JP2014079108A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力損失を低減して電源の変換効率を向上させることが可能な、双方向動作が可能なスイッチング電源装置を得る。
【解決手段】
第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成する第１の動作モードと、第２の直流電圧から第１の直流電圧を生成する第２の動作モードとを有するスイッチング電源装置１であって、１次側巻線３１と２次側巻線３２Ａ，３２Ｂとを有するトランス３０と、第１の動作モードにおいて、第１の直流電圧を交流電圧に変換する１次側スイッチング回路１０と、第２の動作モードにおいて、第２の直流電圧を交流電圧に変換する２次側スイッチング回路２０と、トランスの巻線に接続された共振インダクタＬｒ１と、共振インダクタＬｒ１とＬＣ共振回路を構成する容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４と、共振インダクタと並列に接続されたバイパス回路４０を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関する。特に、１次側に入力された電圧を変圧して２次側に伝送し出力する動作モードと、２次側に入力された電圧を変圧して１次側に伝送し出力する動作モードとを有する、双方向動作が可能なスイッチング電源装置に関する。

近年、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、様々な電力貯蔵装置が開発されている。電力貯蔵装置は、例えば太陽光発電や風力発電などで発電した自然エネルギーの余剰分を、一旦、バッテリや電気二重層コンデンサなどの蓄電デバイスに蓄積（充電）し、必要なときに、その蓄積されたエネルギーを放電して利用する用途などに用いられるものである。このような電力貯蔵装置には、一般に、電力の充放電を制御するコンバータやインバータ（スイッチング電源装置）が搭載されている。

従来、このようなコンバータは、充電用および放電用をそれぞれ別にした２つの回路網から構成され、それらを切り換えることにより使用されてきた。しかし、近年、小型化や軽量化に対する要求から、充電と放電とを１つの回路網で実現可能なコンバータ（双方向コンバータ）が提案されている。例えば、特許文献１には、１次側に設けられたフルブリッジ回路と２次側に設けられたプッシュプル回路とから構成されたスイッチング電源装置が提案されている。このスイッチング電源装置では、順方向動作モード（第１の動作モード）において、フルブリッジ回路が１次側に入力された直流電圧を一旦交流電圧に変換し、トランスがその交流電圧を降圧し、プッシュプル回路が整流回路として機能することによりその交流電圧を整流し、インダクタを含んで構成された平滑回路がその電圧を平滑化して直流電圧を生成し、２次側に接続されたバッテリを充電する。一方、逆方向動作モード（第２の動作モード）においても、順方向動作と同様に、プッシュプル回路が２次側に入力された直流電圧を一旦交流電圧に変換し、トランスがその交流電圧を昇圧し、フルブリッジ回路が整流回路として機能することによりその交流電圧を直流電圧に変換し、１次側に放電するように動作する。

ところで、このような双方向コンバータにおいては、太陽光発電や風力発電などで発電したエネルギーを有効に活用するため、順方向動作モードにおいても逆方向動作モードにおいてもその変換効率を向上させることが求められている。

そのため、例えば、特許文献１にある様に、フルブリッジ回路とトランスとの間に共振インダクタを設け、これによるＬＣ共振動作を利用してＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作を実現させることにより、順方向動作モードにおけるスイッチング損失の低減を図るという技術がある。

特開２００７−２０９０８４号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、双方向コンバータに共振インダクタが設けられることにより順方向動作モードにおけるスイッチング電源装置の変換効率は改善するものの、逆方向動作モードにおいて、共振インダクタに交流電流が流れることによる損失を生じ、逆方向動作におけるスイッチング電源装置の変換効率が低下するおそれがある。

また、例えば、逆方向動作モードにおける変換効率の改善のため共振インダクタを設けた場合には、逆方向動作モードでの変換効率は改善するものの、共振インダクタに交流電流が流れることによる損失を生じ、順方向動作モードでは変換効率は低下するおそれがある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであって、電力損失を低減して電源の変換効率を向上させることが可能な、双方向動作が可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明に係るスイッチング電源装置は、供給された第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成する第１の動作モードと、供給された第２の直流電圧から第１の直流電圧を生成する第２の動作モードとを有するものであり、１次側巻線と２次側巻線とを有するトランスと、１次側巻線に接続され、第１の動作モードにおいて、スイッチング動作により第１の直流電圧を交流電圧に変換する第１のスイッチング回路と、２次側巻線に接続され、第２の動作モードにおいて、スイッチング動作により第２の直流電圧を交流電圧に変換する第２のスイッチング回路と、トランスに接続された共振インダクタと、共振インダクタとＬＣ共振回路を構成する容量素子と、前記共振インダクタを迂回するためのバイパス回路と、を備える。

このスイッチング電源装置によれば、バイパス回路を設けたことにより、第１の動作モードにおいては、共振インダクタがＬＣ共振回路を構成するために、第１の動作モードにおいて、スイッチング動作をする第１のスイッチング回路のスイッチング損失を低減できる。そして、第２の動作モードにおいて、共振インダクタに流れる電流をバイパス回路により迂回させることができるため、共振インダクタに交流電流が流れることに起因する電力損失を低減することができる。従って、電源の変換効率を向上させることができる。

本発明に係るスイッチング電源装置は、バイパス回路に含まれるバイパススイッチと、バイパススイッチをオン・オフ制御する制御部と、を備える。

また、本発明に係るスイッチング電源装置の制御部は、第１の動作モードでは、ＬＣ共振回路を構成するように前記バイパススイッチをオン・オフ制御し、第２の動作モードでは、共振インダクタを迂回するように前記バイパススイッチをオン・オフ制御する。

また、本発明に係るスイッチング電源装置のバイパススイッチは共振インダクタに並列に接続され、制御部は、第１の動作モードでは、バイパススイッチがオフ状態となるようにオン・オフ制御し、第２の動作モードでは、バイパススイッチがオン状態となるようにオン・オフ制御してもよい。

また、本発明に係るスイッチング電源装置は、共振インダクタと直列に接続されるとともにバイパススイッチに並列に接続される切り替えスイッチを更に備え、制御部は、第１の動作モードでは、切り替えスイッチがオン状態となるようにオン・オフ制御し、第２の動作モードでは、切り替えスイッチがオフ状態となるようにオン・オフ制御してもよい。

また、本発明に係るスイッチング電源装置の容量素子は、スイッチング回路とトランスとの間に接続され、バイパス回路は、容量素子と共に共振インダクタを迂回してもよい。

また、本発明に係るスイッチング電源装置は、２次側巻線に接続され、第１の動作モードにおいて、第２の直流電圧を生成するための平滑回路を構成する平滑用インダクタを更に備え、２次側巻線は、第１および第２の２次側巻線を含み、第２のスイッチング回路は、第１および第２のスイッチング素子を含み、第１の２次側巻線の一端および第２の２次側巻線の一端は、互いに接続されるとともに平滑用インダクタに接続され、第１の２次側巻線の他端は第１のスイッチング素子の一端に接続され、第２の２次側巻線の他端は第２のスイッチング素子の一端に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端および前記第２のスイッチング素子の他端は、互いに接続されている。

また、本発明に係るスイッチング電源装置の制御部は、第１の動作モードにおいて、第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が共にオンとなる第１の期間と、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子のいずれかのスイッチング素子みがオンとなる第２の期間とを交互に繰り返すようにオン・オフ制御し、更に、制御部は、少なくとも第１の期間において、共振インダクタを迂回するように前記バイパススイッチをオン・オフ制御する。

本発明のスイッチング電源装置によれば、電力損失を低減して電源の変換効率を向上さることが可能な、双方向動作が可能なスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第１の動作モードにおける一動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第１の動作モードにおける動作の一状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第１の動作モードにおける動作の他の状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第２の動作モードにおける一動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第２の動作モードにおける動作の一状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第２の動作モードにおける動作の他の状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第２の動作モードにおける動作の他の状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置において、バイパス回路が無い場合の第２の動作モードにおける一動作例を表すタイミング波形図である。 変形例１に係るスイッチング電源装置の第２の動作モードにおける一動作例を表すタイミング波形図である。 変形例１に係るスイッチング電源装置の第２の動作モードにおける動作の一状態を表す回路図である。 変形例１に係るスイッチング電源装置の第２の動作モードにおける動作の他の状態を表す回路図である。 変形例２に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 変形例３（変形例３−１）に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 変形例３（変形例３−２）に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 変形例４に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

［構成例］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表すものである。スイッチング電源装置１は、双方向動作が可能な電源装置である。すなわち、スイッチング電源装置１は、例えば、端子（入出力端子）Ｔ１，Ｔ２に接続された外部電源から直流電圧ＶＨが入力された場合には、その電圧を降圧することにより直流電圧ＶＬを生成し、端子（入出力端子）Ｔ３，Ｔ４を介して、接続されたバッテリＢＬへ供給する（以下、第１の動作モード、もしくは順方向動作モードという）。また、スイッチング電源装置１は、例えば、端子Ｔ１，Ｔ２に接続された負荷に電力を供給する場合には、バッテリＢＬから供給された直流電圧ＶＬを昇圧することにより直流電圧ＶＨを生成し、端子Ｔ１，Ｔ２を介して、その負荷を駆動する（以下、第２の動作モード、もしくは逆方向動作モードという）。なお、この例では、直流電圧ＶＨは３５０Ｖ程度の電圧、直流電圧ＶＬは４２Ｖ程度の電圧であり、トランスの巻線比は、１次側巻数をｎｐ，２次側巻数をｎｓとすると、ｎｐ：ｎｓ＝６：１である。ただし、直流電圧ＶＨ，ＶＬ及び巻数ｎｐ，ｎｓは、この値に限定されるものではなく、直流電圧ＶＨが直流電圧（ｎｐ／ｎｓ）×ＶＬより高いものであればどのような値であってもよい。

このスイッチング電源装置１は、平滑コンデンサＣＨと、スイッチング回路１０，２０と、トランス３０と、インダクタＬｃｈと、平滑コンデンサＣＬと、共振インダクタＬｒ１と、共振用の容量素子またはスイッチング素子の寄生容量成分Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４と、バイパス回路４０と、制御部７３と、ＳＷ駆動部７４とを備えている。

平滑コンデンサＣＨは、端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、外部から端子Ｔ１，Ｔ２間に入力された電圧を平滑化するためのものである。

スイッチング回路１０は、第１の動作モードでは、外部から供給される直流電圧ＶＨを交流電圧に変換するフルブリッジ型のスイッチング回路として機能し、第２の動作モードでは、トランス３０から供給される交流電圧を整流する整流回路として機能するものである。このスイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４と、容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４とを有している。

スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉ
ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、全てＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ１１のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１１が供給され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１２のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１２のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１２が供給され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１３が供給され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１４のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１４のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１４が供給され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１３のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１１のソースおよびスイッチング素子ＳＷ１２のドレインは、後述する共振インダクタＬｒ１を介して後述するトランス３０の１次側巻線３１（後述）の一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のソースおよびスイッチング素子ＳＷ１４のドレインは、この１次側巻線３１（後述）の他端に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、この例では、それぞれボディダイオード（後述するダイオードＤ１１〜Ｄ１４）を有している。ボディダイオードは、アノードがスイッチング素子のソースに接続され、カソードがスイッチング素子のドレインに接続されている。

容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のドレイン・ソース間にそれぞれ挿入されている。具体的には、容量素子Ｃｒ１１は、スイッチング素子ＳＷ１１のドレイン・ソース間に挿入され、容量素子Ｃｒ１２は、スイッチング素子ＳＷ１２のドレイン・ソース間に挿入され、容量素子Ｃｒ１３は、スイッチング素子ＳＷ１３のドレイン・ソース間に挿入され、容量素子Ｃｒ１４は、スイッチング素子ＳＷ１４のドレイン・ソース間に挿入されている。容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４は、後述する共振インダクタＬｒ１およびトランス３０のリーケージインダクタとで部分共振回路を形成するためのものである。言い換えると、スイッチング回路１０に含まれる容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４と、共振用インダクタＬｒ１およびトランス３０のリーケージインダクタとにより部分共振回路が形成される。すなわち、スイッチング回路１０に含まれる容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４と、共振インダクタＬｒ１とを含むＬＣ共振回路が形成される。

この構成により、スイッチング回路１０では、第１の動作モードでは、ＳＷ駆動部７４（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に応じてスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオン・オフ制御することにより、外部から供給される直流電圧ＶＨを交流電圧に変換する。このとき、容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４、共振インダクタＬｒ１、およびトランス３０のリーケージインダクタからなる部分共振回路により、いわゆるＺＶＳ（Ｚｅｒｏ
Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作を実現することができ、スイッチング損失の低減により高効率化を図ることができる。また、第２の動作モードでは、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオフ状態に設定し、ボディダイオードを整流素子として用いることにより、トランス３０から供給される交流電圧を整流するようになっている。

スイッチング回路１０とトランス３０の間には共振インダクタＬｒ１が挿入されている。共振インダクタＬｒ１は、容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４、およびトランス３０のリーケージインダクタと共に所定のＬＣ共振回路を構成するためのものである。

バイパス回路４０は、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１に流れる電流を迂回させるための回路である。バイパス回路４０はバイパススイッチＳＷ７０を含む。バイパススイッチＳＷ７０は例えばリレーを含む機械スイッチにより構成される。バイパススイッチＳＷ７０の一端は、共振インダクタの一端とトランス３０の１次側巻線３０との間に接続され、バイパススイッチＳＷ７０の他端は、共振インダクタの他端とスイッチング素子ＳＷ１２のドレインとの間に接続されている。すなわち、バイパススイッチＳＷ７０は共振インダクタＬｒ１と並列に接続される。言い換えるとバイパス回路４０は、バイパススイッチＳＷ７０により共振インダクタＬｒ１の一端と他端とを短絡可能するための短絡回路として機能する。バイパススイッチ７０は双方向スイッチで構成され、ＳＷ駆動部７４（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ７０に応じてオン・オフ制御される。

スイッチング回路２０は、第２の動作モードでは、バッテリＢＬから供給される直流電圧ＶＬを交流電圧に変換するプッシュプル型のスイッチング回路として機能し、第１の動作モードでは、トランス３０から供給される交流電圧を整流する整流回路として機能するものである。このスイッチング回路２０は、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を有している。

スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４と同様に、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ２１のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２１が供給され、ソースが２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続され、ドレインがトランス３０の２次側巻線３２Ｂ（後述）の一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２２のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２２が供給され、ソースが２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続され、ドレインがトランス３０の２次側巻線３２Ａ（後述）の一端に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、この例では、それぞれボディダイオード（後述するダイオードＤ２１，Ｄ２２）を有している。ボディダイオードは、アノードがスイッチング素子のソースに接続され、カソードがスイッチング素子のドレインに接続されている。

この構成により、スイッチング回路２０では、第２の動作モードでは、ＳＷ駆動部７４（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２に応じてスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をオン・オフ制御することにより、バッテリＢＬから供給される直流電圧ＶＬを交流電圧に変換する。また、第１の動作モードでは、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をオフ状態に設定し、ボディダイオードを整流素子として用いることにより、トランス３０から供給される交流電圧を整流するようになっている。

トランス３０は、１次側と２次側とを直流的に絶縁するとともに交流的に接続するものであり、１次側巻線３１および２次側巻線３２Ａ，３２Ｂを含んで構成された３巻線型のトランスである。１次側巻線３１は、上述したようにスイッチング回路１０に接続されている。また、２次側巻線３２Ａの一端は、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２２のドレインに接続され、２次側巻線３２Ｂの一端は、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１のドレインに接続されている。そして、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの他端同士はセンタータップＣＴで互いに接続され、さらに２次側高圧ラインＬ２に接続されている。

この構成により、トランス３０は、第１の動作モードでは、１次側巻線３１の両端間に供給された交流電圧をｎｓ／ｎｐ倍に変圧（降圧）し、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂから出力するようになっている。また、第２の動作モードでは、トランス３０は、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂに供給された交流電圧をｎｐ／ｎｓ倍に変圧（昇圧）し、１次側巻線３１から出力するようになっている。

インダクタＬｃｈは、２次側高圧ラインＬ２と２次側高圧ラインＬ２Ｈとの間に挿入配置されており、その一端はトランス３０のセンタータップＣＴに接続され、他端は端子Ｔ３に接続されている。

平滑コンデンサＣＬは、端子Ｔ３に接続された２次側高圧ラインＬ２Ｈと端子Ｔ４に接続された２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に配置されている。

この構成により、インダクタＬｃｈおよび平滑コンデンサＣＬは、第１の動作モードでは、トランス３０およびスイッチング回路２０から供給された電圧を平滑化する平滑回路（低域通過フィルタＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）として機能する。すなわち、インダクタＬｃｈは、チョークコイルとして機能する。一方、第２の動作モードでは、平滑コンデンサＣＬは、バッテリＢＬから端子Ｔ３，Ｔ４間に供給された電圧ＶＬを平滑化し、インダクタＬｃｈは、スイッチング回路２０のスイッチング動作に基づいてエネルギーを蓄積し、その電圧ＶＬを昇圧して、トランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂに供給するようになっている。

制御部７３は、第１の動作モードにおいては端子Ｔ３，Ｔ４間の電圧ＶＬが所定の電圧を保つように、そして、第２の動作モードにおいては端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧ＶＨが所定の電圧を保つように、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２を制御するための指示をＳＷ駆動部７４に対して供給するものである。また、制御部７３は、第２の動作モードにおいて、バイパス回路４０のバイパススイッチＳＷ７０がオン状態になるように、ＳＷ駆動部７４に対して指示する機能も有している。

ＳＷ駆動部７４は、制御部７３からの指示に基づいて、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成してスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４に対して供給し、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成してスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２に対して供給し、ＳＷ制御信号Ｓ７０を生成してバイパス回路４０のバイパススイッチＳＷ７０に対して供給することにより、これらをオン・オフ制御するように駆動するものである。

スイッチング電源装置１では、端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧ＶＨを検出するために、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に電圧検出回路７１が挿入されている。また、端子Ｔ３，Ｔ４間の電圧ＶＬを検出するために、２次側高圧ラインＬ２Ｈと２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に電圧検出回路７２が挿入されている。

この構成により、制御部７３は、電圧検出回路７１，７２における検出結果に基づいてＳＷ駆動部７４に対して指示を行い、ＳＷ駆動部７４が制御部７３からの指示に基づいてスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ７０を駆動するようになっている。

ここで、直流電圧ＶＨは、本発明における「第１の直流電圧」の一具体例に対応する。直流電圧ＶＬは、本発明における「第２の直流電圧」の一具体例に対応する。スイッチング回路１０は、本発明における「１次側スイッチング回路」の一具体例に対応する。スイッチング回路２０は、本発明における「２次側スイッチング回路」の一具体例に対応する。共振インダクタＬｒ１は、本発明における「共振インダクタ」の一具体例に対応する。バイパス回路４０は、本発明における「バイパス回路」一具体例に対応する。トランスの１次側巻線３１は、本発明における「第１の巻線」の一具体例に対応する。トランスの２次側巻線３２Ａ，３２Ｂは、本発明における「第２の巻線」の一具体例に対応する。

［動作および作用］
続いて、本実施の形態のスイッチング電源装置１の動作および作用について説明する。

（第１の動作モードにおける動作）
まず、最初に図１を参照して、第１の動作モード（順方向動作モード）におけるスイッチング電源装置１の動作を説明する。

第１の動作モードでは、スイッチング電源装置１は、外部電源ＢＨから端子Ｔ１，Ｔ２に供給された直流電圧ＶＨを降圧し、その降圧した直流電圧ＶＬを端子Ｔ３，Ｔ４から出力し、接続されたバッテリＢＬを充電する。

具体的には、スイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をスイッチングすることにより、直流電圧ＶＨを交流電圧に変換し、トランス３０の１次側巻線３１の両端間に供給する。そしてトランス３０は、この交流電圧をｎｓ／ｎｐ倍に変圧（降圧）し、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂから変圧された交流電圧を出力する。スイッチング回路２０は、第１の動作モードにおいては整流回路として機能し、この交流電圧を整流する。インダクタＬｃｈおよび平滑コンデンサＣＬは、第１の動作モードにおいては平滑回路として機能し、この整流された信号を平滑化し、直流電圧ＶＬを生成する。

図２は、第１の動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、（Ａ）〜（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形をそれぞれ示し、（Ｅ），（Ｆ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形を示し、（Ｇ）はＳＷ制御信号Ｓ７０の波形を示す。この例では、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ７０は、そのゲートに印加されたＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ７０が高レベルの時にオン状態となり、低レベルの時にオフ状態になるものである。

第１の動作モードでは、ＳＷ駆動部７４は、周期的なＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４にそれぞれ供給する（図２（Ａ）〜（Ｄ））。また、ＳＷ駆動部７４は、低レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ７０を生成し、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２およびバイパス回路４０のバイパススイッチＳＷ７０にそれぞれ供給する（図２（Ｅ），（Ｆ），（Ｇ））。

図２に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１２を、同時に高レベルにならないように生成する（図２（Ａ），（Ｂ））。このため、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２は、同時にオン状態になることはない。同様に、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１３，Ｓ１４を、同時に高レベルにならないように生成する（図２（Ｃ），（Ｄ））。このため、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４は、同時にオン状態になることはない。つまり、スイッチング電源装置１では、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとが電気的に短絡しないようになっている。このように、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとが電気的に短絡するのを回避するためにとられる時間的間隔は、デッドタイムＴｄと称される。

また、図２に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４を、同時に高レベルになる期間Ｔ１１を有するように生成する（図２（Ａ），（Ｄ））。同様に、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３を、同時に高レベルになる期間Ｔ１２を有するように生成する（図２（Ｂ），（Ｃ））。

図３，４は、第１の動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、図３は、期間Ｔ１１における動作を示し、図４は、期間Ｔ１２における動作を示す。図３，４において、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２のボディダイオードにそれぞれ対応する。なお、これらの図では、説明の便宜上、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３を、その動作状態（オン状態もしくはオフ状態）を表すスイッチの形状で示す。また、説明の便宜上、その説明に直接必要のない回路ブロックや素子などについては、適宜図示を省略する。

期間Ｔ１１では、図２（Ａ）〜（Ｄ）に示したように、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオフ状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の１次側では、図３に示したように、スイッチング素子ＳＷ１１、共振インダクタＬｒ１、トランス３０の１次側巻線３１、スイッチング素子ＳＷ１４、外部電源ＶＨおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る、１次側ループ電流Ｉａ１１が流れる。一方、２次側では、ダイオードＤ２１、トランス３０の２次側巻線３２Ｂ、インダクタＬｃｈ、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る２次側ループ電流Ｉａ２１が流れる。

一方、期間Ｔ１２では、図２（Ａ）〜（Ｄ）に示したように、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオフ状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の一次側では、図４に示したように、スイッチング素子ＳＷ１３、トランス３０の１次側巻線３１、共振インダクタＬｒ１、スイッチング素子ＳＷ１２、外部電源ＶＨおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る、１次側ループ電流Ｉａ１２が流れる。一方、２次側では、ダイオードＤ２２、トランス３０の２次側巻線３２Ａ、インダクタＬｃｈ、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る２次側ループ電流Ｉａ２２が流れる。

このように、スイッチング電源装置１では、期間Ｔ１１，Ｔ１２において、２次側ループ電流Ｉａ２１，Ｉａ２２が流れる。この期間Ｔ１１，Ｔ１２の長さは、図２に示したように、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４間の位相差φ、およびＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３間の位相差φにより制御される。すなわち、例えば、位相差φが小さくなると、期間Ｔ１１，Ｔ１２の長さが長くなり、２次側ループ電流Ｉａ２１，Ｉａ２２が流れる時間が長くなるため、この第１の動作モードにおいて生成される電圧ＶＬが高くなる。制御部７３は、電圧検出回路７２において検出された電圧ＶＬに基づいて、電圧ＶＬが所定の電圧を保つように、この位相差φを制御する。

第１の動作モードでは、ＳＷ駆動部７４は、低レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ７０を常に生成してバイパススイッチＳＷ７０に供給するため、バイパススイッチＳＷ７０はオフ状態になる。このため、容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４、共振インダクタＬｒ１、およびトランス３０のリーケージインダクタからなるＬＣ共振回路が形成される。従って、ＺＶＳ動作を実現可能とすることができ、スイッチング損失の低減を図ることができる。

（第２の動作モードにおける動作）
次に、図１を参照して、第２の動作モード（逆方向動作モード）におけるスイッチング電源装置１の動作を説明する。

第２の動作モードでは、スイッチング電源装置１は、バッテリＢＬから端子Ｔ３，Ｔ４に供給された直流電圧ＶＬを昇圧し、その昇圧した直流電圧ＶＨを端子Ｔ１，Ｔ２から出力し、接続された負荷Ｌを駆動する。

具体的には、スイッチング回路２０は、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をスイッチングすることにより、直流電圧ＶＬを交流電圧に変換する。その際、インダクタＬｃｈは、この交流電圧を昇圧し、トランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２ＢのセンタータップＣＴに供給する。そしてトランス３０は、この交流電圧をｎｐ／ｎｓ倍に変圧（昇圧）し、１次側巻線３１から変圧された交流電圧を出力する。スイッチング回路１０は、第２の動作モードにおいては整流回路として機能し、この交流電圧を整流する。平滑コンデンサＣＨは、この整流された信号を平滑化し、直流電圧ＶＨを生成する。

図５は、第２の動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、（Ｅ），（Ｆ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形をそれぞれ示し、（Ｇ）はＳＷ制御信号Ｓ７０の波形を示し、（Ａ）〜（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形を示し、（Ｈ）はトランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの電圧Ｖ３２Ｂ−Ｖ３２Ａの波形を示し、（Ｉ）はトランス３０の１次側巻線３１の電圧Ｖ３１の波形を示し、（Ｊ）はインダクタＬｃｈを流れる電流の波形を示す。

第２の動作モードでは、ＳＷ駆動部７４は、周期的なＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成し、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２にそれぞれ供給する（図５（Ｅ），（Ｆ））。また、ＳＷ駆動部７４は、低レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４にそれぞれ供給する（図５（Ａ）〜（Ｄ））。また、高レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ７０をバイパス回路４０のバイパススイッチＳＷ７０に供給する。

図５に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、交互に高レベルになるように生成する。その際、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、同時に高レベルになる期間を有するように生成する。具体的には、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２が同時に高レベルになる期間Ｔ２１と、ＳＷ制御信号Ｓ２１が高レベルになるとともにＳＷ制御信号Ｓ２２が低レベルになる期間Ｔ２２と、期間Ｔ２１と、ＳＷ制御信号Ｓ２１が低レベルになるとともにＳＷ制御信号Ｓ２２が高レベルになる期間Ｔ２３とが巡回するように、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成する。

図６〜８は、第２の動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、図６は、期間Ｔ２１における動作を示し、図７は、期間Ｔ２２における動作を示し、図８は、期間Ｔ２３における動作を示す。図６〜８において、トランス３０の各端子間電圧Ｖ３１，Ｖ３２Ａ，Ｖ３２Ｂの方向を矢印で示す。

期間Ｔ２１では、図５（Ｅ），（Ｆ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は同時にオン状態となる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図６に示したように、インダクタＬｃｈ、トランス３０の２次側巻線３２Ｂ、スイッチング素子ＳＷ２１、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る、２次側ループ電流Ｉｂ２１が流れるとともに、インダクタＬｃｈ、トランス３０の２次側巻線３２Ａ、スイッチング素子ＳＷ２２、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る、２次側ループ電流Ｉｂ２２が流れる。このとき、トランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂでは、２次側ループ電流Ｉｂ２１により生成される磁界と２次側ループ電流Ｉｂ２２により生成される磁界とが互いに打ち消し合うため、１次側に電流を誘起せず、よって、インダクタＬｃｈから見たトランス３０のインピーダンス（負荷）はほぼゼロとなる。このようにして、期間Ｔ２１において、インダクタＬｃｈには、２次側ループ電流Ｉｂ２１，Ｉｂ２２が流れ（図５（Ｊ））、これらに基づいてエネルギーが蓄積されることとなる。

期間Ｔ２２では、図５（Ｅ），（Ｆ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオフ状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図７に示したように、インダクタＬｃｈ、トランス３０の２次側巻線３２Ｂ、スイッチング素子ＳＷ２１、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る、２次側ループ電流Ｉｂ２１が流れる。このとき、２次側巻線３２Ｂの両端電圧Ｖ３２Ｂは、バッテリＢＬの電圧ＶＬに、この期間Ｔ２２に先立つ期間Ｔ２１においてインダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーに基づく電圧ΔＶを加えたもの（ＶＬ＋ΔＶ）となる（図５（Ｈ））。一方、１次側では、図７に示したように、ダイオードＤ１４、トランス３０の１次側巻線３１、バイパススイッチＳＷ７０、ダイオードＤ１１、負荷Ｌおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る１次側ループ電流Ｉｂ１１が流れる。このとき、１次側巻線３１の両端電圧Ｖ３１は、２次側巻線３２Ｂの両端電圧Ｖ３２Ｂ（電圧ＶＬ＋ΔＶ）にトランス３０の巻線比を掛け合わせた、（ｎｐ／ｎｓ）×（ＶＬ＋ΔＶ）となる。

また、期間Ｔ２３では、図５（Ａ），（Ｂ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオフ状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオン状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図８に示したように、インダクタＬｃｈ、トランス３０の２次側巻線３２Ａ、スイッチング素子ＳＷ２２、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る、２次側ループ電流Ｉｂ２２が流れる。このとき、２次側巻線３２Ａの両端電圧Ｖ３２Ａは、バッテリＢＬの電圧ＶＬに、この期間Ｔ２３に先立つ期間Ｔ２１においてインダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーに基づく電圧ΔＶを加えたもの（ＶＬ＋ΔＶ）となる（図５（Ｆ））。一方、１次側では、図８に示したように、ダイオードＤ１２、バイパススイッチＳＷ７０、トランス３０の１次側巻線３１、ダイオードＤ１３、負荷Ｌおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る１次側ループ電流Ｉｂ１２が流れる。このとき、１次側巻線３１の両端電圧Ｖ３１は、２次側巻線３２Ａの両端電圧Ｖ３２Ａ（電圧ＶＬ＋ΔＶ）にトランス３０の巻線比を掛け合わせた、（ｎｐ／ｎｓ）×（ＶＬ＋ΔＶ）となる。

このように、第２の動作モードでは、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、同時にオン状態にする期間Ｔ２１を有するように動作する。この期間Ｔ２１においてインダクタＬｃｈがエネルギーを蓄積することにより、例えば期間Ｔ２２において、２次側巻線３２Ｂに、バッテリＢＬの電圧ＶＬを上回る電圧ＶＬ＋ΔＶを供給することができ、（ｎｐ／ｎｓ）×ＶＬよりも高い電圧を電圧ＶＨとして出力することが可能となる。

スイッチング電源装置１では、期間Ｔ２２，Ｔ２３において、１次側巻線３１の両端には、（ｎｐ／ｎｓ）×（ＶＬ＋ΔＶ）の電圧が現れ、１次側ループ電流Ｉｂ１１，Ｉｂ１２が流れる。この期間Ｔ２２，Ｔ２３の長さを制御することにより、この第２の動作モードにおいて生成される電圧ＶＨを制御することができる。具体的には、期間Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２１，Ｔ２３からなる“１周期期間”における期間Ｔ２１の占める割合を大きくすることにより、電圧ＶＨを高くすることができる。制御部７３は、電圧検出回路７１において検出された電圧ＶＨに基づいて、電圧ＶＨが所定の電圧を保つように、期間Ｔ２２，Ｔ２３の時間と期間Ｔ２１の時間との比を制御する。

第２の動作モードでは、ＳＷ駆動部７４は、高レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ７０を常に生成してバイパススイッチＳＷ７０に供給するため、バイパススイッチＳＷ７０はオン状態になる。このため、共振インダクタＬｒ１に流れるはずの交流電流をバイパス回路に迂回させことができる、従って、電流を迂回させない場合に共振インダクタＬｒ１に交流電流が流れることに起因した損失の増加を抑えることができる。更に、第２の動作モードでは、容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４、共振インダクタＬｒ１、およびトランス３０のリーケージインダクタからなるＬＣ共振回路は形成されない。すなわち、スイッチング回路１０に含まれる容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４と共振インダクタＬｒ１とを含むＬＣ共振回路は形成されない。従って、期間Ｔ２１において共振インダクタＬｒ１にエネルギーが蓄積されることによる共振現象（後述）を防ぎ、この共振動作に起因する損失を低減することができる。

（バイパス回路が無い場合の第２の動作モードにおける動作）
次に、スイッチング電源装置１（図１）において、バイパス回路４０が無い場合の動作について説明する。

図９は、バイパス回路４０が無い場合の第２の動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、（Ｅ），（Ｆ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形をそれぞれ示し、（Ｇ）はＳＷ制御信号Ｓ７０の波形を示し、（Ａ）〜（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形を示し、（Ｈ）はトランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの電圧Ｖ３２Ｂ−Ｖ３２Ａの波形を示し、（Ｉ）はトランス３０の１次側巻線３１の電圧Ｖ３１の波形を示し、（Ｊ）はインダクタＬｃｈを流れる電流の波形を示す。

まず、第１の動作モードでの動作については、スイッチング電源装置１において、バイパス回路４０がある場合の動作と同じである。

次に、第２の動作モードでの動作であるが、スイッチング電源装置１において、バイパス回路４０が無いため、期間Ｔ２２，Ｔ２３において、それぞれ１次側ループ電流Ｉｂ１１，Ｉｂ１２は共振インダクタＬｒ１を含むループを流れる。そのため、期間Ｔ２１におけるインダクタＬｃｈの場合と同様に、期間Ｔ２２，Ｔ２３において共振インダクタＬｒ１にもエネルギーが蓄積される。

期間Ｔ２２において共振インダクタＬｒ１に蓄積されたエネルギーは、期間Ｔ２２から期間Ｔ２１に切り替わると、スイッチング素子ＳＷ２１及びスイッチング素子ＳＷ２２が同時にＯＮ状態となることにより、その蓄積されたエネルギーを放出する経路を失う。これにより、期間Ｔ２１において共振インダクタＬｒ１と容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４とが共振動作をするという現象（共振現象）が発生する。期間Ｔ２３から期間Ｔ２１に切り替わる場合にも同様の現象が発生する（図９（Ｊ），（Ｋ））。

この共振動作の共振周波数は、共振インダクタＬｒ１のインダクタンス値と、第１の動作モードにおいて共振インダクタＬｒ１と部分共振を行うために挿入された容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４の容量とで決まり、その共振周波数ｆｒは、ｆｒ＝１／｛２・π・√（Ｌｒ１・Ｃｒ）｝で算出される。ここで、Ｃｒは容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４の合成容量である。

共振周波数ｆｒは、本実施の形態においては、例えば、スイッチング回路２０のスイッチング周波数ｆｓを１００ｋＨｚ程度とすると、共振周波数ｆｒは数ＭＨｚ程度の非常に高い周波数となるため、この共振現象による共振インダクタＬｒ１のコアロス（鉄損）および銅損の影響は、特に無視できなくなる。

共振インダクタＬｒ１のコアロスは、高い周波数の電圧が共振インダクタＬｒ１の両端に印加されるほど大きくなる。

また、共振インダクタＬｒ１に交流電流が流れることにより、共振インダクタＬｒ１には交流抵抗損失を生じる。交流抵抗損失は、共振インダクタＬｒ１の巻線の表皮効果と近接効果による損失である。共振インダクタＬｒ１の銅損は、共振インダクタＬｒ１に流れる交流電流の周波数が高いほど大きくなる。従って、共振現象により、共振インダクタＬｒ１の損失が増加する。

以上のことから、バイパス回路を設けない場合に第２の動作モードでは、Ｔ２２，Ｔ２３期間において、共振インダクタＬｒ１を流れる交流電流（周波数ｆｓ）による損失を生じる。また、Ｔ２１期間において、共振現象により、共振インダクタＬｒ１で生じる損失を生じる。バイパス回路を設けない場合に第２の動作モードにおいて共振現象により生じる損失を見積ると、例えば、定格入出力電力が１ｋＷ程度のスイッチング電源装置の場合に数Ｗから数十Ｗ程度だと見積られる。

［効果］
以上のように本実施の形態では、バイパス回路を設けたことにより、第１の動作モードにおいては、共振インダクタＬｒ１がＬＣ共振回路を構成するために、第１の動作モードにおいて、スイッチング動作をするスイッチング回路１０のスイッチング損失を低減できる。そして、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１に流れる電流をバイパス回路４０により迂回させることができるため、共振インダクタＬｒ１に交流電流が流れることに起因する電力損失を低減することができる。従って、スイッチング電源装置１の変換効率を向上させることができる。

本実施の形態では、バイパス回路はバイパススイッチを含み、バイパススイッチをオン・オフ制御する制御部を備えているので、制御部は、必要なときにのみ、共振インダクタＬｒ１を迂回するようにオン・オフ制御することができる。

本実施の形態では、制御部７４は、第１の動作モードでは、スイッチング回路に含まれる容量素子と共振インダクタＬｒ１とを含むＬＣ共振回路を構成するようにバイパススイッチをオン・オフ制御し、第２の動作モードでは、共振インダクタＬｒ１を迂回するようにバイパススイッチをオン・オフ制御するので、第１の動作モードにおいては、共振インダクタＬｒ１を利用したＺＶＳ動作を実現可能とすることでスイッチング損失を低減でき、第２の動作モードにおいては、共振インダクタＬｒ１を交流電流が流れることによる損失の増加を抑えるだけでなく、共振インダクタＬｒ１にエネルギーが蓄積されることによる共振動作に起因する損失を低減することができる。

［変形例１］
上記の実施の形態では、スイッチング回路１０，２０において、ボディダイオードを整流素子として用いたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、スイッチング回路１０，２０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２をオン・オフ制御し、いわゆる同期整流により整流を行うようにしてもよい。以下に、一例として、第２の動作モードにおける、同期整流を行った場合の定常動作を説明する。

図１０は、第２の動作モードにおけるスイッチング電源装置１の定常動作を表すものであり、（Ｅ），（Ｆ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を示し、（Ｇ）はＳＷ制御信号Ｓ７０を示し、（Ａ）〜（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を示す。本変形例に係るスイッチング電源装置でも、ＳＷ駆動部７４は、上記実施の形態の場合と同様に、期間Ｔ２１、期間Ｔ２２、期間Ｔ２１、および期間Ｔ２３が巡回するように、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成する。

図１１，１２は、第２の動作モードにおけるスイッチング電源装置１の定常動作を表すものであり、図１１は、期間Ｔ２２における動作を示し、図１２は、期間Ｔ２３における動作を示す。

期間Ｔ２２では、図１０に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオフ状態になる（図１０（Ｅ），（Ｆ））。また、スイッチング回路１０では、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオフ状態になる（図１０（Ａ）〜（Ｄ））。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図１１に示したように、２次側ループ電流Ｉｂ２１が流れる。一方、１次側では、スイッチング素子ＳＷ１４、トランス３０の１次側巻線３１、バイパススイッチＳＷ７０、スイッチング素子ＳＷ１１、負荷Ｌおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る１次側ループ電流Ｉｂ１１が流れる。

また、期間Ｔ２３では、図１０に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオフ状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオン状態になる（図１０（Ｅ），（Ｆ））。また、スイッチング回路１０では、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオフ状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオン状態になる（図１０（Ａ）〜（Ｄ））。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図１２に示したように、２次側ループ電流Ｉｂ２２が流れる。一方、１次側では、スイッチング素子ＳＷ１２、バイパススイッチＳＷ７０、トランス３０の１次側巻線３１、スイッチング素子ＳＷ１３、負荷Ｌおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る１次側ループ電流Ｉｂ１２が流れる。

このように同期整流を行った場合でも、上記実施の形態と同様に、バイパス回路４０を設けたことにより、共振インダクタＬｒ１に起因する損失を低減することができる。

［変形例２］
上記の実施の形態では、共振インダクタＬｒ１と並列にバイパス回路を設けていたが、図１３に示されるように、共振インダクタＬｒ１と直列接続された切り替えスイッチＳＷ７１を更に設けてもよい。切り替えスイッチＳＷ７１の一端と共振インダクタＬｒ１の一端とが接続されるとともに、切り替えスイッチの他端は、バイパス回路４０のバイパススイッチＳＷ７０の一端と接続され、共振インダクタＬｒ１の他端は、バイパス回路４０のバイパススイッチＳＷ７０の他端と接続される。すなわち、共振インダクタＬｒ１と切り替えスイッチＳＷ７１とから構成される直列回路は、バイパス回路４０と並列接続される。切り替えスイッチＳＷ７１は、共振インダクタＬｒ１の一端とバイパススイッチＳＷ７０の一端との導通・非導通を切り替え可能とする。すなわち、切り替えスイッチをオフ状態とすることにより、共振インダクタＬｒ１とバイパススイッチＳＷ７０を含む閉ループ回路は形成されない。これにより、第２の動作モードでの動作時に、共振インダクタＬｒ１に交流電流が流れることを完全に妨げることができる。なお、切り替えスイッチは、共振インダクタＬｒ１の他端側に設けられていてもよいし、共振インダクタＬｒ１の一端側と他端側の両方に設けられていてもよい。すなわち、切り替えスイッチＳＷ７１は、共振インダクタＬｒ１の少なくとも一方の端部とバイパススイッチＳＷ７０の少なくとも一方の端部との導通・非導通を切り替え可能とするスイッチ機能を有すればよい。

図１３に示されるスイッチング電源装置１では、第１の動作モードにおいては、ＳＷ駆動部７４は、高レベルに固定された制御信号Ｓ７０を生成し、バイパススイッチＳＷ７０に供給し、低レベルに固定された制御信号Ｓ７１を生成し、切り替えスイッチＳＷ７１に供給する。このため、バイパススイッチＳＷ７０はオン状態に、切り替えスイッチＳＷ７１はオフ状態になる。これにより、第１の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１とスイッチング回路１０に含まれる容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４とを含むＬＣ共振回路が形成される。第２の動作モードにおいては、ＳＷ駆動部７４は、低レベルに固定された制御信号Ｓ７０を生成し、バイパススイッチＳＷ７０に供給し、高レベルに固定された制御信号Ｓ７１を生成し、切り替えスイッチＳＷ７１に供給する。このため、バイパススイッチＳＷ７０はオフ状態に、切り替えスイッチＳＷ７１はオン状態になる。これにより、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１は迂回される。

この場合でも、上記実施の形態と同様に、バイパス回路４０を設けたことにより、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１に起因する損失を低減できる。バイパス回路４０だけでなく切り替えスイッチＳＷ７１をも設けられているため、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１を流れる電流をバイパス回路４０に完全に迂回させることができるため、共振インダクタＬｒ１に起因する損失を更に低減することができる。

［変形例３］
上記の実施の形態では、共振インダクタＬｒ１がトランス３０の１次側巻線３１側に設けられ、これを迂回するようにバイパス回路４０が設けられていたが、これに限らない。例えば、図１４，図１５に示されるように、トランス３０の２次側巻線３２側に共振インダクタとバイパス回路が設けられてもよい。

例えば、図１４に示されるスイッチング電源装置１（変形例３−１）は、２次側巻線３２Ａの一端とスイッチング素子ＳＷ２２のドレインとの間に共振インダクタＬｒ２２を、２次側巻線３２Ｂの一端とスイッチング素子ＳＷ２１のドレインとの間に共振インダクタＬｒ２１を備えている。そして、共振インダクタＬｒ２１に並列接続されたバイパススイッチＳＷ７２と、共振インダクタＬｒ２２に並列接続されたバイパススイッチＳＷ７３とを備えるバイパス回路４０がもうけられている。また、例えば、図１５に示されるスイッチング電源装置１（変形例３−２）では、２次側巻線の３２Ａおよび３２Ｂの他端と、インダクタＬｃｈとの間に共振インダクタＬｒ２を備えている。

図１４に示されるスイッチング電源装置１では、第１の動作モードにおいては、ＳＷ駆動部７４は、低レベルに固定された制御信号Ｓ７２，Ｓ７３を生成し、バイパススイッチＳＷ７２，ＳＷ７３に供給する。このため、バイパススイッチＳＷ７２，ＳＷ７３は共にオン状態になる。これにより、第１の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ２１，Ｌｒ２２と容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４とを含むＬＣ共振回路が形成される。第２の動作モードにおいては、ＳＷ駆動部７４は、高レベルに固定された制御信号ＳＷ７２，ＳＷ７３を生成し、バイパススイッチＳＷ７２，ＳＷ７３に供給する。このため、バイパススイッチＳＷ７２，ＳＷ７３は共にオフ状態になる。これにより、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ２１およびＬｒ２２は共に迂回される。

図１５に示されるスイッチング電源装置１では、第１の動作モードにおいては、ＳＷ駆動部７４は、低レベルに固定された制御信号Ｓ７２を生成し、バイパススイッチＳＷ７２に供給する。このため、バイパススイッチＳＷ７２はオン状態になる。これにより、第１の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ２と容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４との共振回路が形成される。第２の動作モードにおいては、ＳＷ駆動部７４は、高レベルに固定された制御信号ＳＷ７２を生成し、バイパススイッチＳＷ７２に供給する。このため、バイパススイッチＳＷ７２はオフ状態になる。これにより、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ２は迂回される。

この場合でも、上記実施の形態と同様に、第２の動作モードにおいて、バイパス回路４０を設けたことにより、共振インダクタＬｒ２１およびＬｒ２２に起因する損失を低減できる。

［変形例４］
上記の実施の形態では、第１の動作モードにおいて、スイッチング回路１０に含まれる容量素子と共振インダクタＬｒ１とがＬＣ共振回路を構成するスイッチング電源装置１にバイパス回路４０が設けられていたが、これに限らない。例えば、図１６に示されるように、第１の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１と、スイッチング回路１０とトランス３０との間に備えられた容量素子（共振キャパシタ）Ｃｒ１とがＬＣ共振回路を構成するスイッチング電源装置１にバイパス回路４０が設けられていてもよい。図１６に示されるスイッチング電源装置１では、容量素子Ｃｒ１とともに共振インダクタＬｒ１を迂回するようにバイパス回路４０が設けられている。このスイッチング電源装置１は、第１の動作モードにおいて、電流共振型のスイッチング電源として動作する。この場合にも、第１の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１と容量素子Ｃｒ１とを電流共振させることでスイッチング電源装置１の損失を低減できるだけでなく、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１を迂回させることにより、共振インダクタＬｒ１に起因する損失を低減できる。

以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等には限定されず、種々の変形が可能である。

例えば上記の実施の形態等では、ＳＷ駆動部７４は、第２の動作モードにおけるすべての期間において、高レベルに固定されたＳＷ制御信号（Ｓ７０，Ｓ７２，Ｓ７３）をバイパス回路４０のバイパススイッチ（ＳＷ７０，ＳＷ７２，ＳＷ７３）に供給していたがこれに限らない。例えば、期間Ｔ２１において、高レベルに固定されたＳＷ制御信号（Ｓ７０，Ｓ７２，Ｓ７３）をバイパス回路４０のバイパススイッチ（ＳＷ７０，ＳＷ７２，ＳＷ７３）に供給し、期間Ｔ２２および期間Ｔ２３において、低レベルに固定されたＳＷ制御信号（Ｓ７０，Ｓ７２，Ｓ７３）をバイパス回路４０のバイパススイッチ（ＳＷ７０，ＳＷ７２，ＳＷ７３）に供給するようにしてもよい。このようにした場合にも、期間Ｔ２１において共振インダクタＬｒ１にエネルギーが蓄積されることによる共振動作を防ぎ、共振インダクタＬｒ１に起因する損失、特に共振現象による共振インダクタＬｒ１の損失を低減することができる。

また、上記実施の形態等では、１次側のスイッチング回路１０はフルブリッジ型の回路構成としたが、これに限らない。例えば、ハーフブリッジ型の回路構成としてもよい。

また、上記実施の形態等では、第１の動作モードが降圧型として第２の動作モードが昇圧型としたが、これに限らない。例えば、第１の動作モードを昇圧型として第２動作モードを降圧型としてもよい。また、第１の動作モードを降圧型として第２動作モードを昇降圧型としてもよい。すなわち、供給された第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成する第１の動作モードと、供給された第２の直流電圧から第１の直流電圧を生成する第２の動作モードとを有するスイッチング電源装置でもよい

また、上記実施の形態等では、共振インダクタＬｒ１はトランス３０の１次側巻線３１側、または、トランス３０の２次側巻線３２ａ，３２ｂ側のいずれかに設けられていたがこれに限らない。例えば、トランス３０の１次側巻線３０側と２次側巻線３２ａ，３２ｂ側の両方に設けてもよい。

また、上記実施の形態等では、バイパススイッチ７０，７２，７３や切り替えスイッチＳ７１にリレーを用いて、ＳＷ駆動部７４から生成されたＳＷ制御信号Ｓ７０，Ｓ７２，Ｓ７３，Ｓ７１によりオン・オフ制御していたが、これに限らない。例えば、例えば、スイッチング素子やダイオード素子により構成された双方向スイッチを用いて、ＳＷ駆動部７４から生成されたＳＷ制御信号によりオン・オフ制御しもよい。また、例えば、トグルスイッチ等の機械スイッチを用いて、手動でスイッチのオン・オフを切り替えてもよい。
また、例えば、ジャンパ部材を共振インダクタＬｒ１の両端に接続することにより共振インダクタを短絡してもよい。

また、上記実施の形態等では、第２の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１をバイパス可能とするバイパス回路４０を設けていたがこれに限らない。第２の動作モードにおいてＬＣ共振回路を構成することによりスイッチング損失の低減が可能な場合には、第１の動作モードにおいて、共振インダクタＬｒ１をバイパスさせればよい。また、第１の動作モードにおいてＬＣ共振回路を構成する第１の共振インダクタと、第２の動作モードにおいてＬＣ共振回路を構成する第２の共振インダクタを備える場合には、第１の共振インダクタと第２の共振インダクタにそれぞれバイパス回路を設けることにより、第１の動作モードにおいて第２の共振インダクタをバイパスし、第２の動作モードにおいて第１の共振インダクタをバイパスしてもよい。

また、上記実施の形態等では、スイッチング電源装置１は、直流電圧を入力し直流電圧を出力する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータとしたが、これに限らない。例えばＡＣ／ＤＣコンバータなど、スイッチング電源装置であればどのようなものであってもよい。

１…スイッチング電源装置、１０，２０…スイッチング回路、３０…トランス、４０…バイパス回路、３１…１次側巻線、３２Ａ，３２Ｂ…２次側巻線、ｎｐ…１次側巻数、ｎｓ…２次側巻数、７１、７２…電圧検出回路、７３…制御部、７４…ＳＷ駆動部、８ＢＬ…バッテリ、Ｌ…負荷、ＣＨ，ＣＬ…平滑コンデンサ、Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４…容量素子またはスイッチング素子の寄生容量成分、Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２…スイッチング素子の寄生ダイオード成分またはスイッチング素子に並列に接続されたダイオード、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、Ｌ２，Ｌ２Ｈ…２次側高圧ライン、Ｌ２Ｌ…２次側低圧ライン、Ｌｃｈ…平滑用インダクタ、Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ２１，Ｌｒ２２…共振インダクタ、Ｃｒ１…共振コンデンサ、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ７０〜Ｓ７３…ＳＷ制御信号、ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１〜ＳＷ２２…スイッチング素子、ＳＷ７０，ＳＷ７２，ＳＷ７３…バイパススイッチ、ＳＷ７１…切り替えスイッチ、Ｔ１〜Ｔ４…端子、Ｉａ１１，Ｉａ１２，Ｉｂ１１，Ｉｂ１２…１次側ループ電流、Ｉａ２１，Ｉａ２２，Ｉｂ２１，Ｉｂ２２…２次側ループ電流、ＶＨ，ＶＬ…電圧

Claims (8)

1. 供給された第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成する第１の動作モードと、供給された第２の直流電圧から第１の直流電圧を生成する第２の動作モードとを有するスイッチング電源装置であって、
   １次側巻線と２次側巻線とを有するトランスと、
   前記１次側巻線に接続され、前記第１の動作モードにおいて、スイッチング動作により前記第１の直流電圧を交流電圧に変換する第１のスイッチング回路と、
   前記２次側巻線に接続され、前記第２の動作モードにおいて、スイッチング動作により前記第２の直流電圧を交流電圧に変換する第２のスイッチング回路と、
   前記トランスに接続された共振インダクタと、
   前記共振インダクタとＬＣ共振回路を構成する容量素子と、
   前記共振インダクタを迂回するためのバイパス回路と、
   を備えたスイッチング電源装置。
2. 前記バイパス回路に含まれるバイパススイッチと、
   前記バイパススイッチをオン・オフ制御する制御部と、
   を備える請求項１に記載のスイッチング電源装置
3. 前記制御部は、前記第１の動作モードでは、前記ＬＣ共振回路を構成するように前記バイパススイッチをオン・オフ制御し、前記第２の動作モードでは、前記共振インダクタを迂回するように前記バイパススイッチをオン・オフ制御する請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記バイパススイッチは前記共振インダクタに並列に接続され、前記制御部は、前記第１の動作モードでは、前記バイパススイッチがオフ状態となるようにオン・オフ制御し、前記第２の動作モードでは、前記バイパススイッチがオン状態となるようにオン・オフ制御する請求項２または３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記共振インダクタと直列に接続されるとともに前記バイパススイッチに並列に接続される切り替えスイッチを更に備え、前記制御部は、前記第１の動作モードでは、前記切り替えスイッチがオン状態となるようにオン・オフ制御し、前記第２の動作モードでは、前記切り替えスイッチがオフ状態となるようにオン・オフ制御する請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記容量素子は、前記スイッチング回路と前記トランスとの間に接続され、前記バイパス回路は、前記容量素子と共に前記共振インダクタを迂回する請求項１から５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
7. 前記２次側巻線に接続され、前記第１の動作モードにおいて、前記第２の直流電圧を生成するための平滑回路を構成する平滑用インダクタを更に備え、
   前記２次側巻線は、第１および第２の２次側巻線を含み、
   前記第２のスイッチング回路は、第１および第２のスイッチング素子を含み、
   前記第１の２次側巻線の一端および前記他第２の２次側巻線の一端は、互いに接続されるとともに前記平滑用インダクタに接続され、
   前記第１の２次側巻線の他端は前記第１のスイッチング素子の一端に接続され、
   前記第２の２次側巻線の他端は前記第２のスイッチング素子の一端に接続され、
   前記第１のスイッチング素子の他端および前記第２のスイッチング素子の他端は、互いに接続されている
   請求項１から請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記制御部は、前記第１の動作モードにおいて、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が共にオンとなる第１の期間と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子のいずれか一方のスイッチング素子のみがオンとなる第２の期間とを交互に繰り返すようにオン・オフ制御し、更に、前記制御部は、少なくとも前記第１の期間において、前記共振インダクタを迂回するように前記バイパススイッチをオン・オフ制御する請求項７に記載のスイッチング電源装置。
   

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