JP2006304391A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】全対応負荷領域でＺＶＳとなる、シングルエンドの共振形コンバータの実用化を図る。
【解決手段】一次側スイッチングコンバータをＥ級共振形として構成し、このＥ級共振形コンバータの一次側直列共振回路のチョークコイルを絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1とするスイッチング電源回路を構成する。絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数と、チョークコイルＬ10と一次巻線Ｎ1との等価的並列接続により、一次側の二次側との総合結合係数については0.65程度を設定する。また、二次側には二次側直列共振回路を形成する。
【選択図】図１
【解決手段】一次側スイッチングコンバータをＥ級共振形として構成し、このＥ級共振形コンバータの一次側直列共振回路のチョークコイルを絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1とするスイッチング電源回路を構成する。絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数と、チョークコイルＬ10と一次巻線Ｎ1との等価的並列接続により、一次側の二次側との総合結合係数については0.65程度を設定する。また、二次側には二次側直列共振回路を形成する。
【選択図】図１
Description
本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関するものである。
共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
図１２は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化することで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑを備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。
発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧Ｖ2の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧Ｖ2の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
図１３及び図１４は、上記図１２に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図１２の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝39T、Ｎ2＝23Tとし、二次巻線Ｎ2の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、3V/Tを設定した。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝3900pF、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1，fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝39T、Ｎ2＝23Tとし、二次巻線Ｎ2の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、3V/Tを設定した。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝3900pF、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1，fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。
図１３は、図１２に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１３（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1、ＩD2が示されている。図１３（ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示されている。図１３（ｃ）には最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1が示される。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴONにおいて図示する波形により流れ、期間ＴOFFにおいて０レベルとなる波形として得られる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。
また、図１３（ａ）のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩD1の波形のほうが、整流電流ＩD2よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。
二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形として得られる。
二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形として得られる。
図１４は、図１２に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率ηAC→DCを示している。
先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
また、図１４のスイッチング周波数ｆｓ、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図１２に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、オン期間とオフ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のオン／オフ期間を可変する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図１２に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。
図１５は、図１２に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
図１２に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図１２に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図１５にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。そして、この図１５に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。
図１２に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図１２に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図１５にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。そして、この図１５に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。
図１５に示される必要制御範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Ａまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｂをまたぐ。
このために、図１２に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１３（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
このために、図１２に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１３（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
上記図１２に示す電源回路では次のような問題を有している。
先に説明した図１３の波形図において、図１３（ａ）に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間ＴOFFの終了時点に至るまでは０レベルで、オン期間ＴONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図１３（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間ＴOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。
先に説明した図１３の波形図において、図１３（ａ）に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間ＴOFFの終了時点に至るまでは０レベルで、オン期間ＴONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図１３（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間ＴOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。
つまり、図１２に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図１２の電源回路の実際としては、例えば図１４に示す区間Ａとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図１３（ｂ）のスイッチング電流ＩQ1として示すように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図１３（ｂ）のスイッチング電流ＩQ1として示すように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、
少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、整流平滑電圧を直流電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、整流平滑電圧がスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第1のインダクタと、スイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、所定の第1の共振周波数が設定される一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサを備える。
また、第２のインダクタと、この第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、所定の第２の共振周波数が設定される一次側直列共振回路を形成し、第２のインダクタと自身との直列接続回路がスイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサを備える。
また、第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との総合結合係数が得られるようにして、自身の結合係数が設定されるコンバータトランスを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、少なくとも、二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、所定の第３の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備えることとした。
また、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段とを備えることとした。
つまり、
少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、整流平滑電圧を直流電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、整流平滑電圧がスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第1のインダクタと、スイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、所定の第1の共振周波数が設定される一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサを備える。
また、第２のインダクタと、この第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、所定の第２の共振周波数が設定される一次側直列共振回路を形成し、第２のインダクタと自身との直列接続回路がスイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサを備える。
また、第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との総合結合係数が得られるようにして、自身の結合係数が設定されるコンバータトランスを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、少なくとも、二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、所定の第３の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備えることとした。
また、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段とを備えることとした。
なお、本願発明において「結合係数」とは、電磁的な結合の度合いを示すものであり、数値として１が最も結合の度合いが高いことを示し、数値として０が最も結合の度合いが低い（結合していない）ことを示す。また、結合係数の用語は、構成態様によらず総称として一般に用いられるものであるが、コンバータトランス自体の結合係数と区別するために、一次側の全体と二次側の全体との間の電磁的な結合の度合いについては「総合結合係数」という。例えば、コンバータトランスに他のインダクタンス成分が付加されない場合には、結合係数の値と総合結合係数の値とは一致する。
上記構成による電源回路は、一次側においてＥ級スイッチングコンバータとしての回路形態を形成する。Ｅ級スイッチングコンバータは、並列共振回路（一次側並列共振回路）と直列共振回路（一次側直列共振回路）を備える複合共振形といわれるソフトスイッチングコンバータの一形式である。そのうえで、Ｅ級スイッチングコンバータにおける直列共振回路（一次側直列共振回路）を形成するインダクタ（第２のインダクタ）をコンバータトランスの一次巻線として電源回路を構成している。
また、このような構成では、コンバータトランスの一次側と二次側との総合結合係数は、コンバータトランス自身の結合係数と、第１のインダクタとコンバータトランスの一次巻線（第２のインダクタ）との等価的な並列回路により得られる一次側のリーケージインダクタンスにより決定される。本発明は、このようにして総合結合係数が設定されることを考慮したうえで、疎結合としてみなされる所要の総合結合係数が得られるようにして、コンバータトランス自身の結合係数を設定するようにしている。このような総合結合係数の設定とすることで、中間負荷とされる負荷条件でのＺＶＳ動作が得られなくなる状態を回避する一要因となる。
このようにして総合結合係数を設定することにより、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作を得ている。
また、このような構成では、コンバータトランスの一次側と二次側との総合結合係数は、コンバータトランス自身の結合係数と、第１のインダクタとコンバータトランスの一次巻線（第２のインダクタ）との等価的な並列回路により得られる一次側のリーケージインダクタンスにより決定される。本発明は、このようにして総合結合係数が設定されることを考慮したうえで、疎結合としてみなされる所要の総合結合係数が得られるようにして、コンバータトランス自身の結合係数を設定するようにしている。このような総合結合係数の設定とすることで、中間負荷とされる負荷条件でのＺＶＳ動作が得られなくなる状態を回避する一要因となる。
このようにして総合結合係数を設定することにより、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作を得ている。
また、本発明では、一次側のＥ級スイッチングコンバータは、商用交流電源を整流平滑化する整流平滑回路を形成する平滑コンデンサの両端電圧である整流平滑電圧を入力してスイッチングを行うようにされている。このとき、平滑コンデンサからＥ級スイッチングコンバータに流入する電流は、一次側並列共振回路を形成する第1のインダクタを介してスイッチング素子側に流れるようにされることで、直流となる。
このようにして本発明は、一次側に並列共振回路を備えるスイッチング電源回路として、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作が解消される。このことにより、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータの実用化が容易に実現されることになる。
また、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路の平滑コンデンサからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、上記平滑コンデンサとしての部品素子のキャパシタンスについて小さい値を選定し、また、汎用品を選定することが可能になり、例えば平滑コンデンサの低コスト化や小型化などの効果が得られる。
また、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路の平滑コンデンサからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、上記平滑コンデンサとしての部品素子のキャパシタンスについて小さい値を選定し、また、汎用品を選定することが可能になり、例えば平滑コンデンサの低コスト化や小型化などの効果が得られる。
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、本実施の形態の背景技術となる、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図１０及び図１１を参照して説明しておく。
図１０は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Ｑ1を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ1はＭＯＳ−ＦＥＴであることとしている。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ1には、ボディダイオードＤDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
図１０は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Ｑ1を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ1はＭＯＳ−ＦＥＴであることとしている。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ1には、ボディダイオードＤDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイルＬ10の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ1のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインに対しては、チョークコイルＬ11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ11が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ11と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺの具体例には圧電トランス、高周波対応の蛍光灯などを挙げることができる。
このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ10のインダクタンスと並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ11のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。
図１１は、上記図１０に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFでは０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ1のドレインからソースに流れる。
また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れるスイッチング電流ＩQ1と、電流と並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れるスイッチング電流ＩQ1と、電流と並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
また、上記スイッチング電流ＩQ1とスイッチング電圧Ｖ1との関係によっては、スイッチング素子Ｑ1のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳ及びＺＣＳ動作が得られていることも示される。
また、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ10を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ1は、チョークコイルＬ10，Ｌ11のインダクタンスについて、Ｌ10＞Ｌ11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
本実施の形態としては、上記基本構成に基づくＥ級スイッチングコンバータを電源回路に適用する。そこで先ず、第1の実施の形態の電源回路の構成例を図１の回路図に示す。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により商用交流電源を整流平滑化する。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、上記図１０の基本構成に基づいたＥ級スイッチングコンバータとして形成される。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合のＥ級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合のＥ級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイルＬ10の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、チョークコイルＬ10の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として、１つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として、１つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とから成る直列接続回路が並列に接続される。この場合には、一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部をスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続し、巻始め端部を一次側直列共振コンデンサＣ11と接続している。一次側直列共振コンデンサＣ11の一次巻線Ｎ1と接続されない側の極端子は、一次側アース電位にてスイッチング素子Ｑ1のソースと接続される。
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号波形に応じて連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.6mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒0.75程度による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図１２に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1は、後述するようにして、一次側に形成されるＥ級スイッチングコンバータにおける一次側直列共振回路を形成するための素子であり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力に応じた交番出力が得られる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサＣ2が直列接続された二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍電圧半波整流回路として形成される。この倍電圧半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo2のアノードは、二次側アース電位にて平滑コンデンサＣｏの負極端子と接続する。
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧である二次巻線Ｎ2の両端電圧（二次巻線電圧）の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧Ｖ2の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧Ｖ1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。
この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。また、このような整流動作では、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続により形成される二次側直列共振回路の共振出力について整流動作を行っているものとしてみることができる。
このようにして生成される二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧である二次巻線Ｎ2の両端電圧（二次巻線電圧）の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧Ｖ2の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧Ｖ1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。
この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。また、このような整流動作では、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続により形成される二次側直列共振回路の共振出力について整流動作を行っているものとしてみることができる。
このようにして生成される二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数、あるいは１スイッチング周期におけるオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFの時比率（導通角）を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。
電圧共振形コンバータの基本的な定電圧制御動作は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン期間ＴONを可変制御してスイッチング周波数を可変する動作となる。しかしながら、本実施の形態のようにして、二次側直列共振回路を備える場合には、上記もしているように、１スイッチング周期内の導通角を制御する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御としての定電圧制御動作も生じる。つまり、定電圧制御動作全体としては、スイッチング周波数制御とＰＷＭ制御との複合的な制御が行われるものとなる。
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
上記のようにして形成される本実施の形態の電源回路の一次側において形成されるスイッチングコンバータ（Ｑ1、Ｃｒ、Ｌ10、Ｎ1、Ｃ11）と、先に図１０に示したＥ級コンバータとしての回路構成とを比較してみると、本実施の形態のスイッチングコンバータは、図１０の回路から負荷となるインピーダンスＺを省略し、チョークコイルＬ11を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（リーケージインダクタンスＬ1）と置き換えたものとしてみることができる。また、前述もしたように、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータでは、チョークコイルＬ10のインダクタンスと一次側並列共振回路のキャパシタンスによって並列共振回路を形成し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2とにより一次側直列共振回路を形成する。
このことから、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形のスイッチング動作を行うＥ級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力（交番出力）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルＬ11に相当する一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。つまり、図1に示す実施の形態の電源回路は一次側にＥ旧スイッチングコンバータを備えるDC-DCコンバータとして構成される。
また、本実施の形態のようにして形成される一次側のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ10、及び一次側並列共振コンデンサＣｒとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）、に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路を並列接続した、複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
このことから、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形のスイッチング動作を行うＥ級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力（交番出力）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルＬ11に相当する一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。つまり、図1に示す実施の形態の電源回路は一次側にＥ旧スイッチングコンバータを備えるDC-DCコンバータとして構成される。
また、本実施の形態のようにして形成される一次側のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ10、及び一次側並列共振コンデンサＣｒとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）、に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路を並列接続した、複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
ここで、上記図１に示した回路形態の電源回路について、後述する図３及び図４に示される実験結果を得るのにあたり、要部については、下記のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては1.6mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝59T、Ｎ2＝30Tを選定した。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.75が設定される。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ型という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ型のコアであるとして扱うものとする。
また、チョークコイルＬ10については、EER-28のコアを選定して、中央磁脚に形成するギャップ長については1.2mmを設定し、インダクタンス（リーケージインダクタンス）としては1.05mHが設定されるようにした。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝5600pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記チョークコイルＬ10のインダクタンスとにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1(p)＝65.8kHzが設定される。
また、一次側直列共振コンデンサＣ11は、0.027μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、次に説明する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側の総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスとにより、一次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)＝45kHzが設定される。
また、二次側直列共振コンデンサＣ2は、0.082μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝48kHzを設定している。
これら共振周波数fo1(p),fo1(s),fo2の相対的な関係としては、共振周波数fo1(s),fo2についてはほぼ同等として、これら共振周波数fo1(s),fo2に対して、共振周波数fo1(p)が1.4倍〜1.5倍程度となるようにして設定している、ということがいえる。また、図１２に示した従来の電源回路における一次側並列回路の共振周波数fo1と二次側直列共振回路の共振周波数fo2との比較では、共振周波数fo1(p),fo1(s),fo2は、全体としてより低い周波数が設定され、また、共振周波数fo1(p),fo1(s),fo2での間の周波数差も縮小されている。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては1.6mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝59T、Ｎ2＝30Tを選定した。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.75が設定される。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ型という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ型のコアであるとして扱うものとする。
また、チョークコイルＬ10については、EER-28のコアを選定して、中央磁脚に形成するギャップ長については1.2mmを設定し、インダクタンス（リーケージインダクタンス）としては1.05mHが設定されるようにした。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝5600pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記チョークコイルＬ10のインダクタンスとにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1(p)＝65.8kHzが設定される。
また、一次側直列共振コンデンサＣ11は、0.027μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、次に説明する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側の総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスとにより、一次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)＝45kHzが設定される。
また、二次側直列共振コンデンサＣ2は、0.082μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝48kHzを設定している。
これら共振周波数fo1(p),fo1(s),fo2の相対的な関係としては、共振周波数fo1(s),fo2についてはほぼ同等として、これら共振周波数fo1(s),fo2に対して、共振周波数fo1(p)が1.4倍〜1.5倍程度となるようにして設定している、ということがいえる。また、図１２に示した従来の電源回路における一次側並列回路の共振周波数fo1と二次側直列共振回路の共振周波数fo2との比較では、共振周波数fo1(p),fo1(s),fo2は、全体としてより低い周波数が設定され、また、共振周波数fo1(p),fo1(s),fo2での間の周波数差も縮小されている。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。
ここで、図１に示す電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とについてスイッチング周期でみた場合には、並列接続の関係にあることと等価であるとみることができる。チョークコイルＬ10から発生する磁束は、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2とは結合することがない。このことから、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側におけるリーケージインダクタンスの成分は増加するものとしてみることができる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、例えばｋ＝0.75程度が設定されるのであるが、上記のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスが増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数としては、0.75よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路としてみた、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の間の総合的な結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。この結合度についての数値を、ここでは、総合結合係数ｋｔとして扱う。
本実施の形態としては、例えば、チョークコイルＬ10について、先に説明した所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、0.7程度またはそれ以下の疎結合とみなされる値を設定することとし、実際としては、ｋt＝0.65を設定することとしている。この場合の総合結合係数ｋtの設定要素としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋと、チョークコイルＬ10のインダクタンスであることになる。上記もしているように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とを直列接続することで形成される一次側直列共振回路については、総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより設定される。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、例えばｋ＝0.75程度が設定されるのであるが、上記のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスが増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数としては、0.75よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路としてみた、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の間の総合的な結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。この結合度についての数値を、ここでは、総合結合係数ｋｔとして扱う。
本実施の形態としては、例えば、チョークコイルＬ10について、先に説明した所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、0.7程度またはそれ以下の疎結合とみなされる値を設定することとし、実際としては、ｋt＝0.65を設定することとしている。この場合の総合結合係数ｋtの設定要素としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋと、チョークコイルＬ10のインダクタンスであることになる。上記もしているように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とを直列接続することで形成される一次側直列共振回路については、総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより設定される。
図３の波形図は、図１の電源回路についての要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示している。図３（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝３００Ｗ時における入力電流Ｉ1、スイッチング電圧Ｖ1、一次巻線電流Ｉ2、スイッチング電流ＩQ1、一次側直列共振電圧Ｖ2、二次側交番電圧Ｖ3、二次側整流電流ＩD1，ＩD2が示される。図３（ｂ）には、中間負荷とされる負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時における入力電流Ｉ1、スイッチング電圧Ｖ1、一次巻線電流Ｉ2、スイッチング電流ＩQ1が示される。図３（ｃ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における入力電流Ｉ1、スイッチング電圧Ｖ1、一次巻線電流Ｉ2、スイッチング電流ＩQ1が示される。交流入力電圧条件は、ＶAC＝１００Ｖである。
図３（ａ）に示す最大負荷電力Pomax＝３００Ｗ時の波形図により、図１の電源回路の基本的な動作について説明する。
入力電流Ｉ1は、平滑コンデンサＣｉから一次側スイッチングコンバータに流入しようとする電流である。入力電流Ｉ1がスイッチング素子Ｑ1側に流入する経路である、平滑コンデンサＣｏの正極端子とスイッチング素子Ｑ1のドレイン側との間のラインには、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1よりも大きなインダクタンスが設定されたチョークコイルＬ10が挿入されていることで、入力電流Ｉ1は、チョークコイルＬ10を介するようにして流れることになる。このために、入力電流Ｉ1は平均値Ｉ0の脈流となる。このような波形の入力電流Ｉ1は、直流としてみることができる。つまり、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は直流となる。チョークコイルＬ10を介して流れた入力電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1−一次側直列共振コンデンサＣ11の直列回路と、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して分流するようにして流れる。
入力電流Ｉ1は、平滑コンデンサＣｉから一次側スイッチングコンバータに流入しようとする電流である。入力電流Ｉ1がスイッチング素子Ｑ1側に流入する経路である、平滑コンデンサＣｏの正極端子とスイッチング素子Ｑ1のドレイン側との間のラインには、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1よりも大きなインダクタンスが設定されたチョークコイルＬ10が挿入されていることで、入力電流Ｉ1は、チョークコイルＬ10を介するようにして流れることになる。このために、入力電流Ｉ1は平均値Ｉ0の脈流となる。このような波形の入力電流Ｉ1は、直流としてみることができる。つまり、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は直流となる。チョークコイルＬ10を介して流れた入力電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1−一次側直列共振コンデンサＣ11の直列回路と、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して分流するようにして流れる。
スイッチング素子Ｑ1は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（Ｅｉ）を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行う。スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1の共振パルスは、一次側並列共振回路の共振動作により、正弦波状の共振波形として得られる。
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。
一次巻線電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、この図に示す極性では、スイッチング電流ＩQ1と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流が合成されたものとしてみることができる。この一次巻線電流Ｉ2は、一次側直列共振回路の出力電流としてみることができる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオン/オフ動作を行うことにより、期間ＴOFFのスイッチング電圧Ｖ1である電圧共振パルスが一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路に印加される。これにより一次側直列共振回路が共振動作を行い、一次巻線電流Ｉ2は、スイッチング周期に応じた正弦波状の交番波形となる。また、一次側直列共振電圧Ｖ2は、一次側直列共振コンデンサＣ11の両端電圧である。この一次側直列共振電圧Ｖ2も、図示するようにして、スイッチング周期に応じた正弦波状の交番波形となる。
期間ＴONが終了して期間ＴOFFに至ってスイッチング素子Ｑ1がターンオフするタイミングでは、一次側並列共振コンデンサＣｒを充電するようにして正極性の一次巻線電流Ｉ2を流す動作が開始され、これに応じて、スイッチング電圧Ｖ1は０レベルから正弦波状により上昇を開始して、電圧共振パルスが立ち上がる。一次巻線電流Ｉ2が負極性に反転すると、一次側並列共振コンデンサＣｒは充電から放電が行われる状態に移行することになり、電圧共振パルスはピークレベルから正弦波状により下降していく。
そして、スイッチング電圧Ｖ1としての電圧共振パルス波形が０レベルにまで降下したとされると、先ず、ボディダイオードＤDが導通して負極性の一次巻線電流Ｉ2を流すことになる。このときスイッチング電圧Ｖ1は０レベルであり、一定期間においてボディダイオードＤDに一次巻線電流Ｉ2が流れると、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間がオンとなって、正極性の一次巻線電流Ｉ2を流す。このようにして期間ＴONにおいて、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に一次巻線電流Ｉ2が流れることで、スイッチング電流ＩQ1の波形が得られる。このような動作は、スイッチング素子Ｑ1のターンオン、ターンオフ時において、一次側並列共振回路によるＺＶＳ動作、及び一次側直列共振回路によるＺＣＳ動作が得られていることを示す。
そして、スイッチング電圧Ｖ1としての電圧共振パルス波形が０レベルにまで降下したとされると、先ず、ボディダイオードＤDが導通して負極性の一次巻線電流Ｉ2を流すことになる。このときスイッチング電圧Ｖ1は０レベルであり、一定期間においてボディダイオードＤDに一次巻線電流Ｉ2が流れると、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間がオンとなって、正極性の一次巻線電流Ｉ2を流す。このようにして期間ＴONにおいて、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に一次巻線電流Ｉ2が流れることで、スイッチング電流ＩQ1の波形が得られる。このような動作は、スイッチング素子Ｑ1のターンオン、ターンオフ時において、一次側並列共振回路によるＺＶＳ動作、及び一次側直列共振回路によるＺＣＳ動作が得られていることを示す。
また、二次側交番電圧Ｖ3、二次側整流電流ＩD1，ＩD2によっては、二次側整流回路の動作が示される。
二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路の両端電圧であり、二次側整流回路が入力する二次側交番電圧Ｖ3は、二次側交番電圧Ｖ3の半周期の期間ごとに、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に対して順方向電圧を印加し、これに応じて整流ダイオードＤo1，Ｄo2が交互に導通する。これにより、二次側交番電圧Ｖ3は、整流ダイオードＤo1，Ｄo2の導通期間に応じて二次側直流出力電圧Ｅoに応じた絶対値レベルによりクランプされた交番波形となる。
二次側整流電流ＩD1，ＩD2は、図示するようにして、半波の正弦波形状により交互となるようにして平滑コンデンサＣｏに対して流れる。二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、二次側整流電流ＩD1，ＩD2を合成して得られ、図示するようにして正弦波状となる。
二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路の両端電圧であり、二次側整流回路が入力する二次側交番電圧Ｖ3は、二次側交番電圧Ｖ3の半周期の期間ごとに、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に対して順方向電圧を印加し、これに応じて整流ダイオードＤo1，Ｄo2が交互に導通する。これにより、二次側交番電圧Ｖ3は、整流ダイオードＤo1，Ｄo2の導通期間に応じて二次側直流出力電圧Ｅoに応じた絶対値レベルによりクランプされた交番波形となる。
二次側整流電流ＩD1，ＩD2は、図示するようにして、半波の正弦波形状により交互となるようにして平滑コンデンサＣｏに対して流れる。二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、二次側整流電流ＩD1，ＩD2を合成して得られ、図示するようにして正弦波状となる。
上記図３（ａ）として示される各部の動作をふまえて、図３（ｂ）に示される中間の負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時、及び図３（ｃ）に示される最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時の波形を参照してみると、一次側スイッチングコンバータの動作としては、軽負荷から無負荷の傾向となっていくのに従って、１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長は短くなっている。このことは、後述するようにして、最大負荷電力Ｐｏmax〜最小負荷電力Ｐｏminの範囲での負荷変動に応じた定電圧制御動作として、スイッチング周波数に相応の変化を与えていることを示す。また、期間ＴOFFと期間ＴONの時比率に着目すると、軽負荷から無負荷の傾向となっていくのに応じて、期間ＴOFFが拡大し、期間ＴONが縮小していく傾向となっている。このことは、最大負荷電力Ｐｏmax〜最小負荷電力Ｐｏminの範囲での負荷変動に応じた定電圧制御動作として、ＰＷＭ制御による期間ＴOFFと期間ＴONの時比率の変化も与えられていることを示す。
また、図３（ｂ）に示す中間負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1の波形によると、図３（ａ）の場合と同様にして、期間ＴONが開始されるタイミングで負極性によりボディダイオードＤDを流れている動作となっていることがわかる。つまり、適正にＺＶＳが得られている。この点については、図３（ｃ）に示す最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1についても同様のことがいえる。このことは、図１に示す電源回路では、対応負荷電力の全領域においてＺＶＳ動作が保証されていることを示している。
図４は、図１に示した電源回路についての実験結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及び期間ＴON、ＴOFFの時間長、及びスイッチング電流IQ1の変化特性を示している。
この図に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）までの範囲で、軽負荷の傾向となるのに応じてほぼ一定の傾きにより高くなっていく傾向で変化している。
また、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONの時間長は、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗから最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗまでの範囲において、重負荷の傾向となっていくのに応じてほぼ一定の傾きにより増加する傾向となっている。これに対して、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFの時間長は、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗから最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗまでの範囲において、重負荷の傾向となっていくのに応じてほぼ一定の傾きにより低下する傾向となっている。傾きの度合いは、期間ＴONのほうが期間ＴOFFよりも大きくなっている。
この図に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）までの範囲で、軽負荷の傾向となるのに応じてほぼ一定の傾きにより高くなっていく傾向で変化している。
また、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONの時間長は、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗから最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗまでの範囲において、重負荷の傾向となっていくのに応じてほぼ一定の傾きにより増加する傾向となっている。これに対して、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFの時間長は、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗから最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗまでの範囲において、重負荷の傾向となっていくのに応じてほぼ一定の傾きにより低下する傾向となっている。傾きの度合いは、期間ＴONのほうが期間ＴOFFよりも大きくなっている。
このようなスイッチング周波数ｆｓ及び期間ＴON、ＴOFFの特性は、定電圧制御として、先ず、スイッチング周波数ｆｓを可変するスイッチング周波数制御が行われていることを示している。スイッチング周波数ｆｓが変化するということは、ＴON＋ＴOFFで示される1スイッチング周期の時間長が変化するということであるが、本実施の形態では、スイッチング周波数ｆｓが高くなるのに応じて1スイッチング周期の時間長（ＴON＋ＴOFF）が短くなっていくときに、期間ＴONが一定の割合で短くなっていくのに対して、期間ＴOFFは一定の割合で長くなっていくという変化を示していることになる。このような1スイッチング周期内での期間ＴON、ＴOFFの変化は、スイッチング素子Ｑ1の導通期間を制御するＰＷＭ制御が行われているものとみることができる。
このことから、本実施の形態ではスイッチング周波数制御とＰＷＭ制御とが同時に行われる複合的な定電圧制御動作となっているということがいえる。このような複合制御は制御感度が高い。
このことから、本実施の形態ではスイッチング周波数制御とＰＷＭ制御とが同時に行われる複合的な定電圧制御動作となっているということがいえる。このような複合制御は制御感度が高い。
図１の電源回路に関して、定電圧制御に関する実際の測定結果としては次のようになった。
先ず、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１７５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（Δｆｓ）は17.8KHzであり、また、期間ＴONの変動範囲（ΔＴON）は3.4μｓ、期間ＴOFFの変動範囲（ΔＴOFF）＝1.6μsとなった
先ず、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１７５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（Δｆｓ）は17.8KHzであり、また、期間ＴONの変動範囲（ΔＴON）は3.4μｓ、期間ＴOFFの変動範囲（ΔＴOFF）＝1.6μsとなった
また、この場合のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度までの範囲では、軽負荷傾向となるのに従って高くなっていく特性で、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度では、最大値として93％以上が得られている。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度までの範囲で90％以上が得られるという良好な特性である。
また、スイッチング電流ＩQ1は、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）から最大負荷電力Ｐｏmax＝３００までの範囲において、重負荷の傾向となるのに応じてほぼ一定の傾きにより高くなっていく特性である。
ここで、図1に示される本実施の形態の電源回路と、従来例として図１２に示した電源回路とを比較してみると次のことがいえる。
一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるＺＶＳが維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。そこで、図１２に示したように、一次側電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設け、二次側整流回路として倍電圧半波整流回路を形成した電源回路を構成して本願発明者が実験を行ったところ、それまでの電圧共振形コンバータを備える電源回路よりも、実現化に近づく特性が得られることが確認された。
しかしながら、図１２の電源回路では、図１３により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、図１２の電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、図３の波形図によっても説明したように、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られている。つまり、中間負荷時における異常動作は解消されている。Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成は、1石のスイッチング素子と並列共振回路とを含んでいるので、本実施の形態の電源回路は、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータの回路構成を備えるスイッチングコンバータとして、実用化が容易に実現可能となっている、ということがいえる。
一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるＺＶＳが維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。そこで、図１２に示したように、一次側電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設け、二次側整流回路として倍電圧半波整流回路を形成した電源回路を構成して本願発明者が実験を行ったところ、それまでの電圧共振形コンバータを備える電源回路よりも、実現化に近づく特性が得られることが確認された。
しかしながら、図１２の電源回路では、図１３により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、図１２の電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、図３の波形図によっても説明したように、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られている。つまり、中間負荷時における異常動作は解消されている。Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成は、1石のスイッチング素子と並列共振回路とを含んでいるので、本実施の形態の電源回路は、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータの回路構成を備えるスイッチングコンバータとして、実用化が容易に実現可能となっている、ということがいえる。
このような中間負荷時における異常動作の解消は、主としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、例えばｋt＝0.65程度とされる疎結合の状態としたことにより得られている。
従来として説明した中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータが二次側直列共振回路を備える場合に生じることが確認されている。つまり、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路とが同時に動作することによる相互作用が原因となっている。
そこで、本実施の形態の電源回路のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、従来よりも低い所要値を設定すれば、上記した一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の相互作用は希薄となって、中間負荷時における異常動作も無くなっていくことになる。具体的には、例えば図１３（ｂ）に示した、期間ＴOFFの終了タイミングの前後で正極性のスイッチング電流ＩQ1が流れる現象が観察されなくなり、通常のＺＶＳに対応するスイッチング電流ＩQ1の波形が得られることになる。
従来として説明した中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータが二次側直列共振回路を備える場合に生じることが確認されている。つまり、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路とが同時に動作することによる相互作用が原因となっている。
そこで、本実施の形態の電源回路のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、従来よりも低い所要値を設定すれば、上記した一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の相互作用は希薄となって、中間負荷時における異常動作も無くなっていくことになる。具体的には、例えば図１３（ｂ）に示した、期間ＴOFFの終了タイミングの前後で正極性のスイッチング電流ＩQ1が流れる現象が観察されなくなり、通常のＺＶＳに対応するスイッチング電流ＩQ1の波形が得られることになる。
また、図１２に示す電源回路では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を経由してスイッチング素子Ｑ1、一次側並列共振コンデンサＣｒに流入する。この場合、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は一次巻線電流Ｉ1となるものであり、スイッチング周期による比較的高い周波数となる。つまり、平滑コンデンサＣｉに対しては商用交流電源周期に対して高周波で充放電電流が流れる。
平滑コンデンサＣｉとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサＣｉに使用するアルミ電解コンデンサには、ＥＳＲ（等価直列抵抗）が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば図１２の電源回路の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗに対応させる場合には、１０００μF程度を選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
平滑コンデンサＣｉとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサＣｉに使用するアルミ電解コンデンサには、ＥＳＲ（等価直列抵抗）が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば図１２の電源回路の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗに対応させる場合には、１０００μF程度を選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
これに対して図１に示した本実施の形態の電源回路は、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、チョークコイルＬ10を介してスイッチング素子Ｑ1、一次側並列共振コンデンサＣｒ、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ11）に流れるようになっている。このために、平滑コンデンサＣｏからスイッチングコンバータに流入する電流は、図３の入力電流Ｉ1としても示されるように直流となる。このようにして、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、本実施の形態では、上記した静電容量の低下や損失角の正接の増加の問題は生じることが無く、従って、平滑コンデンサＣｉとして汎用のアルミ電解コンデンサを選定することができる。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても、図１２の回路の場合よりも低い値を選定できる。図1の回路の実際としては、６８０μＦを選定できる。このようにして、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉについてのコストダウンを図ることが可能になる。
また、本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtとして0.65程度を設定している。この総合結合係数ｋtは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋと、一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とが等価的に並列接続されることによる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの見かけ上の増加分とにより得られるものである。
例えば、図１２に示した電源回路の構成のもとで、0.65程度の総合結合係数ｋを得ようとすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋtについて0.65程度が設定されるようにすることになる。このためには、例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴが図2に示した構造を採る場合には、ギャップＧについて2mm以上に拡大してコアを形成すればよい。しかし、ギャップ長の拡大は渦電流による損失（渦電流損）を増加させる要因となるので、いたずらにギャップ長を拡大していくことは好ましいことではなく、条件などによっては、渦電流損による電力損失が無視できなくなる場合も出てくる可能性がある。
本実施の形態の場合には、上記のようにして一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの増加分により、0.65程度の総合結合係数ｋtの値を得ていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.75程度までの低下で抑えることができている。そして、これに伴って、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップＧについては1.6mm程度のギャップ長を設定できる。この程度のギャップ長であれば、渦電流損について特に考慮する必要はない。
例えば、図１２に示した電源回路の構成のもとで、0.65程度の総合結合係数ｋを得ようとすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋtについて0.65程度が設定されるようにすることになる。このためには、例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴが図2に示した構造を採る場合には、ギャップＧについて2mm以上に拡大してコアを形成すればよい。しかし、ギャップ長の拡大は渦電流による損失（渦電流損）を増加させる要因となるので、いたずらにギャップ長を拡大していくことは好ましいことではなく、条件などによっては、渦電流損による電力損失が無視できなくなる場合も出てくる可能性がある。
本実施の形態の場合には、上記のようにして一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの増加分により、0.65程度の総合結合係数ｋtの値を得ていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.75程度までの低下で抑えることができている。そして、これに伴って、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップＧについては1.6mm程度のギャップ長を設定できる。この程度のギャップ長であれば、渦電流損について特に考慮する必要はない。
上記のようにして、本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失の増加を抑えるように考慮して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては、総合結合係数よりも高い値を設定しているが、例えば従来としての図１２の電源回路が結合係数ｋ＝0.80〜0.85程度であることと比較すれば、相当に低い値を設定している。
このように、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体が有する結合係数ｋにまで疎結合の状態とすることは、従来の電圧共振形コンバータでは、一次側から二次側への電力伝送ロスの増加による電力変換効率の低下を招くということを理由に、これまで行われてこなかったという背景がある。
また、直流入力電圧がスイッチングコンバータに流入するラインに比較的大きいインダクタンスのチョークコイルＬ10を挿入することによる電力損失も相応に生じる。
しかしながら、本実施の形態では、図４の実験結果としても示したように、対応負荷電力のほぼ全領域にわたって、良好とみてよい電力変換効率特性を得ている。
このように、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体が有する結合係数ｋにまで疎結合の状態とすることは、従来の電圧共振形コンバータでは、一次側から二次側への電力伝送ロスの増加による電力変換効率の低下を招くということを理由に、これまで行われてこなかったという背景がある。
また、直流入力電圧がスイッチングコンバータに流入するラインに比較的大きいインダクタンスのチョークコイルＬ10を挿入することによる電力損失も相応に生じる。
しかしながら、本実施の形態では、図４の実験結果としても示したように、対応負荷電力のほぼ全領域にわたって、良好とみてよい電力変換効率特性を得ている。
本実施の形態において高電力変換効率が得られているのは、次のような構成に基づいている。
先ず、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を備える電源回路の構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。特に、この構成は、最大負荷電力から軽負荷の傾向となるのにしたがって、電力変換効率が増加していくという特徴的な性質を有しており、軽負荷傾向に応じて電力変換効率が低下する傾向となる電流共振形コンバータと比較すれば、負荷変動に対する電力変換効率特性としては非常に良好であるということがいえる。また、電圧共振形コンバータとしてシングルエンド方式を採用してスイッチング素子を必要最小限の１石とすることで、例えばハーフブリッジ結合方式、フルブリッジ結合方式、プッシュプル方式などの複数のスイッチング素子を備える構成と比較してスイッチング損失を減少させていることも、電力変換効率の向上要因となっている。
本実施の形態のＥ級スイッチングコンバータも、一次側並列共振回路と1石のスイッチング素子が組み合わされた構成を含むことで、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータの構成を含んでいるということがいえ、上記したような電圧共振形コンバータとしての良好な電力変換効率特性を引き継いでいる。
先ず、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を備える電源回路の構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。特に、この構成は、最大負荷電力から軽負荷の傾向となるのにしたがって、電力変換効率が増加していくという特徴的な性質を有しており、軽負荷傾向に応じて電力変換効率が低下する傾向となる電流共振形コンバータと比較すれば、負荷変動に対する電力変換効率特性としては非常に良好であるということがいえる。また、電圧共振形コンバータとしてシングルエンド方式を採用してスイッチング素子を必要最小限の１石とすることで、例えばハーフブリッジ結合方式、フルブリッジ結合方式、プッシュプル方式などの複数のスイッチング素子を備える構成と比較してスイッチング損失を減少させていることも、電力変換効率の向上要因となっている。
本実施の形態のＥ級スイッチングコンバータも、一次側並列共振回路と1石のスイッチング素子が組み合わされた構成を含むことで、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータの構成を含んでいるということがいえ、上記したような電圧共振形コンバータとしての良好な電力変換効率特性を引き継いでいる。
そのうえで、本実施の形態としては、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図１３（ｂ）に示したように、ターンオン（期間ＴON開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ1がオンとなって、正極性のスイッチング電流ＩQ1がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩQ1の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。
また、図１に示す電源回路では、一次側並列共振回路、二次側直列共振回路、及び二次側直列共振回路の各共振周波数fo1(p)，fo1(s)，fo2の設定が、電力変換効率向上の大きな要因となっている。図４により説明した電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1(p)，fo1(s)，fo2の調整により得られたものである。つまり、共振周波数fo1(p)，fo1(s)，fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した相対的な周波数の関係を設定したことで、最終的に得られた特性である。
上記のようにして共振周波数fo1(p)，fo1(s)，fo2を設定したことで電力変換効率が向上したことの理由としては、次のことを挙げることができる。図３（ａ）と図１３（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較して分かるように、本実施の形態に対応する図３（ａ）のスイッチング電流ＩQ1の波形は、期間ＴONの終了時以前のタイミングでピークが得られる波形となっている。
このスイッチング電流ＩQ1の波形は、先に図３にて説明したように、二次巻線電流Ｉ2の正弦波形に応じたものである。つまり、二次側直列共振回路の共振動作により得られる電流共振波形に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1(p)に対する共振周波数fo1(s)の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1(p)，fo1(s)のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図３に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。
このスイッチング電流ＩQ1の波形は、先に図３にて説明したように、二次巻線電流Ｉ2の正弦波形に応じたものである。つまり、二次側直列共振回路の共振動作により得られる電流共振波形に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1(p)に対する共振周波数fo1(s)の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1(p)，fo1(s)のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図３に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。
図５の回路図は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第２の実施の形態の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては図２に示したのと同様の構造を採り、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとして、0.75程度を設定する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtについては、一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とが等価的に並列接続されることで、0.65程度が設定される。
なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第２の実施の形態の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては図２に示したのと同様の構造を採り、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとして、0.75程度を設定する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtについては、一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とが等価的に並列接続されることで、0.65程度が設定される。
この図に示す第２の実施の形態の電源回路では、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2を並列に接続している点が、図1に示した第1の実施の形態の電源回路との回路形態的な相違となっている。
このようにして二次側部分電圧共振コンデンサＣp2が接続されることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られるリーケージインダクタンスと、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2とのキャパシタンスとによって、整流ダイオードＤo1、Ｄo2がターンオフ／ターンオンするタイミングにおいてのみ電圧共振動作を行う、二次側部分電圧共振回路が形成される。なお、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2は、二次側直列共振コンデンサＣ2よりもはるかに小さなキャパシタンスが設定されるので、二次側直列共振コンデンサＣ2を含む二次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)などに影響を与えるものではない。
このようにして二次側部分電圧共振コンデンサＣp2が接続されることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られるリーケージインダクタンスと、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2とのキャパシタンスとによって、整流ダイオードＤo1、Ｄo2がターンオフ／ターンオンするタイミングにおいてのみ電圧共振動作を行う、二次側部分電圧共振回路が形成される。なお、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2は、二次側直列共振コンデンサＣ2よりもはるかに小さなキャパシタンスが設定されるので、二次側直列共振コンデンサＣ2を含む二次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)などに影響を与えるものではない。
この図５に示す電源回路について実験を行うのにあたり、要部についての選定は、第１の実施の形態の電源回路との共通部分は同様とした。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ、総合結合係数ｋｔ、一次側並列共振回路の共振周波数fo1(p)、一次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)、二次側直列共振回路の共振周波数fo2などについては、図1に示した第１の実施の形態の電源回路と同様になる。そのうえで、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2については４７０ｐFを選定した。
図６の波形図は、図５に示す第２の実施の形態の電源回路についての要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図６（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝３００Ｗ時における入力電流Ｉ1、スイッチング電圧Ｖ1、一次巻線電流Ｉ2、スイッチング電流ＩQ1、一次側直列共振電圧Ｖ2、二次側交番電圧Ｖ3、二次側部分共振電流Ｉ4、二次側整流電流ＩD1，ＩD2が示される。図６（ｂ）には、中間負荷とされる負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時における入力電流Ｉ1、スイッチング電圧Ｖ1、一次巻線電流Ｉ2、スイッチング電流ＩQ1が示される。図６（ｃ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における入力電流Ｉ1、スイッチング電圧Ｖ1、一次巻線電流Ｉ2、スイッチング電流ＩQ1が示される。交流入力電圧条件は、ＶAC＝１００Ｖである。
ここで、入力電流Ｉ1、スイッチング電圧Ｖ1、一次巻線電流Ｉ2、スイッチング電流ＩQ1、一次側直列共振電圧Ｖ2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2の波形は、図1の電源回路の実験結果である図３と同様の動作であることから、ここでの説明は省略する。これらの波形の動作が図３と同様であることで、第２の実施の形態としても、図１の電源回路と同様に、中間負荷時においてＺＶＳが得られなくなる異常動作が解消されている。また、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流（Ｉ1）は直流となる。
図６（ａ）の二次側部分共振電流Ｉ4は、整流ダイオードＤo1がターンオフし、かつ、整流ダイオードＤo2がターンオンするタイミングにおいてのみ正極性で流れ、整流ダイオードＤo1がターンオンし、かつ、整流ダイオードＤo2がターンオフするタイミングにおいてのみ負極性で流れている。この波形により、整流ダイオードＤo1，Ｄo2がターンオン／ターンオフするタイミングにおいてのみ電圧共振動作を生じる部分電圧共振動作が得られていることが示される。
また、この場合の二次側交番電圧Ｖ3は、部分電圧共振動作が生じるのに応じて、波形の立ち上がり／立ち下がりの傾斜が、図１の場合よりも緩やかになる。
また、この場合の二次側交番電圧Ｖ3は、部分電圧共振動作が生じるのに応じて、波形の立ち上がり／立ち下がりの傾斜が、図１の場合よりも緩やかになる。
また、図５に示す第２の実施の形態の電源回路について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷変動（Ｐｏmax＝３００Ｗ〜Ｐｏmin＝０Ｗ）に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及び期間ＴON、ＴOFFの時間長、及びスイッチング電流IQ1の変化特性は、先の第１の実施の形態の電源回路の実験結果である図４とほぼ同様の特性が得られた。
ただし、第２の実施の形態では、二次側部分電圧共振回路が動作して、図６に示したようにして、整流ダイオードＤo1、Ｄo2のターンオン／ターンオフ時において、これら整流ダイオードＤo1、Ｄo2に流れようとする電流が、二次側部分共振電流Ｉ4として二次側部分電圧共振コンデンサＣp2を介して流れるようにされている。これにより、ターンオン／ターンオフ時における整流ダイオードＤo1、Ｄo2のスイッチング損失は低減される。この結果、AC→DC電力変換効率としては、第１の実施の形態よりも良好な特性が得られる。
ただし、第２の実施の形態では、二次側部分電圧共振回路が動作して、図６に示したようにして、整流ダイオードＤo1、Ｄo2のターンオン／ターンオフ時において、これら整流ダイオードＤo1、Ｄo2に流れようとする電流が、二次側部分共振電流Ｉ4として二次側部分電圧共振コンデンサＣp2を介して流れるようにされている。これにより、ターンオン／ターンオフ時における整流ダイオードＤo1、Ｄo2のスイッチング損失は低減される。この結果、AC→DC電力変換効率としては、第１の実施の形態よりも良好な特性が得られる。
以降、本発明の実施の形態の変形例として、二次側整流回路のバリエーションを、図７〜図９に示す。図７に変形例１を示し、図８に変形例２を示し、図９に変形例３を示す。
図７（ａ）の回路図は、変形例１として、第１の実施の形態に対応する二次側の構成例を示し、図７（ｂ）の回路図は、変形例１として、第２の実施の形態に対応する二次側の構成例を示している。
なお、この図において、図１、図５と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図に示す電源回路としても、一次側の構成は、図１、図５と同様となる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては図２に示したのと同様の構造を採り、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとして、0.75程度を設定する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtについては、一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とが等価的に並列接続されることで、0.65程度が設定される。これらの点については、後述する図８（ａ）（ｂ）、図９（ａ）（ｂ）の電源回路についても同様である。
図７（ａ）の回路図は、変形例１として、第１の実施の形態に対応する二次側の構成例を示し、図７（ｂ）の回路図は、変形例１として、第２の実施の形態に対応する二次側の構成例を示している。
なお、この図において、図１、図５と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図に示す電源回路としても、一次側の構成は、図１、図５と同様となる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては図２に示したのと同様の構造を採り、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとして、0.75程度を設定する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtについては、一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とが等価的に並列接続されることで、0.65程度が設定される。これらの点については、後述する図８（ａ）（ｂ）、図９（ａ）（ｂ）の電源回路についても同様である。
先ず、図７（ａ）に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路（二次側直列共振回路）に接続される二次側整流回路として、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4から成るブリッジ整流回路と、１本の平滑コンデンサＣｏから成るブリッジ全波整流回路を備える。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アース電位にて、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点と接続される。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アース電位にて、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点と接続される。
上記のようにして形成される全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に誘起（励起）される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが生成される。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが生成される。
図７（ｂ）に示す回路は、上記図７（ａ）の二次側の構成に対して、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2を接続した回路構成を採る。この場合の二次側部分電圧共振コンデンサＣp2は、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列となる関係により接続しており、これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスと、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2のキャパシタンスとにより、二次側部分電圧共振回路を形成する。この二次側部分電圧共振回路の部分共振動作により、整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組と、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組とがそれぞれターンオン／ターンオフするタイミングで、これら整流ダイオードに流れようとする電流が、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2に流れ、整流ダイオードＤo1、Ｄo2、Ｄo3、Ｄo4におけるスイッチング損失が低減される。
図８（ａ）は、変形例２として第１の実施の形態に対応するもので、二次側整流回路として倍電圧全波整流回路を備える。
この場合の倍電圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに２分割する。二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aを直列に接続し、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。
この場合の倍電圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに２分割する。二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aを直列に接続し、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。
そして、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2A側の端部を、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続する。
整流ダイオードＤo1，Ｄo3の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。
整流ダイオードＤo1，Ｄo3の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。
上記接続形態では、二次巻線部Ｎ2A，二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍電圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ2B，二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。
第１の倍電圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2）の電位により二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧と二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
また、第２の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2で同等）の電位により、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧と二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
第１の倍電圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2）の電位により二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧と二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
また、第２の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2で同等）の電位により、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧と二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
上記した整流動作によれば、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ2の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの誘起電圧レベル（Ｖ2）の２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られている。
図８（ｂ）に示す回路は、変形例２として第２の実施の形態に対応するもので、上記図８（ａ）の二次側の構成に対して、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2を接続した回路構成を採る。この場合の二次側部分電圧共振コンデンサＣp2は、二次巻線Ｎ2に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2Bを介して並列関係が得られるようにして接続しているものとみることができる。つまり、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2の一方の極端子を、二次側直列共振コンデンサＣ2Aを介して二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と接続し、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2の他方の極端子を、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを介して二次巻線Ｎ2の巻き始め端部と接続する。
このような接続態様により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスと、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2のキャパシタンスとにより、二次側部分電圧共振回路が形成される。また、この回路構成では、二次側部分電圧共振回路の共振動作は、第1の倍電圧半波整流回路と第２の倍電圧半波整流回路に対して共通に動作するものとなる。そして、この場合にも、二次側部分電圧共振回路が共振動作を行うことで、整流ダイオードＤo1、Ｄo2、Ｄo3、Ｄo4がそれぞれターンオン／ターンオフするタイミングで、これら整流ダイオードに流れようとする電流が二次側部分電圧共振コンデンサＣp2に流れることとなって、上記整流ダイオードにおけるスイッチング損失が低減される。
このような接続態様により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスと、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2のキャパシタンスとにより、二次側部分電圧共振回路が形成される。また、この回路構成では、二次側部分電圧共振回路の共振動作は、第1の倍電圧半波整流回路と第２の倍電圧半波整流回路に対して共通に動作するものとなる。そして、この場合にも、二次側部分電圧共振回路が共振動作を行うことで、整流ダイオードＤo1、Ｄo2、Ｄo3、Ｄo4がそれぞれターンオン／ターンオフするタイミングで、これら整流ダイオードに流れようとする電流が二次側部分電圧共振コンデンサＣp2に流れることとなって、上記整流ダイオードにおけるスイッチング損失が低減される。
図９（ａ）は、変形例３として第１の実施の形態に対応するもので、二次側整流回路として倍電圧整流回路を備える。この倍電圧整流回路は、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、２本の平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2を図示するようにして接続して形成される。
この場合には、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣｏ1の正極端子に接続する。
平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2は、平滑コンデンサＣｏ1の負極端子と平滑コンデンサＣｏ2の正極端子を接続するようにして直列接続し、この平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2の接続点に対しては二次巻線Ｎ2の巻始め端部を接続する。
二次側アースに対しては、平滑コンデンサＣｏ2の負極端子及び整流ダイオードＤo2のアノードを接続する。
この場合には、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣｏ1の正極端子に接続する。
平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2は、平滑コンデンサＣｏ1の負極端子と平滑コンデンサＣｏ2の正極端子を接続するようにして直列接続し、この平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2の接続点に対しては二次巻線Ｎ2の巻始め端部を接続する。
二次側アースに対しては、平滑コンデンサＣｏ2の負極端子及び整流ダイオードＤo2のアノードを接続する。
このようにして形成される二次側の倍電圧整流回路では、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の一方の極性の半周期においては、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ1の経路で整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏ1に対する充電を行う。また、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の他方の極性の半周期においては、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ2の経路で整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏ2に対する充電を行う。このようにして、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の正負の半周期ごとに平滑コンデンサＣｏ1に対する充電と、平滑コンデンサＣｏ2に対する充電とが交互に実行され、平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2の各々には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応する電位が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｏ1−Ｃｏ2の直列接続回路の両端電圧として、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。
例えば、図１に示した電源回路と同等レベルの二次側直流出力電圧Ｅoを得るのであれば、二次巻線Ｎ2の巻数（ターン数）については、図１の二次巻線Ｎ2の巻数の約１／２程度とすることができる。これにより、二次巻線Ｎ2の巻線工程を簡略化できる。
例えば、図１に示した電源回路と同等レベルの二次側直流出力電圧Ｅoを得るのであれば、二次巻線Ｎ2の巻数（ターン数）については、図１の二次巻線Ｎ2の巻数の約１／２程度とすることができる。これにより、二次巻線Ｎ2の巻線工程を簡略化できる。
図９（ｂ）に示す回路は、変形例３として第２の実施の形態に対応するもので、上記図９（ａ）の二次側の構成に対して、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2を接続した回路構成を採る。この場合の二次側部分電圧共振コンデンサＣp2は、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列となるようにして接続しており、これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスと、二次側部分電圧共振コンデンサＣp2のキャパシタンスとにより、二次側部分電圧共振回路を形成する。この二次側部分電圧共振回路が部分共振動作を行うことで、整流ダイオードＤo1、Ｄo2がそれぞれターンオン／ターンオフするタイミングで二次側部分電圧共振コンデンサＣp2に電流が流れ、これらの整流ダイオードにおけるスイッチング損失が低減される。
なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側のＥ級スイッチングコンバータの細部の回路形態や、二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
また、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｌ10 チョークコイル、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B） 二次巻線、Ｃ11 一次側直列共振コンデンサ、Ｄo1,Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ （二次側）平滑コンデンサ、Ｃp2 二次側部分電圧共振コンデンサ
Claims (1)
- 少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧を直流電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記整流平滑電圧がスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第1のインダクタと、
上記スイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも上記第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、所定の第1の共振周波数が設定される一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサと、
第２のインダクタと、
上記第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも上記第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、所定の第２の共振周波数が設定される一次側直列共振回路を形成し、上記第２のインダクタと自身との直列接続回路が上記スイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサと、
上記第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との総合結合係数が得られるようにして、自身の結合係数が設定されるコンバータトランスと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、少なくとも、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、
上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段とを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
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-
2005
- 2005-04-15 JP JP2005118167A patent/JP2006304391A/ja not_active Abandoned
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