JP2007074780A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】全対応負荷領域でZVSとなる、シングルエンドの共振形コンバータを提供する。
【解決手段】一次側スイッチングコンバータをE級共振形として構成し、このE級共振形コンバータの第1の一次側直列共振回路を絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1に生じる漏れインダクタンスと直列共振コンデンサC11とで形成し、第2の一次側直列共振回路をチョークコイル巻線N10に生じるインダクタンスと直列共振コンデンサC11とで形成し、一次側並列共振回路を絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1に生じる漏れインダクタンス及びチョークコイル巻線N10に生じるインダクタンスと並列共振コンデンCrとで形成した。さらに、異なる極性の磁束によって生じる整流ダイオードD01ないし整流ダイオードD04に流れる電流の大きさが同一となるように絶縁コンバータトランスPITの二次巻線として、第1の二次巻線N2と第2の二次巻線N2'とを配した。
【選択図】図1
【解決手段】一次側スイッチングコンバータをE級共振形として構成し、このE級共振形コンバータの第1の一次側直列共振回路を絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1に生じる漏れインダクタンスと直列共振コンデンサC11とで形成し、第2の一次側直列共振回路をチョークコイル巻線N10に生じるインダクタンスと直列共振コンデンサC11とで形成し、一次側並列共振回路を絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1に生じる漏れインダクタンス及びチョークコイル巻線N10に生じるインダクタンスと並列共振コンデンCrとで形成した。さらに、異なる極性の磁束によって生じる整流ダイオードD01ないし整流ダイオードD04に流れる電流の大きさが同一となるように絶縁コンバータトランスPITの二次巻線として、第1の二次巻線N2と第2の二次巻線N2'とを配した。
【選択図】図1
Description
本発明は、スイッチング電源回路に関するものである。
共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、2石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、1石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、1石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、1石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、1石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
図9は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ACをブリッジ整流回路Di及び平滑コンデンサCiから成る整流平滑回路により整流平滑化することで、平滑コンデンサCiの両端電圧として、整流平滑電圧Eiを生成している。
なお、商用交流電源ACのラインに対しては、1組のコモンモードチョークコイルCMCと、2本のアクロスコンデンサCLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ACをブリッジ整流回路Di及び平滑コンデンサCiから成る整流平滑回路により整流平滑化することで、平滑コンデンサCiの両端電圧として、整流平滑電圧Eiを生成している。
なお、商用交流電源ACのラインに対しては、1組のコモンモードチョークコイルCMCと、2本のアクロスコンデンサCLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
上記整流平滑電圧Eiは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、1石のスイッチング素子Q1を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、MOS−FETのスイッチング素子Q1を、発振・ドライブ回路2によりスイッチング駆動するようにされている。
スイッチング素子Q1に対しては、MOS−FETのボディダイオードDDが並列に接続される。また、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間に対して一次側並列共振コンデンサCrが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサCrは、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1とによって一次側並列共振回路(電圧共振回路)を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Q1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。
発振・ドライブ回路2は、スイッチング素子Q1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Q1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Q1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスPITは、スイッチング素子Q1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスPITの構造としては、例えば、フェライト材によるE字形状コアを組み合わせたEE字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線N1と、二次巻線N2を、EE字形コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスPITのEE字形コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、k=0.80〜0.85程度の結合係数kを得るようにしている。この程度の結合係数kは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数kの値が、リーケージインダクタンス(L1)の設定要素となる。
絶縁コンバータトランスPITの構造としては、例えば、フェライト材によるE字形状コアを組み合わせたEE字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線N1と、二次巻線N2を、EE字形コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスPITのEE字形コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、k=0.80〜0.85程度の結合係数kを得るようにしている。この程度の結合係数kは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数kの値が、リーケージインダクタンス(L1)の設定要素となる。
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1の一端は、スイッチング素子Q1と平滑コンデンサCiの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Q1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2には、一次巻線N1により誘起された交番電圧が発生する。
この場合、二次巻線N2の一端に対して二次側直列共振コンデンサC2を直列に接続していることで、二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路(電流共振回路)が形成される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードDo1,Do2、及び平滑コンデンサCoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線N2に誘起される交番電圧V2の2倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Eoを、平滑コンデンサCoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Eoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路1に入力される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードDo1,Do2、及び平滑コンデンサCoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線N2に誘起される交番電圧V2の2倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Eoを、平滑コンデンサCoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Eoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路1に入力される。
制御回路1は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Eoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ回路2に入力する。
発振・ドライブ回路2は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Eoのレベルに応じて周波数などを可変したドライブ信号を出力することで、二次側直流出力電圧Eoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Q1のスイッチング動作を制御する。これにより、二次側直流出力電圧Eoの安定化制御が行われる。
発振・ドライブ回路2は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Eoのレベルに応じて周波数などを可変したドライブ信号を出力することで、二次側直流出力電圧Eoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Q1のスイッチング動作を制御する。これにより、二次側直流出力電圧Eoの安定化制御が行われる。
図10及び図11は、上記図9に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図9の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスPITは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線N1及び二次巻線N2のターン数T(巻数)については、それぞれN1=39T、N2=23Tとし、二次巻線N2の1ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、3V/Tを設定した。絶縁コンバータトランスPITの結合係数kについてはk=0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサCrのキャパシタンスについてはCr=3900pF、二次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスについてはC2=0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1=230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2=82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1,fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Eoの定格レベルは135Vであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Pomax=200W〜最小負荷電力Pomin=0Wである。
絶縁コンバータトランスPITは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線N1及び二次巻線N2のターン数T(巻数)については、それぞれN1=39T、N2=23Tとし、二次巻線N2の1ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、3V/Tを設定した。絶縁コンバータトランスPITの結合係数kについてはk=0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサCrのキャパシタンスについてはCr=3900pF、二次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスについてはC2=0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1=230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2=82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1,fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Eoの定格レベルは135Vであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Pomax=200W〜最小負荷電力Pomin=0Wである。
図10は、図9に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Q1のスイッチング周期により示す波形図であり、図10(a)には、最大負荷電力Pomax=200W時における電圧V1、スイッチング電流IQ1、一次巻線電流I1、二次巻線電流I2、二次側整流電流ID1、ID2が示されている。図10(b)には、中間の負荷電力Po=120W時における電圧V1、スイッチング電流IQ1、一次巻線電流I1、二次巻線電流I2が示されている。図10(c)には最小負荷電力Pomin=0W時における電圧V1、スイッチング電流IQ1が示される。
電圧V1は、スイッチング素子Q1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Q1がオンとなる期間TONにおいて0レベルで、オフとなる期間TOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧V1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
電圧V1は、スイッチング素子Q1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Q1がオンとなる期間TONにおいて0レベルで、オフとなる期間TOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧V1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
スイッチング電流IQ1は、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れる電流であり、期間TONにおいて図示する波形により流れ、期間TOFFにおいて0レベルとなる波形として得られる。
一次巻線N1に流れる一次巻線電流I1は、期間TONにおいて上記スイッチング電流IQ1として流れる電流成分と、期間TOFFにおいて一次側並列共振コンデンサCrに流れる電流とを合成したものとなる。
一次巻線N1に流れる一次巻線電流I1は、期間TONにおいて上記スイッチング電流IQ1として流れる電流成分と、期間TOFFにおいて一次側並列共振コンデンサCrに流れる電流とを合成したものとなる。
また、図10(a)のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードDo1,Do2に流れる整流電流ID1,ID2は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ID1の波形のほうが、整流電流ID2よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。
二次巻線N2に流れる二次巻線電流I2は、整流電流ID1,ID2が合成された波形として得られる。
二次巻線N2に流れる二次巻線電流I2は、整流電流ID1,ID2が合成された波形として得られる。
図11は、図9に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数fs、スイッチング素子Q1のオン期間TON、オフ期間TOFF、及びAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を示している。
先ず、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を見てみると、負荷電力Po=50W〜200Wまでの広範囲で90%以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
先ず、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を見てみると、負荷電力Po=50W〜200Wまでの広範囲で90%以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
また、図11のスイッチング周波数fs、オン期間TON、オフ期間TOFFによっては、図9に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数fsは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オン期間TON、オフ期間TOFFが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Eoの変動に対してスイッチング周波数(スイッチング周期)はほぼ一定とされたうえで、オン期間とオフ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、1周期内のオン/オフ期間を可変する、PWM(Pulse Width Modulation)制御であるとみることができる。このPWM制御によって、図9に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Eoについての安定化が図られる。
図12は、図9に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Eoとの関係により、模式的に示している。
図9に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との2つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図9に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図12にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧VACの条件でのスイッチング周波数fsに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Pomax時/最小負荷電力Pomin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線A,Bとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Pomax時/最小負荷電力Pomin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線C,Dで示されるものとなる。そして、この図12に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Eoの定格レベルであるtgにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数fsの可変範囲(必要制御範囲)は、Δfsで示される区間として表すことができる。
図9に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との2つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図9に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図12にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧VACの条件でのスイッチング周波数fsに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Pomax時/最小負荷電力Pomin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線A,Bとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Pomax時/最小負荷電力Pomin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線C,Dで示されるものとなる。そして、この図12に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Eoの定格レベルであるtgにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数fsの可変範囲(必要制御範囲)は、Δfsで示される区間として表すことができる。
図12に示される必要制御範囲Δfsは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Cから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Aまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Dと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Bをまたぐ。
このために、図9に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数fsはほぼ固定とされたうえで、1スイッチング周期における期間TON/TOFFの時比率を変化させるPWM制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図10(a)(b)(c)に示す最大負荷電力Pomax=200W時、負荷電力Po=100W時、最小負荷電力Pomin=0W時に示される1スイッチング周期(TOFF+TOzN)の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間TOFF,TONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス(容量性インピーダンス)が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2(誘導性インピーダンス)が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲(Δfs)のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
このために、図9に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数fsはほぼ固定とされたうえで、1スイッチング周期における期間TON/TOFFの時比率を変化させるPWM制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図10(a)(b)(c)に示す最大負荷電力Pomax=200W時、負荷電力Po=100W時、最小負荷電力Pomin=0W時に示される1スイッチング周期(TOFF+TOzN)の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間TOFF,TONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス(容量性インピーダンス)が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2(誘導性インピーダンス)が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲(Δfs)のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
上記図9に示す電源回路では次のような問題を有している。
先に説明した図10の波形図において、図10(a)に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流IQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間TOFFの終了時点に至るまでは0レベルで、オン期間TONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードDDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Q1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ZVS(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図10(b)に示される、中間負荷に対応するPo=120W時のスイッチング電流IQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間TOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流IQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ZVSが適正に行われていない異常動作である。
先に説明した図10の波形図において、図10(a)に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流IQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間TOFFの終了時点に至るまでは0レベルで、オン期間TONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードDDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Q1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ZVS(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図10(b)に示される、中間負荷に対応するPo=120W時のスイッチング電流IQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間TOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流IQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ZVSが適正に行われていない異常動作である。
つまり、図9に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてZVSが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図9の電源回路の実際としては、例えば図11に示す区間Aとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図10(b)のスイッチング電流IQ1として示すように、スイッチング素子Q1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図10(b)のスイッチング電流IQ1として示すように、スイッチング素子Q1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子および一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子および二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備えるスイッチング電源回路において、
上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端に上記整流平滑電圧を供給し、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端に上記スイッチング素子を接続して上記交流電圧を発生し、上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端と上記チョークコイルとの接続点に直列共振コンデンサを接続することによって、上記チョークコイルの有するインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第一の直列共振回路と、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第二の直列共振回路とを形成するとともに、上記第一の直列共振回路の共振周波数と上記第二の直列共振回路の共振周波数とを略等しく設定し、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記チョークコイルの有するインダクタンスおよび上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するとともに、上記並列共振回路の共振周波数を上記第一の直列共振回路の共振周波数および上記第二の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数に設定し、
上記二次巻線は、第一の二次巻線と第二の二次巻線とを有し、上記第一の二次巻線と上記第二の二次巻線とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、上記二次側整流素子は、一の極性の同一極性端が相互に接続された第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードの直列接続と、他の極性の同一極性端が相互に接続された第三の整流ダイオード及び第四の整流ダイオードの直列接続とを有し、上記直列接続された二次巻線の両端には、上記第一の整流ダイオード及び上記第二の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の二次巻線の両端には、上記第三の整流ダイオード及び上記第四の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の整流ダイオードと上記第二の整流ダイオードとの接続点と、上記第三の整流ダイオードと上記第四の整流ダイオードとの接続点との間に上記二次側平滑コンデンサを接続したことを特徴とする。
商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子および一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子および二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備えるスイッチング電源回路において、
上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端に上記整流平滑電圧を供給し、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端に上記スイッチング素子を接続して上記交流電圧を発生し、上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端と上記チョークコイルとの接続点に直列共振コンデンサを接続することによって、上記チョークコイルの有するインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第一の直列共振回路と、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第二の直列共振回路とを形成するとともに、上記第一の直列共振回路の共振周波数と上記第二の直列共振回路の共振周波数とを略等しく設定し、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記チョークコイルの有するインダクタンスおよび上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するとともに、上記並列共振回路の共振周波数を上記第一の直列共振回路の共振周波数および上記第二の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数に設定し、
上記二次巻線は、第一の二次巻線と第二の二次巻線とを有し、上記第一の二次巻線と上記第二の二次巻線とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、上記二次側整流素子は、一の極性の同一極性端が相互に接続された第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードの直列接続と、他の極性の同一極性端が相互に接続された第三の整流ダイオード及び第四の整流ダイオードの直列接続とを有し、上記直列接続された二次巻線の両端には、上記第一の整流ダイオード及び上記第二の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の二次巻線の両端には、上記第三の整流ダイオード及び上記第四の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の整流ダイオードと上記第二の整流ダイオードとの接続点と、上記第三の整流ダイオードと上記第四の整流ダイオードとの接続点との間に上記二次側平滑コンデンサを接続したことを特徴とする。
上記構成による電源回路は、商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子および一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子および二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備える。よって、商用交流電源から所定の出力直流電圧を得ることができる。
そして、以下の特徴を有している。上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端に上記整流平滑電圧を供給し、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端に上記スイッチング素子を接続して上記交流電圧を発生する。よって、所謂、E級動作に近いものとなり、平滑整流回路から供給される電流は直流に近い脈流波形となる。
また、上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端と上記チョークコイルとの接続点に直列共振コンデンサを接続することによって、上記チョークコイルの有するインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第一の直列共振回路と、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第二の直列共振回路とを形成するとともに、上記第一の直列共振回路の共振周波数と上記第二の直列共振回路の共振周波数とを略等しく設定し、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記チョークコイルの有するインダクタンスおよび上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するとともに、上記並列共振回路の共振周波数を上記第一の直列共振回路の共振周波数および上記第二の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数に設定する。よって、所謂、電流・電圧共振型のコンバータを構成し、交流電圧の周波数を狭い範囲で制御して出力直流電圧の制御ができる。
また、上記二次巻線は、第一の二次巻線と第二の二次巻線とを有し、上記第一の二次巻線と上記第二の二次巻線とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、上記二次側整流素子は、一の極性の同一極性端が相互に接続された第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードの直列接続と、他の極性の同一極性端が相互に接続された第三の整流ダイオード及び第四の整流ダイオードの直列接続とを有し、上記直列接続された二次巻線の両端には、上記第一の整流ダイオード及び上記第二の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の二次巻線の両端には、上記第三の整流ダイオード及び上記第四の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の整流ダイオードと上記第二の整流ダイオードとの接続点と、上記第三の整流ダイオードと上記第四の整流ダイオードとの接続点との間に上記二次側平滑コンデンサを接続した。よって、二次巻線から効率良く電流を取り出せる。
そして、以下の特徴を有している。上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端に上記整流平滑電圧を供給し、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端に上記スイッチング素子を接続して上記交流電圧を発生する。よって、所謂、E級動作に近いものとなり、平滑整流回路から供給される電流は直流に近い脈流波形となる。
また、上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端と上記チョークコイルとの接続点に直列共振コンデンサを接続することによって、上記チョークコイルの有するインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第一の直列共振回路と、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第二の直列共振回路とを形成するとともに、上記第一の直列共振回路の共振周波数と上記第二の直列共振回路の共振周波数とを略等しく設定し、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記チョークコイルの有するインダクタンスおよび上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するとともに、上記並列共振回路の共振周波数を上記第一の直列共振回路の共振周波数および上記第二の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数に設定する。よって、所謂、電流・電圧共振型のコンバータを構成し、交流電圧の周波数を狭い範囲で制御して出力直流電圧の制御ができる。
また、上記二次巻線は、第一の二次巻線と第二の二次巻線とを有し、上記第一の二次巻線と上記第二の二次巻線とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、上記二次側整流素子は、一の極性の同一極性端が相互に接続された第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードの直列接続と、他の極性の同一極性端が相互に接続された第三の整流ダイオード及び第四の整流ダイオードの直列接続とを有し、上記直列接続された二次巻線の両端には、上記第一の整流ダイオード及び上記第二の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の二次巻線の両端には、上記第三の整流ダイオード及び上記第四の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の整流ダイオードと上記第二の整流ダイオードとの接続点と、上記第三の整流ダイオードと上記第四の整流ダイオードとの接続点との間に上記二次側平滑コンデンサを接続した。よって、二次巻線から効率良く電流を取り出せる。
このようにして本発明は、一次側に並列共振回路を備えるスイッチング電源回路として、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でZVS(Zero Voltage Switching:ゼロ電圧スイッチング)動作が得られなくなる異常動作が解消される。
また、商用交流電源から整流平滑電圧(直流入力電圧)を生成する整流平滑回路の平滑コンデンサからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、上記平滑コンデンサとしての部品素子のキャパシタンスについて小さい値を選定し、また、汎用品を選定することが可能になり、例えば平滑コンデンサの低コスト化や小型化などの効果が得られる。
さらに、上記のようにして、電源回路内に流れる電流量の低減に応じて電力損失の低減が図られることで、総合的な電力変換効率特性は大幅に向上する。
また、商用交流電源から整流平滑電圧(直流入力電圧)を生成する整流平滑回路の平滑コンデンサからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、上記平滑コンデンサとしての部品素子のキャパシタンスについて小さい値を選定し、また、汎用品を選定することが可能になり、例えば平滑コンデンサの低コスト化や小型化などの効果が得られる。
さらに、上記のようにして、電源回路内に流れる電流量の低減に応じて電力損失の低減が図られることで、総合的な電力変換効率特性は大幅に向上する。
本発明を実施するための最良の形態(以下、実施の形態という)について説明するのに先立ち、本実施の形態の背景技術となる、E級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ(以下、E級スイッチングコンバータともいう)の基本構成について、図6及び図7を参照して説明しておく。
図6は、E級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すE級スイッチングコンバータは、E級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すE級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Q1を備える。この場合のスイッチング素子Q1はMOS−FETであることとしている。このMOS−FETとしてのスイッチング素子Q1には、ボディダイオードDDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードDDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサCrが並列に接続される。
図6は、E級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すE級スイッチングコンバータは、E級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すE級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Q1を備える。この場合のスイッチング素子Q1はMOS−FETであることとしている。このMOS−FETとしてのスイッチング素子Q1には、ボディダイオードDDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードDDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサCrが並列に接続される。
スイッチング素子Q1のドレインは、チョークコイルL10の直列接続を介して、直流入力電圧Einの正極と接続される。スイッチング素子Q1のソースは、直流入力電圧Einの負極と接続される。
また、スイッチング素子Q1のドレインに対しては、チョークコイルL11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサC11が直列に接続される。直列共振コンデンサC11と直流入力電圧Einの負極との間には、負荷となるインピーダンスZが挿入される。ここでのインピーダンスZの具体例には圧電トランス、高周波対応の蛍光灯などを挙げることができる。
このような構成のE級スイッチングコンバータは、チョークコイルL10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサCrのキャパシタンスとにより形成される並列共振回路と、チョークコイルL11のインダクタンスと直列共振コンデンサC11のキャパシタンスとにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。
図7は、上記図6に示した構成のE級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。
スイッチング電圧V1は、スイッチング素子Q1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Q1がオンとなる期間TONにおいて0レベルで、オフとなる期間TOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作(電圧共振動作)により得られる。
スイッチング電圧V1は、スイッチング素子Q1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Q1がオンとなる期間TONにおいて0レベルで、オフとなる期間TOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作(電圧共振動作)により得られる。
スイッチング電流IQ1は、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れる電流であり、期間TOFFでは0レベルで、期間TONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードDDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Q1のドレインからソースに流れる。
また、E級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流I2は、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れるスイッチング電流IQ1と、一次側並列共振コンデンサCrに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
また、E級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流I2は、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れるスイッチング電流IQ1と、一次側並列共振コンデンサCrに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
また、上記スイッチング電流IQ1とスイッチング電圧V1との関係によっては、スイッチング素子Q1のターンオフタイミングにおいてZVS動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてZVS及びZCS動作が得られていることも示される。
また、直流入力電圧Einの正極端子からチョークコイルL10を流れるようにしてE級スイッチングコンバータに流入する電流I1は、チョークコイルL10,L11のインダクタンスについて、L10>L11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
本願の発明者は、上記基本構成に基づくE級スイッチングコンバータを適用して電源回路を構成し、この電源回路について実験を行った。この電源回路の構成例を図8の回路図に示す。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ACのラインに対して、図示するようにして、1組のコモンモードチョークコイルCMCと、2本のアクロスコンデンサCLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルCMC、及びアクロスコンデンサCL,CLにより、商用交流電源ACのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)は、ブリッジ整流回路Diにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサCiに充電される。つまり、ブリッジ整流回路Di及び平滑コンデンサCiから成る整流平滑回路により商用交流電源を整流平滑化する。これにより平滑コンデンサCiの両端電圧として整流平滑電圧Eiが得られる。この整流平滑電圧Eiが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
この図において、上記整流平滑電圧Eiを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、上記図6の基本構成に基づいたE級スイッチングコンバータとして形成される。
この場合のスイッチング素子Q1には高耐圧のMOS−FETが選定されている。また、この場合のE級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路2によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
この場合のスイッチング素子Q1には高耐圧のMOS−FETが選定されている。また、この場合のE級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路2によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
スイッチング素子Q1のドレインは、チョークコイルL10の直列接続を介して平滑コンデンサCiの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧(Ei)は、チョークコイルL10の直列接続を介してスイッチング素子Q1に供給されるようになっている。スイッチング素子Q1のソースは一次側アースに接続される。このチョークコイルL10としてのインダクタ(第1のインダクタ)は、図6に示したE級スイッチングコンバータにおけるチョークコイルL10に相当する機能部位となる。
スイッチング素子Q1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路2から出力されるスイッチング駆動信号(電圧)が印加されるようになっている。
スイッチング素子Q1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路2から出力されるスイッチング駆動信号(電圧)が印加されるようになっている。
この場合のスイッチング素子Q1には、MOS−FETが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードDDを内蔵する。このボディダイオードDDとしては、アノードがスイッチング素子Q1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Q1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードDDは、スイッチング素子Q1のオン/オフ動作(スイッチング動作)により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサCrが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサCrは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1のリーケージ(漏洩)インダクタンスL1とによって、スイッチング素子Q1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路(電圧共振回路)を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Q1のスイッチング動作として、1つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Q1の両端電圧(ドレイン−ソース間電圧)V1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
一次側並列共振コンデンサCrは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1のリーケージ(漏洩)インダクタンスL1とによって、スイッチング素子Q1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路(電圧共振回路)を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Q1のスイッチング動作として、1つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Q1の両端電圧(ドレイン−ソース間電圧)V1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
また、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間に対しては、後述する絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1と一次側直列共振コンデンサC11とから成る直列接続回路が並列に接続される。この場合には、一次巻線N1の巻き終わり端部をスイッチング素子Q1のドレインと接続し、巻始め端部を一次側直列共振コンデンサC11と接続している。一次側直列共振コンデンサC11の一次巻線N1と接続されない側の極端子は、一次側アース電位にてスイッチング素子Q1のソースと接続される。
発振・ドライブ回路2は、例えば他励式によりスイッチング素子Q1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、MOS−FETをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Q1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Q1は、ドライブ信号波形に応じて連続的にオン/オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスPITは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するもので、このために、一次巻線N1と二次巻線N2が巻装される。
この場合の絶縁コンバータトランスPITの構造としては、一例として、フェライト材によるE字形状コアを組み合わせたEE字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線N1と、二次巻線N2を、EE字形コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスPITのEE字形コアの中央磁脚に対しては1.6mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、k=0.75程度の結合係数kを得るようにしている。この程度の結合係数kは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。
そのうえで、絶縁コンバータトランスPITのEE字形コアの中央磁脚に対しては1.6mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、k=0.75程度の結合係数kを得るようにしている。この程度の結合係数kは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1は、後述するようにして、一次側に形成されるE級スイッチングコンバータにおける一次側直列共振回路を形成するための素子であり、スイッチング素子Q1のスイッチング出力に応じた交番出力が得られる。
絶縁コンバータトランスPITの二次側では、一次巻線N1により誘起された交番電圧が二次巻線N2に発生する。
この二次巻線N2に対しては、二次側直列共振コンデンサC2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線N2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
この二次巻線N2に対しては、二次側直列共振コンデンサC2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線N2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサC2が直列接続された二次巻線N2に対して、2本の整流ダイオードDo1,Do2と、1本の平滑コンデンサCoを接続することで、倍電圧半波整流回路として形成される。この倍電圧半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線N2の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサC2を介して整流ダイオードDo1のアノードと、整流ダイオードDo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードDo1のカソードを平滑コンデンサCoの正極端子に接続する。二次巻線N2の巻始め端部と、整流ダイオードDo2のアノードは、二次側アース電位にて平滑コンデンサCoの負極端子と接続する。
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、二次巻線N2に誘起される交番電圧である二次巻線N2の両端電圧(二次巻線電圧)の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードDo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードDo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサC2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサC2には、二次巻線N2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧V2の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードDo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサCoに対しては、二次巻線電圧V1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサC2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサCoの両端電圧としては、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの2倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Eoが得られることになる。
この整流動作では、平滑コンデンサCoに対しては、二次巻線N2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。また、このような整流動作では、二次巻線N2と二次側直列共振コンデンサC2の直列接続により形成される二次側直列共振回路の共振出力について整流動作を行っているものとしてみることができる。
このようにして生成される二次側直流出力電圧Eoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路1に対して検出電圧として出力される。
先ず、二次巻線N2に誘起される交番電圧である二次巻線N2の両端電圧(二次巻線電圧)の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードDo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードDo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサC2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサC2には、二次巻線N2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧V2の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードDo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサCoに対しては、二次巻線電圧V1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサC2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサCoの両端電圧としては、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの2倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Eoが得られることになる。
この整流動作では、平滑コンデンサCoに対しては、二次巻線N2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。また、このような整流動作では、二次巻線N2と二次側直列共振コンデンサC2の直列接続により形成される二次側直列共振回路の共振出力について整流動作を行っているものとしてみることができる。
このようにして生成される二次側直流出力電圧Eoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路1に対して検出電圧として出力される。
制御回路1は、入力された二次側直流出力電圧Eoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変し、また、これに伴って、1スイッチング周期におけるオン期間TONとオフ期間TOFFの時比率(導通角)を可変するようにして、スイッチング素子Q1を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。
上記のようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1から二次巻線N2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Eoのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Eoのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Eoの安定化が図られる。
上記のようにして形成される図8の電源回路の一次側において形成されるスイッチングコンバータ(Q1、Cr、L10、N1、C11)と、先に図6に示したE級コンバータとしての回路構成とを比較してみると、図8におけるスイッチングコンバータは、図6の回路から負荷となるインピーダンスZを省略し、チョークコイルL11の巻線を絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1(リーケージインダクタンスL1)と置き換えたものとしてみることができる。また、図8における一次側スイッチングコンバータでは、チョークコイルL10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサCrのキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成し、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1と一次側直列共振コンデンサC11のキャパシタンスとにより一次側直列共振回路を形成する。
このことから、図8の一次側スイッチングコンバータは、E級共振形のスイッチング動作を行うE級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力(交番出力)を、絶縁コンバータトランスPITにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルL11に相当する一次巻線N1から二次巻線N2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Eoを得るようにされている。つまり、図8に示す電源回路は一次側にE級スイッチングコンバータを備えるDC-DCコンバータとして構成される。
また、このようにして形成される一次側のE級スイッチングコンバータは、チョークコイルL10、及び一次側並列共振コンデンサCrとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線N1及び一次側直列共振コンデンサC11の直列接続回路を並列接続した複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
このことから、図8の一次側スイッチングコンバータは、E級共振形のスイッチング動作を行うE級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力(交番出力)を、絶縁コンバータトランスPITにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルL11に相当する一次巻線N1から二次巻線N2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Eoを得るようにされている。つまり、図8に示す電源回路は一次側にE級スイッチングコンバータを備えるDC-DCコンバータとして構成される。
また、このようにして形成される一次側のE級スイッチングコンバータは、チョークコイルL10、及び一次側並列共振コンデンサCrとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線N1及び一次側直列共振コンデンサC11の直列接続回路を並列接続した複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
ところで、一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるZVSが維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。そこで、先に従来例として図9に示したように、一次側電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設け、二次側整流回路として倍電圧半波整流回路を形成した電源回路を構成して本願発明者が実験を行ったところ、それまでの電圧共振形コンバータを備える電源回路よりも、実現化に近づく特性が得られることが確認された。
しかしながら、図9の電源回路では、図10により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Q1のオフ期間(TOFF)が終了しないうちにスイッチング素子Q1に正極方向(この場合はドレイン→ソース方向)に電流が流れてZVSの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、図9の電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
しかしながら、図9の電源回路では、図10により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Q1のオフ期間(TOFF)が終了しないうちにスイッチング素子Q1に正極方向(この場合はドレイン→ソース方向)に電流が流れてZVSの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、図9の電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
図8により説明した電源回路は、上記しているように、一次側に電圧共振形コンバータの回路形態を備える複合共振形のスイッチングコンバータである、という点では、図9に示した従来の電源回路と共通の構成を採っているといえる。
しかしながら、この図8の電源回路について実験を行ったところ、中間負荷時においてZVSが得られなくなる異常動作が解消され、所定の対応負荷電力の全範囲において正常なスイッチング動作が得られることが確認された。
しかしながら、この図8の電源回路について実験を行ったところ、中間負荷時においてZVSが得られなくなる異常動作が解消され、所定の対応負荷電力の全範囲において正常なスイッチング動作が得られることが確認された。
図9に示される電源回路の中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を備えた形式の複合共振形コンバータを構成した場合に生じやすいことが確認されている。これは、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路(整流回路)とが同時に動作することによる相互作用が主たる原因となっている。つまり、上記した中間負荷時の異常動作は、一次側電圧共振形コンバータと二次側直列共振回路とを組み合わせた回路構成であることがそもそもの要因であると捉えることができる。このことに基づき、先ず、図8に示す電源回路としては、一次側スイッチングコンバータとして、電圧共振形コンバータに代えて、E級スイッチングコンバータを適用した構成のものを備えることとしたものである。
このような構成が要因となって、図8の電源回路では、二次側に対して直列共振回路を設ける、あるいは設けない場合とに関わらず、中間負荷時においてZVSが得られなくなる異常動作が解消されることとなった。
このような構成が要因となって、図8の電源回路では、二次側に対して直列共振回路を設ける、あるいは設けない場合とに関わらず、中間負荷時においてZVSが得られなくなる異常動作が解消されることとなった。
このようにして、図8の電源回路では、従来例としての図9の電源回路において問題となっていた中間負荷時における異常動作が解消されている。
しかしながら、図8の電源回路では、図9の電源回路では備えられていないチョークコイルL10を、直流入力電圧がスイッチングコンバータに流入するラインに対して挿入している。このチョークコイルL10は、例えば1mH程度とされて、チョークコイルL11に相当する絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1と比較して、相当に大きなインダクタンスを有する。このために、チョークコイルL10における鉄損、銅損などによる電力損失も相応に大きく、これにより、電源回路全体としての電力変換効率の低下も相応に顕著なものとなってくる。例えば、図9の電源回路との比較では、図8の電源回路のAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)の値は1%程度低下することが実験により確認された。
また、図8の電源回路では、上記のようにして、チョークコイルL10について相当に大きいとされるインダクタンスを設定する必要上から、例えばチョークコイルL10を構成するためのコアなどについて比較的大型の部品を選定することになる。このことがコストダウンや、回路の小型化などを促進することの妨げの要因になる。
しかしながら、図8の電源回路では、図9の電源回路では備えられていないチョークコイルL10を、直流入力電圧がスイッチングコンバータに流入するラインに対して挿入している。このチョークコイルL10は、例えば1mH程度とされて、チョークコイルL11に相当する絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1と比較して、相当に大きなインダクタンスを有する。このために、チョークコイルL10における鉄損、銅損などによる電力損失も相応に大きく、これにより、電源回路全体としての電力変換効率の低下も相応に顕著なものとなってくる。例えば、図9の電源回路との比較では、図8の電源回路のAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)の値は1%程度低下することが実験により確認された。
また、図8の電源回路では、上記のようにして、チョークコイルL10について相当に大きいとされるインダクタンスを設定する必要上から、例えばチョークコイルL10を構成するためのコアなどについて比較的大型の部品を選定することになる。このことがコストダウンや、回路の小型化などを促進することの妨げの要因になる。
そこで、本実施の形態としては、図8に示した電源回路からさらに推し進め、電源回路としてE級スイッチングコンバータを適用することで、中間負荷時における異常動作を解消したうえで、さらに、上記している電力変換効率の低下を補償して電力変換効率を向上させ、また、チョークコイルL10に相当する部品についての小型化が図られるようにするための構成を提案する。
このような本実施の形態としての電源回路として、第1の実施の形態の電源回路の構成例を図1に示す。なお、この図において、図8と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
このような本実施の形態としての電源回路として、第1の実施の形態の電源回路の構成例を図1に示す。なお、この図において、図8と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
先ず、図1に示す電源回路においては、チョークコイル巻線N10の一方の端部を平滑コンデンサCiの正極端子と接続し、チョークコイル巻線N10の他方の端部を一次巻線N1の一方の端部と接続する。また、この場合の一次側直列共振コンデンサC11は、一方の極の端部が一次巻線N1の一方の端部とチョークコイル巻線N10の他方の端部との接続点に対して接続され、他方の極の端部が一次側アース電位にて一次側並列共振コンデンサCrの一方の端子とスイッチング素子Q1のソースとの接続点に対して接続されることで、一次側直列共振コンデンサC11と一次巻線N1との直列接続の関係が得られるようにされている。
なお、この場合にも、一次側並列共振コンデンサCrは、スイッチング素子Q1のソース−ドレインに対して並列の関係となるようにして接続されている。
なお、この場合にも、一次側並列共振コンデンサCrは、スイッチング素子Q1のソース−ドレインに対して並列の関係となるようにして接続されている。
本実施の形態において、上記のようにして挿入されるチョークコイル巻線N10は、図6若しくは図8におけるチョークコイルL10としての巻線に相当する。本実施の形態では、このチョークコイル巻線N10は、所定形状サイズのコアに巻装され、これによりチョークコイルPCCとしての部品素子を構成するようにされる。
上記したような回路形態では、一次側並列共振回路は、チョークコイル巻線N10と一次巻線N1とによる直列接続回路と、この直列接続回路に対して並列接続される一次側並列共振コンデンサCrとに基づいて、チョークコイル巻線N10(チョークコイルPCC)のインダクタンスL10と、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1とにより得られる合成インダクタンスと、一次側並列共振コンデンサCrのキャパシタンスとにより形成されるものとなる。
また、一次側直列共振回路としては、一次側直列共振コンデンサC11と一次巻線N1との直列接続に基づいて、一次側直列共振コンデンサC11のキャパシタンスと、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1とにより形成される第1の一次側直列共振回路を備える。また、チョークコイル巻線N10と一次側直列共振コンデンサC11との直列接続に基づいて、チョークコイル巻線N10のインダクタンスL10と一次側直列共振コンデンサC11のキャパシタンスとによって形成される第2の一次側直列共振回路を備える。
また、一次側直列共振回路としては、一次側直列共振コンデンサC11と一次巻線N1との直列接続に基づいて、一次側直列共振コンデンサC11のキャパシタンスと、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1とにより形成される第1の一次側直列共振回路を備える。また、チョークコイル巻線N10と一次側直列共振コンデンサC11との直列接続に基づいて、チョークコイル巻線N10のインダクタンスL10と一次側直列共振コンデンサC11のキャパシタンスとによって形成される第2の一次側直列共振回路を備える。
スイッチング素子Q1がスイッチング動作を行うのに応じて、上記一次側並列共振回路の電圧共振動作により、スイッチング素子Q1がオフとなる期間において一次側並列共振コンデンサCrに対して充放電電流を流す。この充放電電流により、一次側並列共振コンデンサCrの両端電圧として、略半波の正弦波状の共振パルス電圧が発生する。図1の回路では、一次側並列共振回路において一次巻線N1が挿入されていることから、一次巻線N1においては、スイッチング電流に応じて生じる交番電圧に対して、この共振パルス電圧が重畳される動作が生じる。
また、第1の一次側直列共振回路は、スイッチング素子Q1のオン時において、一次側直列共振コンデンサC11−一次巻線N1−スイッチング素子Q1の経路で共振電流が流れるようにして共振動作を行う。
また、第2の一次側直列共振回路は、スイッチング素子Q1のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振コンデンサC11−チョークコイル巻線N10−平滑コンデンサCiの経路を共振電流が流れるようにして共振動作を行う。
このようにして第1の一次側直列共振回路及び第2の一次側直列共振回路が複合的に動作することによって、例えば一次巻線N1に流れるべき直列共振電流が、チョークコイル巻線N10に対しても分流して流れることになる。
また、第1の一次側直列共振回路に対応する、一次側直列共振コンデンサC11−一次巻線N1−スイッチング素子Q1の電流経路と、第2の一次側直列共振回路に対応する、一次側直列共振コンデンサC11−チョークコイル巻線N10−平滑コンデンサCiの電流経路とを、スイッチング周期の交流的にみた場合には、両者の電流経路は、一次側直列共振コンデンサC11を共通として、並列的な関係にあるものとしてみることができる。
また、第1の一次側直列共振回路は、スイッチング素子Q1のオン時において、一次側直列共振コンデンサC11−一次巻線N1−スイッチング素子Q1の経路で共振電流が流れるようにして共振動作を行う。
また、第2の一次側直列共振回路は、スイッチング素子Q1のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振コンデンサC11−チョークコイル巻線N10−平滑コンデンサCiの経路を共振電流が流れるようにして共振動作を行う。
このようにして第1の一次側直列共振回路及び第2の一次側直列共振回路が複合的に動作することによって、例えば一次巻線N1に流れるべき直列共振電流が、チョークコイル巻線N10に対しても分流して流れることになる。
また、第1の一次側直列共振回路に対応する、一次側直列共振コンデンサC11−一次巻線N1−スイッチング素子Q1の電流経路と、第2の一次側直列共振回路に対応する、一次側直列共振コンデンサC11−チョークコイル巻線N10−平滑コンデンサCiの電流経路とを、スイッチング周期の交流的にみた場合には、両者の電流経路は、一次側直列共振コンデンサC11を共通として、並列的な関係にあるものとしてみることができる。
このようにして共振電流が分流するので、一次側巻線N1の両端に得られるインダクタンス(L1)とチョークコイル巻線N10の両端に得られるインダクタンス(L10)とを等しくすることが可能となり、チョークコイル巻線N10を施したチョークコイルPCCのサイズを小型化することができる。そして、第1の一次側直列共振回路の共振周波数は、一次巻線N1に生じる漏れインダクタンス(L1)の値と一次側直列共振コンデンサC11の値によって支配を受け、第2の一次側直列共振回路のチョークコイル巻線N10に得られるインダクタンス(L10)の値と一次側直列共振コンデンサC11の値とによって支配を受けるので、一次側巻線N1の両端に得られるインダクタンス(L1)とチョークコイル巻線N10の両端に得られるインダクタンス(L10)とを等しくすることによって、第1の一次側直列共振回路の共振周波数と第2の一次側直列共振回路の共振周波数とを等しくして、スイッチング素子Q1に対して、制御手段の一部をなす発信・ドライブ回路2から供給する交流信号の可変周波数が狭くても良好な制御特性を得ることができる。
なお、共振周波数が「支配を受ける」とは、一次巻線N1に生じる漏れインダクタンス(L1)の値と一次側直列共振コンデンサC11の値とに第1の一次側直列共振回路の共振周波数の値は、大きく依存し、チョークコイル巻線N10に得られるインダクタンス(L10)の値と一次側直列共振コンデンサC11の値とに第2の一次側直列共振回路の共振周波数の値に大きく依存することを言うものであって、例えば、平滑コンデンサCiも第2の一次側直列共振回路の一部を形成するものであるが、平滑コンデンサCiの値は、一次側直列共振コンデンサC11の値に比して非常に大きいので、共振周波数を支配することはない。
なお、共振周波数が「支配を受ける」とは、一次巻線N1に生じる漏れインダクタンス(L1)の値と一次側直列共振コンデンサC11の値とに第1の一次側直列共振回路の共振周波数の値は、大きく依存し、チョークコイル巻線N10に得られるインダクタンス(L10)の値と一次側直列共振コンデンサC11の値とに第2の一次側直列共振回路の共振周波数の値に大きく依存することを言うものであって、例えば、平滑コンデンサCiも第2の一次側直列共振回路の一部を形成するものであるが、平滑コンデンサCiの値は、一次側直列共振コンデンサC11の値に比して非常に大きいので、共振周波数を支配することはない。
また、二次側については、二次巻線N2と二次巻線N2'とを有し、二次巻線N2と二次巻線N2'とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、二次側整流素子は、一の極性の同一極性端であるカソードが相互に接続された整流ダイオードD01及び整流ダイオードD02の直列接続と、他の極性の同一極性端であるアノードが相互に接続された整流ダイオードD03及び整流ダイオードD04の直列接続とを有し、二次巻線N2と二次巻線N2'とが直列接続された二次巻線の両端には、整流ダイオードD01及び整流ダイオードD02の直列接続の各々の端子が接続され、二次巻線N2の両端には、整流ダイオードD03及び整流ダイオードD04の直列接続の各々の端子が接続され、整流ダイオードD01と整流ダイオードD02との接続点と、整流ダイオードD03と整流ダイオードD04との接続点との間に二次側平滑コンデンサCoを接続している。
このような構成を採用すれば、一の方向の磁束によって、二次巻線N2と二次巻線N2'との直列接続生じる電圧が、整流ダイオードD01から二次側平滑コンデンサCoさらに整流ダイオードD04に電流を流す。また、他の方向の磁束によって、二次巻線N2に生じる電圧が、整流ダイオードD03から二次側平滑コンデンサCoさらに整流ダイオードD02に電流を流す。ここで両方向に流れる電流の大きさが同等となるように二次巻線N2と二次巻線N2'との巻線比を設定すれば、全周期に渡り均一に負荷電流が流れることとなり、スイッチング電源回路の効率の向上が図れる。また、二次巻線N2については、全周期に渡り電流が流れるので、二次巻線の利用効率が高いものとなる。
さらに、二次側部分電圧共振コンデンサC3を備えるので、部分電圧共振が生じ、整流ダイオードD01ないし整流ダイオードD04のオンとオフの切替点でスイッチング損失が生じることを防止でき、さらなるスイッチング電源回路の効率の向上が図れる。
このような構成を採用すれば、一の方向の磁束によって、二次巻線N2と二次巻線N2'との直列接続生じる電圧が、整流ダイオードD01から二次側平滑コンデンサCoさらに整流ダイオードD04に電流を流す。また、他の方向の磁束によって、二次巻線N2に生じる電圧が、整流ダイオードD03から二次側平滑コンデンサCoさらに整流ダイオードD02に電流を流す。ここで両方向に流れる電流の大きさが同等となるように二次巻線N2と二次巻線N2'との巻線比を設定すれば、全周期に渡り均一に負荷電流が流れることとなり、スイッチング電源回路の効率の向上が図れる。また、二次巻線N2については、全周期に渡り電流が流れるので、二次巻線の利用効率が高いものとなる。
さらに、二次側部分電圧共振コンデンサC3を備えるので、部分電圧共振が生じ、整流ダイオードD01ないし整流ダイオードD04のオンとオフの切替点でスイッチング損失が生じることを防止でき、さらなるスイッチング電源回路の効率の向上が図れる。
以下、図1に示すスイッチング電源回路のさらに細部について説明を行う。上記構成による図1の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスPITの構造例を図5に示す。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスPITは、フェライト材によるE字形状コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コア(EE字形コア)を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンBが備えられる。このボビンBの一方の巻装部に対して一次巻線N1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線N2及び二次巻線N2'を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンBを上記EE字形コア(CR1,CR2)に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、EE字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスPITは、フェライト材によるE字形状コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コア(EE字形コア)を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンBが備えられる。このボビンBの一方の巻装部に対して一次巻線N1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線N2及び二次巻線N2'を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンBを上記EE字形コア(CR1,CR2)に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、EE字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。
そのうえで、EE字形コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.6mm程度以上のギャップGを形成する。これによって、結合係数kとしては、例えばk≒0.75程度による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図9に示した電源回路の絶縁コンバータトランスPITよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップGは、E型コアCR1,CR2の中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。本実施形態においては、コア材として、EER-35を用い、ギャップGを2.2mmとし、一次側巻線N1の巻数を58T、二次側巻線N2の巻数を35T、二次側巻線N2'の巻数を10Tに設定した。また、絶縁コンバータトランスPIT自体における一次側と二次側との結合係数kについては、例えばk=0.7より小さいとされる値が設定される。このときの一次側漏れインダクタンス(L1)の値は、363μHであった。
チョークコイルPCCについても、所定形状サイズのEE字形コアに対して巻線を施す構造とすることで構成できる。本実施形態においては、コア材として、ER-28を用い、ギャップGを1.2mmとし、チョークコイル巻線N10の巻数を50Tとして、インダクタL10のインダクタンス値として、343μHを得ている。
そして、図1に示した回路形態の電源回路について、後述する実験結果を得るのにあたり、要部については、下記のように選定した。
一次側並列共振コンデンサCr、一次側直列共振コンデンサC11、及び二次側部分電圧共振コンデンサC3の各キャパシタンスについては、
Cr=6800pF
C11=0.027μF
C3=470pF
を選定した。
また、一次側並列共振周波数f01は、72.5kHzとし、一次側直列共振コンデンサC11とインダクタL1とからなる一次側直列共振周波数f02は50.6kHz、一次側直列共振コンデンサC11とインダクタL10とからなる一次側直列共振周波数f02'は52.3kHzとして、2つの一次側直列共振周波数の値は略等しくし、一次側並列共振周波数f01に較べて一次側直列共振周波数f02及び一次側直列共振周波数f02' の周波数を低く設定した。
また、対応負荷電力は、最大負荷電力Pomax=300W、最小負荷電力Pomin=0W(無負荷)とし、二次側直流出力電圧Eoの定格レベルは175Vとしている。
一次側並列共振コンデンサCr、一次側直列共振コンデンサC11、及び二次側部分電圧共振コンデンサC3の各キャパシタンスについては、
Cr=6800pF
C11=0.027μF
C3=470pF
を選定した。
また、一次側並列共振周波数f01は、72.5kHzとし、一次側直列共振コンデンサC11とインダクタL1とからなる一次側直列共振周波数f02は50.6kHz、一次側直列共振コンデンサC11とインダクタL10とからなる一次側直列共振周波数f02'は52.3kHzとして、2つの一次側直列共振周波数の値は略等しくし、一次側並列共振周波数f01に較べて一次側直列共振周波数f02及び一次側直列共振周波数f02' の周波数を低く設定した。
また、対応負荷電力は、最大負荷電力Pomax=300W、最小負荷電力Pomin=0W(無負荷)とし、二次側直流出力電圧Eoの定格レベルは175Vとしている。
図1の電源回路の実験結果として、図2(a)、図2(b)の波形図を挙げる。この図2(a)では、最大負荷電力Pomax=300W、交流入力電圧VAC=100Vの条件での、スイッチング電圧V1、スイッチング電流IQ1、一次巻線電圧V2、チョークコイル電流I1、一次巻線電流I2、二次側交番電圧V3、二次巻線電流I3、を示している。
また、図2(b)では、最小負荷電力Pomax=0W、交流入力電圧VAC=100Vの条件での、スイッチング電圧V1、スイッチング電流IQ1、一次巻線電圧V2、チョークコイル電流I1、一次巻線電流I2、二次側交番電圧V3、二次巻線電流I3、を示している。
また、図2(b)では、最小負荷電力Pomax=0W、交流入力電圧VAC=100Vの条件での、スイッチング電圧V1、スイッチング電流IQ1、一次巻線電圧V2、チョークコイル電流I1、一次巻線電流I2、二次側交番電圧V3、二次巻線電流I3、を示している。
図2(a)に示す波形図により、図1の電源回路の基本的な動作について説明する。
入力電流I1は、平滑コンデンサCiから一次側スイッチングコンバータに流入しようとする電流である。入力電流I1は、チョークコイル巻線N10のインダクタンスL10と、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1の合成インダクタンスを介するようにして流れることになる。このために、平滑コンデンサCiからスイッチングコンバータに流入する電流は脈流となる。
入力電流I1は、平滑コンデンサCiから一次側スイッチングコンバータに流入しようとする電流である。入力電流I1は、チョークコイル巻線N10のインダクタンスL10と、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1の合成インダクタンスを介するようにして流れることになる。このために、平滑コンデンサCiからスイッチングコンバータに流入する電流は脈流となる。
スイッチング素子Q1は、平滑コンデンサCiの両端電圧(Ei)を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行う。スイッチング電圧V1は、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間の電圧である。
スイッチング電流IQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れる電流となる。スイッチング周期は、スイッチング素子Q1がオンとなるべき期間TONと、オフとなるべき期間TOFFとに分けられ、スイッチング電圧V1は、期間TONにおいては0レベルで、期間TOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧V1の電圧共振パルスは、一次側並列共振回路の共振動作により、正弦波状の共振波形として得られる。
スイッチング電流IQ1は、期間TOFFにおいては0レベルであり、この期間TOFFが終了して期間TONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードDDを流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。
スイッチング電流IQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れる電流となる。スイッチング周期は、スイッチング素子Q1がオンとなるべき期間TONと、オフとなるべき期間TOFFとに分けられ、スイッチング電圧V1は、期間TONにおいては0レベルで、期間TOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧V1の電圧共振パルスは、一次側並列共振回路の共振動作により、正弦波状の共振波形として得られる。
スイッチング電流IQ1は、期間TOFFにおいては0レベルであり、この期間TOFFが終了して期間TONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードDDを流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。
一次巻線電流I2は、スイッチング素子Q1のスイッチング動作に応じて一次巻線N1に流れる電流であり、この場合には、スイッチング電流IQ1とコンデンサ電流Icrとをほぼ合成するようにして得られる波形となる。スイッチング素子Q1がオン/オフ動作を行うことにより、期間TOFFのスイッチング電圧V1である共振パルス電圧が第1の一次側直列共振回路を形成する一次巻線N1、一次側直列共振コンデンサC11の直列接続回路に印加される。これにより一次側直列共振回路が共振動作を行い、一次巻線電流I2は、正弦波成分によるスイッチング周期に応じた交番波形となる。また、一次巻線電圧V2は、一次巻線N1の両端電圧である。この一次巻線電圧V2も、図示するようにして、正弦波によるスイッチング周期に応じた交番波形となる。
期間TONが終了して期間TOFFに至ってスイッチング素子Q1がターンオフするタイミングでは、一次巻線電流I2は、コンデンサ電流Icrとして、一次側並列共振コンデンサCrに対して正極性により流れることで、一次側並列共振コンデンサCrを充電する動作が開始され、これに応じて、スイッチング電圧V1は0レベルから正弦波状により上昇を開始して、電圧共振パルスが立ち上がる。コンデンサ電流Icrが負極性に反転すると、一次側並列共振コンデンサCrは充電から放電が行われる状態に移行することになり、電圧共振パルスはピークレベルから正弦波状により下降していく。
そして、スイッチング電圧V1としての電圧共振パルス波形が0レベルにまで降下したとされると、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)がオンとなる期間TONが開始される。この期間TONに至ると、先ず、ボディダイオードDDが導通して負極性の一次巻線電流I2を流すことになる。このときスイッチング電圧V1は0レベルであり、一定期間においてボディダイオードDDに一次巻線電流I2が流れると、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間がオンとなって、正極性の一次巻線電流I2を流す。このようにして期間TONにおいて、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に一次巻線電流I2が流れることで、スイッチング電流IQ1の波形が得られる。このような動作は、スイッチング素子Q1のターンオン、ターンオフ時において、一次側並列共振回路によるZVS動作、及び一次側直列共振回路によるZCS動作が得られていることを示す。
そして、スイッチング電圧V1としての電圧共振パルス波形が0レベルにまで降下したとされると、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)がオンとなる期間TONが開始される。この期間TONに至ると、先ず、ボディダイオードDDが導通して負極性の一次巻線電流I2を流すことになる。このときスイッチング電圧V1は0レベルであり、一定期間においてボディダイオードDDに一次巻線電流I2が流れると、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間がオンとなって、正極性の一次巻線電流I2を流す。このようにして期間TONにおいて、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に一次巻線電流I2が流れることで、スイッチング電流IQ1の波形が得られる。このような動作は、スイッチング素子Q1のターンオン、ターンオフ時において、一次側並列共振回路によるZVS動作、及び一次側直列共振回路によるZCS動作が得られていることを示す。
また、二次側交番電圧V3によっては、二次側整流回路の動作が示される。
二次側交番電圧V3は、二次巻線N2及び二次巻線N2'と二次側部分電圧共振コンデンサC3との接続回路の両端電圧であり、二次側整流回路が入力する二次側交番電圧V3は、二次側交番電圧V3の半周期の期間ごとに、整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo4に対して順方向電圧を印加し、これに応じて整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo4が導通する。
また、図示しないが、二次巻線N2の半周期の期間ごとに、整流ダイオードDo3及び整流ダイオードDo2に対して順方向電圧を印加し、これに応じて整流ダイオードDo3及び整流ダイオードDo2が導通する。これにより、二次側交番電圧V3及び図示しない二次巻線N2の電圧は、二次側直流出力電圧Eoに応じたレベルによりクランプされる。
ここで、絶縁コンバータトランスPITは直流を電送することができないので、一次側の波形が正弦波からずれる歪みを有する場合には、二次側交番電圧V3及び二次巻線N2生じる電圧の正側の電圧の時間積分値と負側の電圧の時間積分値が等しくなるように電圧の零レベルが定まることとなり、二次巻線N2'との巻数が0Tの場合には、整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo4と整流ダイオードDo3及び整流ダイオードDo2とに流れる電流の大きさは異なるものとなる。
そこで、二次巻線N2と二次巻線N2'との巻数は、各々35Tと10Tとに設定されており、この様に巻線比を異ならせることによって、整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo4と整流ダイオードDo3及び整流ダイオードDo2とに流れる電流の大きさは等しくなるようになされている。
また、部分電圧共振コンデンサC3を備え、電圧の切替点における電流をこの部分電圧共振コンデンサC3に流すことによって効率の改善を図っている。
二次側交番電圧V3は、二次巻線N2及び二次巻線N2'と二次側部分電圧共振コンデンサC3との接続回路の両端電圧であり、二次側整流回路が入力する二次側交番電圧V3は、二次側交番電圧V3の半周期の期間ごとに、整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo4に対して順方向電圧を印加し、これに応じて整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo4が導通する。
また、図示しないが、二次巻線N2の半周期の期間ごとに、整流ダイオードDo3及び整流ダイオードDo2に対して順方向電圧を印加し、これに応じて整流ダイオードDo3及び整流ダイオードDo2が導通する。これにより、二次側交番電圧V3及び図示しない二次巻線N2の電圧は、二次側直流出力電圧Eoに応じたレベルによりクランプされる。
ここで、絶縁コンバータトランスPITは直流を電送することができないので、一次側の波形が正弦波からずれる歪みを有する場合には、二次側交番電圧V3及び二次巻線N2生じる電圧の正側の電圧の時間積分値と負側の電圧の時間積分値が等しくなるように電圧の零レベルが定まることとなり、二次巻線N2'との巻数が0Tの場合には、整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo4と整流ダイオードDo3及び整流ダイオードDo2とに流れる電流の大きさは異なるものとなる。
そこで、二次巻線N2と二次巻線N2'との巻数は、各々35Tと10Tとに設定されており、この様に巻線比を異ならせることによって、整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo4と整流ダイオードDo3及び整流ダイオードDo2とに流れる電流の大きさは等しくなるようになされている。
また、部分電圧共振コンデンサC3を備え、電圧の切替点における電流をこの部分電圧共振コンデンサC3に流すことによって効率の改善を図っている。
図8に示す1次側電圧共振コンバータと2次側倍圧半波整流電流共振回路と結合係数が0.7以下の疎結合絶縁コンバータトランスPITの組み合わせにおいて、定電圧制御特性として、交流入力電圧VAC=100Vの入力条件で、最大負荷電力Pomax=300W〜最小負荷電力Pomin=0Wの負荷変動に対するスイッチング周波数fsの可変範囲Δfsは、Δfs=20.8kHzとなる実験結果が得られており。また、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)は、最大負荷電力Pomax=300W時ではηAC→DC=91.7%、負荷電力Po=75W時においてはηAC→DC=93.8%となる実験結果が得られている。
これと比較すると、図1に示す本実施形態の変形E級スイッチング動作多重共振コンバータのAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)は、最大負荷電力Pomax=300Wの時は、91%、100Wの時は、93%である。また、スイッチング周波数fsの可変範囲Δfsは、Δfs=10.7kHzとなる実験結果が得られており、図8に示す回路に較べて約半分となっている。また、商用交流電源の電圧の上昇に伴い電力変換効率(ηAC→DC)は、向上している。
これと比較すると、図1に示す本実施形態の変形E級スイッチング動作多重共振コンバータのAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)は、最大負荷電力Pomax=300Wの時は、91%、100Wの時は、93%である。また、スイッチング周波数fsの可変範囲Δfsは、Δfs=10.7kHzとなる実験結果が得られており、図8に示す回路に較べて約半分となっている。また、商用交流電源の電圧の上昇に伴い電力変換効率(ηAC→DC)は、向上している。
なお、上記しているように、一次側スイッチングコンバータにE級スイッチングコンバータを適用した図1の回路、あるいは図8の回路では、二次側直列共振回路の有無にかかわらず、中間負荷時における異常動作は解消される。
また、先に従来例として図9に示した電源回路では、平滑コンデンサCiからスイッチングコンバータに流入する電流は、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1を経由してスイッチング素子Q1、一次側並列共振コンデンサCrに流入する。この場合、平滑コンデンサCiからスイッチングコンバータに流入する電流は一次巻線電流I1となるものであり、スイッチング周期による比較的高い周波数となる。つまり、平滑コンデンサCiに対しては商用交流電源周期に対して高周波で充放電電流が流れる。
平滑コンデンサCiとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサCiに使用するアルミ電解コンデンサには、ESR(等価直列抵抗)が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサCiとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば図9の電源回路の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Pomax=300Wに対応させる場合には、1000μF程度を選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
平滑コンデンサCiとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサCiに使用するアルミ電解コンデンサには、ESR(等価直列抵抗)が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサCiとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば図9の電源回路の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Pomax=300Wに対応させる場合には、1000μF程度を選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
これに対して図1に示した本実施の形態の電源回路は、平滑コンデンサCiからスイッチングコンバータに流入する電流は、チョークコイル巻線N10−一次巻線N1の直列接続を介してスイッチング素子Q1側に流れるようになっている。このために、平滑コンデンサCoからスイッチングコンバータに流入する電流は、図2(a)の入力電流I1としても示されるように直流となる。このようにして、平滑コンデンサCiからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、本実施の形態では、上記した静電容量の低下や損失角の正接の増加の問題は生じることが無い。また、これに伴って、直流入力電圧Eiにおける商用交流電源周期のリップルも低減される。このリップルは、例えば図9の電源回路の構成では7.5Vp-pであるのに対して、図1の電源回路では、5Vp-pとなる。このようなことから、本実施の形態としては、平滑コンデンサCiとして汎用のアルミ電解コンデンサを選定することができる。また、平滑コンデンサCiとしての素子のキャパシタンスについても、リップル電圧が小さいので、図9の回路の場合よりも低い値を選定できる。図1の回路の実際としては、680μFを選定できる。このようにして、本実施の形態では、平滑コンデンサCiについてのコストダウンを図ることが可能になる。また、入力電流I1の波形は、正弦波状となっているが、これによる高周波ノイズの低減効果も得られる。
また、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なZVS動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図10(b)に示したように、ターンオン(期間TON開始)より以前のタイミングでスイッチング素子Q1がオンとなって、正極性のスイッチング電流IQ1がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流IQ1の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流IQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の1つとなっているものである。
また、図2(a)と図10(a)のスイッチング電流IQ1を比較して分かるように、本実施の形態に対応する図2(a)のスイッチング電流IQ1の波形は、期間TONの終了時以前のタイミングでピークが得られる波形となっている。この図2に示されるスイッチング電流IQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流IQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流IQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。
このようなスイッチング電流IQ1の波形は、一次側スイッチングコンバータについてE級スイッチング動作としたことで得られるものである。
このようなスイッチング電流IQ1の波形は、一次側スイッチングコンバータについてE級スイッチング動作としたことで得られるものである。
また、図8の電源回路の一次側の接続態様によっては、本実施の形態における第1の一次側直列共振回路は形成されるが、第2の一次側直列共振回路は形成されない。この場合、一次側に流れるとされる直列共振電流は、そのまま一次巻線電流I2として流れることになる。
これに対して、本実施の形態では、一次側直列共振回路として第1の一次側直列共振回路と第2の一次側直列共振回路との2組を備えることで、前述したように、一次側に流れるべき直列共振電流は、一次巻線N1とチョークコイル巻線N10とに分流して流れるようにされる。これによって一次巻線電流I2の大きさは低減して効率が向上する。
また、本実施の形態では、入力電流I1の波形は、正弦波状となっているが、これによる高周波ノイズの低減効果も得られる。
これに対して、本実施の形態では、一次側直列共振回路として第1の一次側直列共振回路と第2の一次側直列共振回路との2組を備えることで、前述したように、一次側に流れるべき直列共振電流は、一次巻線N1とチョークコイル巻線N10とに分流して流れるようにされる。これによって一次巻線電流I2の大きさは低減して効率が向上する。
また、本実施の形態では、入力電流I1の波形は、正弦波状となっているが、これによる高周波ノイズの低減効果も得られる。
また、二次側に関しては、二次巻線N2に対してさらに二次巻線2'を追加して、両方の極性の磁束に応じた極性の電流を均一とすることによって効率向上を図るとともに、二次側部分電圧共振回路を備えることによって、二次側の整流ダイオードがターンオン/ターンオフするタイミングで部分電圧共振動作を行い、二次側の整流ダイオードに流れようとする電流が、二次側部分電圧共振コンデンサに流れ、整流ダイオードにおける導通損、スイッチング損失が低減される。
また、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、メインスイッチング素子(及び補助スイッチング素子)については、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、MOS−FET以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
1 制御回路、2 発振・ドライブ回路、Di ブリッジ整流回路、Ci 平滑コンデンサ、Q1 スイッチング素子、PIT 絶縁コンバータトランス、PCC チョークコイル N10 チョークコイル巻線、Cr 一次側並列共振コンデンサ、N1 一次巻線、N2、N2’ 二次巻線、C11 一次側直列共振コンデンサ、Do1、Do2、Do3、Do4 (二次側)整流ダイオード、Co (二次側)平滑コンデンサ、
Claims (2)
- 商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子および一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、
上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、
上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子および二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、
上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、
を備えるスイッチング電源回路において、
上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端に上記整流平滑電圧を供給し、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端に上記スイッチング素子を接続して上記交流電圧を発生し、
上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端と上記チョークコイルとの接続点に直列共振コンデンサを接続することによって、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第一の直列共振回路と、上記チョークコイルの有するインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第二の直列共振回路と、を形成するとともに、上記第一の直列共振回路の共振周波数と上記第二の直列共振回路の共振周波数とを略等しく設定し、
上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記チョークコイルの有するインダクタンスおよび上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するとともに、上記並列共振回路の共振周波数を上記第一の直列共振回路の共振周波数および上記第二の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数に設定し、
上記二次巻線は、第一の二次巻線と第二の二次巻線とを有し、上記第一の二次巻線と上記第二の二次巻線とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、
上記二次側整流素子は、一の極性の同一極性端が相互に接続された第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードの直列接続と、他の極性の同一極性端が相互に接続された第三の整流ダイオード及び第四の整流ダイオードの直列接続とを有し、
上記直列接続された二次巻線の両端には、上記第一の整流ダイオード及び上記第二の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の二次巻線の両端には、上記第三の整流ダイオード及び上記第四の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、
上記第一の整流ダイオードと上記第二の整流ダイオードとの接続点と、上記第三の整流ダイオードと上記第四の整流ダイオードとの接続点との間に上記二次側平滑コンデンサを接続したことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記直列接続された二次巻線の両端間に部分電圧共振を生じさせるための部分電圧共振コンデンサを接続したことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
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- 2005-09-05 JP JP2005256576A patent/JP2007074780A/ja not_active Abandoned
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