JP2004242491A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 力率改善機能を備えるスイッチング電源回路として、電力変換効率の向上、及び回路の小型軽量化を図る。
【解決手段】 複合共振形コンバータとして、少なくとも、一次側にハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成とする。力率改善は、力率改善用トランス（疎結合トランスＶＦＴ）によって、複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して、整流ダイオードにより整流電流を断続させ、これにより交流入力電流の導通角を拡大させることで行う。これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としては、商用交流電源ラインに対してチョークコイルを挿入する構成を採る必要はなくなる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
そこで、力率改善のための構成を付加したスイッチング電源回路が各種提案されている。このようなスイッチング電源回路の１つとして、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを直列に挿入することで、交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るように構成した、いわゆるチョークインプット方式のものが知られている（特許文献１参照）。

図２７は、上記したようなチョークインプット方式により力率改善を図るように構成されたスイッチング電源回路の一例が示されている。この図に示す電源回路は、先に本出願人が提案している複合共振形コンバータとしての構成に対して、チョークインプット方式としての力率改善の構成を付加している。
なお、この図に示す電源回路は、［負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以上、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系]の条件に対応した構成とされている。

この図に示す電源回路において、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、コモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣLを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。このコモンモードノイズフィルタにより、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。

また、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が備えられる。この整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して整流平滑動作を行うことで、平滑コンデンサＣｉの両端に、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給される。

そして、力率改善のための構成として、商用交流電源ＡＣのラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨを直列に挿入する。この場合には、パワーチョークコイルＰＣＨは、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して挿入されている。
このようにして、商用交流電源ＡＣのラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨを挿入することで、周知のようにして、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬpchの作用によって、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードに流入する交流入力電流は、その高調波が抑制されることになる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られる。

この図に示す電源回路においては、上記した整流平滑電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとして、複合共振形コンバータが備えられる。ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンバータの動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を１スイッチングコンバータ内において複合的に動作させる構成のスイッチングコンバータをいう。

この図２７に示す電源回路において、上記複合共振形コンバータとして備えられる共振形コンバータは電流共振形とされる。そして、この場合の電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するのにあたり、コントロールＩＣ２が設けられる。このコントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。また、電源入力端子Ｖccには、起動抵抗Ｒｓを介した整流平滑電圧Ｅｉが起動電圧として入力されている。コントロールＩＣ２は、電源起動時において、この電源入力端子Ｖccに入力される起動電圧によって起動される。

そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。

また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２に対しては、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。

コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。

このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。

このようにして、図２７に示す回路における一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ01のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。

図２８は、上記図２７に示した電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの負荷変動範囲における力率ＰＦ、電力変換効率ηAC→DC、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルの各特性を実線により示している。
また、ここでは、比較として、図２７に示した電源回路において力率改善を行わない場合の構成を採った場合の特性を破線により示している。つまり、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬpchの成分を、商用交流電源ＡＣのラインから省略した場合の特性である。

また、図２９には、図２７に示した電源回路について、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時で、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１２０Ｖの電圧レベル変動範囲における力率ＰＦ、整流平滑電圧Ｅｉ、電力変換効率ηAC→DCの各特性を示している。

なお、上記図２８及び図２９に示した実験結果を得るのにあたり、図２７に示す電源回路においては、各部を次のように選定している。

パワーチョークコイルＰＣＨ Ｌpch＝１０ｍＨ
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ３５フェライトコア、ギャップ長１mm、
一次巻線Ｎ1＝２５Ｔ
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２３Ｔ＋２３Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０８２μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ

また、図２８において破線で示される特性を示す、図２７の回路からパワーチョークコイルＰＣＨ（インダクタンスＬpch）を省略した構成の電源回路では、各部は次のように変更される。

絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ３５フェライトコア、ギャップ長１ｍｍ、
一次巻線Ｎ1＝３１Ｔ
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２３Ｔ＋２３Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０６８μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ

図２８に示すようにして、実線及び破線により示す電力変換効率ηAC→DCとしては、共に、負荷電力が重負荷の条件となるのに従って高くなっていく傾向を有している。そして、実線によるインダクタンスＬpchが挿入された図２７に示す回路については、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において、ηAC→DC＝８７．５％で最大となる特性が示されている。
また、実線及び破線により示す整流平滑電圧Ｅｉについては、重負荷の条件となるのに従って緩やかに低下する特性が得られている。実線によるインダクタンスＬpchが挿入された場合の特性は、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ→１５０Ｗの変動に対して、Ｅｉ＝１３４Ｖ→１１５Ｖという変化を示す。
また、力率ＰＦの特性は、負荷電力が重負荷の条件となるのに従って高くなるが、負荷電力Ｐｏ＝７５Ｗ以上からはほぼフラットな特性となっている。そして、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においては力率ＰＦ＝０．７５が得られている。

また、図２９によると、交流入力電圧ＶACの変化に対して力率ＰＦは、ほぼ０．７５で一定となる。また、電力変換効率ηAC→DCは、交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて緩やかに高くなる傾向となっている。また、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACにほぼ比例するようにして上昇している。

また、チョークインプット方式により力率改善を図る構成の複合共振形コンバータとしての他の例を、図３０に示す。この図に示す電源回路は、［負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系]の条件に対応可能な構成となっている。なお、この図において、図２７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図に示す電源回路は、図２７の電源回路よりも重負荷の条件に対応することとなる。このため、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路としては、倍電圧整流回路が備えられる。この場合の倍電圧整流回路は、図示するようにして、商用交流電源ＡＣに対して、２本の整流ダイオードＤｉa，Ｄｉb、及び直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続して形成される。
この倍電圧整流回路が交流入力電圧ＶACを入力して整流平滑動作を行うことで、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成される。
後段の一次側スイッチングコンバータは、このようにして生成される整流平滑電圧Ｅｉを直流電圧として入力してスイッチング動作を行うことになる。

図３１は、上記図３０に示した電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ〜０Ｗの負荷変動範囲における力率ＰＦ、電力変換効率ηAC→DC、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルの各特性を実線により示している。
また、この図においても、比較として、図３０に示した電源回路において力率改善を行わない場合（パワーチョークコイルＰＣＨ（インダクタンスＬpch）無しの場合）の構成を採った場合の特性を破線により示している。

また、図３２には、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１２０Ｖの変動範囲における力率ＰＦ、整流平滑電圧Ｅｉ、電力変換効率ηAC→DCの各特性を示している。

そして、上記図３１及び図３２に示した実験結果を得るのにあたり、図３０に示す電源回路においては、各部を次のように選定している。

パワーチョークコイルＰＣＨ Ｌpch＝５ｍＨ
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ３５フェライトコア、ギャップ長１mm、
一次巻線Ｎ1＝２８Ｔ
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３９μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ

また、図３０の回路からパワーチョークコイルＰＣＨ（インダクタンスＬpch）を省略した構成の電源回路では、次のように変更される。この構成による電源回路が、図３１において破線で示される特性を示す。

絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ４２フェライトコア、ギャップ長１mm
一次巻線Ｎ1＝３２Ｔ
二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ

図３１に示すようにして、実線及び破線により示す電力変換効率ηAC→DCとしては、共に、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以上の範囲で、ほぼ一定となる特性を有している。実線によるインダクタンスＬpchが挿入された図３０に示す回路については、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時において、ηAC→DC＝９１．１％となる特性が示されている。
また、実線及び破線により示す整流平滑電圧Ｅｉについては、重負荷の条件となるのに従って緩やかに低下する特性が得られている。実線によるインダクタンスＬpchが挿入された場合の特性は、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ→３００Ｗの変動に対して、Ｅｉ＝２６４Ｖ→２４４Ｖという変化を示す。
また、力率ＰＦの特性は、負荷電力が重負荷の条件となるのに従って高くなる傾向となっている。そして、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時においては力率ＰＦ＝０．７５が得られている。

また、図３２によると、力率ＰＦは、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じて緩やかに低下してはいるが、この程度の傾きであれば、交流入力電圧ＶACの変化に対してほぼ０．７５で一定であるといえる。また、電力変換効率ηAC→DCは、交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて緩やかに高くなる傾向となっている。また、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACにほぼ比例するようにして上昇している。

これまでの説明のようにして、図２７及び図３０に示した電源回路では、チョークインプット方式によって力率改善を図っている。これにより、例えばカラーテレビジョン受像機についての電源高調波歪規制値をクリアするのには充分な程度の力率ＰＦの値が得られるようにしている。

特開平７−２６３２６２号公報（図１９）

しかしながら、上記図２７及び図３０に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図２７及び図３０の電源回路において力率改善のために備えられるパワーチョークコイルＰＣＨは、例えば珪素鋼板のコアと、銅線による巻線とによって構成される。このため、コアの鉄損と、銅線の抵抗による銅損が生じ、その分、このパワーチョークコイルＰＣＨの部分での電力損失が増加することになる。
また、チョークコイルのインダクタンスと抵抗成分によって、交流入力電圧ＶACの電圧降下も生じることになるが、これにより、交流入力電圧ＶACを整流して得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）も低下することになる。
このようなことから、直流入力電圧を入力して動作する複合共振形コンバータとしての電力変換効率は低下して、交流入力電力も増加することとなる。

例えば図２７に示す電源回路の場合、パワーチョークコイルＰＣＨの挿入によって、力率ＰＦは０．５５から０．７５に改善されるが、総合的な電力変換効率ηAC→DCは、９０．６％から８７．５％となって３．１％低下する。また、交流入力電力Ｐinは、１６５．５Ｗから１７１．４Ｗとなって５．９Ｗ増加する。ちなみに、整流平滑電圧Ｅｉは、１３４Ｖから１１５Ｖとなって１９Ｖ低下する。
また、図３０に示す電源回路の場合では、パワーチョークコイルＰＣＨの挿入により、力率ＰＦは０．６０から０．７５に改善される。しかし、電力変換効率ηAC→DCは、９２．８％から９１．１％となって１．７％低下する。また、交流入力電力Ｐinは、３２０Ｗから３２６．０Ｗとなって６．０Ｗ増加する。整流平滑電圧Ｅｉは、２６４Ｖから２４４Ｖとなって２０Ｖ低下する。

また、パワーチョークコイルＰＣＨは、電源回路を構成する部品の中でも大型で重量があることから、基板における占有面積が大きく、また、回路基板も重量化してしまうという問題を有している。
パワーチョークコイルＰＣＨについて、できるだけ漏洩磁束を少ないものとする場合、コアを目字形（ＥＥ型若しくはＥＩ型）とすることが行われる。そして、例として、このような目字形コアの場合のパワーチョークコイルＰＣＨの重量及び基板占有面積は、図２７に示す電源回路では、１５３ｇ、１１平方cmであり、図３０に示す電源回路では、２４０ｇ、１９平方cmとなる。

さらに、上記もしているように、パワーチョークコイルＰＣＨは、漏洩磁束の発生も比較的大きい部品となるが、部品の配置や、漏洩磁束量などの条件によっては、パワーチョークコイルＰＣＨの漏洩磁束が負荷側に影響を与える場合がある。このような場合には、パワーチョークコイルＰＣＨから輻射する漏洩磁束を抑える対策として、磁気シールドなどの部品を追加することになり、基板の大型化、重量化が助長されてしまうことがある。
つまり、チョークインプット方式により力率改善を図る構成の電源回路では、パワーチョークコイルの挿入に起因する電力変換効率の低下、及び電源回路の大型重量化、さらには高コスト化が避けられないという問題を有している。

そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のようにして構成する。
つまり、交流入力電圧を整流する整流素子、及びこの整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを備えて整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、この整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記２つのスイッチング素子を交互オン／オフするようにしてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、一次巻線の漏洩インダクタンス成分と一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段からのスイッチング出力の供給を受けてスイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
また、二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
そして、このようにして構成されるスイッチング電源回路において、一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスをさらに備えることとした。そして、整流平滑手段の整流素子は、力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起される交番電圧に基づいてスイッチング動作を行うように構成することとした。

また、スイッチング電源回路として次のようにも構成することとした。
つまり、交流入力電圧が正／負の各期間においてそれぞれ整流を行う複数の低周波整流素子、及びこの低周波整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを有する整流平滑手段と、この整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記２つのスイッチング素子を交互オン／オフするようにしてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、一次巻線の漏洩インダクタンス成分と一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段からのスイッチング出力の供給を受けてスイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
そして、このようにして構成されるスイッチング電源回路において、一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される所定の整流電流経路に対して並列に接続される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスと、力率改善用二次巻線に対して直列に接続されるもので、交流入力電圧の周波数と比較しては高周波である、力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起される交番電圧が正／負の各期間において、それぞれスイッチング動作を行う複数の高周波整流素子とを、さらに備えて構成することとした。

また、スイッチング電源回路として次のようにも構成することとした。
つまり、交流入力電圧が正／負の各期間においてそれぞれ整流を行う複数の整流素子、及びこの整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを有する整流平滑手段と、この整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記２つのスイッチング素子を交互オン／オフするようにしてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、一次巻線の漏洩インダクタンス成分と一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段からのスイッチング出力の供給を受けてスイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
そして、上記構成によるスイッチング電源回路において、一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される所定の整流電流経路に対して並列に接続される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスをさらに備えて、整流平滑手段の整流素子は、力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起される交番電圧に基づいてスイッチング動作を行うように構成することとした。

上記各構成による本発明のスイッチング電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次側にハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えた構成を採っていることになる。また、力率改善は、力率改善用トランスによって、複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して、整流ダイオードにより整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。

このことから本発明は、力率改善機能を有するスイッチング電源回路として、いわゆるチョークインプット方式といわれる、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する構成を採る必要は無いということになる。これによって、チョークインプット方式により力率改善を図る場合よりも電力変換効率が大幅に向上されるという効果を有している。

図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系のいわゆる単レンジで、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以上の条件に対応する。つまり、対応する負荷条件としては、先に図２７に示した電源回路と同様となる。

この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、コモンモードチョークコイルＣＭＣと１本のアクロスコンデンサＣLを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。コモンモードノイズフィルタは、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。

そして、本実施の形態の電源回路では、商用交流電源ＡＣに対して、整流回路系を含んで形成される力率改善回路３が接続される構成を採る。この力率改善回路３は、図示するようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉ、平滑コンデンサＣｉ、フィルタコンデンサＣN、及び疎結合トランスＶＦＴ（力率改善用トランス）を備えて形成される。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子は、商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続される。平滑コンデンサＣｉの負極端子は、一次側アースに接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、一次側アースと接続される。

このようにして形成される力率改善回路３の整流回路系の動作としては、商用交流電源ＡＣから供給される交流入力電圧ＶACが正／負の各期間において、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力によって平滑コンデンサＣｉに対して充電が行われる、いわゆる全波整流動作が得られることになる。つまり、整流回路系の基本構成としては、各１組のブリッジ整流回路及び平滑コンデンサから成る全波整流回路とされる。そして、この全波整流回路の整流動作により、平滑コンデンサＣｉの両端に、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

そのうえで、力率改善回路３においては、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する各整流ダイオード（整流素子）Ｄa〜Ｄdについて、高速リカバリ型（高周波整流素子）が選定される。これは、後述するようにして、力率改善のための動作として、整流ダイオードＤa〜Ｄdが整流電流をスイッチングすることに対応している。
また、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を挿入した回路構成を採っている。これは、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12が整流回路系に直列に挿入されていることを意味する。そして、これによって、結果的には、整流回路系に流れる整流電流の導通角を拡大させる動作が得られて、力率改善が図られる。なお、力率改善回路３による力率改善動作については後述する。

ここで、疎結合トランスＶＦＴの構造例を図２に示しておく。
この図に示すように、疎結合トランスＶＦＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ11が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ12が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。これにより疎結合トランスＶＦＴ全体としての構造が得られる。
また、中央磁脚の接合部分に対して所要のギャップ長のギャップＧを形成するようにしており、これにより、所要の結合係数による疎結合の状態が得られるようにしている。この第１の実施の形態、及び後述する第２、第３、第４の実施の形態では、例えばギャップＧのギャップ長を1.5mm程度として、結合係数について０．７５以下となるようにしている。

図１において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。なお、この場合には、実際においては、部分電圧共振回路としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列接続された疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンス成分Ｌ11も含まれることになる。

コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧（１８Ｖ）により動作する。また、電源入力端子Ｖccは、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインとも接続されている。コントロールＩＣ２は、電源起動時においては、この起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉにより起動する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。

そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されるようになっている。

なお、ここでは図示していないが、実際には、コントロールＩＣ２には、周辺の外付け部品により形成されるブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号について、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトするためのものである。
また、実際には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ゲート抵抗や、ゲート−ソース間抵抗などの部品素子も接続されるが、ここでも、これらの図示は省略している。

コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力する。

上記ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生するオン期間と、０Ｖとなるオフ期間が得られる波形を有する。そして、上記した波形を共に有するものとされた上で、互いに１８０°の位相差を有する出力タイミングを有する。
このような波形がスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に印加されることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。

なお、実際のスイッチング動作としては、スイッチング素子Ｑ1がターンオフしてスイッチング素子Ｑ2がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ2がターンオフして、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするまでの間に、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなる、短時間のデッドタイムが形成されるようになっている。

このデッドタイムは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなる期間である。このデッドタイムは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣpにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このようなデッドタイムとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。

絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、この場合には、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11−直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して接続される。また、一次巻線Ｎ1の他端は、一次側アースに接続される。

上記した接続態様によると、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して、直列共振コンデンサＣ1−疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11−絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の直列回路が接続されていることになる。
従って、この場合には、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1、及び疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンス成分Ｌ11とによって、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。

従って、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ11−Ｌ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1（-Ｌ11））とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。

ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、次に説明する二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、この第１の実施の形態、及び後述する第２、第３、第４の実施の形態としては、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm〜1.5mmのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥOのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ0のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。

続いて、先に説明した構成による力率改善回路３の動作を図３の波形図を参照して説明する。
例えば図３（ａ）示す周期により交流入力電圧ＶACが得られているとすると、商用交流電源ＡＣから整流電流経路に流れようとする交流入力電流ＩACは、図３（ｂ）に示すようにして、交流入力電圧ＶACが正／負の期間において、それぞれ正極性／負極性となるようにして流れる。
また、商用交流電源ＡＣのラインにおけるフィルタコンデンサＣNと疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の端部との接続点と、一次側アースとの間の電位Ｖ1は、図３（ｃ）により示す波形が得られる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と一次側アース間の電位Ｖ2は、図３（ｅ）に示す波形が得られる。

ここで、疎結合トランスＶＦＴにおいては、一次巻線Ｎ11に対して一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が伝達される。これに応じて、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12には、交番電圧が励起されることになる。疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、前述もしたように、整流電流経路に挿入されているから、疎結合トランスＶＦＴによっては、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還する動作が得られることになる。
上記図３（ｃ）（ｅ）に示す電位Ｖ1，Ｖ2は、図示するようにして、交流入力電圧ＩACの導通期間以外の期間において、交番波形成分が重畳されている。これは、上記のようにして、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が電圧帰還されることで得られる。

そして、これに応じて、商用交流電源ＡＣのラインから疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に流れようとする電流Ｉ2は、図３（ｆ）に示すようにして、定常的な交番波形として流れる。この電流Ｉ2は、０レベルを中心に一定の振幅とされたうえで、交流入力電流ＩACの導通期間に対応して、正極性の整流電流Ｉ1の成分が重畳された波形として得られる。

そして、交流入力電圧ＶACが正極性／負極性となる期間の各々において、図３（ｃ）に示した電位Ｖ1が、それぞれ最大／最小となる近傍のタイミングでは、電位Ｖ1のレベルが整流平滑電圧Ｅｉよりも高くなる期間が生じ、この期間において、ブリッジ整流回路Ｄｉから平滑コンデンサＣｉに対して、図３（ｄ）に示す整流電流Ｉ1が流れる。
ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型の整流ダイオード（Ｄa〜Ｄd）に整流電流が流れるとき、これらの整流ダイオードでは、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番電圧に応じて、スイッチング動作を行う。これにより、整流ダイオードに流れる整流電流は断続されることになり、整流電流Ｉ1としては、図３（ｄ）に示すようにして交番波形となる。

整流電流Ｉ1は、交流入力電圧ＶACが正の期間内では、フィルタコンデンサＣNから商用交流電源ＡＣの正極ラインを介して、二次巻線Ｎ12→ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤa→平滑コンデンサＣｉ→一次側アース→整流ダイオードＤd→商用交流電源ＡＣの負極ラインによる整流電流経路で流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負の期間内では、フィルタコンデンサＣNから商用交流電源ＡＣの負極ラインを介して、整流ダイオードＤc→平滑コンデンサＣｉ→一次側アース→整流ダイオードＤb→二次巻線Ｎ12による整流電流経路で流れる。

このようにして、高速リカバリ型の整流ダイオード（Ｄa〜Ｄd）によって、整流電流がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、図３（ｂ）に示すようにして、交流入力電流ＩACの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。

図４には、図１に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における、負荷電力Ｐｏ＝０〜１５０Ｗの変動に対する電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
また、図５には、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時における、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの変動に対する電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。

また、参考として、上記図４及び図５に示した実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。

フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝３２Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２３Ｔ＋２３Ｔ（ターン）
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０６８μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
疎結合トランスＶＦＴ：ＥＥ−２８のフェライトコア、ギャップ長＝1.5mm
一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11＝７５μＨ
二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬ12＝５０μＨ

これら図４及び図５に基づいて、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時における、図１に示す電源回路と、先に図２７に示した先行技術としての電源回路とを比較してみると次のようになっている。なお、先行技術としては、図２７及び図３０の２つの電源回路を示しているが、ここでは図１の電源回路と同等の負荷条件に対応すべき構成を採る図２７の回路を比較対象としている。

先ず、力率に関しては、図１に示す回路では力率ＰＦ＝０．７８となっており、先に図２７に示した電源回路の力率ＰＦ＝０．７５よりも向上していることが分かる。
また、図１に示す回路の電力変換効率は（ηAC→DC）、ηAC→DC＝９０．６％であるのに対して、図２７に示す回路では、ηAC→DC＝８７．５％であったから、３．１％向上していることになる。従って、交流入力電力Ｐinについては、図２７に示した回路が１７１．４Ｗであるのに対して、図１に示す回路では１６５．５Ｗとなっており、５．９Ｗ低下していることになる。これは、図２７に示す回路構成において、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない（力率改善無し）の構成と同等の電力変換効率となっている。
整流平滑電圧Ｅｉのレベルについては、図１に示す回路では、Ｅｉ＝１４３Ｖとなっている。図２７に示す回路において、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない（力率改善無し）の構成の場合にはＥｉ＝１３４Ｖであり、本実施の形態では、これよりも高いレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られていることになる。このような整流平滑電圧Ｅｉの上昇は、整流平滑電圧Ｅｉとして、スイッチング出力の電圧帰還分が重畳されることで得られるものである。

また、図１に示す回路では、パワーチョークコイルＰＣＨが省略され、代わりに、疎結合トランスＶＦＴが設けられている。
図２７に示す回路のパワーチョークコイルＰＣＨは、その重量が１５３ｇであり、基板占有面積は１１平方cmであった。これに対して、図１に示す回路では、疎結合トランスＶＦＴとフィルタコンデンサＣNを総合しても、重量が４８ｇであり、図２７に示す回路のパワーチョークコイルＰＣＨの約３１％にまで軽減されている。また、基板占有面積は９平方cmであるから、約８２％程度にまで縮小が図られていることになる。
このようにして、図１に示す電源回路は、力率改善機能を有する負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以上に対応可能な電源回路として、図２７に示す電源回路よりも、小型、軽量化が図られることになる。

また、パワーチョークコイルＰＣＨが省略されることで、このパワーチョークコイルＰＣＨにて発生する漏洩磁束による負荷側への影響も考慮する必要がない。このため、例えばパワーチョークコイルＰＣＨに磁気シールド板を施すような対策も不要となるから、この点でも、回路の小型軽量化に寄与することになる。

図６は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路も、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の単レンジで、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以上の条件に対応する。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して、並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。
この並列共振コンデンサＣ2は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2によって、二次側並列共振回路を形成するものとされる。そして、並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとしては、１０００ｐＦ〜３３００ｐＦが選定される。そして、実際に選定されるキャパシタンスの値により、この二次側並列共振回路は、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路として形成されることになる。
つまり、第２の実施の形態の電源回路は、複合共振形コンバータとして、二次側にも共振回路を備える構成を採っている。このようにして、二次側に共振回路を備えることによっては、より安定したスイッチング動作を得たり、また、より重負荷の条件に対応することが可能となる。

また、この図６に示す電源回路の力率改善回路３は、図１に示した力率改善回路３と比較すると、構成部品として、高速リカバリ型の整流ダイオード（高周波整流素子）Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3が追加されている。つまり、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードによっては、整流電流をスイッチングにより断続することは行わない。そして、整流電流経路内において、整流電流をスイッチングするためのダイオードとして、上記整流ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3を備えるものである。また、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤa〜Ｄdは、整流電流をスイッチングしないことに対応して、低速リカバリ型（低周波整流素子）とされることになる。

そして、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、商用交流電源ＡＣと直接接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続から、整流ダイオードＤ1のアノード→カソードを介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。また、整流ダイオードＤ2は、カソードが整流ダイオードＤ1のアノードと接続され、アノードが一次側アースと接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、整流ダイオードＤ3のアノード→カソードを介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
また、この場合のフィルタコンデンサＣNは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子（整流ダイオードＤ1，Ｄ3の各アノードの接続点）との間に挿入される。フィルタコンデンサＣNは、次に説明するようにして流れる整流電流がスイッチングされることで得られる高周波成分の電流経路となる。

上記のようにして形成される力率改善回路３の動作は次のようになる。
力率改善回路３において、交流入力電流ＩACは、商用交流電源ＡＣの正極ラインから、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードＤaを介して流れる第１整流電流Ｉ1と、商用交流電源ＡＣの正極ラインから、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を流れる第２整流電流Ｉ2とに分岐して流れることになる。
先ず、交流入力電圧ＶACが正の期間において、第１整流電流Ｉ1は、商用交流電源ＡＣの正極ライン→整流ダイオードＤa（ブリッジ整流回路Ｄｉ）→整流ダイオードＤ3→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤd（ブリッジ整流回路Ｄｉ）→商用交流電源ＡＣの負極ラインの経路で流れる。
また、第２整流電流Ｉ2は、商用交流電源ＡＣの正極ラインから分岐して、二次巻線Ｎ12（疎結合トランスＶＦＴ）→整流ダイオードＤ1の経路で流れ、平滑コンデンサＣｉに流入する。

また、交流入力電圧ＶACが負の期間では、第１整流電流Ｉ1は、商用交流電源ＡＣの負極ライン→整流ダイオードＤc（ブリッジ整流回路Ｄｉ）→整流ダイオードＤ3→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤb（ブリッジ整流回路Ｄｉ）→商用交流電源ＡＣの正極ラインの経路で流れる。
また、第２整流電流Ｉ2は、商用交流電源ＡＣの負極ライン→整流ダイオードＤc（ブリッジ整流回路Ｄｉ）→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉに流れた後に分岐して、整流ダイオードＤ2→二次巻線Ｎ12（疎結合トランスＶＦＴ）→商用交流電源ＡＣの正極ラインの経路で流れる。

そして、力率改善回路３内には、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番電圧によって、スイッチング出力が電圧帰還されている。このため、上記のようにして整流電流が流れる過程において、第１整流電流Ｉ1は、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ3により、第２整流電流Ｉ2は、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2（及びＤ3）により、それぞれスイッチングされることで交番波形となる。
なお、このようにしてスイッチング周期により交番波形として得られる高周波の電流成分は、フィルタコンデンサＣNにて充放電されるようにして吸収され、ノーマルモードノイズが抑制される。

このようにして、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3によって、整流電流がスイッチングされるようにして断続される結果、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率改善が図られる。

そして、このような構成による図６に示す電源回路においても、図１に示した電源回路と同様に、図２７の電源回路と比較した場合には、電力変換効率の向上、回路基板の小型軽量化が図られることになる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極との間に挿入される整流ダイオードＤ3は、例えば交流入力電圧ＶACがほぼピークレベルとなる近辺においてのみ整流電流をスイッチングして流すように動作する。これにより、整流ダイオードＤ1，Ｄ2側に流れる整流電流についての、交流入力電圧ＶACのピークに応じて生じるピークレベルが抑制されることになり、整流ダイオードＤ1，Ｄ2におけるスイッチング損失と、これに伴う発熱を低減することができる。

図７は、本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。先に図１及び図６に示した、第１及び第２の実施の形態の電源回路が、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の単レンジで、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以上の条件に対応するのに対し、この第３の実施の形態としての電源回路は、同じ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の単レンジであっても、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上の条件に対応する。従って、対応可能な負荷条件としては、図３０に示した電源回路と同様となる。
なお、この図において、図１又は図６と同一部分には同一符号を付し、同様となる構成部位についての説明は省略する。

この図に示す電源回路においては、力率改善回路３内に備えられる整流回路系の基本的な構成として、倍電圧整流回路が形成される。
つまり、２本の直列接続した平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備え、この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列回路を、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と一次側アース間に対して並列に挿入する。
そして、商用交流電源ＡＣの負極ラインを、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続する。代わりに、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子は、同じブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に接続して、整流電流経路内において、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードＤa，Ｄcが並列に接続されるようにする。
また、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉの各整流ダイオードＤa〜Ｄdは、整流電流をスイッチングすることに対応して、高速リカバリ型とされている。
このようにして形成される倍電圧整流回路は、後述するような整流動作によって、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する。倍電圧整流回路によって、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを上昇させることで、例えば図１及び図６に示した回路よりも重負荷の条件に対応可能な構成としているものである。

上記した力率改善回路３の力率改善動作について、図８の波形図を参照して説明する。また、ここでは力率改善回路３の力率改善動作と共に、この力率改善回路３に含まれるとされる、倍電圧整流回路の整流動作についても説明する。

ここで、図８（ａ）示す周期により交流入力電圧ＶACが入力されているとすると、図８（ｃ）に示す電位Ｖ1は、図示するようにして、交流入力電圧ＶACが正となる期間で最大値となり、交流入力電圧ＶACが負となる期間で０Ｖの最小値となる正弦波となる。この電位Ｖ1は、図示するようにして、第２整流電流Ｉ2が流れる経路である、商用交流電源ＡＣの正極ラインにおけるフィルタコンデンサＣNと疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の接続点と、一次側アースとの間の電位である。

そして、この第２整流電流Ｉ2は、交流入力電圧ＶACの絶対値が、上記図８（ｃ）に示す電位Ｖ1の絶対値よりも高いとされる正／負の各期間において、交流入力電流ＩACを基として流れることになる。第２整流電流Ｉ2は、図８（ｅ）に示すようにして、交流入力電圧ＶACが正極性／負極性の各期間において、それぞれ正極性／負極性により、図示する交番波形により流れる。

先ず、商用交流電源ＶACが正極性となる期間においては、第２整流電流Ｉ2は、フィルタコンデンサＣNから商用交流電源ＡＣの正極ラインを介して、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を流れ、さらに、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤa//Ｄcの並列回路を流れる。そして、整流ダイオードＤa//Ｄcの並列回路を経由した電流は、第１整流電流Ｉ1として、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子→負極端子に流入して、さらに、商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣNに流入する。
また、交流入力電圧ＶACが負となる期間においては、第２整流電流は、フィルタコンデンサＣNから商用交流電源ＡＣの負極ラインを経由して、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子→負極端子に流入し、さらに一次側アースを介するようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤbに流れる。そして、整流ダイオードＤbを経由した整流電流Ｉ2は、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインからフィルタコンデンサＣNに流入する。

上記したような整流電流の流れによると、先ず、整流動作としては、交流入力電圧ＶACが正極性の期間において平滑コンデンサＣｉ1に対する充電が行われることになって、この平滑コンデンサＣｉ1には、交流入力電圧ＶACに対して等倍となるレベルの整流平滑電圧が得られる。同様にして、交流入力電圧ＶACが負極性の期間においては、平滑コンデンサＣｉ2に対する充電が行われるので、この平滑コンデンサＣｉ2にも、交流入力電圧ＶACに対して等倍レベルの整流平滑電圧が得られる。
この結果、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られることになる。

なお、上記第２整流電流Ｉ2は、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間のみではあるが、整流ダイオードの並列回路（Ｄa//Ｄc）に流すようにしている。これは、図７に示す電源回路が、図１又は図６に示す実施の形態の電源回路よりも重負荷の条件であることに対応している。つまり、重負荷の条件となるのに従って整流電流量は増加するのであるが、上記のように整流電流を整流ダイオードに並列に流すようにすれば、整流ダイオードに流れる電流量が低減されることになるので、それだけ、整流ダイオードにかかる負担を軽減することができるものである。

また、このような回路構成による力率改善回路３においても、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起され、整流電流経路にスイッチング周期の交番電圧成分が重畳されることになる。つまり、整流電流経路に対してスイッチング出力が電圧帰還される。そして、スイッチング周期の交番電圧成分が重畳されることによって、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードは、整流電流をスイッチングする動作が得られる。
つまり、上記した整流電流経路からも分かるように、交流入力電圧ＶACが正極性の期間では、整流ダイオードＤa，Ｄcにおいて整流電流をスイッチングして断続する動作が得られ、結果的に、図８（ｄ）（ｅ）に示すようにして、第１整流電流Ｉ1、第２整流電流Ｉ2は、スイッチング周期による交番波形となって整流電流経路を流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性の期間では、整流ダイオードＤbにおいて整流電流をスイッチングして断続する動作が得られることになり、図８（ｅ）に示すようにして、負極性方向により流れる交番波形となるものである。
そして、このようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードによって整流電流がスイッチングされることによっては、これまで説明してきたように、図８（ｂ）に示すように交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率改善が図られることとなる。

図９に、図７に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖにおける、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対する電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示す。
また、図１０に、図７に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗにおける、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの変動に対する電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。

また、参考として、上記図９及び図１０に示した実験結果を得るにあたっての、図７に示した回路の各部の定数を示しておく。

フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ（ターン）
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３９μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
疎結合トランスＶＦＴ：ＥＥ−２８のフェライトコア、ギャップ長＝1.5mm
一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11＝１３０μＨ
二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬ12＝１００μＨ

これら図９及び図１０に示す実験結果から、図７に示す電源回路と、先行技術として示した図３０に示す回路とについて、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの負荷条件での比較を行うと、次のようになる。
先ず、力率に関しては、図７に示す回路では力率ＰＦ＝０．８０となっており、図３０に示す電源回路の力率ＰＦ＝０．７５よりも向上していることが分かる。
また、図７に示す回路の電力変換効率（ηAC→DC）は、ηAC→DC＝９３．５％であるのに対して、図３０に示す回路では、ηAC→DC＝９１．１％であったから、２．４％向上していることになる。従って、交流入力電力Ｐinについては、図３０に示した回路が３２６．０Ｗであるのに対して、図７に示す回路では３１７．５Ｗとなっており、８．５Ｗ低下していることになる。これは、図３０に示す回路構成において、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない（力率改善無し）の構成と比較しても、さらに電力変換効率が向上されているという結果が得られている。
整流平滑電圧Ｅｉのレベルについては、図７に示す回路では、Ｅｉ＝２６９Ｖとなっている。図３０に示す回路において、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない（力率改善無し）の構成の場合にはＥｉ＝２６４Ｖであり、本実施の形態では、これよりも高いレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られていることになる。

そして、この図７に示す回路についても、実装部品の観点から図３０の回路と比較を行った場合には、パワーチョークコイルＰＣＨが省略される代わりに、疎結合トランスＶＦＴが設けられていることになる。
図３０に示す回路の場合には、より重負荷の条件に対応するために、パワーチョークコイルＰＣＨの重量は２４０ｇであり、基板占有面積は１９平方cmであった。これに対して、図７に示す回路においては、疎結合トランスＶＦＴ及びフィルタコンデンサＣNの総重量は４８ｇであり、また、疎結合トランスＶＦＴの占有面積は９平方cmであるから、重量は２０％程度にまで軽減され、占有面積は、４７％程度と大幅に縮小されている。
このように、図７に示す電源回路としても、力率改善機能を有する負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上に対応可能な電源回路として、図３０に示す電源回路と比較して大幅に小型、軽量化が図られることになる。
また、図７の電源回路についても、パワーチョークコイルＰＣＨにて発生する漏洩磁束による負荷側への影響を考慮した、磁気シールド板等の対策が不要となる。

図１１は、本発明の第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この第４の実施の形態としての電源回路も、図７に示した第３の実施の形態の電源回路と同様にして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の単レンジで、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上の条件に対応した構成を採る。なお、図１、図６、及び図７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

先ず、この図に示す電源回路においても、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上の条件に対応するために、力率改善回路３内に備えられる整流回路系としては、倍電圧整流回路が形成され、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応したレベルを有する。

但し、この図１１に示すブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードＤa〜Ｄdには、低速リカバリ型が選定される。つまり、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードによっては、整流電流をスイッチングにより断続することは行わない。そして、整流電流経路内において、整流電流をスイッチングするためのダイオードとして、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2が備えられる。

この場合のブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、商用交流電源ＡＣの正極ラインとフィルタコンデンサＣNの接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12−整流ダイオードＤ1（アノード→カソード）を介して平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続される。整流ダイオードＤ2は、アノードを一次側アースに接続し、カソードを整流ダイオードＤ2のカソードに接続するようにされる。

また、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子も、同じブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と接続することで、後述するようにして形成される整流電流経路内において、整流ダイオードＤa//Ｄcの並列回路が形成されるようにしている。

上記のようにして形成される力率改善回路３において、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間の整流電流は、商用交流電源ＡＣのラインから、整流ダイオードＤa→平滑コンデンサＣｉ1→商用交流電源ＡＣの負極ラインの経路により流れる第１整流電流Ｉ1の成分と、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→商用交流電源ＡＣの負極ライン→フィルタコンデンサＣNの経路により流れる第２整流電流Ｉ2の成分とに分岐することになる。
ここで、整流ダイオードＤaはスイッチングを行わないので、第１整流電流Ｉ1は交番波形とは成らないが、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番波形によって、整流ダイオードＤ1がスイッチングを行うことで、第２整流電流Ｉ2は交番波形となる。

一方、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、整流電流は、商用交流電源ＡＣの負極ライン側から、先ず、平滑コンデンサＣｉ2に流れる。そして、この後において、整流ダイオードＤb→商用交流電源ＡＣの正極ラインの経路と、整流ダイオードＤ2→疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣの正極ライン→フィルタコンデンサＣNの経路とに分岐して流れる。後者の経路により流れる整流電流が、この場合には、第２整流電流Ｉ2となる。
なお、この場合にも、整流ダイオードＤbはスイッチングを行わないので、前者の経路で流れる整流電流は交番波形とは成らない。これに対して、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番波形によって、整流ダイオードＤ2がスイッチングを行うことで、後者の経路で流れる第２整流電流Ｉ2は交番波形となる。

このようにして、図１１に示す力率改善回路では、交流入力電圧ＶACが正極性／負極性となる各期間において、整流電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの所要の整流ダイオードを流れる経路と、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1又はＤ2を流れる経路とにより、並列的に分岐して流れる経路部分が形成される。
そして、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1又はＤ2側の経路で流れる整流電流が、これら整流ダイオードＤ1又はＤ2によりスイッチングされることになるが、これによって、これまでの説明と同様に、交流入力電流ＩACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。

また、上記した整流電流経路によると、整流動作としては、この図１１に示す電源回路においても、交流入力電圧ＶACが正極性の期間において平滑コンデンサＣｉ1に対する充電が行われ、交流入力電圧ＶACが負極性の期間においては、平滑コンデンサＣｉ2に対する充電が行われる。従って、この場合にも、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流動作となっていることが分かる。

また、図１１に示す電源回路においては、図６に示した第２の実施の形態の場合と同様に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して、並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。
この場合の並列共振コンデンサＣ2も、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2によって、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路を形成する。
なお、このような二次側並列共振回路は、図１及び図７に示した第１及び第３の実施の形態の電源回路に備えても構わない。また、例えば二次巻線Ｎ2に対して共振コンデンサを直列的に接続して形成される二次側直列共振回路（電流共振回路）を備えることも考えられる。

図１２は、本発明の第５の実施の形態としての電源回路の構成を示している。
この第５の実施の形態としての電源回路は、例えば商用交流電源ＡＣ＝２００Ｖ系の単レンジで、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上の条件に対応した構成を採る。なお、図１、図６、図７、及び図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

先ず、この図に示す電源回路においては、ドライブ制御回路４が示されているが、これは、例えば先に説明した各実施の形態の電源回路の回路図において備えられていた制御回路１とコントロールＩＣ２とを一括し、１つの回路部として示しているものである。

また、この図に示す力率改善回路３としては、ブリッジ整流回路Ｄiと１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路に対して、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2と疎結合トランスＶＦＴを備えた力率改善のための回路構成が付加される。
この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する各整流ダイオードＤa〜Ｄdには低速リカバリ型が選定される。そして、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子（Ｄa-Ｄbの接続点）を商用交流電源ＡＣの正極ライン側におけるコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点に対して接続している。
このブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、力率改善用の疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12−整流ダイオードＤ1（アノード→カソード）の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子（整流平滑電圧Ｅｉの正極ライン）とも接続される。これは、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12−整流ダイオードＤ1の直列接続が、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤaに対して並列に接続されているものとみることができる。

また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子(Ｄa-Ｄcの接続点)は、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子（Ｄc-Ｄdの接続点）は、商用交流電源ＡＣの負極ライン側におけるコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点に対して接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子は一次側アースに接続される。

また、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12と整流ダイオードＤ1のアノードとの接続点に対しては、整流ダイオードＤ2のカソードが接続される。整流ダイオードＤ2のアノードは、一次側アースに対して接続される。

上記のようにして形成される力率改善回路３において、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間では、整流電流は、商用交流電源ＡＣの正極ライン→整流ダイオードＤa→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤd→商用交流電源ＡＣの負極ラインの整流電流経路により流れる第１整流電流の成分と、商用交流電源ＡＣの正極ライン→疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤd→商用交流電源ＡＣの負極ライン→フィルタコンデンサＣNの整流電流経路により流れる第２整流電流の成分とに分岐する。
ここで、第１整流電流が流れる整流電流経路において整流を行う整流ダイオードＤa，Ｄdは低速リカバリ型であり、スイッチング周期によるスイッチング動作は行わない。従って、第１整流電流は交番波形とはならない。
一方、第２整流電流が流れる経路においては、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起される交番電圧によって、整流ダイオードＤ1において整流電流をスイッチングする動作が得られることになる。これにより、第２整流電流は、交番波形となって平滑コンデンサＣｉに流入する。

また、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、整流電流は、商用交流電源ＡＣの負極ライン→整流ダイオードＤc→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤb→商用交流電源ＡＣの正極ラインによる整流電流経路により流れる第１整流電流と、商用交流電源ＡＣの負極ライン→整流ダイオードＤc→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤ2→疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣの負極ライン→フィルタコンデンサのＣNの経路で流れる第２整流電流とに分岐する。

ここで、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間における第１整流電流を整流する整流ダイオードＤc，Ｄbは低速リカバリ型であり、スイッチング動作は行わないので、第１整流電流は交番波形とはならない。
これに対して、第２整流電流は、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起される交番電圧によってスイッチング動作を行う高速リカバリ型の整流ダイオードＤ2によってスイッチングされることになり、交番波形となるものである。

このようにして、図１２に示す電源回路の力率改善回路３としても、交流入力電圧ＶACが正極性／負極性となる各期間において、疎結合トランスＶＦＴにより電圧帰還されたスイッチング出力に応じて整流電流がスイッチングされて交番波形となる。これによって、これまでの説明と同様に、交流入力電流ＩACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。

ここで、図１２に示す第５の実施の形態の電源回路において備えられる疎結合トランスＶＦＴとしても、先に図２に示した構造をとればよいものとされる。ただし、この図１２に示す電源回路の場合には、疎結合トランスＶＦＴのＥＥ型コアの中央磁脚に形成するギャップ長としては1mm程度として、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12の結合係数を０．８程度となるように設定することとしている。例えば先の各第１〜第４の各実施の形態においては、その結合係数は、０．７５以下となるように、ギャップ長は1.5mm程度に設定されていた。
このような本実施の形態における疎結合トランスＶＦＴの結合係数の変更は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて設定する結合係数と関連している。この点について説明する。

ここで、図１２に示す電源回路として、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2側との結合係数について、先の各実施の形態の場合と同様に、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を設定しているとした場合の、等化回路を図１４に示す。
図１２に示した回路の場合、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンス（ＬN11）は、一次巻線Ｎ11における励磁インダクタンスＬe11と、リーケージインダクタンスＬk11の直列接続として示すことができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のインダクタンス（ＬN1）は、この一次巻線Ｎ1における励磁インダクタンスＬe1と、リーケージインダクタンスＬk1の直列接続として示すことができる。
そして、図１２からも分かるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11とは、一次側直列共振回路内において直列接続されている関係にある。
従って、図１４に示す等化回路によると、絶縁コンバータトランスＰＩＴ側からみた、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスは、一次巻線Ｎ11における励磁インダクタンスＬe11と、一次巻線Ｎ11におけるリーケージインダクタンスＬk11と、一次巻線Ｎ1におけるリーケージインダクタンスＬk1の直列接続として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの実際は、
Ｌk11＋Ｌk1
として表されることになる。これは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11が直列接続されていることで、実際には、絶縁コンバータトランスＰＩＴ単体で得られるリーケージインダクタンスよりも大きな値のリーケージインダクタンスが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側で生じることを意味する。
これにより、電源回路全体として見た場合の一次側と二次側の結合係数は、０．８以下となることが分かっている。

例えば電源回路における結合係数が０．８以下となるような状態では、負荷電力が大幅に変動する場合において、軽負荷の条件となるのに従って直流入力電圧が上昇して電圧変動特性が大きくなる。
そこで、例えば交流入力電圧の定格電圧の±２０％から負荷オープンまでの定電圧制御範囲を保証するのにあたり、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための平滑コンデンサ（Ｃｉ）、スイッチング素子（Ｑ1，Ｑ2）、及び一次側直列共振コンデンサＣ1等について相応の高耐圧品を選定する必要が生じる。これは、例えば部品素子の大型化に伴う回路基板の大型重量化やコストアップを招くことになる。
また、軽負荷となるのに応じて直流入力電圧が上昇することによっては、特に軽負荷の条件となっていくのに従って、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子におけるオン抵抗が増加して、スイッチング損失も増加する。これにより、AC/DC電力変換効率が低下していくということにもなる。
また、軽負荷となるのに応じて直流入力電圧が上昇するということは、直流入力電圧の変動幅が大きいということになるが、これにより、定電圧化のためのスイッチング周波数制御範囲が拡大し制御範囲が縮小する。また、これと同時に安定化制御される二次側直流出力電圧については、最大負荷と軽負荷の間での過渡応答特性が低下する場合がある。

そこで本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ単体で、０．９０以上の結合係数が得られるように構成することとする。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば図１３に示すように、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢを備える。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装し、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１１，ＣＲ１２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
そして、この場合においては、中央磁脚の接合部分に形成されるギャップＧのギャップ長を設定することにより、０．９０以上の結合係数を得るようにされる。ここで、結合係数を０．９０以上とするためには、例えばギャップ長を約0.5mm以下（ギャップ長＝0mmの場合も含む）の範囲で適宜設定すればよい。

このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を０．９０以上に設定した場合における、図１２の電源回路の等化回路を図１５に示す。
この図に示すようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11との直列接続回路の部位については、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬe1と、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の励磁インダクタンスＬe11との間に、１つのリーケージインダクタンス成分（Ｌk11＋ＬK1）が直列に接続されるものとしてみることができる。

そして、上記図１５に示す等化回路により示されることを前提として、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、
ＥＥＲ−４０コア
ギャップ長＝0.4mm
一次巻線Ｎ1＝２２Ｔ
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として１４Ｔ＋１４Ｔ
とすることで、０．９３の結合係数とした。これにより、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬN1＝３１９μＨ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬK1＝４９μＨ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬN2＝１１１μＨ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬK2＝１７μＨ
という各インダクタンス値が得られた。また、疎結合トランスＶＦＴとしては前述もしたように０．８程度の結合係数とするのであるが、実際には、ＥＥ−２８のフェライトコアとしたうえで、ギャップ長を1mmに設定して結合係数は０．７９としたところ、
疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬN11＝７０μＨ
疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬN12＝１７μＨ
という各インダクタンス値が得られた。
そしてこの結果、図１２に示す構成の電源回路として、図１５の等化回路として示される回路全体の結合係数は、０．８４となり、０．８０よりも大きな結合係数が得られることとなっている。

図１６は、上記のようにして、図１５の等化回路として０．８４の結合係数を有する、図１２の電源回路についての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時で、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２５０Ｗの変動に対する、AC/DC電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。なお、この図に示す実験結果を得るのにあたっては、一次側直列共振コンデンサＣ1については、０．０３９μＦを選定した。

図１６によると、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２５０Ｗの変動に対して３３６Ｖ〜３２７Ｖで９Ｖの変動範囲となっており、その変動幅が充分に抑制されている。つまり、回路全体としての結合係数について所要以上（例えば０．８以上）を維持していることで、軽負荷の条件となるのに従って整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が大幅に上昇する現象が生じなくなっているものである。

そして、AC/DC電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗから重負荷の条件となるのに従って高くなっていく傾向となっている。ここで、負荷変動範囲は異なるが、例えば先の第１の実施の形態の電源回路の特性として示した図４と比較してみると、軽負荷とされる負荷変動範囲（例えば図１６では、負荷電力Ｐｏが約１００Ｗ以下の範囲）における曲線の変化が、より緩やかなものとなっていることが確認できる。つまり、軽負荷とされる負荷条件での電力変換効率の低下が抑制されている。
また、力率としては、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜２５０Ｗの範囲でＰＦ＞０．７５を維持しており、電源高調波歪み規制をクリアする。

上記図１６に示した実験結果に示すようにして、整流平滑電圧Ｅｉのレベル変動幅が抑制されることで、図１２に示す電源回路としては、例えば交流入力電圧の定格電圧の±２０％から負荷オープンまでの定電圧制御範囲を保証するのにあたり、平滑コンデンサＣｉ、スイッチング素子（Ｑ1，Ｑ2）、及び一次側直列共振コンデンサＣ1等についての耐圧を高いものとする必要がないこととなる。これにより、回路基板の小型軽量化及び低コスト化を図ることが可能となる。
また、上記図１６に示しているように、軽負荷の条件におけるAC/DC電力変換効率の低下も抑制されている。また、軽負荷の条件での直流入力電圧の変動幅が抑制されることで、相対的に、スイッチング周波数制御範囲に対する定電圧制御レベル幅が小さなものとなる。つまり、スイッチング周波数制御範囲は、相対的に拡大することとなって、これにより、レギュレーション範囲も拡大するようにして改善される。また、これに伴って、二次側直流出力電圧を安定化する際における、最大負荷と軽負荷の間での過渡応答特性も改善されることになる。

また、先に記述したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの実際の構成としては、一次巻線Ｎ1＝２２Ｔと設定されているが、これは、ギャップ長を短くして結合係数を高めたことによって、例えば結合係数が０．８以下の場合と比較して、そのターン数が少なくなっていることを示している。
例えば、結合係数を０．８以下として構成する場合には、一次巻線Ｎ1のターン数については３３Ｔ程度が必要となる。
このようにしてターン数が削減されることで、１つあたりの絶縁コンバータトランスＰＩＴについての、巻線としての線材のコストが削減されることになる。線材としては例えば６０μφ／150束のリッツ線が選定される。また、ターン数が少なくなる分、巻線工程の時間も短縮され、製造能率の向上にもつながることになる。

図１２に示した第５の実施の形態の電源回路についての変形例について説明しておく。
先ず第１例としては、図１２の回路の二次側において破線で括って示すようにして、この第５の実施の形態の電源回路としても、先に図６に示した第２の実施の形態のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して、並列共振コンデンサＣ2を並列に接続して構成する。
この場合の並列共振コンデンサＣ2も、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2によって、二次側並列共振回路を形成するものとされる。そして、実際に選定される並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスの値により、この二次側並列共振回路は、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路として形成される。

また、変形例の第２例としては、力率改善回路３として、図１２に示す構成に代えて、図１に示した回路構成とするものである。この場合、回路構成的には、図１と同様となるが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ及び疎結合トランスＶＦＴの結合係数について、先に説明したようにして設定することで、第５の実施の形態としての構成の電源回路が得られることになる。
何れの例を採用するにせよ、第５の実施の形態としては、回路全体として所要の結合係数が得られるようにして、力率改善用トランスと絶縁コンバータトランスの結合係数を設定することとし、特に絶縁コンバータトランスについては、疎結合ではないとされる所要の結合係数となるように設定することで、負荷変動に応じた直流入力電圧（整流平滑電圧）の変化幅を抑制することとしている。これにより、スイッチング素子、及び直流入力電圧生成用の平滑コンデンサなどについて高耐圧品を選定する必要が無くなり、それだけ、コストダウンや回路基板の小型軽量化を図ることを可能としている。また、これによっても電力変換効率についての低下の抑制、若しくは向上が促進され、さらには、定電圧制御範囲の拡大も図られる。

続いては、第６の実施の形態としての電源回路について説明する。この第６の実施の形態の電源回路は、上記第５の実施の形態としての電源回路の構成を基本としている。
ただし、第５の実施の形態の電源回路が電源回路が、例えば商用交流電源ＡＣ＝２００Ｖ系の単レンジで、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上の条件に対応しているのに対して、第６の実施の形態としての電源回路は、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系の単レンジで、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上の条件に対応する。
第６の実施の形態の電源回路は、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系が入力されるのに対応して、整流回路系を含む力率改善回路３としての構成が変更されている。

図１７は、第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、第１〜第５の実施の形態の電源回路としての構成を示した各図（図１、図６、図７、図１１、図１２等）と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路の力率改善回路３においては、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系であることに対応して、倍電圧整流回路が備えられる。
先ず、整流回路Ｄｉとしては低速リカバリ型の整流ダイオードＤa，Ｄｂから成る。整流ダイオードＤaのアノードは商用交流電源ＡＣの正極ライン側のコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点に対して接続され、カソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子（整流平滑電圧Ｅｉの正極ライン）に対して接続される。
また、整流ダイオードＤbのアノードは一次側アースに接続され、カソードは、整流ダイオードＤaのアノードと接続される。
また、平滑コンデンサは、２本の直列接続した平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2を備える。平滑コンデンサＣｉ1の正極端子は、上記したように、整流ダイオードＤaのカソードと接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接続される。また、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と平滑コンデンサＣｉ2の正極端子の接続点は、商用交流電源ＡＣの負極ライン側のコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点に対して接続される。

また、力率改善回路３において、商用交流電源ＡＣの正極ライン側のコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点と、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子（整流平滑電圧Ｅｉの正極ライン）との間には、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12と高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1の直列回路が接続される。この場合、整流ダイオードＤ1は、アノードが二次巻線Ｎ12と接続され、カソードが平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続される。
また、整流ダイオードＤ1のアノードと、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の接続点に対しては、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ2のカソードが接続され、アノードは一次側アースと接続される。

このようにして構成される力率改善回路３において、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間の整流電流としては、先ず、商用交流電源ＡＣの正極ラインから、整流ダイオードＤa→平滑コンデンサＣｉ1→商用交流電源ＡＣの負極ラインの経路により流れる第１整流電流が得られる。また、商用交流電源ＡＣの正極ラインから、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→商用交流電源ＡＣの負極ライン→フィルタコンデンサＣNの経路により流れる第２整流電流が得られる。
この場合においても、低速リカバリ型の整流ダイオードＤaはスイッチング動作を行わないので、上記第１整流電流は交番波形とは成らない。これに対して、第２整流電流は、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に得られる交番電圧によってスイッチング動作する高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1によって断続され、交番波形となって平滑コンデンサＣｉ1に流入する。

また、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、整流電流は、商用交流電源ＡＣの負極ラインから、平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤb→商用交流電源ＡＣの正極ラインの経路により流れる第１整流電流と、商用交流電源ＡＣの負極ライン側から平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣの正極ライン→フィルタコンデンサＣNの経路で流れる第２整流電流とに分岐する。
そして、この場合においても、低速リカバリ型の整流ダイオードＤbはスイッチング動作を行わないことで、第１整流電流は交番波形とは成らないのに対して、第２整流電流は、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に得られる交番電圧の印加によりスイッチング動作する整流ダイオードＤ2によって断続され、交番波形となって平滑コンデンサＣｉ2に流入することになる。

従って、この場合においても、交流入力電圧ＶACが正極性／負極性となる各期間において、整流電流は、整流回路Ｄｉの所要の整流ダイオードを流れる経路と、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1又はＤ2を流れる経路とにより、並列的に分岐して流れる経路部分が形成される。
そして、整流ダイオードＤ1又はＤ2側の経路で流れる整流電流が、これら整流ダイオードＤ1又はＤ2によりスイッチングされることになる。これにより、これまでの説明と同様に、交流入力電流ＩACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。

また、上記した整流電流経路によると、整流動作としては、交流入力電圧ＶACが正極性の期間において平滑コンデンサＣｉ1に対する充電が行われ、交流入力電圧ＶACが負極性の期間においては、平滑コンデンサＣｉ2に対する充電が行われる。従って、この場合にも、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流動作が得られている。

ここで、図１７に示す第６の実施の形態の電源回路として、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2側との結合係数について、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を設定した場合の等化回路としては、図２０に示すものとなる。
この図２０に示す回路においても、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンス（ＬN11）は、一次巻線Ｎ11における励磁インダクタンスＬe11と、リーケージインダクタンスＬk11の直列接続として示される。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のインダクタンス（ＬN1）は、この一次巻線Ｎ1における励磁インダクタンスＬe1と、リーケージインダクタンスＬk1の直列接続として示される。
そして、この場合においても、図１７に示すようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11とは、一次側直列共振回路内において直列接続されている関係にある。
従って、図２０に示す等化回路によると、絶縁コンバータトランスＰＩＴ側からみた、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスは、一次巻線Ｎ11における励磁インダクタンスＬe11と、一次巻線Ｎ11におけるリーケージインダクタンスＬk11と、一次巻線Ｎ1におけるリーケージインダクタンスＬk1の直列接続として表されることになる。つまり、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの実際としても、図１４の場合と同様に、
Ｌk11＋Ｌk1
として表され、結果として、電源回路全体として見た場合の一次側と二次側の結合係数も、０．８以下となる。

そこで、この第６の実施の形態の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴ単体で、０．９０以上の結合係数が得られるように構成することとする。このための絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は、例えば図１３に示したものとなることから、ここでの説明は省略する。

このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を０．９０以上に設定した場合における、図１７の電源回路の等化回路は、図２１に示すものとなる。
この図に示すようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11との直列接続回路の部位については、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬe1と、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の励磁インダクタンスＬe11との間に、１つのリーケージインダクタンス成分（Ｌk11＋ＬK1）が直列に接続されるものとしてみることができる。

そして、上記図２１に示す等化回路により示されることを前提として、絶縁コンバータトランスＰＩＴの実際としては、例えば
ＥＥＲ−４０コア
ギャップ長＝0.4mm
一次巻線Ｎ1＝２２Ｔ
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として１４Ｔ＋１４Ｔ
とすることで、０．９３の結合係数とした。これにより、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬN1＝３１９μＨ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬK1＝４９μＨ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬN2＝１１１μＨ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬK2＝１７μＨ
という各インダクタンス値が得られた。また、疎結合トランスＶＦＴは、結合係として約０．８とするのにあたり、実際には、ＥＥ−２８フェライトコア、1.5mmのギャップ長として、結合係数は０．７５を得た。これにより、
疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬN11＝９５μＨ
疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬN12＝４３μＨ
という各インダクタンス値が得られた。
そしてこの結果、図１７に示す構成の電源回路として、図２１の等化回路として示される回路全体の結合係数は、０．８４となり、０．８０よりも大きな結合係数が得られることとなっている。

図２２は、上記のようにして、図２１の等化回路として０．８４の結合係数を有する、図１７の電源回路についての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時で、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２５０Ｗの変動に対する、AC/DC電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。なお、この図に示す実験結果を得るのにあたっては、一次側直列共振コンデンサＣ1については、０．０２２μＦを選定している。

図２２によると、この場合にも、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２５０Ｗの変動に対して２７０Ｖ〜３１２Ｖで４２Ｖの変動範囲となっている。この実験結果は、商用交流電源AC＝１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上に対応する倍電圧整流回路を備える複合共振形コンバータとして、直流入力電圧レベルの変動幅が充分に抑制されていることを示している。

また、この図に示されるAC/DC電力変換効率の特性としても、軽負荷とされる負荷変動範囲における曲線の変化は緩やかなものとなっており、軽負荷とされる負荷条件での電力変換効率の低下が抑制されていることを示す。
また、力率としては、負荷電力Ｐｏ＝１５Ｗ〜２５０Ｗの範囲でＰＦ＞０．７５を維持しており、電源高調波歪み規制をクリアする。

このような特性からも分かるように、第６の実施の形態の電源回路としても、平滑コンデンサＣｉ、スイッチング素子（Ｑ1，Ｑ2）、及び一次側直列共振コンデンサＣ1等についての耐圧を高いものとする必要がなくなり、回路基板の小型軽量化及び低コスト化が図られる。
また、軽負荷の条件におけるAC/DC電力変換効率の低下も抑制されている。また、軽負荷の条件での直流入力電圧の上昇が抑制されることで、スイッチング周波数制御による定電圧化のための制御範囲が拡大して、二次側直流出力電圧の安定化制御に際しての最大負荷と軽負荷の間での過渡応答特性も改善される。

続いては、第６の実施の形態としての電源回路についての変形例として２例を挙げておくこととする。
図１８に第１例としての変形例の構成を示す。
この第１例の変形例としては、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して、並列共振コンデンサＣ2を並列に接続することで、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路としての二次側並列共振回路を形成することとしている。
また、力率改善回路３内においては、先の図１７において、低速リカバリ型の整流ダイオードＤa，Ｄbを備えて形成されていた整流回路Ｄｉを省略している。この回路構成の場合、交流入力電圧ＶACが正の期間の整流電流の全ての成分は、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1によりスイッチングされ、交流入力電圧ＶACが負の期間の整流電流の全ての成分は、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ2によりスイッチングされて交番波形となる。

また、図１９に、第２例としての変形例の構成を示す。
この図に示す力率改善回路３としても、図１８と同様にして、２本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えるが、その接続形態が異なっている。
この場合には、商用交流電源ＡＣの正極ライン側のコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点に対して、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子が接続される。平滑コンデンサＣｉ2の正極端子は、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して、整流ダイオードＤ1のアノードと、整流ダイオードＤ2のカソードとの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤ1のカソードは平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続され、整流ダイオードＤ2のアノードは、商用交流電源ＡＣの負極ライン側のコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点に対して接続される。
また、この場合には、商用交流電源ＡＣの負極ライン側のコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点は、一次側アースと接続されることでアース電位となっており、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースと接続されるようになっている。
そして、後段のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の直列接続回路は、平滑コンデンサＣｉ1に対して並列に接続される。つまり、この場合の直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）は、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧として得られる。

このような構成における力率改善回路３の動作は次のようになる。
先ず、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間においては、整流電流は、商用交流電源ＡＣの負極ラインから、整流ダイオードＤ2→疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→平滑コンデンサＣｉ2→商用交流電源ＡＣの負極ラインの経路で流れる。
上記した整流電流経路によって整流電流が流れることによっては、平滑コンデンサＣｉ2に対して充電が行われることになるが、これにより、平滑コンデンサＣｉ2の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの電位が得られることになる。
また、この際、整流ダイオードＤ2では、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番電圧が印加されることで、整流電流をスイッチングして断続する動作を行い、これにより、整流電流はスイッチング周期の交番波形となる。なお、このスイッチング周期の高周波成分は、上記した整流電流経路内において、フィルタコンデンサＣNを流れるようにして吸収される。

そして、次の交流入力電圧ＶACが負極性となる期間においては、整流電流は、商用交流電源ＡＣの正極ラインから、平滑コンデンサＣｉ2→疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→商用交流電源ＡＣの負極ライン（一次側アース）の経路で流れることになる。
上記した整流電流経路によって整流電流が流れることによっては、交流入力電圧ＶACのレベルに対して、平滑コンデンサＣｉ2の両端に得られている電位が重畳されるようにして、平滑コンデンサＣｉ1への充電が行われることになる。これによって、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られているものである。
また、上記した整流電流経路においては、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番電圧が整流ダイオードＤ1に印加されることになり、整流ダイオードＤ1では、整流電流をスイッチングする動作が得られることになる。
従って、この場合にも、交流入力電圧ＶACが正／負の各期間において、疎結合トランスＶＦＴにより電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流電流がスイッチングされることになる。つまり、力率改善動作が得られているものである。

なお、変形例として図１８に示した二次側並列共振回路は、例えば、図１７又は図１９に示した力率改善回路３としての構成を採る、第６の実施の形態としての各電源回路に対して設けられてよいものである。つまり、二次側並列共振回路は、力率改善回路３の構成に限定されることなく付加することができる。

続いては、第７の実施の形態としての電源回路について説明する。この第７の実施の形態の電源回路は、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系とＡＣ＝２００Ｖ系とに対応する、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路とされる。また、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上に対応する点では、第５及び第６の実施の形態の電源回路と同様となる。

図２３は、第７の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、第１〜第５の実施の形態の電源回路としての構成を示した各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図に示す力率改善回路３においては、先ず、先に図１２に示した第５の実施の形態の電源回路の力率改善３と同様の接続態様によって、１本のフィルタコンデンサＣNと、低速リカバリ型の整流ダイオードＤa〜Ｄdより成るブリッジ整流回路Ｄｉ、及び２本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2が接続される。
そしてこの場合においては、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する平滑コンデンサとしては２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が備えられる。これら平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、図示するように直列接続したうえで、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子を整流平滑電圧Ｅｉのブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1の接続点に対して接続し、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子を一次側アースに対して接続するようにされる。
また、直列接続される平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と平滑コンデンサＣｉ2の正極端子の接続点は、スイッチＳを介して、商用交流電源ＡＣの負極ライン側におけるコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNの接続点に対して接続される。

スイッチＳは、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下が入力されているときにオンとなり、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上が入力されているときにオフとなるように切り換えが行われる。このようなスイッチＳの切り換え制御のための回路部は、図２３においては図示していないが、例えばスイッチＳについてはリレースイッチを用いることとする。そして、交流入力電圧ＶACのレベルが１５０Ｖ以上／以下であることを検出して、その検出結果に応じて電磁リレーを駆動することで、上記スイッチＳを切り換えるように構成された回路部を設けるようにすればよい。

上記のようにして構成される整流回路系を備える力率改善回路３の動作は次のようになる。
先ず、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系に対応して１５０Ｖ以下の交流入力電圧ＶACが入力されてスイッチＳがオンとなっている場合には、次のようにして倍電圧整流回路が形成される。
つまり、交流入力電圧ＶACが正極性のときには、商用交流電源ＡＣの正極ライン→整流ダイオードＤa→平滑コンデンサＣｉ1→スイッチＳ→商用交流電源ＡＣの負極ラインの経路第１整流電流が流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインから疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→スイッチＳ→商用交流電源ＡＣの負極ライン→フィルタコンデンサＣNの経路で第２整流電流が流れる。
そして、上記第１整流電流及び第２整流電流によって平滑コンデンサＣｉ1に対する充電が行われることで、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの直流電圧が得られることになる。
また、第２整流電流が流れる整流電流経路においては、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1が、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番電圧によって、第２整流電流をスイッチングする動作が得られる。つまり、第２整流電流としては交番波形となる。

また、交流入力電圧ＶACが負極性のときには、整流電流は、商用交流電源ＡＣの負極ライン→平滑コンデンサＣｉ2→スイッチＳ→→整流ダイオードＤc→商用交流電源ＡＣの正極ラインの経路で第１整流電流が流れ、商用交流電源ＡＣの負極ラインからスイッチＳを介して、平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣの正極ライン→フィルタコンデンサＣNの経路で第２整流電流が流れる。
そして、上記第１整流電流及び第２整流電流によって平滑コンデンサＣｉ2に対する充電が行われることで、平滑コンデンサＣｉ2の両端電圧としても、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
この結果、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの直流電圧である、整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られている。

また、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間においても、第２整流電流が流れる整流電流経路においては、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ2が、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起された交番電圧によって、第２整流電流をスイッチングするので、第２整流電流としては交番波形となる。
従って、交流入力電圧ＶACが正／負の両期間において、第２整流電流は、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1又はＤ2によってスイッチングされて交番波形となって流れるようにされる。このようにして整流電流成分が交番波形とされる結果、これまで説明したように、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。

また、商用交流電源ＡＣ＝２００Ｖ系に対応して１５０Ｖ以上の交流入力電圧ＶACが入力された場合、スイッチＳはオフとなる。スイッチＳがオフとなる場合の力率改善回路３の回路構成としては、先に図１２に示した第５の実施の形態の電源回路の力率改善回路３と同様となる。つまり、この場合においては、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路に対して、全波整流動作による整流電流の充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。
また、この場合においても、先に図１２により説明したようにして、交流入力電圧ＶACが正／負の両期間において第２整流電流を、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2によりスイッチングする動作が得られ、これにより、力率改善が図られる。

この図２３に示す第７の実施の形態の電源回路として、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2側との結合係数について、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を設定した場合の等化回路としては、先に説明した図２０に示すものとなる。従って、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの実際としても、
Ｌk11＋Ｌk1
として表され、結果として、電源回路全体として見た場合の一次側と二次側の結合係数も、０．８以下となる。

このため、第７の実施の形態の電源回路としても、例えば先に図１３により説明したようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ単体で、０．９０以上の結合係数が得られるように構成するようにされる。

そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を０．９０以上に設定した場合における、図２３の電源回路の等化回路は、図２１に示すものとなる。
従って、図２３に示す電源回路についても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11との直列接続回路の部位については、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬe1と、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の励磁インダクタンスＬe11との間に、１つのリーケージインダクタンス成分（Ｌk11＋ＬK1）が直列に接続されるものとしてみることができる。

そして、上記図２１に示す等化回路により示されることを前提として、この第７の実施の形態の電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの実際としては、先の第６の実施の形態と同様に構成することで、０．９３の結合係数とした。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬN1、リーケージインダクタンスＬK1、二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬN2、リーケージインダクタンスＬK2についても、第６の実施の形態において記述したのと同じ値が得られる。
また、疎結合トランスＶＦＴとしても、第６の実施の形態の場合と同様の実際の構成とすることで、０．７５の結合係数を得た。また、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬN11、二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬN12についても、第６の実施の形態と同じ値を得た。
そしてこの結果、図２３に示す構成の電源回路として、図２１の等化回路として示される回路全体の結合係数は、０．８４となり、０．８０よりも大きな結合係数が得られることとなっている。

図２５及び図２６は、図２１の等化回路として０．８４の結合係数を有する、図１７の電源回路についての実験結果として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２５０Ｗの変動に対する、AC/DC電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。図２５は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）の特性を示し、図２６は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）の特性を示している。また、この図に示す実験結果を得るのにあたっては、一次側直列共振コンデンサＣ1については、０．０２２μＦを選定している。

図２５及び図２６によると、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２５０Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では４６Ｖ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では１９Ｖの変動範囲となっている。この実験結果としても、ＡＣ１００Ｖ系時、ＡＣ２００Ｖ系時とで共に、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上に対応する複合共振形コンバータとして、直流入力電圧レベルの変動幅が充分に抑制されていることを示している。

また、これらの図に示されるAC/DC電力変換効率の特性としても、軽負荷とされる負荷変動範囲における曲線の変化は緩やかなものとなっており、軽負荷とされる負荷条件での電力変換効率の低下の抑制、或いは電力変換効率の向上が図られていることを示す。
また、力率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５Ｗ〜２５０Ｗの範囲でＰＦ＞０．８０を維持しており、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜２５０Ｗの範囲でＰＦ＞０．７５を維持しており、何れの交流入力電圧ＶACの入力条件の場合にも電源高調波歪み規制をクリアする。
このような特性が得られることで、第７の実施の形態の電源回路についても、先に説明した第５、第６の各実施の形態と同様の効果が得られることになる。

図２４は、第７の実施の形態としての電源回路の変形例について示している。なお、この図において、図２３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
先ず、この図に示す回路の力率改善回路３においては、図２３に示されていた高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2が削除されている。かわりに、この場合にはブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードＤa〜Ｄdについて高速リカバリ型が選定される。
また、この場合の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点は、リレースイッチＳ１の端子ｔ２と接続される。
リレースイッチＳ１は、いわゆる２接点のスイッチであり、後述する電磁リレーＲＬにより、端子ｔ１が端子ｔ２，ｔ３の何れかに対して択一的に接続されるようにして切り換えが行われる。

この場合、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の一端は、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の正極ラインに対して接続される。他端は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に対して接続される。

また、この場合の疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11は、タップを介して巻線部Ｎ11A，Ｎ11Bに分割されるようにして形成される。巻線部Ｎ11Aの端部は、直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング出力点に対して接続される。また、巻線部Ｎ11A，Ｎ11Bの接続点はリレースイッチＳ２の端子ｔ２と接続される。巻線部Ｎ11Bの端部は、リレースイッチＳ２の端子ｔ３と接続される。
リレースイッチＳ２も２接点のスイッチであり、電磁リレーＲＬによって、端子ｔ１が端子ｔ２，ｔ３の何れかに対して択一的に接続されるようにして切り換えられる。

この図では、リレーＲＬを駆動するための回路部として、整流回路切換モジュール５が備えられる。この場合の整流回路切換モジュール５の端子Ｔ１４に対しては、ダイオードＤ10及びコンデンサＣ10から成る半波整流回路により得られる直流電圧が検出電圧として入力される。この半波整流回路（Ｄ10，Ｃ10）は、商用交流電源ＡＣを入力して整流動作を行うようにされているので、整流回路切換モジュール５では交流入力電圧ＶACのレベルを検出することになる。
また、整流回路切換モジュール５の端子Ｔ１２、Ｔ１３間に対して、電磁リレーが接続されている。整流回路切換モジュール５では、端子Ｔ１２、Ｔ１３間に流すべき電流のオン／オフをコントロールすることで、電磁リレーをＲＬを駆動し、リレースイッチＳ１，Ｓ２の切り換えを行うようにされる。

ここで、整流回路切換モジュール５では、交流入力電圧ＶACの検出レベルが１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系時）である場合には、リレースイッチＳ１，Ｓ２について、端子ｔ１−ｔ２が接続されるように電磁リレーＲＬを駆動する。
先ず、リレースイッチＳ１において端子ｔ１−ｔ２が接続されることによっては、力率改善回路３において、倍電圧整流回路が形成されることになる。
つまり、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間では、商用交流電源ＡＣの正極ライン→整流ダイオードＤa→平滑コンデンサＣｉ1→（リレースイッチＳ１）→商用交流電源ＡＣの負極ライン（フィルタコンデンサＣN）の経路による整流電流が流れる。また、このときには、商用交流電源ＡＣの正極ライン→疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→平滑コンデンサＣｉ1→（リレースイッチＳ１）→商用交流電源ＡＣの負極ライン（フィルタコンデンサＣN）の経路によっても電流が流れる。
このようにして、上記整流電流によって平滑コンデンサＣｉ1への充電が行われることで、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの等倍レベルの直流電圧が得られる。
また、上記のようにして疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ2が挿入されていることで、この整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳され、第１整流電流は、高速リカバリ型の整流ダイオードＤaによりスイッチングされて交番波形となる。

また、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、商用交流電源ＡＣの負極ライン→（リレースイッチＳ１）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤc→商用交流電源ＡＣの正極ライン（フィルタコンデンサＣN）の経路による整流電流が流れる。
このときには、整流電流によって平滑コンデンサＣｉ2への充電が行われることで、平滑コンデンサＣｉ2の両端電圧としても、交流入力電圧ＶACの等倍レベルの直流電圧が得られる。これにより、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの直流電圧である整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られているものである。
また、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ2は、整流ダイオードＤcのカソード側と接続されており、従って、上記の経路で流れる整流電流は、高速リカバリ型の整流ダイオードＤcによりスイッチングされて交番波形となる。

また、リレースイッチＳ２側において、端子ｔ１−ｔ２が接続されることによっては、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11として、巻線部Ｎ11Aのみが有効とされることになる。

続いて、交流入力電圧ＶACの検出レベルが１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系時）である場合には、整流回路切換モジュール５では、リレースイッチＳ１，Ｓ２について、端子ｔ１−ｔ３が接続されるように電磁リレーＲＬを駆動する。
リレースイッチＳ１にて端子ｔ１−ｔ３が接続される場合、端子ｔ３はオープンとなっているから、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点と、商用交流電源ＡＣの負極ラインは接続されないことになって、整流回路としては全波整流回路が形成される。
つまり、交流入力電圧ＶACが正極性の場合には、商用交流電源ＡＣの正極ライン→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤd→商用交流電源ＡＣの負極ライン（フィルタコンデンサＣN）の経路により整流電流が流れる。また、この際には、分岐して、商用交流電源ＡＣの正極ラインから疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を介しても、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2への充電電流が流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性の場合には、商用交流電源ＡＣの負極ライン→整流ダイオードＤb→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤc→商用交流電源ＡＣの正極ライン（フィルタコンデンサＣN）の経路で整流電流が流れる。
このようにして、交流入力電圧ＶACが正／負の各期間において、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2に対して整流電流が充電されることとなるので、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。つまり、全波整流動作が得られているものである。

またリレースイッチＳ２側において、端子ｔ１−ｔ３が接続されることによっては、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11として、巻線部Ｎ11A−Ｎ11Bの直列接続が有効とされることになる。

これまでの説明から、図２４に示す電源回路としても、図２３に示した電源回路と同様にして、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系としては、ＡＣ１００Ｖ系時では倍電圧整流動作となり、ＡＣ２００Ｖ系時では全波整流動作となるようにして切り換えが行われる構成を採ることで、ワイドレンジ対応としていることが分かる。
また、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時のいずれにおいても、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードＤa〜Ｄdの何れかによって整流電流をスイッチングしていることから、力率改善動作も得られていることになる。

また、図２４に示す回路においては、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11について、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系時）とされる場合には、巻線部Ｎ11Aのみが有効となり、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系時）となる場合には、巻線部Ｎ11A−Ｎ11Bの直列接続が有効となるように切り換えが行われることになる。つまり、ＡＣ２００Ｖ系時には、ＡＣ１００Ｖ系時よりも、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の巻線数が増加するようにして切り換えが行われるようにされる

疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の巻線数が変化すれば、二次巻線Ｎ12との巻線比が変化することになって、二次巻線Ｎ12に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
この結果、本実施の形態では、例えばＡＣ１００Ｖ系時において、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ程度の条件のもとで、力率について、０．７５程度となるようにされ、電力変換効率が向上されることになる。

また、例えばこれまで説明してきた各実施の形態としての電源回路のようにして、疎結合トランスＶＦＴによりスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して力率改善を図る構成では、直流入力電圧（整流平滑電圧）Ｅｉに高周波成分のリップル電圧が重畳することがわかっている。

そこで、図２４に示す回路では、一次巻線Ｎ1の一端を、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11から一次側直列共振コンデンサＣ1を介して、スイッチング出力点に対して接続する一方で、他方の一次巻線Ｎ１の端部を平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続することとしている。つまり、一次側直列共振回路の一端を、一次側アースに接地させるのではなく、整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに接続する構成としている。
このような構成とした場合には、例えば、疎結合トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11に流れる一次側共振電流と、疎結合トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に流れる交番波形の整流電流とについて逆位相となるように設定することができる。
このようにして、一次巻線Ｎ１の一方の端部が平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続された上で、一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相とされることで、スイッチング出力としての一次側共振電流の高周波成分は、力率改善回路３において電圧帰還される逆位相のスイッチング出力成分により打ち消し合うようになる。
そして、この結果、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧成分が抑制されることになる。

なお、上記のように一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とを逆位相とする設定は、例えば疎結合トランスＶＦＴの各巻線（Ｎ11、Ｎ12）の巻き方向により行うことが可能である。
また、この他にも、例えば疎結合トランスＶＦＴの各巻線（Ｎ11、Ｎ12）と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの各巻線（Ｎ1、Ｎ2）の巻き方向との相対関係により設定することも可能である。

また、図２４に示す電源回路においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して、並列共振コンデンサＣ2を並列に接続することで、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路としての二次側並列共振回路を形成している。
することとしている。
なお、この第７の実施の形態としても、二次側並列共振回路は、例えば、図２３に示した回路構成に対して付加されてもよいものである。

また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。

また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成のうちから、適用可能なものを採用してよい。

本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 疎結合トランスの構造例を示す断面図である。 第１の実施の形態の電源回路の要部の動作を商用交流電源周期により示す波形図である。 第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 第１の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態の電源回路の要部の動作を商用交流電源周期により示す波形図である。 第３の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 第３の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 図１２に示す回路の等化回路図（絶縁コンバータトランスの結合係数０．８以下の場合）である。 図１２に示す回路の等化回路図（絶縁コンバータトランスの結合係数０．９０以上の場合）である。 第５の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第６の実施の形態としての電源回路の変形例を示す回路図である。 第６の実施の形態としての電源回路の変形例を示す回路図である。 図１７に示す回路の等化回路図（絶縁コンバータトランスの結合係数０．８以下の場合）である。 図１７に示す回路の等化回路図（絶縁コンバータトランスの結合係数０．９０以上の場合）である。 第６の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 第７の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第７の実施の形態の電源回路の変形例を示す回路図である。 第７の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性（ＶAC＝１００Ｖ時）を示す図である。 第７の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性（ＶAC＝２３０Ｖ時）を示す図である。 先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。 図２７に示す電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 図２７に示す電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 先行技術としての電源回路の他の構成例を示す回路図である。 図３０に示す電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。 図３０に示す電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３ 力率改善回路、４ ドライブ制御回路、５ 整流回路切換モジュール、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｄa〜Ｄd，Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3 整流ダイオード、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線（絶縁コンバータトランス）、Ｎ2 二次巻線（絶縁コンバータトランス）、ＣN フィルタコンデンサ、ＶＦＴ 疎結合トランス、Ｎ11 一次巻線（疎結合トランス）、Ｎ12 二次巻線（疎結合トランス）、Ｃ2 並列共振コンデンサ

Claims (9)

1. 交流入力電圧を整流する整流素子、及び該整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを備えて整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
   上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   上記２つのスイッチング素子を交互オン／オフするようにしてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段からのスイッチング出力の供給を受けて上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えるスイッチング電源回路において、
   上記一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスをさらに備え、
   上記整流平滑手段の整流素子は、上記力率改善用一次巻線によって上記力率改善用二次巻線に励起される交番電圧に基づいてスイッチング動作を行う、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記整流平滑手段は、
   上記交流入力電圧が正の期間において整流素子により交流入力電圧を整流した電圧を平滑化する平滑コンデンサと、上記交流入力電圧が負の期間において整流素子により交流入力電圧を整流した電圧を平滑化する平滑コンデンサとの２つの平滑コンデンサを備え、
   上記２つの平滑コンデンサの両端電圧を積み上げるようにして得られる電圧が上記整流平滑電圧となるようにして形成される倍電圧整流平滑手段である、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 交流入力電圧が正／負の各期間においてそれぞれ整流を行う複数の低周波整流素子、及び該低周波整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを有する整流平滑手段と、
   上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   上記２つのスイッチング素子を交互オン／オフするようにしてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段からのスイッチング出力の供給を受けて上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えるスイッチング電源回路において、
   上記一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段として形成される所定の整流電流経路に対して並列に接続される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスと、
   上記力率改善用二次巻線に対して直列に接続されるもので、上記交流入力電圧の周波数と比較しては高周波である、上記力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起される交番電圧が正／負の各期間において、それぞれスイッチング動作を行う複数の高周波整流素子とを、さらに備える、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
4. 上記整流平滑手段は、
   上記交流入力電圧が正の期間において整流素子により交流入力電圧を整流した電圧を平滑化する平滑コンデンサと、上記交流入力電圧が負の期間において整流素子により交流入力電圧を整流した電圧を平滑化する平滑コンデンサとの２つの平滑コンデンサを備え、
   上記２つの平滑コンデンサの両端電圧を積み上げるようにして得られる電圧が上記整流平滑電圧となるようにして形成される倍電圧整流平滑手段である、
   ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
5. 交流入力電圧が正／負の各期間においてそれぞれ整流を行う複数の整流素子、及び該整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを有する整流平滑手段と、
   上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   上記２つのスイッチング素子を交互オン／オフするようにしてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段からのスイッチング出力の供給を受けて上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えるスイッチング電源回路において、
   上記一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段として形成される所定の整流電流経路に対して並列に接続される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスをさらに備え、
   上記整流平滑手段の整流素子は、上記力率改善用一次巻線によって上記力率改善用二次巻線に励起される交番電圧に基づいてスイッチング動作を行う、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
6. 上記力率改善用一次巻線と上記力率改善用二次巻線とについて、所要の結合係数による疎結合としての状態が得られるようにされているとともに、
   上記スイッチング電源回路全体としての結合係数について所要の結合係数を得ることに対応して、上記絶縁コンバータトランスについては所要以上の結合係数を得るために、上記絶縁コンバータトランスのギャップを所定以内の長さに設定している、
   ことを特徴とする請求項１、請求項３、及び請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
7. 上記２つのスイッチング素子のうち、少なくとも一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、を少なくとも含むことによって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン又はターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路ををさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１、請求項３、及び請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
8. 上記整流平滑手段は、ブリッジ接続された４本の整流素子と、直列接続される２つの平滑コンデンサを備えて、上記ブリッジ接続された４本の整流素子により、上記２つの平滑コンデンサの直列接続に対して全波整流による整流電流の充電が行われるようにして回路が形成されていると共に、
   上記２つの平滑コンデンサと商用交流電源ラインとの間をオン／オフするようにして挿入されるスイッチ手段と、
   上記商用交流電源のレベルが所定以上のときに上記スイッチ手段をオフとし、上記商用交流電源のレベルが所定以下のときに上記スイッチ手段をオンとするようにして制御するスイッチ制御手段と、をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
9. 上記力率改善用一次巻線は、タップを介して２つに分割したうえで、分割した一方の力率改善用一次巻線の端部を上記一次側直列共振コンデンサと接続すると共に、
   絶縁コンバータトランスの一次巻線の端部に接続すべき部位として、分割した他方の力率改善用一次巻線の端部と、上記タップの端子とを選択して切り換える切換手段と、
   上記商用交流電源のレベルが所定以上のときに上記切換手段により上記他方の力率改善用一次巻線の端部を選択させ、上記商用交流電源のレベルが所定以下のときに上記切換手段により上記タップの端子を選択させるように制御する切換制御手段と、をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
   

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