JP2001190072A

JP2001190072A - スイッチング電源

Info

Publication number: JP2001190072A
Application number: JP37334099A
Authority: JP
Inventors: Yoshinao Naito; 嘉直内藤; Koji Takada; 耕司高田; Masanori Ota; 真規太田; Maki Hashimoto; 真樹橋本; Kazunori Yasuda; 和則安田
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1999-12-28
Filing date: 1999-12-28
Publication date: 2001-07-10
Anticipated expiration: 2019-12-28
Also published as: US6282103B1; JP3402361B2

Abstract

(57)【要約】【課題】高周波電流の発生を抑制すると共に力率を向
上させることが可能なスイッチング電源を提供すること
を目的とする。【解決手段】交流電源からの入力を整流する整流回路
と、前記整流回路から出力される整流電圧を平滑する平
滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの出力電圧を入力
として高周波スイッチングにより電圧変換を行なうと共
に高周波交流電圧を発生する高周波交流電圧源を具備す
るＤＣ／ＤＣコンバータを備えたスイッチング電源にお
いて、前記整流回路の正側出力に直列に接続される第１
の端子と、前記平滑コンデンサの正極にダイオードを介
し直列に接続される第２の端子と、前記ＤＣ／ＤＣコン
バータ内の高周波交流電圧源に直流電圧阻止素子を介し
て接続される第３の端子を持つカップルドインダクタン
ス素子を備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
の力率改善と高調波抑制に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１６は従来のスイッチング電源の一例
を示す回路図である。同図において、交流電源ＡＣは、
ダイオードＤ１〜Ｄ４で構成されたダイオードブリッジ
１１に接続され、このダイオードブリッジ１１には平滑
用コンデンサＣ１が並列接続されている。このダイオー
ドブリッジ１１は、交流電源ＡＣを整流する整流回路で
ある。

【０００３】平滑用コンデンサＣ１の正側端子はトラン
スＴＲの１次側巻線端子２１に接続され、トランスＴＲ
の１次側巻線端子２２はスイッチング素子Ｑを介して平
滑用コンデンサＣ１の負側端子に接続されている。

【０００４】トランスＴＲの２次側巻線端子２３と２４
は、ダイオードＤ７と平滑用コンデンサＣ２によって構
成される整流回路２５に接続され、整流回路２５の出力
は負荷回路３１に接続されている。

【０００５】制御回路２６は、整流回路２５の出力電圧
を監視し、整流回路２５の出力電圧が一定の値になるよ
うにスイッチング素子Ｑの制御信号ＧＳＷを制御してい
る。このトランスＴＲと整流回路２５とスイッチング素
子Ｑと制御回路２６は、トランスＴＲの１次側に印加さ
れた直流電力をトランスＴＲの２次側に絶縁伝送するＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ２０を構成している。

【０００６】このような構成のスイッチング電源１０で
は、交流電源ＡＣの出力をダイオードブリッジ１１と平
滑用コンデンサＣ１によって直流変換された直流電圧Ｖ
Ｃ１がＤＣ／ＤＣコンバータ２０のトランスＴＲの１次
巻線端子２１に印加されて、ＦＥＴ（電界効果トランジ
スタ）などのスイッチング素子Ｑによってオンオフされ
る。すると１次側巻線Ｎ１を流れる電流ＩＮ１がパルス
状に流れるため２次巻線Ｎ２にはスイッチング電流ＩＮ
２が誘起され、これをダイオードＤ７およびコンデンサ
Ｃ２で構成された整流回路２５によって直流化し負荷回
路３１に供給している。

【０００７】つまり、従来のスイッチング電源１０は、
整流回路１１に印加された交流電源ＡＣの出力を整流回
路１１と平滑用コンデンサＣ１によって直流化し、ここ
で得られた直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ２０によっ
て絶縁し、この絶縁された直流電力を負荷回路３１に供
給することによって、交流電源ＡＣと絶縁された直流電
力を負荷回路３１に供給することが可能である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来のス
イッチング電源では、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃ
が平滑用コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１より低い状態
では平滑用コンデンサＣ１の入力電流ＩＣ１が流れな
い。このためスイッチング電源１０の入力電流（交流電
源ＡＣの出力電流である。）Ｉｉｎの波形がパルス状に
なるため、入力電流の導通角が小さくなり、力率の低下
と高調波電流の増加を招くという問題点があった。

【０００９】図１７は、上述したスイッチング電源１０
の入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎと交流電源ＡＣの整
流電圧Ｖｒｅｃと平滑用コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ
１の波形図である。同図より明らかなように、入力電流
Ｉｉｎは、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃが平滑用コ
ンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１より低い区間Ｔ２では流
れず、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃが平滑用コンデ
ンサＣ１の両端電圧ＶＣ１より高い区間Ｔ１ではパルス
状に流れる。

【００１０】従って従来のスイッチング電源では、入力
電流Ｉｉｎがパルス状に流れることによって、入力電流
の導通角が小さくなりスイッチング電源１０の力率の低
下を招くと共に高調波電流の増加を招いてしまう。

【００１１】本発明は、上記課題を解決するもので、高
周波電流の発生を抑制すると共に力率を向上させること
が可能なスイッチング電源を提供することを目的とす
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために請求項１に記載の発明では、交流電源からの入
力を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される
整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデ
ンサの出力電圧を入力として高周波スイッチングにより
電圧変換を行なうと共に高周波交流電圧を発生する高周
波交流電圧源を具備するＤＣ／ＤＣコンバータを備えた
スイッチング電源において、前記整流回路の正側出力に
直列に接続される第１の端子と、前記平滑コンデンサの
正極にダイオードを介し直列に接続される第２の端子
と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ内の高周波交流電圧源に
直流電圧阻止素子を介して接続される第３の端子を持つ
カップルドインダクタンス素子を備えたことを特徴とす
るものである。

【００１３】請求項２に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記直流電圧阻止素子は、ダイオー
ドであることを特徴とするものである。

【００１４】請求項３に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記直流電圧阻止素子は、ＤＣカッ
トコンデンサであることを特徴とするものである。

【００１５】請求項４に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記カップルドインダクタンス素子
は、少なくとも一組の巻線を有するトランスによって構
成されており、両方の巻線の入力端子を前記カップルド
インダクタンス素子の第１の端子とし、一方の巻線の出
力端子を前記カップルドインダクタンス素子の第２の端
子とし、他方の巻線の出力端子を前記カップルドインダ
クタンス素子の第３の端子として構成されたことを特徴
とするものである。

【００１６】請求項５に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記カップルドインダクタンス素子
は、中間タップを有するインダクタによって構成されて
おり、一方の極の端子を前記カップルドインダクタンス
素子の第１の端子とし、他方の極の端子を前記カップル
ドインダクタンス素子の第２の端子とし、中間タップを
前記カップルドインダクタンス素子の第３の端子として
構成されたことを特徴とするものである。

【００１７】請求項６に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記カップルドインダクタンス素子
は、中間タップを有するインダクタによって構成されて
おり、一方の極の端子を前記カップルドインダクタンス
素子の第１の端子とし、中間タップを前記カップルドイ
ンダクタンス素子の第２の端子とし、他方の極の端子を
前記カップルドインダクタンス素子の第３の端子として
構成されたことを特徴とするものである。

【００１８】請求項７に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記カップルドインダクタンス素子
は、Δ形に結線された３個の巻線を持つインダクタであ
り、各巻線同士の接続点をそれぞれ、前記カップルドイ
ンダクタンス素子の第１の端子、第２の端子、第３の端
子として構成されたことを特徴とするものである。

【００１９】請求項８に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記カップルドインダクタンス素子
は、Ｙ形に結線された３個の巻線を持つインダクタであ
り、各巻線の共通接続点と反対側の端子をそれぞれ、前
記カップルドインダクタンス素子の第１の端子、第２の
端子、第３の端子として構成されたことを特徴とするも
のである。

【００２０】請求項９に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記カップルドインダクタンス素子
は、結合係数を０．９以下として構成されたことを特徴
とするものである。

【００２１】請求項１０に記載の発明では、請求項１に
記載の発明において、前記カップルドインダクタンス素
子は、少なくとも一対の異なる巻数の巻線によって構成
されたことを特徴とするものである。

【００２２】請求項１１に記載の発明では、請求項１に
記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前
記平滑用コンデンサの正側端子が１次側巻線端子の入力
端子に接続され、出力端子がスイッチング素子を介して
前記平滑用コンデンサの負側端子に接続されたトランス
と、前記トランスの２次側巻線端子に接続された整流回
路と、前記整流回路の出力電圧を監視し、整流回路の出
力電圧が一定の値になるように前記スイッチング素子を
駆動する制御回路によって構成されたことを特徴とする
ものである。

【００２３】請求項１２に記載の発明では、請求項１１
に記載の発明において、前記トランスは、１次側巻線に
センタータップを備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
このセンタータップに発生する電圧を前記高周波交流電
圧源として用いるように構成されたことを特徴とするも
のである。

【００２４】請求項１３に記載の発明では、請求項１１
に記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記トランスと前記スイッチング素子の共通接続点に発
生する電圧を前記高周波交流電圧源として用いるように
構成されたことを特徴とするものである。

【００２５】請求項１４に記載の発明では、請求項１１
に記載の発明において、前記トランスは、１次側巻線に
第２の巻線を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、この
第２の巻線に発生する電圧を前記高周波交流電圧源とし
て用いるように構成されたことを特徴とするものであ
る。

【００２６】請求項１５に記載の発明では、請求項１に
記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、フ
ライバック方式であることを特徴とするものである。

【００２７】請求項１６に記載の発明では、請求項１に
記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、フ
ォワード方式であることを特徴とするものである。

【００２８】請求項１７に記載の発明では、請求項１に
記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハ
ーフブリッジ方式であることを特徴とするものである。

【００２９】請求項１８に記載の発明では、請求項１に
記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、Ｃ
ｕｋ方式、またはＳＥＰＩＣ方式、または、Ｚｅｔａ方
式であることを特徴とするものである。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下図面を用いて本発明を詳しく
説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実
施例を示す回路図である。尚、同図において従来例と異
なる点は、トランスＴＲの代わりにセンタータップ２５
を備えたトランスＴ１を用い、このセンタータップ２５
に現れる電圧を高周波交流電圧源として使用するように
構成した点と、ダイオードブリッジ１１とＤＣ／ＤＣコ
ンバータ２０の間にカップルドインダクタンス素子４０
とダイオードＤ５、Ｄ６を挿入した点である。その他の
構成については従来例と同様の符号を付し、その説明を
省略する。

【００３１】同図において、交流電源ＡＣはダイオード
ブリッジ１１に接続され、このダイオードブリッジ１１
の正側出力は、カップルドインダクタンス素子４０の第
１の端子４１に接続されている。

【００３２】カップルドインダクタンス素子４０は、ト
ランスＴ２によって構成され、このトランスＴ２の巻線
Ｎ２１及び巻線Ｎ２２の入力端子は第１の端子４１に接
続され、巻線Ｎ２２の出力端子は第２の端子４２に接続
され、巻線Ｎ２１の出力端子は第３の端子４３に接続さ
れている。また、巻線Ｎ２１と巻線Ｎ２２の巻数比は、
Ｎ２１＞Ｎ２２とし、結合係数を１としている。

【００３３】このような構成のカップルドインダクタン
ス素子４０の第２の端子は、ダイオードＤ６を介して平
滑コンデンサＣ１の正極に接続され、第３の端子４３
は、ダイオードＤ５を介してトランスＴ１のセンタータ
ップ２５に接続されている。

【００３４】このような構成のスイッチング電源の動作
を図２の波形図を用いて説明する。また、以下の説明に
おいて、トランスＴ１の一次側巻線端子２１からセンタ
ータップ２５の間の巻線を巻線Ｎ１１と言い、２次側巻
線を巻線Ｎ１２と言い、一次側巻線端子２２からセンタ
ータップ２５の間の巻線を巻線Ｎ１３と言う。

【００３５】図２は、スイッチング素子Ｑの制御信号Ｇ
ＳＷと、スイッチング素子Ｑの端子間に発生する電圧Ｖ
ＳＷと、スイッチング素子Ｑに流入する電流ＩＳＷと、
巻線Ｎ１３に発生する電圧ＶＮ１３と、カップルドイン
ダクタンス素子４０に流入する励磁電流ＩＴ２と、巻線
Ｎ２１，Ｎ２２に流れる電流ＩＮ２１、ＩＮ２２と、巻
線Ｎ２１，Ｎ２２に発生する電圧ＶＮ２１、ＶＮ２２
と、平滑用コンデンサＣ１に流入する電流ＩＣ１と、平
滑用コンデンサＣ１に発生する電圧ＶＣ１と、巻線Ｎ１
２に発生する電圧ＶＮ１２と電流ＩＮ１２の波形を示す
図である。

【００３６】同図において、区間Ｔｏｎはスイッチング
素子Ｑがオンになっている区間であり、この区間ではス
イッチング素子Ｑの制御信号ＧＳＷがハイとなるため、
スイッチング素子Ｑに電流ＩＳＷが流れる。従ってスイ
ッチング素子Ｑの端子間に発生する電圧ＶＳＷはローと
なる。

【００３７】また、この区間Ｔｏｎではスイッチング素
子Ｑがオンとなることによって、トランスＴ１とダイオ
ードＤ５の接続点ａには、平滑用コンデンサＣ１の電圧
ＶＣ１と巻線Ｎ１１、Ｎ１３の巻数比によって決定され
る電圧ＶＮ１３が発生する。（図２のＰ１に示した電圧
である。）ここで発生する電圧ＶＮ１３は、巻線Ｎ１１
と巻線Ｎ１３の巻数をそれぞれ、ｎ１１、ｎ１３とする
と、ＶＮ１３＝（ｎ１３／（ｎ１１＋ｎ１３））×ＶＣ１（１）で表される。

【００３８】ここで、平滑用コンデンサＣ１の電圧ＶＣ
１は、ダイオードブリッジ１１の整流電圧Ｖｒｅｃより
昇圧しているものとすれば、入力電流Ｉｉｎの導通時に
おいては、ＶＮ１３≦Ｖｒｅｃ＜ＶＣ１となり、ダイオ
ードＤ５が導通し、トランスＴ２の巻線Ｎ２１に、整流
電圧Ｖｒｅｃと電圧ＶＮ１３の電位差と、巻線Ｎ２１の
インダクタンスによって決定される電流ＩＮ２１が流れ
る。（図２のＰ２に示した電流である。）

【００３９】また、この時、ダイオードＤ５が導通する
ことにより、巻線Ｎ２２には、下記（２）式によって示
される電圧ＶＮ２２が発生する。（図２のＰ３に示した
電圧である。）ＶＮ２２＝Ｖｒｅｃ＋（ＶＮ１３−Ｖｒｅｃ）×（ｎ２２／ｎ２１）（２）ただし、上記（２）式におけるｎ２１，ｎ２２は、巻線
Ｎ２１，Ｎ２２の巻数である。

【００４０】この時、前述のとおり、ＶＮ１３≦Ｖｒｅ
ｃ＜ＶＣ１であるので、（２）式中の（ＶＮ１３−Ｖｒ
ｅｃ）の項が、ゼロ若しくは負の値となり、ＶＮ２２＜
ＶＣ１となるため、ダイオードＤ６は導通せず、電流Ｉ
Ｎ２２は流れない。（図２のＰ４に示した電流であ
る。）

【００４１】一方、区間Ｔｏｆｆはスイッチング素子Ｑ
がオフになっている区間であり、この区間ではスイッチ
ング素子Ｑの制御信号ＧＳＷがローとなるため、スイッ
チング素子Ｑに電流ＩＳＷが流れない。従ってスイッチ
ング素子Ｑの端子間に発生する電圧ＶＳＷはハイとな
る。

【００４２】この区間Ｔｏｆｆではスイッチング素子Ｑ
がオフとなることによって、巻線Ｎ１３には、巻線Ｎ１
２に発生する電圧ＶＮ１２と、平滑用コンデンサＣ１の
電圧ＶＣ１と、巻線Ｎ１２と巻線Ｎ１３の巻数比によっ
て決定される電圧ＶＮ１３が発生する。（図２のＰ５に
示した電圧である。）ここで発生する電圧ＶＮ１３は、ＶＮ１３＝ＶＣ１＋（ｎ１１／ｎ１２）×ＶＮ１２（３）で、表される。

【００４３】この時、前述のとおり、Ｖｒｅｃ＜ＶＣ１
であるので、Ｖｒｅｃ＜ＶＮ１３となるため、ダイオー
ドＤ５は非導通となる。これによって、巻線Ｎ２２には
スイッチング素子Ｑのオフ直前の電流ＩＮ２１の値をｎ
２１／ｎ２２倍した値を初期値とする、整流電圧Ｖｒｅ
ｃと平滑用コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の電位差と巻線
Ｎ２２のインダクタンスによって決定される電流ＩＮ２
２が流れ、トランスＴ２をリセットする。（図２のＰ６
に示した電流である。）

【００４４】つまり、本発明のスイッチング電源では、
スイッチング素子Ｑのオン期間において各部の電圧が、
ＶＮ１３≦Ｖｒｅｃの条件を満たす時、図２のＰ２に示
す電流ＩＮ２１が巻線Ｎ２１に流れ始め、この電流ＩＮ
２１のｎ１１／（ｎ１１＋ｎ１３）倍の電流がスイッチ
ング素子Ｑに流れる。（図２のＰ７に示した電流であ
る。）また、スイッチング素子Ｑのオフ期間において各
部の電圧が、Ｖｒｅｃ＜ＶＮ１３の条件を満たす時、図
２のＰ６に示す電流ＩＮ２２が巻線Ｎ２２に流れ始め、
この電流ＩＮ２２が平滑用コンデンサＣ１に流入する。
（図２のＰ８に示した電流である。）

【００４５】この結果、カップルドインダクタンス素子
４０には、上記電流ＩＮ２１と電流ＩＮ２２の電流を加
算した励磁電流ＩＴ２が流れ、（図２のＰ９に示した電
流である。）これによって入力電流Ｉｉｎが流れる。

【００４６】図２ではスイッチング素子がオンオフする
１周期の非常に短い時間軸を持つ波形図を用いて説明し
たが、理解を容易にするため、これを交流電源ＡＣの１
周期の時間軸を用いて表すと図３のような波形図とな
る。同図は、カップルドインダクタンス素子４０に流入
する励磁電流ＩＴ２と、入力電流Ｉｉｎと、巻線Ｎ１３
に発生する電圧ＶＮ１３と、平滑用コンデンサＣ１の端
子間に発生する電圧ＶＣ１と、交流電源ＡＣの整流電圧
Ｖｒｅｃと、入力電圧Ｖｉｎを交流電源ＡＣの１周期の
時間軸を用いて表した波形図である。

【００４７】同図より明らかなように、本発明のスイッ
チング電源では、各部の電圧が、ＶＮ１３≦Ｖｒｅｃの
条件を満たす時（同図に点線Ｆで示した範囲であ
る。）、入力電流Ｉｉｎが流れるため、従来のスイッチ
ング電源に比べ、入力電流導入角を広げ、力率を改善す
ることが可能である。

【００４８】また、本発明のスイッチング電源では、ト
ランスＴ２の巻線Ｎ２１と巻線Ｎ２２の巻数比をｎ２１
＞ｎ２２とすることによって、スイッチング素子Ｑに流
れる電流量を低減することが可能である。これを、図４
を用いて説明する。

【００４９】図４（ａ）は、図２のＰ９に示した励磁電
流ＩＴ２の波形を拡大した図であり、同図（ｂ）は、ト
ランスＴ２の巻線Ｎ２１と巻線Ｎ２２の巻数比をｎ２１
＝ｎ２２とした場合の励磁電流ＩＴ２の波形図である。
また、前述のように、励磁電流ＩＴ２において、同図斜
線部Ｘは電流ＩＮ２１によって流れる電流成分であり、
斜線部Ｙは電流ＩＮ２２によって流れる電流成分であ
る。

【００５０】トランスＴ２に流入する励磁電流ＩＴ２の
電流量は、この波形の面積に表されているが、同図
（ａ）では、巻線Ｎ２１と巻線Ｎ２２の巻数比をｎ２１
＞ｎ２２とすることによって、電流ＩＮ２１が抑えら
れ、電流ＩＮ２２が大きくなっている。また、前述のよ
うにスイッチング素子Ｑに流れる電流ＩＳＷは、電流Ｉ
Ｎ２１に比例し、電流ＩＮ２２は、平滑用コンデンサＣ
１に流入する。

【００５１】つまり、本発明のスイッチング電源では、
巻線Ｎ２１と巻線Ｎ２２の巻数比をｎ２１＞ｎ２２とす
ることによって、スイッチング素子Ｑに流れる電流ＩＳ
Ｗに影響する電流ＩＮ２１を抑え、平滑用コンデンサＣ
１に流入する巻線Ｎ２２電流ＩＮ２２を大きくすること
ができる。従って、巻線Ｎ２１と巻線Ｎ２２の巻数比を
ｎ２１＝ｎ２２とした場合と比較して、同様の電流量を
確保しながら、スイッチング素子Ｑに流れる電流量を低
減することが可能である。

【００５２】以上の説明のように、本発明のスイッチン
グ電源では、従来のスイッチング電源に比べ、力率を大
きく改善することが可能であるが、一方、このような構
成のスイッチング電源では、例えば、負荷回路３１の要
求電力が大きい場合、図５に示すように、カップルドイ
ンダクタンス素子４０に流入する励磁電流ＩＴ２が、ゼ
ロまで下がらなくなり、入力電流Ｉｉｎの波形が歪むた
め、電流導通角が狭まり、力率が悪化する。

【００５３】本発明のスイッチング電源では、このよう
な場合においても、トランスＴ２の結合係数をおよそ
０．９以下の低結合度に調整することによって、力率を
改善することが可能である。以下にその方法について説
明する。

【００５４】図６は、図１の回路においてトランスＴ２
のインダクタンスＬをL=200μＨ、巻線Ｎ２１と巻線Ｎ
２２の巻数比をn21:n22=1:2、結合係数ＫをK=0.8、平滑
用コンデンサＣ１の静電容量Ｃ１をC1=330μＦ、トラン
スＴ１のインダクタンスＴ１をT1=1.39mH、トランスＴ
１の巻線Ｎ１１、Ｎ１２、Ｎ１３の巻数比をn11:n12:n1
3=43:24:29、コンデンサＣ２の静電容量Ｃ２をC2=1000
μＦとした場合の主要各部の波形を示す図である。

【００５５】図７（ａ）は、図７（ｂ）に示す本発明の
スイッチング電源においてトランスＴ２の結合係数Ｋを
０．８とした時の、点線部１００の回路の等価回路であ
る。尚、同図において、トランスＩｄｅａｌは巻線Ｎ２
１と巻線Ｎ２２を有する理想トランスであり、Ｌｍｐは
励磁インダクタンスであり、Ｌｓ１、Ｌｓ２は漏洩イン
ダクタンスである。

【００５６】以下、図６の波形図を用いて、本発明のス
イッチング電源の動作を説明するが、この説明におい
て、理解を容易にするため、図７（ａ）に示す等価回路
を参照して説明を行なう。

【００５７】また、以下の説明では、簡単のため、寄生
抵抗、ダイオードＤ５、Ｄ６、Ｄ７の電圧降下を無視す
る。更に、以下の説明において、カップルドインダクタ
ンス素子４０に流入する励磁電流ＩＴ２が、ゼロまで下
がる場合を、インダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）と
言い、励磁電流ＩＴ２が、ゼロまで下がらない場合を、
インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）と言う。

【００５８】図６は、スイッチング素子Ｑの制御信号Ｇ
ＳＷ、スイッチング素子Ｑの端子間に発生する電圧ＶＳ
Ｗと、スイッチング素子Ｑに流入する電流ＩＳＷと、巻
線Ｎ１２に流れる電流ＩＮ１２と、巻線Ｎ２２に発生す
る電圧ＶＮ２２と、漏洩インダクタンスＬｓ２に発生す
る電圧Ｖｅ２と、平滑用コンデンサＣ１に発生する電圧
ＶＣ１と、整流電圧Ｖｒｅｃと漏洩インダクタンスＬｓ
１に発生する電圧Ｖｅ１の差電圧と、巻線Ｎ２１に発生
する電圧ＶＮ２１と、漏洩インダクタンスＬｓ１に発生
する電圧Ｖｅ１と、巻線Ｎ１３に発生する電圧ＶＮ１３
と、巻線Ｎ２１，Ｎ２２に流れる電流ＩＮ２１、ＩＮ２
２と、カップルドインダクタンス素子４０に流入する励
磁電流ＩＴ２の波形が示されている。

【００５９】図６の期間１において、スイッチング素子
Ｑがターンオンすると（同図にＰ１で示したタイミング
である。）、トランスＴ１の一次側巻線の両端には、平
滑用コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が印加され、そのセン
タータップ２５には、一次側巻線Ｎ１１、Ｎ１３の巻数
比に応じた電圧ＶＮ１３が発生する。（同図でＰ２に示
した電圧である。）この時、発生する電圧ＶＮ１３は、
一次側巻線Ｎ１１、Ｎ１３の巻数を、それぞれｎ１１、
ｎ１３とすると、ＶＮ１３＝ｎ１３／（ｎ１１＋ｎ１３）×ＶＣ１（４）で、表される。

【００６０】この時、漏洩インダクタンスＬｓ２のリセ
ット電流が流れるため、ダイオードＤ６がオン状態とな
り、漏洩インダクタンスＬｓ２の平滑用コンデンサＣ１
側の一端にかかる電圧ＶＮ２２は、ＶＮ２２＝ＶＣ１と
なる。（同図にＰ３で示したタイミングである。）

【００６１】また、この時、励磁インダクタンスＬｍ
ｐ、漏洩インダクタンスＬｓ１の励磁電流が流れ、励磁
インダクタンスＬｍｐのダイオードブリッジ側の一端に
かかる電圧は電圧Ｖｒｅｃと同じになり、漏洩インダク
タンスＬｓ１のセンタータップ２５側の一端にかかる電
圧ＶＮ２１は、ＶＮ２１＝ＶＮ１３となる。（同図にＰ
４で示したタイミングである。）

【００６２】これらのことにより、励磁インダクタンス
Ｌｍｐと漏洩インダクタンスＬｓ１の接合点の電位Ｖｅ
１は、Ｖｅ１＝［Ｖｒｅｃ／Ｌｍｐ＋｛（ｎ２１／ｎ２２）×ＶＣ１＋（１−ｎ２１／ｎ２２）×Ｖｒｅｃ｝／｛（ｎ２１／ｎ２２）²×Ｌｓ２｝＋ＶＮ１３／Ｌｓ１］／［１／Ｌｍｐ＋１／｛（ｎ２１／ｎ２２）²×Ｌｓ２｝＋１／Ｌｓ１］（５）となる。

【００６３】この時、期間１における励磁インダクタン
スＬｍｐの励磁電圧Ｖｒｅｃ−Ｖｅ１（図６のＰ５の区
間の電圧である。）は、期間２の励磁電圧Ｖｒｅｃ−Ｖ
ｅ１（図６のＰ６の区間の電圧である。）より小さくな
り、期間１が終了、即ち漏洩インダクタンスＬｓ２のリ
セットが完了するまで、この状態が継続する。また、Ｌ
ｓ２のリセットによりダイオードＤ６に流れる電流は徐
々に減少するため、ダイオードＤ６はソフトスイッチン
グターンオフとなる。

【００６４】即ち、励磁インダクタンスＬｍｐは、セン
タータップ２５に発生する電圧ＶＮ１３によって励磁さ
れるものの、期間１の間、その励磁電圧の振幅が漏洩イ
ンダクタンスにより減殺されるため、実行的な励磁時間
がスイッチング素子Ｑのオン時間より減少することにな
る。そして、入力電流Ｉｉｎが大きいほど期間１は長く
なるため、励磁インダクタンスＬｍｐの実効的な励磁時
間が減少して入力電流Ｉｉｎが抑制される。

【００６５】この期間、スイッチング素子Ｑには、漏洩
インダクタンスＬｓ１の励磁電流がセンタータップ２５
のタップ位置の巻数比ｎ１１、ｎ１３に応じて流れるた
め、電流の傾きが大きくなる。

【００６６】図６の期間２において、漏洩インダクタン
スＬｓ２のリセットが終了し、ダイオードＤ６がオフ状
態になると、励磁インダクタンスＬｍｐ、漏洩インダク
タンスＬｓ１の直列接続に励磁電流が流れ、その接合点
の電位Ｖｅ１は、Ｖｅ１＝（Ｖｒｅｃ／Ｌｍｐ＋ＶＮ１３／Ｌｓ１）／（１／Ｌｍｐ＋１／Ｌｓ１）（６）となり、図６のＰ６に示すように、期間１における励磁
電圧Ｖｒｅｃ−Ｖｅ１に比べ、期間２におけるＶｒｅｃ
−Ｖｅ１が増加する。

【００６７】この期間、スイッチング素子Ｑには、励磁
インダクタンスＬｍｐと漏洩インダクタンスＬｓ１の直
列接続に励磁電流がセンタータップ２５のタップ位置の
巻数比ｎ１１、ｎ１３に応じて流れるため、電流の傾き
が小さくなる。

【００６８】図６の期間３において、スイッチング素子
Ｑがターンオフすると（同図にＰ７で示したタイミング
である。）、トランスＴ１の巻線電圧が反転し、二次側
ダイオードＤ７がオン状態となり、トランスＴ１のリセ
ット電流が二次側に流れる。

【００６９】この時、漏洩インダクタンスＬｓ１のリセ
ット電流が、ダイオードＤ５→トランスＴ１→一次巻線
Ｎ１１→平滑用コンデンサＣ１の経路に流れる。そし
て、トランスＴ１の一次側巻線Ｎ１１と二次側巻線Ｎ１
２はトランス接続であることから、巻数比に応じた電流
が二次側に流れ、トランスＴ１のリセット電流に重畳さ
れる。また、期間Ｔ３は、漏洩インダクタンスＬｓ１の
リセットが終了し、ダイオードＤ５がオフ状態になるま
で継続し、ここでは、漏洩インダクタンスＬｓ１のリセ
ット電流によりダイオードＤ５に流れる電流は、徐々に
減少し、ダイオードＤ５はソフトスイッチングターンオ
フとなる。

【００７０】図６の期間４において、二次側に流れる電
流は、トランスＴ１のリセット電流のみになる。また、
励磁インダクタンスＬｍｐが理想トランスＩｄｅａｌを
介してリセットされ、リセット電流が、漏洩インダクタ
ンスＬｓ２→ダイオードＤ６→平滑用コンデンサＣ１の
経路を流れる。この際の、理想トランスＩｄｅａｌと漏
洩インダクタンスＬｓ２の接合点の電位Ｖｅ２は、理想
トランスＩｄｅａｌの巻線Ｎ２１、Ｎ２２の巻数をそれ
ぞれｎ２１，ｎ２２とすると、Ｖｅ２＝［Ｖｒｅｃ／｛（ｎ２２／ｎ２１）²×Ｌｍｐ｝＋ＶＣ１／Ｌｓ２］／［１／｛（ｎ２２／ｎ２１）²×Ｌｍｐ｝＋１／Ｌｓ２］（７）となる。

【００７１】この結果、カップルドインダクタンス素子
４０には、図６に示した励磁電流ＩＴ２が流れ、これに
従って入力電流Ｉｉｎが流れる。

【００７２】図８に、本発明のスイッチング電源をイン
ダクタ電流連続モードで動作させた場合の入力電流Ｉｉ
ｎの実測波形を示す。

【００７３】同図において（ａ）は、トランスＴ２の結
合係数ＫをＫ＝１とした場合の入力電流Ｉｉｎの波形で
あり、同図（ｂ）は、トランスＴ２の結合係数ＫをＫ＝
０．８とした場合の入力電流Ｉｉｎの波形であり、同図
（ｃ）は、上記の波形にフィルタ処理を施した波形に入
力電圧Ｖｉｎを重ねあわせて表示した図である。

【００７４】図８より明らかなように、トランスＴ２の
結合係数ＫをＫ＝０．８とした場合の入力電流Ｉｉｎの
導入角ＬＤ０．８が、トランスＴ２の結合係数ＫをＫ＝
１とした場合の入力電流Ｉｉｎの導入角ＬＤ１より大き
くなっているため、本発明のスイッチング電源は、イン
ダクタ電流連続モードで動作させる場合、トランスＴ２
の結合係数を低結合度に調整することによって、力率を
改善することが可能である。また、入力電流Ｉｉｎの導
通角が広がったことにより、入力電流Ｉｉｎの波形が滑
らかになるため、高調波電流の発生を抑えることが可能
となる。

【００７５】また、本発明の変形例を以下に示す。図９
に示したスイッチング電源は、図１に示したスイッチン
グ電源装置におけるカップルドインダクタンス素子４０
に、タップを備えたインダクターを適用した例である。
図１のスイッチング電源装置におけるカップルドインダ
クタンス素子４０は、２つの巻線Ｎ２１、Ｎ２２を備え
たトランスＴ２によって実現されていたが、両者の巻線
の極性と巻数がＮ２１＞Ｎ２２の関係にあることを考慮
すると、図９のように、カップルドインダクタンス素子
４０に、タップを備えたインダクターを適用した回路と
等価になる。この場合、図１のスイッチング電源装置に
比べ、カップルドインダクタンス素子４０の巻線の数が
減るという効果がある。更に、この場合には、直流電圧
阻止素子として、ダイオードＤ５の代わりにＤＣカット
コンデンサＣ５を用いることも可能である。

【００７６】図１０は、図９に示した回路の変形例であ
る。本発明のスイッチング電源は、このような構成の回
路を用いても図１の回路と同様の動作を行なうことがで
きる。

【００７７】更に、カップルドインダクタンス素子４０
は、図１１（ａ）に示すように、中間タップ型のインダ
クターや、図１１（ｂ）に示すように、Δ型のインダク
ターや、図１２（ｃ）に示すように、Ｙ型のインダクタ
ーを用いて実現することが可能である。

【００７８】更に、本発明のスイッチング電源の構成
は、図１２に示すように、フォワードコンバータに適用
することが可能であり、図１３に示すように、Ｃｕｋコ
ンバータに適用することが可能である。また、図１３に
示すＣｕｋコンバータの構成では、Ｃｕｋコンバータを
構成するインダクターＬ１の中間タップＬｔをダイオー
ドＤ５のカソードに接続することにより、中間タップＬ
ｔに発生する電圧をカップルドインダクタンス素子４０
を駆動する高周波交流電圧源として用いることができ
る。

【００７９】また、本発明のスイッチング電源は、図１
２及び図１３に示したように、交流電源ＡＣの入力にＥ
ＭＩフィルタ２６を備えることによって、スイッチング
電源の外部から侵入する電磁ノイズの影響を防止するこ
とが可能である。

【００８０】更に、本発明のスイッチング電源は、図１
４（ａ）及び（ｂ）に示すように、トランスＴ１の一次
側に別巻線Ｌ２或はＬ３を設け、この別巻線Ｌ２或はＬ
３をダイオードＤ５或はＤ６のカソードに接続すること
により、この別巻線Ｌ２或はＬ３に発生する電圧をカッ
プルドインダクタンス素子４０を駆動する高周波交流電
圧源として用いることができる。

【００８１】なお、以上の説明は、本発明の説明および
例示を目的として特定の好適な実施例を示したに過ぎな
い。したがって本発明は、上記実施例に限定されること
なく、その本質から逸脱しない範囲で更に多くの変更、
変形をも含むものである。

【００８２】例えば、上記に説明した構成の他に、本発
明のスイッチング電源は、ハーフブリッジ方式、ＳＥＰ
ＩＣ方式、Ｚｅｔａ方式のＤＣ／ＤＣコンバータに適用
することが可能である。

【００８３】

【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によれば次のような効果がある。請求項１から１
８に記載の発明では、上述した構成のカップルドインダ
クタ素子を用いることにより、インダクタ電流不連続モ
ードにおいて、スイッチング電源の力率を改善すること
が可能であり、インダクタ電流連続モードにおいては、
上述した構成のカップルドインダクタ素子の結合係数を
低く調整することによって、スイッチング電源の力率を
改善することが可能である。

【００８４】つまり、本発明のスイッチング電源では、
上述した構成のカップルドインダクタ素子を用い、その
結合係数を調整することにより、インダクタ電流不連続
モードにおいても、インダクタ電流連続モードにおいて
も、同じ部品点数の回路で力率を改善することが可能で
ある。このことは、電源の低コスト化において有効であ
る。

【００８５】また、結合係数Ｋ＝０．８程度のカップル
ドインダクタは、ＥＥコア等のボビン巻き枠の中心部に
幅数ｍｍ程度のバリアを設け、２つの巻線をバリアの両
側に分割して巻く等して容易に実現できるため、製造コ
ストは従来のスイッチング電源に用いるインダクタと同
程度に抑えることが可能である。

【００８６】更に、本発明のスイッチング電源は、イン
ダクタ電流連続モードで動作させる場合、カップルドイ
ンダクタ素子のインダクタンスをインダクタ電流不連続
モードで動作させる場合に比べて大きくすることによ
り、励磁電流を抑えることが可能となり、スイッチング
素子Ｑ、トランスＴ１の一次巻線、ダイオードＤ５、Ｄ
６等に流れるＲ．Ｍ．Ｓ電流を抑えることができる。ま
た、漏洩インダクタンスによりダイオードＤ５、Ｄ６が
ソフトスイッチングターンオフとなりダイオードリカバ
リー損失と抑えることが可能となる。このため、更にス
イッチング電源の効率を上げることが可能となる。

【００８７】また、このような構成では、入力電流のス
イッチング成分の振幅も抑えられるため、ノルマルモー
ドノイズが減少し、スイッチング電源を適用する機器に
備えられるＥＭＩフィルタの小型化、低コスト化に有効
である。

【００８８】更に、このような構成では、カップルドイ
ンダクタ素子のリセット電流も減少するため、このリセ
ット電流によって充電される平滑用コンデンサ電圧の上
昇を抑えることが可能である。このことは、図１５に示
す実験結果により確認されている。従って、本発明のス
イッチング電源は、インダクタ電流連続モードで動作さ
せる場合、インダクタ電流不連続モードで動作させる場
合に比べ、低耐圧の部品を使用することができるためコ
ストを低減できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示
す構成図である。

【図２】本発明に係るスイッチング電源の各部の波形を
示す図である。

【図３】本発明に係るスイッチング電源の各部の波形を
示す図である。

【図４】本発明に係るスイッチング電源の励磁電流の波
形を示す図である。

【図５】本発明に係るスイッチング電源の各部の波形を
示す図である。

【図６】本発明に係るスイッチング電源の各部の波形を
示す図である。

【図７】本発明に係るスイッチング電源の等価回路を示
す図である。

【図８】本発明に係るスイッチング電源の入力電流の波
形を示す図である。

【図９】本発明に係るスイッチング電源の他の実施例を
示す構成図である。

【図１０】本発明に係るスイッチング電源の他の実施例
を示す構成図である。

【図１１】本発明に係るスイッチング電源の他の実施例
を示す構成図である。

【図１２】本発明に係るスイッチング電源の他の実施例
を示す構成図である。

【図１３】本発明に係るスイッチング電源の他の実施例
を示す構成図である。

【図１４】本発明に係るスイッチング電源の他の実施例
を示す構成図である。

【図１５】本発明に係るスイッチング電源の効果を説明
する表である。

【図１６】従来のスイッチング電源の一例を示す構成図
である。

【図１７】従来のスイッチング電源の信号波形を示す図
である。

【符号の説明】

ＡＣ交流電源Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７ダイオー
ドＣ１、Ｃ２コンデンサＣ５ＤＣカットコンデンサＴ１、Ｔ２トランスＱスイッチング素子１１ダイオードブリッジ２０ＤＣ／ＤＣコンバータ２５整流回路２６制御回路２７ＥＭＩフィルタ３１負荷回路４０カップルドインダクタンス素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者橋本真樹東京都武蔵野市中町２丁目９番32号横河電機株式会社内 (72)発明者安田和則東京都武蔵野市中町２丁目９番32号横河電機株式会社内Ｆターム(参考） 5H730 AA18 BB17 BB23 BB43 BB57 CC04 DD04 EE02 EE07 EE08 EE10 FD01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源からの入力を整流する整流回路
と、前記整流回路から出力される整流電圧を平滑する平滑コ
ンデンサと、前記平滑コンデンサの出力電圧を入力として高周波スイ
ッチングにより電圧変換を行なうと共に高周波交流電圧
を発生する高周波交流電圧源を具備するＤＣ／ＤＣコン
バータを備えたスイッチング電源において、前記整流回路の正側出力に直列に接続される第１の端子
と、前記平滑コンデンサの正極にダイオードを介し直列
に接続される第２の端子と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ
内の高周波交流電圧源に直流電圧阻止素子を介して接続
される第３の端子を持つカップルドインダクタンス素子
を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】前記直流電圧阻止素子は、ダイオードであ
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源。
【請求項３】前記直流電圧阻止素子は、ＤＣカットコン
デンサであることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チング電源。
【請求項４】前記カップルドインダクタンス素子は、少
なくとも一組の巻線を有するトランスによって構成され
ており、両方の巻線の入力端子を前記カップルドインダ
クタンス素子の第１の端子とし、一方の巻線の出力端子
を前記カップルドインダクタンス素子の第２の端子と
し、他方の巻線の出力端子を前記カップルドインダクタ
ンス素子の第３の端子として構成されたことを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項５】前記カップルドインダクタンス素子は、中
間タップを有するインダクタによって構成されており、
一方の極の端子を前記カップルドインダクタンス素子の
第１の端子とし、他方の極の端子を前記カップルドイン
ダクタンス素子の第２の端子とし、中間タップを前記カ
ップルドインダクタンス素子の第３の端子として構成さ
れたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源。
【請求項６】前記カップルドインダクタンス素子は、中
間タップを有するインダクタによって構成されており、
一方の極の端子を前記カップルドインダクタンス素子の
第１の端子とし、中間タップを前記カップルドインダク
タンス素子の第２の端子とし、他方の極の端子を前記カ
ップルドインダクタンス素子の第３の端子として構成さ
れたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源。
【請求項７】前記カップルドインダクタンス素子は、Δ
形に結線された３個の巻線を持つインダクタであり、各
巻線同士の接続点をそれぞれ、前記カップルドインダク
タンス素子の第１の端子、第２の端子、第３の端子とし
て構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チング電源。
【請求項８】前記カップルドインダクタンス素子は、Ｙ
形に結線された３個の巻線を持つインダクタであり、各
巻線の共通接続点と反対側の端子をそれぞれ、前記カッ
プルドインダクタンス素子の第１の端子、第２の端子、
第３の端子として構成されたことを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源。
【請求項９】前記カップルドインダクタンス素子は、結
合係数を０．９以下として構成されたことを特徴とする
請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１０】前記カップルドインダクタンス素子は、
少なくとも一対の異なる巻数の巻線によって構成された
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１１】前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記平滑用コンデンサの正側端子が１次側巻線端子の入
力端子に接続され、出力端子がスイッチング素子を介し
て前記平滑用コンデンサの負側端子に接続されたトラン
スと、前記トランスの２次側巻線端子に接続された整流回路
と、前記整流回路の出力電圧を監視し、整流回路の出力電圧
が一定の値になるように前記スイッチング素子を駆動す
る制御回路によって構成されたことを特徴とする請求項
１に記載のスイッチング電源。
【請求項１２】前記トランスは、１次側巻線にセンター
タップを備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、このセン
タータップに発生する電圧を前記高周波交流電圧源とし
て用いるように構成されたことを特徴とする請求項１１
に記載のスイッチング電源。
【請求項１３】前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記トラ
ンスと前記スイッチング素子の共通接続点に発生する電
圧を前記高周波交流電圧源として用いるように構成され
たことを特徴とする請求項１１に記載のスイッチング電
源。
【請求項１４】前記トランスは、１次側巻線に第２の巻
線を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、この第２の巻
線に発生する電圧を前記高周波交流電圧源として用いる
ように構成されたことを特徴とする請求項１１に記載の
スイッチング電源。
【請求項１５】前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、フライバ
ック方式であることを特徴とする請求項１に記載のスイ
ッチング電源。
【請求項１６】前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、フォワー
ド方式であることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チング電源。
【請求項１７】前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハーフブ
リッジ方式であることを特徴とする請求項１に記載のス
イッチング電源。
【請求項１８】前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、Ｃｕｋ方
式、またはＳＥＰＩＣ方式、または、Ｚｅｔａ方式であ
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源。