサ３１０ａと、共振コンデンサ３０５ａ、３０５ｂから構成され、共振回路１０３ｂは、共振インダクタ３０３ｂと、トランス３０４ｂと、共振コンデンサ３１０ｂと、共振コンデンサ３０５ｃ、３０５ｄから構成される。

第２の実施形態と異なる点は、共振回路１０３ａの直列共振コンデンサ３１０ａ、３１０ｂを、トランスの二次巻線と直列に接続した構成とした点と、トランス３０４ａと、共振コンデンサ３１０ａと、共振インダクタ３０３ａと、共振コンデンサ３０５ａ、３０５ｂと、整流回路３０６ａから構成される、高電圧発生部を複数備えた構成としている点である。本実施の形態では、トランス３０４ａ、３０４ｂの一次側を並列に接続し、整流回路３０６ａ、３０６ｂの出力部を直列に接続した構成としている。図８の回路構成図の動作に関しては、実施例２と同様な動作となるため説明を省略する。

以上、本実施の形態では、トランスを複数に分割して構成しているため、実施例２と比べてインバータからトランスへ供給される電流を分割することができ、トランスでの発熱を分散させることができる。また、直列共振コンデンサ３１０ａ、３１０ｂをトランスの二次側に接続した構成とすることで、実施例２と比べて直列共振コンデンサに電流容量が小さいコンデンサを用いることができる。なお、本実施の形態では、整流回路３０６ａ、３０６ｂに倍電圧整流回路を用いた構成としたが、コッククロフト・ウォルトン回路を用いた構成としてもよい。

インバータを多並列化＋インタリーブ動作
次に、本発明の第４の実施形態について、図９、図１０を用いて説明する。

図９は、本発明の実施例４によるＸ線高電圧装置の回路構成図である。このＸ線高電圧装置は、実施例２のＸ線高電圧装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ４０２ａと、共振インダクタ４０３aと、共振コンデンサ４１０ａと、トランス４０４ａと、共振コンデンサ４０５a、４０５ｂと、整流回路４０６aで構成された高電圧回路４２０を介して、負荷であるＸ線管７へ直流の高電圧を供給する。実施例２と異なる点は、インバータ４０２ｂと、共振インダクタ４０３ｂ、共振コンデンサ４１０ｂ、トランス４０４ｂ、共振コンデンサ４０５ｃ、４０５ｄ、整流回路４０６で構成された第２の高電圧回路４２１を備え、高電圧回路４２０、４２１の入力部となるインバータ４０２ａ、４０２ｂを並列接続し、高電圧回路４２０、４２１の出力部となる整流回路４０６ａ、４０６ｂの出力を直列接続した構成としている点である。また、高電圧回路４２０、４２１にはそれぞれ、トランス一次側にインバータから出力される共振電流Ｉ１、Ｉ２１を検出する電流センサ４１１、４１２が接続されている。共振回路１０４ａは、共振インダクタ４０３ａと、共振コンデンサ４１０ａと、トランス４０４ａと、共振コンデンサ４０５ａ、４０５ｂから構成され、共振回路１０４ｂは、共振インダクタ４０３ｂと、共振コンデンサ４１０ｂと、トランス４０４ｂと、共振コンデンサ４０５ｃ、４０５ｄから構成される。電圧センサ９と、電流センサ４１１、４１２は、制御手段４０８に接続されている。制御手段４０８は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、Ｑ２１〜Ｑ２４へのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４、Ｇ２１〜Ｇ２４を生成し、インバータ４０２ａ、４０２ｂのインバータの駆動周波数ｆｓｗやオン時間ｄｕｔｙ、インバータ４０２ａ、４０２ｂの位相差φなどを制御している。

次に、図１０を用いて図９のＸ線高電圧装置の動作を説明する。図１０は、図９の回路構成図の動作波形を示している。図１０の動作では、インバータ４０２ａ、４０２ｂから供給する共振電流Ｉ１、Ｉ２１の周波数ｆｒ１、ｆｒ２がインバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように、共振インダクタ４０３ａ、４０３ｂと、共振コンデンサ４１０ａ、４１０ｂと、共振コンデンサ４０５ａを〜４０５ｄとを設定した例を示す。図１０の動作波形は、実施例２と同様な動作となるため、異なる点のみを説明する。本実施例では、インバータ４０２ａとインバータ４０２ｂが位相差φ１を持つように動作させている。これにより、共振電流Ｉ１と共振電流Ｉ２１の位相差をφ１とすることができ、整流回路４０６aと整流回路４０６ｂに印加される交流電圧Ｖｃ２１、Ｖｃ２３の位相差をφ１とすることができる。整流回路４０６ａ、４０６ｂに印加される交流電圧Ｖｃ２１、Ｖｃ２３に位相差φ１を持たせることで、平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２の電圧リプルと、平滑コンデンサＣｍ３、Ｃｍ４の電圧リプルを打ち消すことができため、管電圧Ｖｘの脈動ΔＶｘを低減できる。この位相差φ１の決定方法を以下に示す。

一般的なインバータでは、共振電流の周波数ｆ１がインバータの駆動周波数ｆｓｗと同じとなるように動作させるため、インバータのスイッチング周期をＴｓｗ、インバータの台数をＮとすると、管電圧Ｖｘのリプルがおおむね最小となるインバータの位相差φ１の条件は(６)式となる。

φ１＝Ｔｓｗ／（２×Ｎ）・・・・・・式（６）
しかし、本発明のＸ線高電圧装置では、共振電流の周波数ｆ１がインバータの駆動周波数ｆｓｗの（自然数＋１）倍となるように動作させるため、必ずしも前記式（６）の条件が出力電圧のリプルが最小となる条件にはならない。本実施の形態では、電流センサ４２０、４２１により共振電流Ｉ１、Ｉ２１の周期Ｔ２を検出し、共振電流Ｉ１、Ｉ２１の位相差φ２が（７）式の関係となるようにインバータの位相差φ１を制御することで、管電圧Ｖｘの脈動ΔＶｘが最小となるようにインバータを制御することができる。ここで、式（７）中のＮは、インバータの台数を示している。

φ１＝Ｔ２／（２×Ｎ）・・・・・式（７）
以上、本実施の形態では、高電圧回路を複数備え、高電圧回路の入力を並列接続し、高電圧回路の出力を直列接続した構成とし、共振電流Ｉ１、Ｉ２１の周期Ｔ２を検出し、検出した周期Ｔ２にもとづいてインバータの位相差φ１を制御することで、実施例２と比べて管電圧Ｖｘの脈動ΔＶｘを低減することができる。なお、本実施の形態では、共振電流Ｉ１、Ｉ２の周期Ｔ２を検出し、インバータを制御しているが、これに限らない。電圧センサ９によって検出した管電圧Ｖｘにもとづいて、管電圧Ｖｘの脈動ΔＶｘが最も小さくなるようにインバータの位相差φ１を制御してもよい。

次に、本発明の第５の実施形態について、図１１、図１２を用いて説明する。図１１は、本発明の実施例５によるＸ線高電圧装置の回路構成図である。このＸ線高電圧装置は、実施例１のＸ線高電圧装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ２と、トランス４を含む共振回路１０５と、整流回路６で構成され、負荷であるＸ線管７へ直流の高電圧を供給する。実施例１と異なる点は、直列接続された共振インダクタ５０３と共振コンデンサ５１０に、直列接続された共振インダクタ６０３と共振コンデンサ６１０を並列接続して共振回路１０５を構成している点である。共振インダクタ５０３と、共振コンデンサ５１０と、共振コンデンサ５は共振回路５００を構成し、共振インダクタ６０３と、共振コンデンサ６１０と、共振コンデンサ５は共振回路６００を構成する。本実施の形態では、共振回路６００に流れる共振電流Ｉ４の周波数と、共振回路５００に流れる共振電流Ｉ３の周波数が異なるように共振インダクタ５０３、６０３のインダクタンスと、共振コンデンサ５１０、６１０及び共振コンデンサ５の静電容量を設定する。

図１２は、図１１のＸ線高電圧装置の動作波形を示す図である。以下に、図１２を用いて図１１の動作を説明する。図１２では、共振回路５００に流れる共振電流Ｉ３の周波数が、インバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように共振回路５００を設定し、さらに、共振回路６００に流れる共振電流Ｉ４の周波数が、共振回路５００に流れる共振電流Ｉ３の周波数の３倍となるように共振回路６００を設定した例を示す。以下、実施例１と異なる点について説明する。

インバータ２から共振回路１０５へ供給される共振電流Ｉ１は、共振回路５００に供給される共振電流Ｉ３と、共振回路６００に供給される共振電流Ｉ４の和となる。図１２の動作では、共振電流Ｉ４は共振電流Ｉ３と比べて周波数が３倍高い電流となるため、共振電流Ｉ１は方形波状の電流波形となる。共振電流Ｉ１を方形波状とすることで、インバータに流れる電流のピークを抑制できる。

以上、本実施の形態では、直列接続された共振コンデンサ５１０と共振インダクタ５０３と並列に、直列接続された共振コンデンサ６１０と共振インダクタ６０３を接続した構成とすることで、インバータから共振回路へ供給する共振電流を方形波状の波形とすることができる。これにより、実施例１のように共振電流を正弦波状の波形としたときと比べて、電流のピーク値を抑制することができるため、Ｘ線高電圧装置の導通損失の低減を図ることができる。なお、本実施の形態では、共振回路６００に流れる共振電流Ｉ４の周波数が、共振回路５００に流れる共振電流Ｉ３の周波数の３倍となるように共振回路を設定したが、これに限らない。また、共振コンデンサと共振インダクタの直列接続体を３つ以上並列接続した構成としてもよい。並列接続数を増やすことで、インバータから供給する共振電流を、より方形波に近い電流波形とすることができる。

次に、本発明の第６の実施形態について、図１３を用いて説明する。図１３は本実施の形態の動作を示す波形図である。本実施の形態の回路構成は実施例１と同様の構成となるため省略する。以下、実施例１と異なる点について説明する。

本実施の形態では、フルブリッジ構成としたインバータ２の一方のスイッチングレッグのスイッチング素子Ｑ３を常時オフ状態、スイッチング素子Ｑ４を常時オン状態とし、他方のスイッチングレッグのスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２を交互にスイッチング動作させることで、インバータ２をハーフブリッジ動作させている。本方式では、直流電源１の電圧が同じであれば実施例１の図２に示すフルブリッジインバータとして動作させた場合と比べてインバータ２の出力電圧Ｖｉｎｖを２分の１とすることができる。これにより、幅広い負荷条件に対して優れた電力制御を実現することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、フルブリッジ構成としたインバータ回路をハーフブリッジ動作させることで、軽負荷時における優れた電力制御性を実現することが可能となる。

本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２からなるスイッチングレッグをスイッチング動作させたが、スイッチング素子Ｑ１を常時オフ状態、スイッチング素子Ｑ２を常時オフ状態とし、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４を交互にスイッチング動作させても同様の効果が得られる。

以上、本発明の実施形態を述べたが、本発明はこれらに限定されるものではない。例えば、第４の実施形態では、２つの高電圧回路を備えたＸ線高電圧装置について述べたが、３つ以上の高電圧回路を備えたＸ線高電圧装置であっても本発明を適用することは可能である。全ての実施形態において、直流電源をＡＣ―ＤＣコンバータ又はＤＣ−ＤＣコンバータの出力としても本発明を適用することは可能である。

本発明のＸ線高電圧装置は、Ｘ線ＣＴ装置やＸ線撮影装置などに用いられるＸ線管へ高電圧を供給する電源装置に適用できる。

１・・・直流電源
２，２０２，４０２ａ，４０２ｂ・・・インバータ
３，２０３，３０３ａ，３０３ｂ，４０３ａ，４０３ｂ，５０３，６０３・・・共振インダクタ
４，２０４，３０４ａ，３０４ｂ，４０４ａ，４０４ｂ・・・トランス
５，２０５，２０５ａ，２０５ｂ，３０５ａ，３０５ｂ，３０５ｃ，３０５ｄ，４０５ａ，４０５ｂ，４０５ｃ，４０５ｄ，２１０，３１０ａ，３１０ｂ，３１０ｃ，３１０ｄ，４１０ａ，４１０ｂ，５１０，６１０・・・共振コンデンサ
４２０，４２１・・・高電圧回路
６，２０６，２０６ａ，２０６ｂ，３０６ａ，３０６ｂ，４０６ａ，４０６ｂ・・・整流回路
７・・・Ｘ線管
８，２０８，３０８，４０８・・・制御回路
９・・・電圧センサ
４１１，４１２・・・電流センサ
１００，１０１，１０２，１０３ａ，１０３ｂ，１０４ａ，１０４ｂ，１０５，５００，６００・・・共振回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４・・・スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４・・・ダイオード
Ｄｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ３，Ｄｒ４，Ｄｒ１１，Ｄｒ１２，Ｄｒ１３，Ｄｒ１４，Ｄｒ１５，Ｄｒ１６，Ｄｒ１７，Ｄｒ１８，Ｄｒ２１，Ｄｒ２２，Ｄｒ２３，Ｄｒ２４，Ｄｒ２５，Ｄｒ２７，Ｄｒ２８・・・整流ダイオード
Ｃｄ１，Ｃｄ２，Ｃｄ３，Ｃｄ４，Ｃ２１，Ｃｄ２２，Ｃｄ２３，Ｃｄ２４・・・整流コンデンサ
Ｃｍ，Ｃｍ１，Ｃｍ２，Ｃｍ３，Ｃｍ４・・・平滑コンデンサ
Ｃ２００，Ｃ２０１・・・コンデンサ
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ４１，Ｔ４２・・・コア
Ｎ１，Ｎ１１，Ｎ１２・・・一次巻線
Ｎ２，Ｎ２１，Ｎ２２，Ｎ２３，Ｎ２４・・・二次巻線
Ｎ１，Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３・・・一次巻線
Ｎ２，Ｎ２１，Ｎ２２，Ｎ２３，Ｎ２４・・・二次巻線

Claims (15)

1. トランスと、
   直流電源と前記トランスの間に電気的に並列に接続されるとともに直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
   前記トランスとＸ線管との間に電気的に並列に接続されるとともに前記交流電圧を平滑してＸ線管へ直流電圧を供給する整流回路と、
   前記インバータを制御する制御部と、
   前記インバータと前記整流回路との間に電気的に設けられかつ前記トランスを含んで構成される共振回路と、を備えたＸ線高電圧装置において、
   前記インバータから前記共振回路へ供給する共振電流の周波数が、前記インバータを駆動する周波数の(自然数＋１)倍となるように前記共振回路を設定することにより、前記整流回路に印加する交流電圧の周波数を、前記インバータを駆動する周波数の（自然数＋１）倍とすることを特徴とするＸ線高電圧装置。
2. 請求項１に記載されたＸ線高電圧装置であって、
   前記共振回路は、
   前記トランスの一次巻線又は二次巻線に直列接続された共振インダクタと、
   前記共振インダクタと前記整流回路との間に前記トランスの一次巻線又は二次巻線の端子間に並列接続された共振コンデンサと、
   を備えたことを特徴とするＸ線高電圧装置。
3. 請求項２に記載されたＸ線高電圧装置であって、
   前記共振回路は、
   前記共振インダクタと直列接続された第２共振コンデンサを備えたことを特徴とするＸ線高電圧装置。
4. 請求項１ないし３のいずれかに記載のＸ線高電圧装置であって、
   前記インバータ、前記共振回路、前記トランス、前記整流回路から構成される高電圧回路部を複数備え、
   前記複数の高電圧回路部は、入力部である前記インバータの入力端が直列接続又は並列接続され、出力部である前記整流回路の出力端が直列接続又は並列接続された構成であること特徴とするＸ線高電圧装置。
5. 請求項４に記載されたＸ線高電圧装置であって、
   前記制御部は、前記インバータから前記共振回路へ供給される前記共振電流が前記複数の高電圧回路部間で位相差を持つように制御することを特徴とするＸ線高電圧装置。
6. 請求項５に記載されたＸ線高電圧装置であって、
   前記インバータから前記共振回路へ供給される共振電流を検出する電流検出部を備え、
   前記高電圧回路部の数をNと定義した場合、前記制御部は、前記電流検出手段によって検出された共振電流の周期にもとづいて、前記共振電流の位相差がπ／（２×Ｎ）となるように、前記インバータを制御することを特徴とするＸ線高電圧装置。
7. 請求項３に記載されたＸ線高電圧装置であって、
   前記共振回路は、前記共振インダクタと前記第２共振コンデンサで構成された直列共振回路と、前記直列共振回路の両端に並列接続され、第２共振インダクタと第３共振コンデンサを直列接続して構成された第２直列共振回路と、を備えるＸ線高電圧装置。
8. 請求項７に記載されたＸ線高電圧装置であって、
   前記第２共振インダクタに流れる共振電流の周波数が、前記共振インダクタに流れる共振電流の周波数の（自然数＋１）倍となるように、前記第２共振インダクタと前記第３共振コンデンサとを設定するＸ線高電圧装置。
9. 請求項１ないし８のいずれかに記載のＸ線高電圧装置であって、
   前記インバータは、２個のスイッチング素子の直列体である上下アームを２組備えるフルブリッジ回路であることを特徴とするＸ線高電圧装置。
10. 請求項９に記載されたＸ線高電圧装置であって
    前記インバータは、前記２組の上下アームのうち一方をスイッチング動作させ、他方の上下アームにおいては、一方のスイッチング素子が常にオンになり、他方のスイッチング素子が常にオフとなるように、前記２組の上下アームを動作することを特徴とするＸ線高電圧装置。
11. 請求項１ないし８のいずれかに記載のＸ線高電圧装置であって、
    前記インバータは、２個のスイッチング素子の直列体である上下アームを１組備えるハーフブリッジ回路であることを特徴とするＸ線高電圧装置。
12. 請求項１ないし１１のいずれかに記載のＸ線高電圧装置であって、
    前記整流回路は、自然数であるｎ個の倍電圧整流回路を多段に直列接続又は並列接続して構成されたことを特徴とするＸ線高電圧装置。
13. 請求項１ないし１１のいずれかに記載のＸ線高電圧装置であって、
    前記整流回路は、自然数であるｎ個のコッククロフト・ウォルトン回路を多段に直列接続又は並列接続して構成されたことを特徴とするＸ線高電圧装置。
14. 請求項１ないし１３のいずれかに記載のＸ線高電圧装置であって、
    前記インバータを駆動する周波数を変化させることで前記Ｘ線管へ供給する電圧を制御することを特徴とするＸ線高電圧装置。
15. 請求項１ないし１４のいずれか一項に記載のＸ線高電圧装置を備えたＸ線画像診断装置。