JP2006166550A - 入出力絶縁型ｄｃーｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】電磁波放射が少ないＤＣーＤＣコンバータを提供すること。
【解決手段】トランス７に二次コイル５、１５を、トランス８に二次コイル６、１６を巻装し、それらを直列に接続し、二次コイル５、６の各端を接続して高電位の二次側端子３とする。二次コイル５、１５の接続点と、二次コイル６、１６の接続点とをスイッチング素子１２、１３を個別に通じて低電位の二次側端子４に接続する。スイッチング素子１２、１３を交互に運転することにより二次電流の高周波電流成分を大幅に低減することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータの改良に関する。

トランスを用いる入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは入出力を完全に電気絶縁可能であるため広範に用いられている。この入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２個のトランスをもつＤＣーＤＣコンバータ（２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータとも言う）がたとえば下記の特許文献１〜８に提案されている。

この種の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側の整流回路としては、各トランスの二次コイルの電圧をそれぞれ異なる整流素子により半波期間ごとに交互に整流するいわゆる２トランス全波整流回路が用いられている。上記した２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータは、片方のトランスが直流電流を出力する半波期間に他方のトランスのコイルをチョークコイルとして作動させることができるため電流リップルとそれによる損失を低減できるという利点がある。

その他、一つのトランスのコアに二つの二次コイルを同一方向に巻装し、これら二つの二次コイルの電圧をそれぞれ異なる整流素子により半波期間ごとに交互に整流する１トランス全波整流回路も周知となっている。
特開平５−２７６７５１号公報 特許第３１７５３８８号公報 特開２００３−７９１４２号公報 特表２００３ー５２９３１１号公報 特表２００３−５３３１６３号公報 特表２００４−５０８７９９号公報 特開２００３−１０２１７５号公報 USP５２９１３８２

しかしながら、上記した１トランス型又は２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの二つの二次コイルは、本質的に互いに異なる半波期間ごとに負荷電流を交互に出力する形式であり、各二次コイル及びそれらの出力端から外部への配線には半波期間の切り替わりの時点近傍のスイッチング過渡期間にて非常に大きな電流変化が生じている。

このことは、このスイッチング過渡期間において大きな高周波電流成分が流れることを意味し、その結果、この高周波電流成分が流れる各二次コイル及びそれらの出力端から外部への配線に大きな電磁波放射を起こすことを意味する。特に、この問題は二次電流が大きい降圧コンバータにおいて大きな問題となっている。

また、このスイッチング過渡期間に流れる大きな高周波電流成分は、トランス二次回路に付属する交流インピーダンスを通じて無駄な容量性リーク電流や誘導性サージ電圧を発生させる可能性も生じる。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、二次側配線に流れる高周波電流成分を低減可能な入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータを提供することをその目的としている。

なお、請求項及びこの発明の開示の記載において、発明の各構成要素に付した符号は理解を容易化するためになされたものに過ぎず、対応する符号をもつ実施例の構成要素に限定されない。

本発明の入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスのコアに巻装されて順次直列に接続される第１、第２、第３、第４の二次コイルからなり、一次コイルを通じてインバータ回路から電磁的に電力が給電される二次コイル群と、前記第１の二次コイルの一端及び前記第４の二次コイルの他端が接続される第１の出力端と、 前記第１、第２の二次コイルの接続点と第２の出力端とを接続する第１の整流素子と、前記第３、第４の二次コイルの接続点と第２の出力端とを接続する第２の整流素子とを備え、前記第１、第２の二次コイルは前記コアの所定の第１の磁路に逆向きに巻装され、前記第３、第４の二次コイルは前記第１の磁路とは異なる前記コアの第２の磁路に逆向きに巻装されていることを特徴としている。

本発明によれば、二次側配線に流れる高周波電流成分を大幅に低減可能な入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータを実現することができる。以下、更に具体的に説明する。

すなわち、この発明によれば、第１の整流素子がオンしている時に、第１の二次コイルが第１の出力端にある電流aを出力すると同時に、第２の整流素子は第３、第４の二次コイルを通じて第１の出力端に他の電流bを出力する。この時、第３、第４の二次コイルの起電力は逆向きで互いにキャンセルし合うため適切に両二次コイルの形成磁界の大きさを調整することによりそれらは相殺される。

同様に、第２の整流素子がオンしている時に、第４の二次コイルが第１の出力端に電流cを出力すると同時に、第１の整流素子は第２、第１の二次コイルを通じて第１の出力端に電流dを出力する。この時、第１、第２の二次コイルの起電力は逆向きで互いにキャンセルし合うため適切に両二次コイルの形成磁界の大きさを調整することによりそれらは相殺される。

結局、整流素子の動作状態が切り替わる時点近傍の過渡期間における二次コイル群の両端から第１の出力端子までの配線、並びに、各コイルの電流の変化すなわち高周波電流成分が小さくなるために、それらが外部に放射する電磁波ノイズを大幅に低減することができる。更に、この高周波電流成分の減少により、二次コイル群やそれに接続される配線の静電容量やインダクタンスに対する影響を減少させ、リーク電流やサージノイズも低減することができる。

なお、上記説明は、トランスの一次側から二次側に送電する場合を念頭になされているが、トランスの二次側から一次側への逆送電も可能であり、この場合には、二次側の整流素子はインバータ動作のためのスイッチング動作を行い、一次側のインバータ回路は整流動作を行う。また、トランスの一次側から二次側への送電のみを行う場合、二次側のスイッチング素子を整流専用のダイオードとすることも可能である。

好適態様において、前記第１、第２の二次コイルは、前記第１の磁路に実質的に等しいターン数で逆向きに巻装され、前記第３、第４の二次コイルは、前記第２の磁路に実質的に等しいターン数で逆向きに巻装される。このようにすれば、ターン数を揃えると言う簡単な手法で、上記した相殺を実現することができる。

好適態様において、前記トランスは、前記第１、第２の二次コイルが巻装される第１のトランスと、前記第３、第４の二次コイルが巻装される第２のトランスからなり、前記インバータ回路１１は、前記第１、第２の二次コイルと前記第３、第４の二次コイルとに交互に直流負荷電流を給電する。このようにすれば、この発明を良好に２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用することができる。以下、一次コイルｎ１、ｎ４を基本二次コイルと称し、一次コイルｎ２、ｎ３を追加二次コイル称することもあるものとする。したがって、一つのトランスのコアに巻装された基本二次コイルと追加二次コイルとは略同一ターン数をもつことが好適である。

更に説明すると、この態様では、各トランスには、一対の二次コイルが互いに逆向きにそれぞれ巻装されている。一方のトランスが負荷電流を出力する際に、この負荷電流出力中のトランスの追加二次コイルは、もう一方のトランスの追加二次コイル及び基本二次コイルを順次経由して負荷電流を出力する。つまり、各トランスにそれぞれ追加二次コイルを設けて上記のように接続することにより、約半分の二次電流はこの負荷電流出力側トランスの基本二次コイルから従来通り出力され、残りの約半分の二次電流は負荷電流を本来出力しない側のトランスになんら電磁気的影響を与えることなくこの負荷電流を本来出力しない側のトランスの基本二次コイルを通じて出力することができる。これにより、単に基本二次コイルだけを設けた場合に比べて各トランスは全期間にわたって負荷電流を出力することができることになり、トランスの銅損を低減することができる。

好適態様において、前記インバータ回路は、前記第１のトランスは、二つの一次コイルｎ１、ｎ３を有し、前記第２のトランスは、二つの一次コイルｎ２、ｎ４を有し、前記インバータ回路は、互いに直列接続された一次コイルｎ１、ｎ２と直列接続されて一対の一次側端子１、２を接続して所定周期でスイッチングされる主スイッチＱ１と、互いに直列接続された一次コイルｎ３、ｎ４コイルと直列接続されて前記主スイッチＱ１と閉回路を構成するコンデンサＣ１と、前記コンデンサＣ１と前記一次コイルｎ３との接続点３０と、前記主スイッチＱ１と前記一次コイルｎ２と前記一次コイルｎ４との接続点４０とを接続して前記主スイッチＱ１のオフ時に前記主スイッチＱ１を流れていた電流をバイパスするクランプ回路とを有し、前記クランプ回路は、直列に接続されたコンデンサＣ２及び副スイッチＱ２により構成され、前記副スイッチＱ２は、前記主スイッチＱ１のオフ期間にオンされ、前記主スイッチＱ１のオン期間にオフされる。主スイッチＱ１としては双方向通電可能なＭＯＳトランジスタが好適である。

このようにすれば、入力電流と出力電流のリップル成分の低減が可能な入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータを実現することができる。また、一次側の直流電源からインバータ回路へ一方向へとぎれることなく電流を流すことができるため、従来のＤＣーＤＣコンバータの問題であったインバータ回路から一次側の直流電源への電流逆流を格段に低減することができ、この低減のための大型の平滑コンデンサやチョークコイルの省略又は小型化が可能となる。また、このチョークコイルが省略可能となることにより、双方向送電も可能となる。

好適態様において、前記第１、第２、第３、第４の二次コイルは、同一磁束が流れる前記コアの磁路に巻装され、前記第１、第４の二次コイルは同一向きに巻装され、前記第１、第２の整流素子は、前記第１、第２出力端間に全波整流電圧を出力する。このようにすれば、この発明をコア共通構造のトランスを用いて良好に実現することができる。

なお、この場合には、互いに直列接続された４つの二次コイルを短絡することになるので、各二次コイルの起電力のばらつきにより循環電流が流れないようにコイルの製作と配置とを考慮することが好適である。ただし、各二次コイルの起電力のばらつきが生じたとしても二次コイルの漏れインダクタンスやこの短絡回路中に挿入したチョークコイルによりこの循環電流を実用上許容可能なレベルに低減することも可能である。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの好適態様を以下の実施例を参照して具体的に説明する。なお、この発明は、下記の実施例に限られるものではなく、各構成要素は、それと主要機能が共通する一乃至複数の公知の構成要素に置換可能であることは当然である。

（回路の全体構成）
この実施例の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図１に示す。この２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータは、外部と直流電力授受するための一対の一次側端子１、２及び一対の二次側端子３、４と、一端が一対の二次側端子３、４の一方に接続される基本二次コイル５、６をそれぞれ有する一対のトランス７、８と、一対の一次側端子１、２から給電されて一対のトランス７、８の一次コイル（図示せず）にそれぞれ交流電圧を印加するインバータ回路１１と、一対のトランス７、８の基本二次コイル５、６の他端と一対の二次側端子３、４の他方とを個別に接続するとともにインバータ回路１１のスイッチング動作と同期してスイッチング動作することにより一対のトランス７、８の基本二次コイル５、６から交互に直流負荷電流を出力する一対のスイッチング素子（整流素子）１２、１３とを備える。

更に、この入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、一対のトランス７、８の基本二次コイル５、６の各他端に個別に接続される一端と、互いに接続される他端とを有するとともに、一対のトランス７、８のコアに個別にかつ基本二次コイル５、６と逆向きに巻装される一対の追加二次コイル１５、１６を有している。Ｃ３は一対の二次側端子３、４を接続する二次側の平滑コンデンサである。一次側端子１、２は高電圧の一次側直流電源に接続され、二次側端子３、４は低電圧の負荷に接続されている。この負荷と並列に低電圧の二次側直流電源が接続されてもよい。以下、基本二次コイル５をコイルn５、基本二次コイル６をコイルｎ６、追加二次コイル１５をコイルn７、追加二次コイル１６をコイルn８とも言うものとする。同じく、スイッチング素子１２をスイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子１３をスイッチング素子Ｑ３、トランス７をトランスＴ１、トランス８をトランスＴ２とも言う。

（従来の同期整流回路の説明）
従来の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図２に示す。この２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータは、同期整流回路として周知の回路であり、図１に示す実施例のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて追加二次コイル１５、１６を省略したものに相当する。

（同期整流回路の説明）
図１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの理想動作を１周期分だけ説明する。図１において、基本二次コイル５、６と追加二次コイル１５、１６のコイルターン数、コイル抵抗は等しいと仮定する。トランス７、８の漏れインダクタンスは便宜上無視するものとする。

スイッチング素子１２がオンされ、スイッチング素子１３がオフされる期間には、二次コイル５の電圧により電流i４が出力側へ流れ出す。同時に、二次コイルｎ７の電圧により電流ioが二次コイルｎ７、ｎ８、ｎ６の順に流れ、電流i３となって出力側へ流れ出す。この時、二次コイルｎ８、ｎ６の起電力は互いにうち消し合う。

スイッチング素子１２がオフされ、スイッチング素子１３がオンされる期間には、二次コイル６の電圧により電流i３が出力側へ流れ出す。同時に、二次コイルｎ８の電圧により電流ioが二次コイルｎ８、ｎ７、ｎ５の順に流れ、電流i４となって出力側へ流れ出す。この時、二次コイルｎ７、ｎ５の起電力は互いにうち消し合う。

これに対して、図２に示すＤＣーＤＣコンバータでは、電流i４’は図１の電流i４の約２倍となり、かつ、スイッチング素子１２をオフすると極めて短い時間に０となる。同様に、電流i３’は図１の電流i３の約２倍となり、かつ、スイッチング素子１２をオフすると極めて短い時間に０となる。

結局、図１に示すこの実施例の同期整流回路では、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４（スイッチング素子１２、１３）のスイッチングにも関わらず、電流i４、i３の過渡期間における変化は、合計の出力電流が等しいと仮定した場合において、従来の同期整流回路の同一配線部位の電流i４’、i３’の過渡期間における変化に比べて格段に小さくなり、その分だけこの配線の電磁波放射を大幅に低減し、その結果として交流電流成分による抵抗損失を低減し、サージ電圧も低減することができる。

（回路の全体構成）
この実施例の１トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図３に示す。図３の回路は、図１の回路において、二つのトランス７，８の代わりに一つのトランス７０を採用したものである。インバータ回路１１はトランス７０の図示しない一次コイルに交流電圧を印加するものとする。したがって、二次コイル５、６、１５、１６はトランス７０のコアの共通磁路に巻装されている。

（同期整流回路の説明）
図３の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの理想動作を１周期分だけ説明する。図３において、基本二次コイル５、６と追加二次コイル１５、１６のコイルターン数、コイル抵抗は等しいと仮定する。トランス７、８の漏れインダクタンスは便宜上無視するものとする。

スイッチング素子１２がオンされ、スイッチング素子１３がオフされると、二次コイル５の電圧により電流i４が外部に流れ出す。同時に、二次コイルｎ７の電圧により電流ioが二次コイルｎ７、ｎ８、ｎ６の順に流れ、電流i３となって外部に流れ出す。この時、二次コイルｎ８、ｎ６の起電力は相殺される。

スイッチング素子１２がオフされ、スイッチング素子１３がオンされると、二次コイル６の電圧により電流i３が外部に流れ出す。同時に、二次コイルｎ８の電圧により電流ioが二次コイルｎ８、ｎ７、ｎ５の順に流れ、電流i４となって外部に流れ出す。この時、二次コイルｎ７、ｎ５の起電力は相殺される。

なお、この同期整流回路では、基本二次コイル５、６と追加二次コイル１５、１６とが互いに直列接続され、かつ、短絡されているため、各二次コイルの起電力にアンバランスを生じると、循環電流icが流れる。そこで、常に、各二次コイル５、６と追加二次コイル１５、１６との起電力の合計が０となるように二次コイルの製造、配置を工夫する必要がある。ただ、もし起電力の合計が０とならなくても各二次コイルの漏れインダクタンスが存在するため、循環電流は抑制される。また、この循環電流icの短絡経路中に１乃至複数のチョークコイルを介在させてもよい。

このようにすれば、実施例１と同様に、従来の全波整流型の同期整流回路に比べて配線の電磁波放射を大幅に低減し、交流インピーダンスによる漏れ電流損失やサージ電圧も大幅に低減することができる。

（変形態様）
上記実施例では、整流素子としてスイッチング素子を用いたが、ダイオードに変更してもよい。また、二次側端子３を低電位側、二次側端子４を高電位側としてもよい。

図１のインバータ回路１１の一例を図４、図５を参照して説明する。

（全体説明）
このＤＣ−ＤＣコンバータは降圧コンバータであって、インバータ回路１１の他は、図１と同じである。すなわち、このDCーDCコンバータは、トランスＴ１、Ｔ２、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、コンデンサC１、C２、C３、及び図示しないコントローラからなる。コントローラは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するものであって、この実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を設定値にフィードバック制御するべく、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を読み込み、この出力電圧と設定値との偏差に基づいて各スイッチング素子のオンデューティ比をPWM制御している。なお、PWM制御におけるキャリヤ周波数は通常の場合と同じく数十〜数百ｋHzとされるが、それによる損失増大や電磁波ノイズの問題が許す限りできるだけ高く設定されることが回路の小型化の点で好ましいことは明らかである。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、MOSトランジスタとされているがそれに限定されるものではない。トランスＴ１は一次コイルｎ１、ｎ３と二次コイル５（ｎ５とも呼ぶ）、１５（ｎ７とも呼ぶ）を有し、トランスＴ２は一次コイルｎ２、ｎ４と二次コイル６（n６とも呼ぶ）、１６（n８とも呼ぶ）とを有する。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は同期整流回路を構成している。１０は、図示しない入力直流電源のプラス端と一次コイルｎ１との接続点、２０は、この入力直流電源のマイナス端と主スイッチＱ１とコンデンサＣ１との接続点、３０は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２と一次コイルｎ３との接続点、４０は、主スイッチＱ１と副スイッチＱ２と一次コイルｎ４と一次コイルｎ２との接続点である。一次コイルｎ１、ｎ２、ｎ３、ｎ４とコンデンサＣ１、C２とスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とは、インバータ回路１１を構成する。

（インバータ回路１１）
デッドタイムを無視すれば主スイッチＱ1と副スイッチＱ２とは交互に（相補的に）動作する。図４は主スイッチＱ1と同期整流スイッチＱ４を閉じ、副スイッチＱ２を開いた期間を意味する第１半波期間の回路状態を示し、図５は副スイッチＱ２と同期整流スイッチＱ３を閉じ、主スイッチＱ1を開いた期間を意味する第２半波期間の回路状態を示す。以下、理解を簡単とするために、一次コイルｎ１、ｎ２、ｎ３、ｎ４の抵抗値とターン数とはそれぞれ等しいと仮定する。一次側の漏れインダクタンスも無視し、主スイッチＱ1のオン期間と副スイッチＱ２のオン期間との間のデッドタイムも無視する。

（第１期間の動作説明）
次に、主スイッチＱ１がオンされ、副スイッチＱ２がオフされる期間である第１期間の動作を図４を参照して説明する。入力直流電源は、主スイッチＱ１のオンにより、一次コイルｎ１、ｎ２に電流i１を流す。また、後述する第２半波期間にて蓄電されて平均電圧Ｖｉｎよりも高電圧となっているコンデンサＣ１は、一次コイルｎ３、ｎ４、主スイッチＱ１を通じて電流i２で放電する。これにより、トランス７には、電流i１とi２に起因するアンペアターンに対応する磁束が形成される。この時、トランス８はチョークコイルとして動作する。トランス７の基本二次コイル５と追加二次コイル１５とには、上記磁束の変化に比例する二次電圧が誘導され、基本二次コイル５から出力側へ電流i４が流れる。また、追加二次コイル１５から追加二次コイル１６、基本二次コイル６を介して出力側へ電流i３が流れる。電流i１は次第に増加する電流となる。

電流i３は、二次側端子４から、スイッチング素子１２、追加二次コイル１５、１６、基本二次コイル６の順に流れて二次側端子３に出力されるが、追加二次コイル１６と基本二次コイル６とはトランス８のコアに逆向きに巻装されているため、トランス８に影響を与えず、その結果、一次側から見たトランス８の二次電流は０となるため、トランス８はチョークコイルとしてのみ動作する。

（第２期間の動作説明）
次に、主スイッチＱ１がオフされ、副スイッチＱ２がオンされる期間である第２期間の動作を図５を参照して説明する。入力直流電源は、主スイッチＱ１のオフ、副スイッチＱ２のオンにより、第１期間中に一次コイルｎ１、ｎ２に流れていた電流i１の一部は、一次コイルｎ１、ｎ２、ｎ４、ｎ３の順に転流してコンデンサＣ１を充電するとともに、一次コイルｎ４、ｎ３を励磁する。また、第１期間中に一次コイルｎ１、ｎ２に流れていた電流i１の残部は、副スイッチＱ２、コンデンサＣ２を通じて転流してコンデンサＣ１を充電する。したがって、電流i１はコンデンサＣ１の充電とともに減少する電流となる。また、上記転流により第２期間の前半に充電されたコンデンサＣ２の電圧により、一次コイルｎ３、ｎ４には第２半波期間の後半にコンデンサＣ２の上記充電を解消する向きに電流が流れる。トランス８には、上記した一次コイルｎ２、ｎ４の電流に起因するアンペアターンに対応する磁束が形成される。この時、トランス７はチョークコイルとして動作する。トランス８の基本二次コイル６と追加二次コイル１６とには、磁束φの変化に比例する二次電圧が誘導され、基本二次コイル６から出力側へ電流i３が流れる。また、追加二次コイル１６から追加二次コイル１５、基本二次コイル５を介して出力側へ電流i４が流れる。電流i１は次第に減少する電流となる。

電流i４は、二次側端子４から、スイッチング素子１３、追加二次コイル１６、１５、基本二次コイル５の順に流れて二次側端子３に出力されるが、追加二次コイル１５と基本二次コイル５とはトランス７のコアに互いに逆向きに巻装されているためトランス７に影響を与えない。その結果、一次側から見たトランス７の二次電流は理論的には０となるため、トランス７はチョークコイルとしてのみ動作する。

なお、コンデンサＣ２と副スイッチＱ２とは、本質的にアクティブクランプ回路を構成している。

上記したコンデンサＣ１の充電により、コンデンサＣ１は次の第１期間において一次コイルｎ３、ｎ４を通じて放電することが可能となる。すなわち、このインバータ回路１１では、一次コイルｎ１、ｎ２には第１、第２期間において電流方向が変化しない直流電流が流れ、一次コイルｎ３、ｎ４には上記第１期間と第２期間とで電流方向が反転する交流電流が流れる。基本二次コイル５、６及び追加二次コイル１５、１６の電流である二次電流の持ち出しは、一次コイルｎ１、ｎ２により補償されて、各トランスの磁束状態が維持される。主スイッチＱ1とスイッチング素子Ｑ４とのオン・デューティ比Ｄの増大は、直流電源から注入される入力電流i１の増大を招くため、ＤＣーＤＣコンバータから負荷に出力される出力電流Ioutの増大を生じさせる。従って、負荷へ印加する出力電圧Ｖ２と記憶されている目標電圧とを比較し、比較結果に基づいて、出力電圧Ｖ２が目標電圧より小さい場合に主スイッチＱ１のオン・デューティ比Ｄを増大し、出力電圧Ｖ２が目標電圧より高い場合に主スイッチＱ１のオン・デューティ比Ｄを減少する制御を行えば、出力電圧Ｖ２を目標電圧に収束させることができる。

（効果）
このように構成したインバータ回路１１によれば、従来は互いに直列接続された一次コイルｎ１、ｎ２に対して並列接続されていたコンデンサＣ１を、互いに直列接続された一次コイルｎ１、ｎ２に対して並列接続する回路構成を採用したため、入力直流電源に接続される一次コイルｎ１、ｎ２の電流リップルすなわちその交流電流成分を低減しつつ、一次コイルｎ３、ｎ４からコンデンサＣ１に交流電圧を印加することにより、それに応じた交流電圧成分を二次側に出力し、そのうえ、整流されて負荷に流れる二次直流電流成分を一次コイルｎ１、ｎ２から給電することができるため、入力電流リップルが少ない入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータを実現することができる。更に、従来の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、トランス７、８を交互にチョークコイルとして用いることができるため、ＤＣーＤＣコンバータの入力側又は出力側にチョークコイルを設ける必要がない。

（電流波形の説明）
図４、図５の回路における各部電流波形を図６のaに示す。bは図２の各部電流波形である。i０は一対の追加二次コイル１５、１６と、基本二次コイル５、６のどちらかとを順次流れる電流である。図６からわかるように、電流i４、i３に含まれる高周波電流成分は従来より大幅に低減されている。

（変形態様）
上記実施例では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明したが、トランスＴ１、トランスＴ２の一次コイルと二次コイルとのターン数比を変更することにより、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとすることができることは当然である。また、出力スイッチＱ３、Ｑ４を相補動作させて同期整流を行わせる代わりに、出力スイッチＱ３、Ｑ４の一方又は両方を整流ダイオードに置換してもよい。また、図４、図５では、二次側端子３を高電位端子、二次側端子４を低電位端子としたが、逆に構成してもよい。更に、図４、図５に示すＤＣーＤＣコンバータでは、このＤＣーＤＣコンバータの二次側端子３、４と出力側の直流電源との間にチョークコイルがないため、スイッチング素子１２、１３からなる同期整流回路のインバータ動作が容易であり、インバータ回路１１の整流動作により二次側から一次側への逆送電も容易に行うことができる。

ただし、図１に示す実施例１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータのインバータ回路１１は図４、図５に示される回路以外に種々採用可能である。たとえば、図７に示すように、一次コイルｎ１、ｎ２だけを有し、主スイッチＱ1と副スイッチＱ２とを相補動作させてもよい。更に、実質的に一次コイルを一個だけ巻装し、それにより形成された磁束をトランス７をなすコア部と、トランス８をなすコア部とに分配してもよい。更に、トランスＴ１のコアと、トランスＴ２のコアとは、共通磁路部分を一体化した合併コアとしてもよい。

（コア構造）
上記説明した図４、図５のトランス７、８を一体化した構造例を図９を参照して以下に説明する。

コア１００は、それぞれフェライト成形品からなる底板コア１０１と、一対の天板コア１０２からなる。底板コア１０１は、平たい底板ヨーク部１０３の上面に立設された側柱部１０４〜１０７と、側柱部１０４、１０５の間にて底板ヨーク部１０３の上面に立設された中央柱部１０８と、側柱部１０６、１０７の間にて底板ヨーク部１０３の上面に立設された中央柱部１０９とを有している。トランス７は、底板ヨーク部１０３と側柱部１０４、１０５と中央柱部１０８と一方の天板コア１０２とにより構成され、トランス８は、底板ヨーク部１０３と側柱部１０６、１０７と中央柱部１０９と他方の天板コア１０２とにより構成されている。

中央柱部１０８、１０９には各コイルが巻装され、各コイルは中央柱部１０８、１０９の高さ方向に積層されている。１１０は一次コイルｎ１、ｎ２を構成する共通一次コイル、１１１は一次コイルｎ３、ｎ４を構成する共通一次コイル、１１２は基本二次コイルｎ５、ｎ６を構成する共通二次コイル、１１３は追加二次コイルｎ７、ｎ８を構成する共通二次コイルである。なお、基本二次コイルｎ５、ｎ６とは基本二次コイル５、６のことであり、追加二次コイルｎ７、ｎ８とは追加二次コイル１５、１６のことである。基本二次コイル５、６及び追加二次コイル１５、１６はそれぞれ略半ターンのコイルをなす樹脂被覆銅バスバーからなる。このように構成すれば、非常にトランス７、８を簡単に構成することができる。

実施例１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 従来の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 実施例２の１トランス型ＤＣーＤＣコンバータを示す回路図である。 実施例１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータのインバータ回路である実施例３を示す回路図である。 実施例１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータのインバータ回路例である実施例３を示す回路図である。 実施例３及び実施例３と同じインバータ回路をもつ実施例２の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの各部電流波形を示すタイミングチャートである。 変形態様のインバータ回路をもつ２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 変形態様のインバータ回路をもつ２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 実施例３のＤＣーＤＣコンバータに用いるトランス構造例を示す模式斜視図である。

符号の説明

１ 一次側端子
２ 一次側端子
３ 二次側端子
４ 二次側端子
５ 基本二次コイル
６ 基本二次コイル
７ トランス
８ トランス
１１ インバータ回路
１２ スイッチング素子
１３ スイッチング素子
１５ 追加二次コイル
１６ 追加二次コイル
７０ トランス
１００ コア
１０１ 底板コア
１０２ 天板コア
１０３ 底板ヨーク部
１０４〜１０７ 側柱部
１０８ 中央柱部
１０９ 中央柱部

Claims (5)

1. トランスのコアに巻装されて順次直列に接続される第１、第２、第３、第４の二次コイルからなり、一次コイルを通じてインバータ回路から電磁的に電力が給電される二次コイル群と、
   前記第１の二次コイルの一端及び前記第４の二次コイルの他端が接続される第１の出力端と、
   前記第１、第２の二次コイルの接続点と第２の出力端とを接続する第１の整流素子と、
   前記第３、第４の二次コイルの接続点と第２の出力端とを接続する第２の整流素子と、
   を備え、
   前記第１、第２の二次コイルは前記コアの所定の第１の磁路に逆向きに巻装され、前記第３、第４の二次コイルは前記第１の磁路とは異なる前記コアの第２の磁路に逆向きに巻装されていることを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。
2. 請求項１記載の入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記第１、第２の二次コイルは、前記第１の磁路に実質的に等しいターン数で逆向きに巻装され、
   前記第３、第４の二次コイルは、前記第２の磁路に実質的に等しいターン数で逆向きに巻装されていることを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。
3. 請求項１記載の入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記トランスは、前記第１、第２の二次コイルが巻装される第１のトランスと、前記第３、第４の二次コイルが巻装される第２のトランスからなり、
   前記インバータ回路１１は、前記第１、第２の二次コイルと前記第３、第４の二次コイルとに交互に給電することを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。
4. 請求項３記載の入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１のトランスは、二つの一次コイルｎ１、ｎ３を有し、
   前記第２のトランスは、二つの一次コイルｎ２、ｎ４を有し、
   前記インバータ回路は、
   互いに直列接続された一次コイルｎ１、ｎ２と直列接続されて一対の一次側端子１、２を接続して所定周期でスイッチングされる主スイッチＱ１と、
   互いに直列接続された一次コイルｎ３、ｎ４コイルと直列接続されて前記主スイッチＱ１と閉回路を構成するコンデンサＣ１と、
   前記コンデンサＣ１と前記一次コイルｎ３との接続点３０と、前記主スイッチＱ１と前記一次コイルｎ２と前記一次コイルｎ４との接続点４０とを接続して前記主スイッチＱ１のオフ時に前記主スイッチＱ１を流れていた電流をバイパスするクランプ回路と、
   を有し、
   前記クランプ回路は、直列に接続されたコンデンサＣ２及び副スイッチＱ２により構成され、
   前記副スイッチＱ２は、前記主スイッチＱ１のオフ期間にオンされ、前記主スイッチＱ１のオン期間にオフされることを特徴とする入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項１記載の入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記第１、第２、第３、第４の二次コイルは、略同一磁束が流れる前記コアの磁路に巻装され、
   前記第１、第４の二次コイルは同一向きに巻装され、
   前記第１、第２の整流素子は、前記第１、第２出力端間に全波整流電圧を出力することを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。

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