KR20070026180A - 스위칭 전원 회로 - Google Patents

Abstract

본 발명의 스위칭 전원 회로에 있어서, DC 전압은 컨버터 트랜스포머의 1차 권선에 공급되어 AC 전압이 생성된다. 제1 및 제2의 직렬 공진 회로가 형성되고, 상기 제1 및 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 서로 실질적으로 동동하게 설정된다. 병렬 공진 회로가 형성되고 상기 병렬 공진 회로의 공진 주파수는 상기 제1 및 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 더 높다. 2차 권선은 제1 및 제2의 2차 권선을 포함하여 전류는 상기 제1 및 제2의 권선으로부터 각각 입력되고, 상기 제1의 권선의 권선과 상기 제2의 권선의 권선비는 전류의 크기가 서로 실질적으로 동등해지도록 정해진다.

스위칭 전원 회로

Description

스위칭 전원 회로{SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}

도 1은 본 발명의 실시예로서의 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 2A 및 도 2B는 실시예로서의 전원 회로에 있어서의 주요부의 동작을 스위칭 주기에 의해 도시하는 파형도.

도 3은 실시예로서의 전원 회로의 AC-DC 전력 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성을 부하 함수로서 도시하는 도면.

도 4는 실시예로서의 전원 회로의 AC-DC 전력 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성을 입력 AC 전압의 함수로서 도시하는 도면.

도 5는 실시예의 전원 회로에 구비되는 절연 컨버터 트랜스포머의 구성예를 도시하는 도면.

도 6은 실시예로서 전워 회로의 2차측의 제1의 변형예를 도시하는 회로도.

도 7은 실시예의 전원 회로의 2차측의 제2의 변형예를 도시하는 회로도.

도 8은 E급 스위칭 컨버터의 기본 구성예를 도시하는 회로도.

도 9는 도 8에 도시하는 E급 스위칭 컨버터의 동작을 도시하는 파형도.

도 10은 종래 기술로서의 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 11A, 도 11B, 및 도 11C는 도 10에 도시된 전원 회로의 주요부의 동작을 도시하는 파형도.

도 12는 도 10에 도시한 전원 회로에 관하여 AC-DC 전력 변환 효율, 스위칭 주파수, 스위칭 소자의 온 및 오프 기간의 변동 특성을 부하 함수로서 도시하는 도면.

도 13은 도 10에 도시한 전원 회로에 관한 정전압 제어 특성을 개념적으로 도시하는 도면.

기술분야

본 발명은 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

종래기술

공진형 컨버터를 채택하는 소위 소프트 스위칭 전원의 형식으로서, 전류 공진형과 전압 공진형의 형식이 널리 알려져 있다. 현재는 실용화가 용이하기 때문에, 2-트랜지스터 방식의 스위칭 소자로 형성된 하프-브리지 방식의 전류 공진형 컨버터가 널리 채용되고 있다.

그러나, 현재, 예를 들면 고내압(high-breakdown-voltage) 스위칭 소자의 특성이 개선되어 오고 있기 때문에, 전압 공진형 컨버터를 실용화하는 것과 관련된 내압의 문제가 제거되고 있다. 또한, 1-트랜지스터 방식의 스위칭 소자로 형성된 싱글 엔드(single-end) 방식의 전압 공진형 컨버터는 1-트랜지스터(one-transistor) 방식의 전류 공진형 포워드 컨버터에 비해 입력 귀환 노이즈 및 DC 출 력 전압 라인의 노이즈 성분의 관점에서 유리하다고 알려져 있다.

도 10은 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터를 구비하는 스위칭 전원 회로의 한 구성예를 도시하고 있다.

도 10의 스위칭 전원 회로에서, 상용 교류 전원(AC)으로부터의 전압은 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)로 형성된 정류 평활 회로에 의해 정류 및 평활화되고, 그에 따라 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서 정류 평활 전압(Ei)을 생성한다.

상용 교류 전원(AC)으로부터의 라인에는 한 쌍의 커먼 모드 초크 코일(CMC)과, 2개의 어크로스라인 커패시터(across-line capacitor)(CL)로 이루어지고, 커먼 모드의 노이즈를 제거하는 노이즈 필터가 마련되어 있다.

상기 정류 평활 전압(Ei)은 DC 입력 전압으로서 전압 공진형 컨버터에 대해 입력된다. 상기 전압 공진형 컨버터는 상기한 바와 같이 1-트랜지스터 방식의 스위칭 소자(Q1)를 포함하는 싱글 엔드 방식에 의한 구성을 채택한다. 이 회로의 전압 공진형 컨버터는 타려식(separately excited)이다. 즉, MOS-FET로 형성된 스위칭 소자(Q1)는 발진 드라이브 회로(2)에 의해 스위칭 구동된다.

MOS-FET의 보디 다이오드(body diode)(DD)는 스위칭 소자(Q1)에 대해 병렬 접속된다. 또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 채널에 대해 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬 접속된다.

1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)는 1차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성하고 있다. 상기 1차측 병렬 공진 회로는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서 전압 공진형의 동작을 제공한다.

스위칭 소자(Q1)를 스위칭 구동하기 위해, 발진 드라이브 회로(2)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대해 드라이브 신호로서의 게이트 전압을 인가한다. 이로써, 스위칭 소자(Q1)는 드라이브 신호의 주기에 대응하는 스위칭 주파수에 의해 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 스위칭 소자(Q1)로부터의 스위칭 출력을 2차측에 전송한다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 예를 들면, 페라이트 재료로 구성된 E자 형상(E-typed) 코어를 조합시킨 EE자형(EE-shaped) 코어로 구성된다. 또한, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)은 EE자형 코어의 중앙 자각(magnetic leg) 주위에서 권장(winding)되며, 1차측과 2차측으로 권장 부위(winding part)가 분할된다.

게다가, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 EE자형 코어의 중앙 자각에는 1.0㎜ 정도의 갭이 마련되어, 1차측과 2차측과의 사이에서 k=0.80 내지 0.85 정도의 결합 계수(k)가 얻어진다. 결합 계수(k)가 이 정도의 값을 갖는 경우에, 1차측과 2차측 사이의 결합도는 소결합(loose coupling)으로 간주될 수 있고, 따라서, 포화 상태를 얻기가 어려워진다. 결합 계수(k)의 값은 누설 인덕턴스(L1)의 설정 요소이다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)의 일단(one end)은 스위칭 소자(Q1)와 평활 커패시터(Ci)의 정극성(positive) 단자 사이에 삽입된다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)로부터의 스위칭 출력이 전달된다. 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 2차 권선(N2)에는 1차 권선(N1)에 의해 유기된 교번(alternating) 전압이 발생한다.

2차측상에서, 2차 권선(N2)의 일단에 대해 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)가 직렬 접속되고, 그에 따라 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스는 2차측 직렬 공진 회로(전류 공진 회로)를 형성한다.

또한, 상기 2차측 직렬 공진 회로에 대해 도면에서 도시하는 바와 같이 정류 다이오드(Do1, Do2), 및 평활 커패시터(Co)가 접속되어, 배전압 반파 정류 회로(voltage-doubler half-wave rectifier circuit)를 형성하고 있다. 상기 배전압 반파 정류 회로는 2차 권선(N2)에서 유기되는 교번 전압(V2)의 2배에 대응하는 레벨의 2차측 DC 출력 전압(Eo)을 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서 생성한다. 2차측 DC 출력 전압(Eo)은 부하에 공급되고 정전압 제어용 검출 전압으로서 제어 회로(1)에 입력된다.

제어 회로(1)는 검출 전압으로서 입력되는 2차측 DC 출력 전압(Eo)의 레벨을 검출하고, 얻어진 검출 출력을 발진 드라이브 회로(2)에 입력한다.

발진 드라이브 회로(2)는 검출 출력에 의해 나타난 2차측 DC 출력 전압(Eo)의 레벨에 응하여 주파수 등이 가변되는 드라이브 신호를 출력하고, 그에 따라, 2차측 DC 출력 전압(Eo)이 소정의 레벨에서 일정하게 되도록, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작을 제어한다. 이로써, 2차측 DC 출력 전압(Eo)의 안정화 제어가 행해진다.

도 11A 내지 도 11C 및 도 12는 상기 도 10의 전원 회로에 관한 실험 결과를 도시한다. 실험에 있어서, 도 10의 전원 회로의 주요부는 아래와 같은 파라메터를 구비하도록 설정된다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 코어는 EER-35를 채택하고, 중앙 자각의 갭은 1㎜의 갭 길이를 갖도록 설정한다. 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 턴(turn) 수(T) 각각 N1은 39T로 N2는 23T로 설정한다. 2차 권선(N2)의 1턴(T)당의 유기 전압 레벨은 3V/T로 설정한다. 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 결합 계수(k)는 0.81로 설정한다.

1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스는 3900㎊로 설정되었다. 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스는 0.1㎌로 설정되었다. 따라서, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)는 230kHz로 설정되었고, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)는 82kHz로 설정되었다. 따라서, 공진 주파수(fo1, fo2) 사이의 상대적 관계는 fo1≒2.8×fo2로 표시될 수 있다.

2차측 DC 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 135V이다. 허용 가능한 부하 전력 범위는 200W의 최대 부하 전력(Pomax) 내지 0W의 최소 부하 전력(Pomin)이다.

도 11A 내지 도 11C는 도 10의 전원 회로의 주요부의 동작을 스위칭 소자(Q1)의 대응하는 스위칭 주기에 의해 도시하는 파형도이다. 도 11A는 부하 전력이 최대 부하 전력(Pomax)이 200W의 이고 AC 입력 전압이 100V인 경우에, 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 권선 전류(I1), 2차 권선 전류(I2), 2차측 정류 전류(ID1, ID2)를 나타낸다. 도 11B는 부하 전력이 120W의 중간의 부하 전력(Po)인 경우에, 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 권선 전류(I1), 2차 권선 전류(I2)를 나 타낸다. 도 11C는 0W의 최소 부하 전력(Pomin)인 경우에 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1)를 나타낸다.

전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 양단에 얻어지는 전압으로서 도 11A 내지 도 11C와 동일한 파형을 갖는다. 즉, 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되는 기간(TON)에는 전압 레벨은 0레벨이고, 오프로 되는 기간(TOFF)에는 정현파 형상의 공진 펄스가 얻어지는 파형이다. 전압(V1)의 공진 펄스 파형은 1차측 스위칭 컨버터의 동작이 전압 공진 동작인 것을 나타낸다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD))를 통하여 흐르는 전류이다. 상기 기간(TON)에는 도시된 파형에 의해 흐르고, 기간(TOFF)에는 0레벨이 되는 파형으로서 얻어진다.

1차 권선(N1)에 흐르는 1차 권선 전류(I1)는 기간(TON) 중의 상기 스위칭 전류(IQ1)로서 흐르는 전류 성분과, 기간(TOFF) 중의 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성한 전류이다.

도 11A에서만 도시하고 있지만, 2차측 정류 회로의 동작으로서 정류 다이오드(Do1, Do2)에 흐르는 정류 전류(ID1, ID2)는 각각 도시하는 바와 같이 정현파 형상을 갖는다. 정류 전류(ID1)의 파형은 정류 전류(ID2)의 파형 보다 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작이 더 지배적이라는 것을 나타낸다.

2차 권선(N2)에 흐르는 2차 권선 전류(I2)는 정류 전류(ID1, ID2)의 합성으로부터 얻어진 파형이다.

도 12는 도 10에 도시된 전원 회로의 스위칭 주파수(fs), 스위칭 소자(Q1)의 온 기간(TON), 오프 기간(TOFF), 및 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 부하 함수로서 나타낸다.

먼저, AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 살펴보면, 부하 전력(Po)의 범위가 50W 내지 200W인 넓은 범위에서 90% 이상의 고효율이 얻어지는 것은 자명하다. 본 출원의 발명자는 이와 같은 특성은 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터가 2차측 직렬 공진 회로와 조합되는 경우에 얻을 수 있다는 것을 실험으로 이미 확인하였다.

또한, 도 12의 스위칭 주파수(fs), 온 기간(TON), 및 오프 기간(TOFF)은 도 10의 전원 회로의 스위칭 동작을 부하 변동에 대한 정전압 제어 특성으로서 나타낸다. 상기 전원 회로에 있어서, 스위칭 주파수(fs)는 부하 변동에 대해 거의 일정하다. 이에 비해, 온 기간(TON), 오프 기간(TOFF)은 도 12에 도시하는 바와 같이 서로 역 경향(opposite tendency)을 갖는 선형적인 변화를 나타낸다. 이러한 특성은 2차측 DC 출력 전압(Eo)의 변동에 대해 스위칭 주파수(스위칭 주기)는 거의 일정하게 되고 나서, 온 기간과 오프 기간의 시간 비율이 변화되도록, 스위칭 동작이 제어된다는 것을 타낸다. 이와 같은 제어는 1주기 내의 온/오프 기간이 가변되는 PWM(Pulse Width Modulation) 제어라고 볼 수가 있다. 이러한 PWM 제어에 의해 도 10의 전원 회로는 2차측 DC 출력 전압(Eo)을 안정화한다.

도 13은 도 10에 도시된 전원 회로의 정전압 제어 특성을, 스위칭 주파수(fs)(kHz)와 2차측 DC 출력 전압(Eo)과의 관계에 근거하여 개략 도시한다.

도 10에 도시된 전원 회로는 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로 를 구비하고, 그에 따라 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스 특성과 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스 특성이라는 2개의 공진 임피던스 특성을 복합적으로 갖는다. 도 10의 전원 회로는 fo1≒2.8×fo2의 관계를 갖기 때문에, 도 13에 도시된 바와 같이 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)는 1차측 병렬 공진 주파수(fo1) 보다 더 낮다.

도 13의 특성 곡선은 어떠한 일정한 AC 입력 전압(VAC)의 조건하에서 상기 공진 주파수에 기초하여 취해진 스위칭 주파수(fs)의 제어에 근거하는 정전압 제어 특성을 도시한다. 즉, 특성 곡선(A, B)은 각각 최대 부하 전력(Pomax)와 최소 부하 전력(Pomin)에 대응하는 것으로서, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스에 관한 정전압 제어 특성을 나타낸다. 특성 곡선(C, D)은 각각 최대 부하 전력(Pomax)과 최소 부하 전력(Pomin)에 대응하는 것으로서, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스에 관한 정전압 제어 특성을 나타낸다. 상기 도 13의 특성하에서, 정전압 제어는 출력 전압이 2차측 DC 출력 전압(Eo)의 정격 레벨인 전압(tg)에 유지되도록 의도되는 경우에, 정전압 제어를 위해 필요한 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(필요 제어 범위)는 △fs로 나타나는 구간으로 표시될 수 있다.

도 13에 도시된 필요 제어 범위(△fs)는 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2) 및 최대 부하 전력(Pomax)에 대응하는 특성 곡선(C)상의 전압 레벨(tg)을 제공하는 주파수로부터, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1) 및 최소 부하 전력(Pomin)에 대응하는 특성 곡선(B)상의 전압 레벨(tg)을 제공하는 주파수까지이 다. 상기 범위(△fs)는 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2) 및 최소 부하(Pomin)에 대응하는 특성 곡선(D)상의 전압 레벨(tg)을 제공하는 주파수, 및 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1) 및 최대 부하 전력(Pomax)에 대응하는 특성 곡선(B)상의 전압 레벨(tg)을 제공하는 주파수를 포함한다.

이 때문에, 도 10의 전원 회로의 정전압 제어 동작으로서, 1스위칭 주기의 기간(TON/TOFF)의 시간 비율이 변하여 스위칭 주파수(fs)가 거의 일정하게 유지되는 PWM 제어에 근거한 스위칭 구동 제어를 행한다. 상기 PWM 제어의 실행은 도 11A 내지 도 11C에 의해서 또한 나타나는 것으로서, 기간(TOFF, TON)의 폭은 부하 전력에 따라 변하고, 1스위칭 주기(TOFF+TON)의 기간 길이는 부하 전력에 무관하게 거의 일정하다.

이와 같은 동작은, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스(용량성 임피던스)가 지배적인 상태와, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스(유도성 임피던스)가 지배적인 상태 사이의 천이가 좁은 스위칭 주파수의 범위(△fs)에서 행해지는 부하 변동에 대한 전원 회로의 공진 임피던스 특성에 기인한다.

본 발명의 종래 기술은 예를 들면 JP2000-134925호 공보에 개시되어 있다.

상기 도 10의 전원 회로는 다음과 같은 문제를 갖고 있다.

도 11A 내지 도 11C의 상술한 파형도에서, 부하 전력이 도 11A에 도시된 최대 부하 전력(Pomax)인 경우의 스위칭 전류(IQ1)는 다음과 같이 동작한다. 즉, 스 위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)의 턴온 타이밍인 기간(TOFF)의 종료 시점까지 0레벨이다. 기간(TON)에 이르면, 초기에는 부극성의 전류가 보디 다이오드(DD)를 통해 흐르고, 이 후 극성이 반전되어 스위칭 전류(IQ1)가 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이를 흐른다. 이 동작은 ZVS(Zero Voltage Switching)가 적정하게 행해지는 상태를 나타낸다.

이에 비해, 도 11B에 도시된, 부하 전력이 Po=120W인 중간 부하인 경우의 스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)의 턴온 타이밍인 기간(TOFF)의 종료 시점 직전의 타이밍에서 노이즈가 흐른다는 것을 도시한다. 이러한 동작은 ZVS가 적정하지 못하게 행해지는 이상(abnormal) 동작이다.

즉, 도 10에 도시되는 바와 같은 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터는 부하가 중간 부하인 경우에 ZVS가 적정하게 실행되지 않는 이상 동작을 포함한다는 것이 공지되어 있다. 도 10의 실제의 전원 회로에서 예를 들면 도 12의 구간(A)에 의해 도시된 부하 변동 범위의 영역에서 상기와 같은 이상 동작이 발생한다는 것이 확인되었다.

2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터는 앞서도 설명한 바와 같이 부하 변동에 대해 고효율을 양호하게 유지할 수 있는 특성을 갖는 경향이 본래 있다. 하지만, 도 11B의 스위칭 전류(IQ1)로서 나타내는 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 턴온시에 있어서 상응하는 피크 전류가 흐른다 이러한 노이즈 전류는 스위칭 손실의 증가를 초래하고, 이는 전력 변환 효율의 저하 요인이 된다.

또한, 상기한 바와 같은 이상 동작의 발생은 예를 들면 정전압 제어 회로계 의 위상-게인 특성의 어긋남(off-set)을 발생시켜고, 이는 이상 발진 상태의 스위칭 동작으로 이어된다. 따라서, 전압 공진형 컨버터를 실용화하는 것은 현실적으로는 곤란하다는 인식이 현재는 강하다.

상기한 문제점을 고려하여, 본 발명의 한 실시예는 다음과 같은 구성을 갖는 스위칭 전원 회로를 제공한다.

스위칭 전원 회로는 DC 전압에 대한 스위칭을 실행하여 상기 DC 전압을 AC 전압으로 변환하는 스위칭 소자와, 상기 AC 전압이 2차 권선에서 생성되도록, 상기 AC 전압이 입력되는 1차 권선과, 상기 2차 권선을 포함하는 컨버터 트랜스포머와, 상기 2차 권선에서 발생된 AC 전압을 정류 평활하여 출력 DC 전압을 생성하는 2차측 정류 소자 및 2차측 평활 커패시터를 갖는 2차측 정류 평활 회로와, 상기 출력 DC 전압에 의거하여 상기 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 소자 제어 수단을 구비한다.

전원 회로에 있어서, 상기 DC 전압은 초크 코일을 통하여 상기 컨버터 트랜스포머의 1차 권선의 한쪽 권선단(winding end)에 공급되고, 상기 스위칭 소자는 상기 AC 전압이 생성되도록 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선의 다른쪽 권선단에 접속되고, 직렬 공진 커패시터는 상기 컨버터 트랜스포머의 1차 권선의 한쪽 권선단과 상기 초크 코일 사이의 접속 노드에 결합되어, 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선에서 생기는 누설 인덕턴스와 상기 직렬 공진 커패시터에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 제1의 직렬 공진 회로와, 상기 초크 코일의 인덕턴스와 상기 직렬 공진 커패시터에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 제2의 직렬 공진 회로 가 형성되고, 상기 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수와 상기 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 서로 개략 동등하게 설정되고, 상기 스위칭 소자에 병렬로 접속되는 1차측 병렬 공진 커패시터와 상기 초크 코일의 인덕턴스, 및 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 병렬 공진 회로가 형성되고, 상기 병렬 공진 회로의 공진 주파수가 상기 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수 및 상기 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 더 높게 설정되고, 상기 2차 권선은 제1의 2차 권선 및 제2의 2차 권선을 가지고, 부(opposite) 극성 방향의 전류가 상기 2차측 정류 소자에 각각 포함된 제1의 정류 다이오드 및 제2의 정류 다이오드를 통하여 상기 제1 및 제2의 2차 권선으로부터 출력되고, 상기 제2의 2차 권선에 대한 상기 제1의 2차 권선의 권선비는 상기 부 극성 방향의 전류의 크기가 실질적으로 서로 등등해지도록 정해진다.

상기 구성을 갖는 전원 회로는, DC 전압을 생성하는 1차측 정류 소자 및 1차측 평활 커패시터를 갖는 1차측 정류 평활 회로와, DC 전압에 대한 스위칭을 실행하여 상기 DC 전압을 AC 전압으로 변환하는 스위칭 소자와, 상기 AC 전압이 2차 권선에서 생성되도록, 상기 AC 전압이 1차 권선에 입력되는 컨버터 트랜스포머와, 상기 2차 권선에서 발생된 AC 전압을 정류 평활하여 출력 DC 전압을 생성하는 2차측 정류 소자 및 2차측 평활 커패시터를 갖는 2차측 정류 평활 회로와, 상기 출력 DC 전압에 의거하여 상기 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 소자 제어 수단을 구비한다.

또한, 전원 회로는 이하의 특징을 갖는다. 상기 DC 전압은 초크 코일을 통하여 상기 컨버터 트랜스포머의 1차 권선의 한쪽 권선단(winding end)에 공급되고, 상기 스위칭 소자는 상기 AC 전압이 생성되도록 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선의 다른쪽 권선단에 접속된다. 따라서, 전원 회로의 동작은 소위 E급 동작에 유사하고, 상기 평활 정류 회로로부터 공급된 전류는 DC 성분에 가까운 맥동 파형을 갖는다.

또한, 직렬 공진 커패시터는 상기 컨버터 트랜스포머의 1차 권선의 한쪽 권선단과 상기 초크 코일 사이의 접속 노드에 결합되어, 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선에서 생기는 누설 인덕턴스와 상기 직렬 공진 커패시터에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 제1의 직렬 공진 회로와, 상기 초크 코일의 인덕턴스와 상기 직렬 공진 커패시터에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 제2의 직렬 공진 회로가 형성되고, 상기 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수와 상기 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 서로 개략 동등하게 설정되고, 상기 스위칭 소자에 병렬로 접속되는 1차측 병렬 공진 커패시터와 상기 초크 코일의 인덕턴스, 및 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 병렬 공진 회로가 형성되고, 상기 병렬 공진 회로의 공진 주파수가 상기 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수 및 상기 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 더 높게 설정된다. 다라서, 소위 전류 및 전압 공진 컨버터가 구성되어 AC 전압의 주파수는 출력 DC 전압의 제어를 위해 적은 범위내에서 제어 가능하다.

또한, 상기 2차 권선은 제1의 2차 권선 및 제2의 2차 권선을 가지고, 부(opposite) 극성 방향의 전류가 상기 2차측 정류 소자에 각각 포함된 제1의 정류 다이오드 및 제2의 정류 다이오드를 통하여 상기 제1 및 제2의 2차 권선으로부터 출력되고, 상기 제2의 2차 권선에 대한 상기 제1의 2차 권선의 권선비는 상기 부 극성 방향의 전류의 크기가 실질적으로 서로 등등해지도록 정해진다. 따라서, 전류는 2차 권선으로부터 효과적으로 출력된다.

본 발명의 실시예에 따르면, 1차측에 병렬 공진 회로를 구비하는 스위칭 전원 회로로서, 중간 부하 조건 범위 내에서 ZVS(Zero Voltage Switching : 제로 전압 스위칭) 동작이 달성되지 않는 이상 동작이 해소된다.

또한, 상술한 바와 같이, 전원 회로에 흐르는 전류량의 감소에 기인하여 전력 손실의 감소가 달성되고, 그에 따라 종합적인 전력 변환 효율 특성이 크게 향상된다.

본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태(이하, 실시예라고 한다)에 관해 설명하기 이전에, 본 실시예의 배경 기술로서 E급 공진형 스위칭 동작을 실행하는 스위칭 컨버터(이하, E급 스위칭 컨버터라고도 한다)의 기본 구성이 도 8 및 도 9를 참조하여 설명될 것이다.

도 8은 E급 스위칭 컨버터의 기본 구성을 도시하고 있다. 이 도면의 E급 스위칭 컨버터는 E급 공진형으로 동작하는 DC-AC 인버터로서의 구성을 채택한다.

상기 E급 스위칭 컨버터는 1-트랜지스터 스위칭 소자(Q1)를 구비한다. 상기 컨버터에서 상기 스위칭 소자(Q1)는 MOS-FET이다. 상기 MOS-FET 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 채널에는 보디 다이오드(DD)가 병렬 접속된다. 상기 보디 다이오드(DD)의 순방향은 상기 스위칭 소자(Q1)의 소스로부터 드레인으로의 방향과 동 일하다.

또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 채널에 병렬 접속된다.

스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(L10)에 직렬 접속되고, 상기 초크 코일(L10)을 통해 DC 입력 전원(Ein)의 정극(positive electrode)에 결합된다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 DC 입력 전원(Ein)의 부극(negative electrode)에 접속된다.

스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(L11)의 한쪽 단부(one end)에 접속된다. 상기 초크 코일(L11)의 다른쪽 단부는 직렬 공진 커패시터(C11)에 직렬 접속된다. 직렬 공진 커패시터(C11)와 DC 입력 전원(Ein)의 부극과의 사이에는 부하가 되는 임피던스(Z)가 삽입된다. 임피던스(Z)의 구체적인 예는 압전 트랜스포머, 고주파-호환 형광 램프를 포함한다.

상기 구성을 갖는 E급 스위칭 컨버터는 초크 코일(L10)의 인덕턴스와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 의해 형성되는 병렬 공진 회로와, 초크 코일(L11)의 인덕턴스와 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스에 의해 형성되는 직렬 공진 회로를 구비하는 복합 공진형 컨버터의 한 형태라고 볼 수 있다. 또한, 상기 E급 스위칭 컨버터는 하나의 스위칭 소자만을 구비하기 때문에, 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터와 등가라고 말할 수 있다.

도 9는 상기 도 8에 도시된 E급 스위칭 컨버터의 주요부의 동작을 도시한다.

스위칭 전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 양단에서 얻어지는 전압이고, 도 9에 도시된 바와 같은 파형을 갖는다. 즉, 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되는 기간(TON)에 서는 전압 레벨이 0레벨이고 오프로 되는 기간(TOFF)에서는 정현파 펄스가 얻어진다. 이 스위칭 펄스 파형은 상기 병렬 공진 회로의 공진 동작(전압 공진 동작)에 의해 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1) (및 보디 다이오드(DD))를 통해 흐르는 전류이다. 기간(TOFF)에서, 스위칭 전류(IQ1)는 0레벨이다. 기간(TON)에서, 스위칭 전류(IQ1)는 도시된 파형과 같은 일정한 파형을 갖는다. 특히, 기간(TON)의 시작 시점부터 일정기간에 있어서, 상기 스위칭 전류(IQ1)는 먼저 보디 다이오드(DD)를 통해 흐르고 그에 따라 부극성을 갖는다. 이 후에, 상기 스위칭 소자(IQ1)는 정극성으로 반전된다. 따라서, 스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)의 드레인으로부터 소스로 흐른다.

E급 스위칭 컨버터의 출력으로서 상기 직렬 공진 회로에 흐르는 전류(I2)는 스위칭 소자(Q1) (및 보디 다이오드(DD))에 흐르는 스위칭 전류(IQ1)와, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성한 것으로 되어, 정현파 성분을 포함하는 파형이 된다.

상기 스위칭 전류(IQ1)와 스위칭 전압(V1)의 파형은 스위칭 소자(Q1)의 턴오프 타이밍에서 ZVS 동작이 얻어지고, 턴온 타이밍에서 ZVS 및 ZCS 동작이 얻어지는 것을 나타난다.

DC 입력 전원(Ein)의 정극 단자로부터 초크 코일(L10)을 통해 E급 스위칭 컨버터에 흐르는 전류(I1)는 초크 코일(L11)의 인덕턴스 보다 크게 초크 코일(L10)의 인덕턴스가 설정되기 때문에, 도시하는 바와 같은 소정의 평균 레벨을 갖는 맥류 파형을 갖는다. 이러한 맥류는 근사적인 직류라고 볼 수 있다

도 1은 E급 스위칭 컨버터에 기초한 구성을 갖는 전원 회로로서 본 발명의 제1의 실시예의 전원 회로의 구성예를 도시한다. 도 8의 구성 부분과 동일한 도 1이 구성 부분은 동일한 도면 번호가 부여되고 그 설명은 생략된다.

도 1에 도시된 스위칭 전원 회로에서, 초크 코일 권선(N10)의 한쪽의 단부(end)를 평활 커패시터(Ci)의 정극 단자와 접속하고, 초크 코일 권선(N10)의 다른쪽의 단부를 1차 권선(N1)의 한쪽의 단부와 접속한다. 이 회로에서, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 한쪽 전극은 1차 권선(N1)의 한쪽의 단부와 초크 코일 권선(N10)의 다른 쪽의 단부 사이의 접속 노드에 대해 접속된다. 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 다른쪽 전극은 1차측 접지 전위에서, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 한쪽의 전극과 스위칭 소자(Q1)의 소스 사이의 접속 노드에 대해 접속된다. 따라서, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)는 1차 권선(N1)에 대해 직렬 접속된다.

또한, 상기 회로에서, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 소스-드레인 사이에 대해 병렬 접속된다.

본 실시예에 있어서, 상기한 바와 같이 마련된 초크 코일 권선(N10)은 도 8의 초크 코일(L10)로서의 코일에 상응한다. 본 실시예에서, 상기 초크 코일 권선(N10)은 소정의 형상 및 사이즈를 갖는 코어에 권장되고 이로써 초크 코일(PCC)로서의 부품 소자를 구성한다.

상기 회로 구성에서, 초크 코일 권선(N10)과 1차 권선(N1)의 직렬 접속 회로와, 상기 직렬 접속 회로에 대해 병렬 접속되는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 의거하여, 1차측 병렬 공진 회로는 초크 코일 권선(N10)(초크 코일(PCC))의 인덕턴스(L10)와, 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)에 의해 얻어지는 합성 인덕턴스와, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 의해 형성된다.

또한, 1차측 직렬 공진 회로로서 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)와 1차 권선(N1)의 직렬 접속에 의거하여, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스와, 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)에 의해 형성되는 제1의 1차측 직렬 공진 회로를 구비한다. 또한, 초크 코일 권선(N10)과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 직렬 접속에 의거하여, 초크 코일 권선(N10)의 인덕턴스(L10)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스에 의해 형성되는 제2의 1차측 직렬 공진 회로를 구비한다.

스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 응답하여, 상기 1차측 병렬 공진 회로의 전압 공진 동작에 의해, 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되는 기간에 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대해 충방전 전류가 흐른다. 상기 충방전 전류에 의해, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 양단 전압으로서 개략 반파의 정현파 형상의 공진 펄스 전압이 발생한다. 도 1의 회로에서, 1차측 병렬 공진 회로에서 1차 권선(N1)이 마련되어 있기 때문에, 1차 권선(N1)에서 스위칭 전류에 응답하여 생기는 교번 전압에 대해 상기 공진 펄스 전압이 중첩되는 동작이 생긴다.

스위칭 소자(Q1)의 온 시에 있어서, 제1의 1차측 직렬 공진 회로는, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 1차 권선(N1), 및 스위칭 소자(Q1)의 경로로 공진 전류가 흐르도록 하여 공진 동작을 행한다.

또한, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 응답하여 제2의 1차측 직렬 공진 회 로는 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 초크 코일 권선(N10), 평활 커패시터(Ci)의 경로를 공진 전류가 흐르도록 하여 공진 동작을 행한다.

제1의 1차측 직렬 공진 회로 및 제2의 1차측 직렬 공진 회로가 복합적으로 동작함에 기인하여, 예를 들면 1차 권선(N1)에 흘러야 할 직렬 공진 전류가 초크 코일 권선(N10)에 대해서도 분류(shunt)하여 흐르게 된다.

만일, 제1의 1차측 직렬 공진 회로에 대응하는 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 1차 권선(N1), 스위칭 소자(Q1)의 전류 경로와, 제2의 1차측 직렬 공진 회로에 대응하는 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 초크 코일 권선(N10), 평활 커패시터(Ci)의 전류 경로가, 스위칭 주기의 교류의 관점으로 관찰된다면, 양쪽 모두의 전류 경로는 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)를 공통으로 하여 병렬적인 관계에 있는 것으로 볼 수 있다.

공진 전류가 이와 같이 분류(shunt)하기 때문에, 1차측 권선(N1)의 양단에 얻어지는 인덕턴스(L1)와 초크 코일 권선(N10)의 양단에 얻어지는 인덕턴스(L10)를 동등하게 하는 것이 가능해지고, 초크 코일 권선(N10)을 실시하는 초크 코일(PCC)의 사이즈를 소형화할 수 있다. 그리고, 제1의 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수는, 1차 권선(N1)에 생기는 누설 인덕턴스(L1)의 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 값에 의해 지배를 받고, 제2의 1차측 직렬 공진 회로의 초크 코일 권선(N10)에 얻어지는 인덕턴스(L10)의 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 값에 의해 지배를 받는다. 따라서, 1차측 권선(N1)의 양단에 얻어지는 인덕턴스(L1)와 초크 코일 권선(N10)의 양단에 얻어지는 인덕턴스(L10)를 동등하게 함에 의해, 제1 의 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수와 제2의 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 동등하게 하여, 스위칭 소자(Q1)에 대해, 제어 수단의 일부를 이루는 발진 드라이브 회로(2)로부터 공급하는 교류 신호의 가변 주파수가 좁아도 양호한 제어 특성을 얻을 수 있다.

공진 주파수가 "지배를 받는다"라는 말은 1차 권선(N1)에 생기는 누설 인덕턴스(L1)의 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 값에 제1의 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 값이 크게 의존하고 초크 코일 권선(N10)에 얻어지는 인덕턴스(L10)의 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 값에 제2의 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 값에 크게 의존하는 것을 말하는 것이고, 예를 들면, 평활 커패시터(Ci)도 제2의 1차측 직렬 공진 회로의 일부를 형성한 것이지만, 평활 커패시터(Ci)의 값은 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 값에 비하여 매우 크기 때문에 공진 주파수를 지배하지 않는다.

2차측에서, 2차 권선에는 중앙 탭이 마련되고, 상기 배치는 정류 다이오드(Do1) 내지 정류 다이오드(Do2)를 통해 흐르는 전류의 크기가 서로 동등해지도록 정해진다. 만일, 정류 다이오드(Do1) 내지 정류 다이오드(Do2)를 통해 흐르는 전류의 크기가 서로 동등해지도록 배치가 상기와 같이 이루어진다면, 부하 전류는 전체 주기에 걸쳐 균일하게 흐르고, 이는 스위칭 전원 회로의 효율을 향상시킬 수 있다.

또한, 2차측 부분 전압 공진 커패시터(C3)가 마련된다. 따라서, 부분 전압 공진이 생겨서, 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do2)의 온과 오프의 전환점에서 스위칭 손실이 생기는 것을 방지할 수 있고, 이는 스위칭 전원 회로의 효율을 더욱 향상시킬 수 있다.

도 1에 도시된 스위칭 전원 회로의 보다 상세한 특성이 이하에서 설명될 것이다. 도 5는 상기 구성을 갖는 도 1의 전원 회로에 포함된 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 구성예를 도시한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 상기 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 페라이트재에 의한 E자 형상 코어(CR1, CR2)를 서로의 자각(magnetic leg)이 대향하도록 조합시킨 EE-코어(EE자형 코어)를 구비한다.

또한, 1차측과 2차측상의 권장부가 서로 독립적인 분할 형상을 갖고 수지 등에 의해 형성되는 보빈(bobbin)(B)이 마련된다. 상기 보빈(B)의 한쪽 권장부 주위에 1차 권선(N1)이 권장된다. 다른쪽의 권장부 주위에 2차 권선(N2) 및 2차 권선(N2')이 권장된다.

1차측 권선 및 2차측 권선이 권장된 보빈(B)은 상기 EE자형 코어(CR1, CR2)에 부착함으로써, 1차측 권선 및 2차측 권선이 각각 다른 권장 영역에 의해, EE자형 코어의 중앙 자각에 권장되는 상태가 된다. 이와 같이 하여 절연 컨버터 트랜스포머(PIT) 전체로서의 구조가 얻어진다.

EE자형 코어의 중앙 자각에 있어서, 도면과 같이 예를 들면 갭 길이 1.6㎜ 이상의 갭(G)을 형성한다. 이와 같이 하여, 결합 계수(k)가 예를 들면 약 0.75인 소결합 상태(loose coupling stat)가 얻어진다. 즉, 도 10에 도시한 전원 회로의 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)에 비해, 도 1의 절연 컨버터 트랜스포머의 소결합의 상태가 보다 더 높다. 갭(G)은 E형 코어(CR1, CR2)의 중앙 자각을 2개의 외자각보 다도 짧게 함으로써 형성할 수 있다. 본 실시예에 있어서는 코어재로서 EER-35를 이용하고, 갭(G)을 2.2㎜로 하고, 1차측 권선(N1)의 권수를 50T, 2차측 권선(N2)의 권수를 35T, 2차측 권선(N2')의 권수를 45T로 각각 설정하였다. 또한, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차측과 2차측 사이의 결합 계수(k)는 예를 들면 0.7보다 작게 설정된다.

초크 코일(PCC)은 소정 형상 및 사이즈를 갖는 EE자형 코어에 대해 권선을 감는 구조로 함으로써 구성할 수 있다. 본 실시예에 있어서, 코어재로서 ER-28를 이용하고, 갭(G)을 1.2㎜로 하고, 초크 코일 권선(N10)의 권수를 45T로 하였다. 그에 따라 303μH가 인덕터(L10)의 인덕턴스 값으로서 얻어졌다.

도 1의 전원 회로의 파라메터는 아래와 같이 선택되어 전원 회로에 대해 이후에 설명될 실험 결과가 얻어졌다.

1차측 병렬 공진 커패시터(Cr), 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 및 2차측 부분 전압 공진 커패시터(C3)의 각 커패시턴스는 Cr=5600㎊, C11=0.027μF, C3=220㎊으로 선택되었다.

1차측 병렬 공진 주파수(f01)는 85.8kHz로 설정되었다. 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)와 인덕터(L1)로 이루어지는 1차측 직렬 공진 주파수(f02)는 54.8kHz로 설정되었다. 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)와 인덕터(L10)로 이루어지는 1차측 직렬 공진 주파수(f02')는 55.7kHz로 설정되었다. 즉, 2개의 1차측 직렬 공진 주파수(fo1, fo2))의 값은 개략 동등하게 하여, 1차측 병렬 공진 주파수(f01)에 비하여 낮게 설정하였다.

또한, 허용 가능 부하 전력 범위는 300W의 최대 부하 전력(Pomax)으로부터 0W(무부하)의 최소 부하 전력(Pomin)까지로 하였다. 2차측 DC 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 175V로 하였다.

도 1의 전원 회로의 실험 결과는 도 2A, 도 2B의 파형도에 도시된다. 상기 도 2A는 최대 부하 전력(Pomax)=300W 및 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건하에서 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 권선 전압(V2), 초크 코일 전류(I1), 1차 권선 전류(I2), 2차측 교번 전압(V3), 2차 권선 전류(I3)를 나타내고 있다.

도 2B는 최소 부하 전력(Pomax)=0W 및 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건하에서 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 권선 전압(V2), 초크 코일 전류(I1), 1차 권선 전류(I2), 2차측 교번 전압(V3), 2차 권선 전류(I3)를 나타내고 있다.

도 1의 전워 회로의 기본 동작은 도 2A의 파형도를 참조하여 이하에서 설명될 것이다.

입력 전류(I1)는 평활 커패시터(Ci)로부터 1차측 스위칭 컨버터에 유입하려고 하는 전류이다. 입력 전류(I1)는 초크 코일 권선(N10)의 인덕턴스(L10)와 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)의 합성 인덕턴스를 통하도록 하여 흐르게 된다. 이 때문에, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입한 전류는 맥류가 된다.

스위칭 소자(Q1)는 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압(Ei)을 DC 입력 전압으로서 입력하여 스위칭 동작을 행한다. 스위칭 전압(V1)은, 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 전압이다.

스위칭 전류(IQ1)는 드레인측으로부터 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오 드(DD))에 흐르는 전류가 된다. 스위칭 주기는 스위칭 소자(Q1)가 온이 되어야 할 기간(TON)과, 오프가 되어야 할 기간(TOFF)으로 나뉘고, 스위칭 전압(V1)은 기간(TON)에서는 0레벨이고, 기간(TOFF)에서 공진 펄스가 얻어지는 파형이 된다. 이 스위칭 전압(V1)의 전압 공진 펄스는 1차측 병렬 공진 회로의 공진 동작에 의해, 정현파 형상의 공진 파형으로서 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)는 기간(TOFF)에서는 0레벨이고, 이 기간(TOFF)이 종료되어 기간(TON)이 시작되고 턴온 타이밍에 이르면, 우선, 보디 다이오드(DD)를 흐르는 것으로 부극성의 파형이 되고 계속해서 반전하여 드레인으로부터 소스로 흐름으로써 정극성에 의한 파형이 된다.

1차 권선 전류(I2)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 응하여 1차 권선(N1)에 흐르는 전류이고, 이 경우에는, 스위칭 전류(IQ1)와 커패시터 전류(Icr)를 거의 합성하도록 하여 얻어지는 파형이 된다. 스위칭 소자(Q1)가 온/오프 동작을 행함에 의해, 기간(TOFF)의 스위칭 전압(V1)인 공진 펄스 전압이 제1의 1차측 직렬 공진 회로를 형성하는 1차 권선(N1), 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 직렬 접속 회로에 인가된다. 이로써 1차측 직렬 공진 회로가 공진 동작을 행하고, 1차 권선 전류(I2)는, 정현파 성분에 의한 스위칭 주기에 대응하는 교번 파형이 된다. 또한, 1차 권선 전압(V2)은 1차 권선(N1)의 양단 전압이다. 이 1차 권선 전압(V2)도, 파형도에 도시하는 바와 같이 스위칭 주기에 대응하고 사인파에 의존하는 교번 파형이 된다.

기간(TON)이 종료되고 기간(TOFF)에 이르러 스위칭 소자(Q1)가 턴오프 하는 타이밍에서는 1차 권선 전류(I2)는, 커패시터 전류(Icr)로서, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대해 정극성에 의해 흐름으로써, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 충전하는 동작이 시작되고, 이에 응하여, 스위칭 전압(V1)은 0레벨로부터 정현파 형상에 의해 상승을 시작하여, 전압 공진 펄스가 상승한다. 커패시터 전류(Icr)가 부극성으로 반전하면, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 충전으로부터 방전이 행하여지는 상태로 이행하게 되고, 전압 공진 펄스는 피크 레벨로부터 정현파 형상에 의해 하강하여 간다.

스위칭 전압(V1)으로서의 전압 공진 펄스 파형이 0레벨까지 하강하면, 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD))가 온으로 되는 기간(TON)이 시작된다. 이 기간(TON)에 이르면, 우선, 보디 다이오드(DD)가 도통하여 부극성의 1차 권선 전류(I2)를 흘리게 된다. 이 때 스위칭 전압(V1)은 0레벨이고, 일정기간에 있어서 보디 다이오드(DD)에 1차 권선 전류(I2)가 흐르면, 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이가 온으로 되어, 정극성의 1차 권선 전류(I2)를 흘린다. 이와 같이 하여 기간(TON)에서, 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD))에 1차 권선 전류(I2)가 흐름으로써, 스위칭 전류(IQ1)의 파형이 얻어진다. 이와 같은 동작은, 스위칭 소자(Q1)의 턴온, 턴오프시에 있어서, 1차측 병렬 공진 회로에 의한 ZVS 동작, 및 1차측 직렬 공진 회로에 의한 ZCS 동작이 달성됨을 나타낸다.

2차측 교번 전압(V3)은 2차측 정류 회로의 동작을 나타난다.

2차측 교번 전압(V3)은 2차 권선(N2) 및 2차 권선(N2')과 2차측 부분 전압 공진 커패시터(C3)의 접속 회로의 양단 전압이고, 2차측 정류 회로가 입력하는 2차 측 교번 전압(V3)은, 2차측 교번 전압(V3)의 반주기의 기간마다 정류 다이오드(Do1, Do2)에 대해 순방향 전압을 인가하고, 이에 응하여 정류 다이오드(Do1, Do2)가 교대로 도통한다. 이로써, 2차측 교번 전압(V3)은, 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do2)의 도통 기간에 응해서는 2차측 DC 출력 전압(Eo)에 대응하는 절대치 레벨에 의해 클램핑(clamping)된다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 직류를 전송할 수 없기 때문에, 1차측의 파형이 정현파로부터 어긋나는 왜곡을 갖는 경우에는, 2차 권선(N2) 및 2차 권선(N2')에 생기는 전압의 정측 성분(positive component) 전압의 시간 적분치와 부측 전압의 시간 적분치가 동등하게 되도록 전압의 제로 레벨이 정해지게 되고, 2차 권선(N2)과 2차 권선(N2')의 권수가 동등한 경우에는, 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do2)에 흐르는 전류의 크기는 다른 것으로 된다.

그래서, 2차 권선(N2)과 2차 권선(N2')의 권수는 각각 35T와 45T로 다른 권수로 설정되어 있고, 이로써, 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do2)에 흐르는 전류의 크기는 동등하게 된다.

또한, 부분 전압 공진 커패시터(C3)이 마련은 전압의 전환점에서의 전류를 상기 부분 전압 공진 커패시터(C3)에 흘림에 의해 효율의 개선을 도모하고 있다. 부분 전압 공진 커패시터(C3)의 커패시턴스 값이 약 200 내지 470pF내의 범위 내에 있는 경우에, 양호한 효율 개선이 달성될 수 있다.

실험에 의하면, 도 1에 도시하는 본 실시예의 변형 E급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 부하 전력이 300W의 최대 부하 전 력(Pomax) 일 때는 91.3%이었고, 부하 전력이 100W의 최대 부하 전력(Pomax) 일 때는 91.7%이다. 또한, 도 4는 부하 전력이 300W의 최대 부하 전력(Pomax) 일 때의 변동 특성을 입력 AC 전압의 함수로서 도시하고, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 11.0kHz인 실험 결과가 얻어졌다.

상술한 바와 같이, 1차측 스위칭 컨버터에 E급 스위칭 컨버터를 적용한 도 1의 회로에서, 2차측 직렬 공진 회로의 유무에 관계없이 중간 부하시에 있어서의 이상 동작은 해소된다.

종래예로서의 도 10에 도시한 전원 회로에서, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)을 경유하여 스위칭 소자(Q1), 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 유입한다. 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류는 1차 권선 전류(I1)가 되는 것이고, 스위칭 주기에 의한 비교적 높은 주파수가 된다. 즉, 평활 커패시터(Ci)에 대해서는 상용 교류 전원 주기에 대해 고주파로 충방전 전류가 흐른다.

평활 커패시터(Ci)로서의 부품 소자에는 고내압 등이 요구되기 때문에 알루미늄 전해 커패시터가 종종 채택된다. 알루미늄 전해 커패시터는, 다른 종류의 커패시터 등과 비교하여, 고주파로 동작시키면 정전 용량이 저하됨과 함께 손실각의 탄젠트가 증가하기 쉬운 성질을 갖고 있다. 이 때문에, 평활 커패시터(Ci)에 사용하는 알루미늄 전해 커패시터에는, ESR(등가 직렬 저항)이 낮고, 또한, 허용 리플 전류가 많은 특수품을 선정할 필요가 있다. 또한, 평활 커패시터(Ci)로서의 소자의 커패시턴스에 대해서도 상응하게 큰 값을 선정할 필요가 나온다. 예를 들면 도 10 의 전원 회로의 구성에서, 본 실시예와 동등한 최대 부하 전력(Pomax)=300W에 대응시키는 경우에는, 1000㎌ 정도를 선정하게 된다. 이와 같은 알루미늄 전해 커패시터는, 범용의 알루미늄 전해 커패시터보다도 고가이고, 또한, 커패시턴스의 증가에 대응하는 부품 가격의 상승도 포함하여 비용적으로 불리하게 된다.

이에 대해, 도 1에 도시한 본 실시예의 전원 회로는, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입한 전류는, 초크 코일 권선(N10), 1차 권선(N1)의 직렬 접속을 통하여 스위칭 소자(Q1)측에 흐르도록 되어 있다. 이 때문에, 평활 커패시터(Co)로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류는 도 2A의 입력 전류(I1)로서도 나타내는 바와 같이 직류가 된다. 이와 같이 하여, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입한 전류가 직류로 됨으로써, 본 실시예에서는, 상기한 정전 용량의 저하나 손실각의 탄젠트의 증가의 문제는 생기는 일이 없다. 또한, 이에 수반하여, DC 입력 전압(Ei)에 있어서의 상용 교류 전원 주기의 리플도 저감된다. 이 리플은 예를 들면 도 10의 전원 회로의 구성에서는 7.5Vp-p임에 대해, 도 1의 전원 회로에서는 5Vp-p가 된다. 이와 같기 때문에, 본 실시예로서는, 평활 커패시터(Ci)로서 범용의 알루미늄 전해 커패시터를 선정할 수 있다. 또한, 평활 커패시터(Ci)로서의 소자의 커패시턴스에 대해서도, 리플 전압이 작기 때문에, 도 10의 회로의 경우보다도 낮은 값을 선정할 수 있다. 도 1의 회로의 실제로서는 680μF를 선정할 수 있다. 이와 같이 하여, 본 실시예에서는, 평활 커패시터(Ci)에 관한 비용 저감을 도모하는 것이 가능해진다. 또한, 입력 전류(I1)의 파형은, 정현파 형상으로 되어 있는데, 이것에 의한 고주파 노이즈의 저감 효과도 얻어진다.

또한, 상기한 바와 같이 본 실시예는 중간 부하시에 있어서의 이상 동작을 해소하여, 적정한 ZVS 동작을 얻을 수 있도록 하고 있다. 상기 이상 동작의 현상으로서는 도 11B에 도시한 바와 같이, 턴온(기간(TON) 시작)보다 이전의 타이밍에서 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되어, 정극성의 스위칭 전류(IQ1)가 소스-드레인 사이를 흐르는 동작으로 되는 것인데, 이와 같은 스위칭 전류(IQ1)의 동작에 의해서는, 스위칭 손실을 증가시킨다. 본 실시예에서는, 이상 동작에 대응한 스위칭 전류(IQ1)의 동작이 생기지 않음으로써, 이것에 의한 스위칭 손실의 증가도 없어지고, 이것은 전력 변환 효율의 향상 요인의 하나로 된다.

도 2A와 도 11A의 스위칭 전류(IQ1)를 비교하여 알 수 있듯이, 본 실시예에 대응하는 도 2A의 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 기간(TON)의 종료시 이전의 타이밍에서 피크가 얻어지는 파형으로 되어 있다. 이 도 2에 도시되는 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 턴오프시에 있어서의 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 억제되어 있다는 것을 의미한다. 턴오프시의 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 억제되면, 그 만큼, 턴오프시의 스위칭 손실은 저감되고, 전력 변환 효율이 향상되게 된다.

이와 같은 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 1차측 스위칭 컨버터에 관해 E급 스위칭 동작으로 함으로써 얻어지는 것이다.

본 실시예에 있어서, 1차측 직렬 공진 회로로서 제1의 1차측 직렬 공진 회로와 제2의 1차측 직렬 공진 회로로 된 2개의 회로가 마련된다. 따라서, 전술한 바와 같이, 1차측에 흘러야 할 직렬 공진 전류는 1차 권선(N1)과 초크 코일 권선(N10)에 분류하여 흐른다. 상기 전류 분류는 1차 권선 전류(I2)의 크기를 감소시켜 그 효율 을 향상시킨다.

또한, 본 실시예에서는, 입력 전류(I1)의 파형은 정현파 형상으로 되어 있는데, 이에 의한 고주파 노이즈의 저감 효과도 얻어진다.

또한, 2차측에 관해서, 2차 권선(N2, N2') 권선비가 다르게 설정되고, 그에따라 자속의 극성에 응하여 발생하는 정부의 양쪽의 극성의 전류를 균일하게 함에 의해 효율 향상을 도모함과 함께, 2차측은 2배전압의 전파 정류 회로로 하여, 적은 2차 권선수로 소정의 전압을 얻어서, 2차 권선(N2)의 이용 효율을 향상시키고 있다. 또한, 2차측 부분 전압 공진 회로를 구비함에 의해, 2차측 정류 다이오드가 턴온/턴오프하는 타이밍으로 부분 전압 공진 동작을 행하고, 2차측 정류 다이오드에 흐를려고 하는 전류가, 2차측부분 전압 공진 커패시터에 흘러서, 정류 다이오드에 있어서의 도통손, 스위칭 손실이 저감된다.

도 6은 본 실시예 제1의 변형예의 전원 회로를 도시한다. 도 1의 구성 요소에서 처럼 도 6의 동일 구성 요소는 동일한 도면 번호가 부여되고 그 설명을 생략될 것이다.

전원 회로의 2차측은 2차 권선(N2)과 2차 권선(N2')을 포함한다. 상기 2차 권선(N2)과 2차 권선(N2')은 각각의 권선에서 발생하는 전압이 서로 가산되도록 서로 직렬 접속된다. 2차측 정류 소자는 정류 다이오드(Do1, Do2, Do3, Do4)를 포함한다. 상기 정류 다이오드(Do1, Do2)는 서로 접속된 한쪽 극성의 동일 극성으로 이루어진 각각의 캐소드에 서로 직렬 접속된다. 상기 정류 다이오드(Do3, Do4)는 서로 접속된 다른 쪽 극성으로 이루어진 각각의 애노드에 서로 직렬 접속된다. 2차 권선(N2, N2')의 직렬 접속으로부터 생긴 2차 권선의 양쪽 단은 상기 정류 다이오드(Do1, Do2)의 직렬 접속의 단부에 접속된다. 2차 권선(N2)의 양쪽 단은 정류 다이오드(Do3, Do4)의 직렬 접속의 단에 접속된다. 2차측 평활 커패시터(Co)는 상기 정류 다이오드(Do1, Do2) 사이의 접속 노드, 및 상기 정류 다이오드(Do3, Do4) 사이의 접속 노드에 결합된다.

만일, 이와 같은 구성이 채택되면, 한 쪽 방향의 자속에 기인하여, 2차 권선(N2, N2')의 직렬 접속에서 발생한 전압은 정류 다이오드(Do1), 2차측 평활 커패시터(Co), 및 정류 다이오드(Do4)를 통해 전류가 흐르게 한다. 또한, 다른 쪽 방향의 자속에 기인하여, 2차 권선(N2)에서 발생한 전압은 정류 다이오드(Do3), 2차측 평활 커패시터(Co), 및 정류 다이오드(Do2)를 통해 전류가 흐르게 한다. 2차 권선(N2')에 대한 2차 권선(N2)의 권선비는 양 방향에 흐르는 전류의 크기가 서로 등가가 되도록 정의된다.

스위칭 전압(V1)으로서의 전압 공진 펄스 파형이 0레벨까지 강하되면, 스위칭 소자(Q1) (및 보디 다이오드(DD))가 온으로 되는 기간(TON)이 시작된다. 이 기간(TON)에 이르면, 우선, 보디 다이오드(DD)가 도통하여 부극성의 1차 권선 전류(I2)를 흘리게 된다. 이 때 스위칭 전압(V1)은 0레벨이고, 일정기간에 있어서 보디 다이오드(DD)에 1차 권선 전류(I2)가 흐르면, 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이가 온으로 되어, 정극성의 1차 권선 전류(I2)를 흘린다. 이와 같이 하여 기간(TON)에서, 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD))에 1차 권선 전류(I2)가 흐름으로써, 스위칭 전류(IQ1)의 파형이 얻어진다. 이와 같은 동작은, 스위칭 소자(Q1) 의 턴온, 턴오프시에 있어서, 1차측 병렬 공진 회로에 의한 ZVS 동작, 및 1차측 직렬 공진 회로에 의한 ZCS 동작이 달성됨을 나타낸다.

2차측 교번 전압(V3)은 2차측 정류 회로의 동작을 나타난다.

2차측 교번 전압(V3)은 2차 권선(N2, N2')과 2차측 부분 전압 공진 커패시터(C3)의 접속 회로의 양단 전압이고, 2차측 정류 회로에 입력된다. 전압(V3)의 한 쪽 극성의 반주기에서, 정류 다이오드(Do1, Do4)에 대해 순방향 전압이 인가되고, 이는 정류 다이오드(Do1, Do4)가 도통되게 한다.

또한, 도면에는 도시되지 않았지만 2차 권선(N2)의 전압의 반주기에서, 정류 다이오드(Do3, Do2)에 대해 순방향 전압이 인가되고, 이는 정류 다이오드(Do3, Do2)가 도통되게 한다. 따라서, 2차측 교번 전압(V3) 및 2차 권선(N2)(도시 생략)은 2차측 DC 출력 전압(Eo)에 대응하는 레벨에서 클램프된다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 직류를 전송할 수 없기 때문에, 1차측의 파형이 정현파로부터 어긋나는 왜곡을 갖는 경우에는, 전압의 정측 성분(positive component) 시간 적분치 및 전압의 부측 성분 시간 적분치가 서로 동등하게 되도록 2차측 교번 전압(V3)의 0레벨 및 2차 권선(N2)의 전압이 제로 레벨로 정해지게 된다. 그에 따라, 2차 권선(N2)과 2차 권선(N2')의 권수의 차이가 0이면, 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do4)에 흐르는 전류의 크기는 정류 다이오드(Do3, Do2)에 흐르는 전류의 크기와 다르게 된다.

그래서, 2차 권선(N2)과 2차 권선(N2')의 권수는 각각 각각 35T와 10T로 설정된다. 권수를 다르게 함으로써, 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do4)에 흐 르는 전류의 크기는 정류 다이오드(Do3)와 정류 다이오드(Do2)에 흐르는 전류의 크기와 동등해진다.

또한, 부분 전압 공진 커패시터(C3)의 마련은 전압의 전환점에서의 전류를 상기 부분 전압 공진 커패시터(C3)에 흘림에 의해 효율의 개선을 도모하고 있다.

실험에 의하면, 도 6에 도시하는 제1의 변형예의 변형 E급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 부하 전력이 300W의 최대 부하 전력(Pomax) 일 때는 91%이었고, 부하 전력이 100W의 최대 부하 전력(Pomax) 일 때는 93%이다. 또한, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 10.7kHz라는 실험 결과가 얻어졌고, AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은은 상용 AC 전압이 증가함에 따라 향상되었다.

도 7은 본 실시예의 전원 회로의 제2의 변형예를 도시한다. 도 1과 동일한 구성 요소에는 동일 도면 번호를 부여하고 그 설명은 생략한다.

전원 회로의 2차측에 대하여, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 복수의 2차 권선: 2차 권선(N2), 2차 권선(N2'), 및 2차 권선(N2'')을 포함한다. 2차측 정류 소자는 복수의 2차 권선으로부터 출력된 AC 전압을 정류하는 복수의 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)를 포함한다. 2차측 평활 커패시터는 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)를 통해 생성된 정류된 전압이 충전되는 2차측 평활 커패시터(Co1) 및 2차측 평활 커패시터(Co2)를 포함한다. 2차측 정류 평활 회로는 2차측 평활 커패시터(Co1, Co2)에 충전된 전압의 가산으로부터 발생하는 출력 DC 전압을 생성하는 배전압 정류 평활 회로로서 작용한다. 또한, 2차측의 구성은 2차 권선(N2, N2',N2'') 의 권선비가, 절연 컨버터 트랜스포머에서 생성된 정부(positive and negative) 방향의 자속에 따라 정류 다이오드를 통해 흐르는 정부 방향의 전류의 크기가 서로 동등해지도록 정해진다.

도 7에 있어서, 전원 회로의 2차측은 2차 권선(N2), 2차 권선(N2'), 및 2차차 권선(N2'')을 포함하고. 상기 2차 권선(N2), 2차 권선(N2'), 및 2차 권선(N'')은 각각의 권선에서 발생하는 전압이 서로 가산되도록 서로 접속된다. 2차측 정류 평활 회로는 정류 다이오드(Do1 내지 Do4), 2차측 평활 커패시터(Co1, Co2)를 포함한다. 2차측 평활 커패시터(Co1)의 정극성 전극은 2차 권선(N2, N2') 사이의 접속 노드에 결합된다. 정류 다이오드(Do1)의 캐소드는 전체 2차 권선의 한 쪽 단인 2차 권선(N2)의 한 쪽 단에 접속되고, 정류 다이오드(Do1)의 애노드는 2차측 평활 커패시터(Co1)의 음극성 전극에 접속된다. 정류 다이오드(D)2)의 캐소드는 2차 권선(N2', N2'') 사이의 접속 노드에 결합되고, 정류 다이오드(Do2)의 애노드는 2차측 평활 커패시터(Co1)의 음극성 전극에 접속된다. 정류 다이오드(Do3)의 애노드는 전체 2차 권선의 또한 한 단부가 되는 2차 권선(N2)의 단부에 접속된다. 정류 다이오드(Do4)의 애노드는 전체 2차 권선의 또한 한 쪽 단부인 2차 권선(N2'')의 한쪽 단부에 접속되고, 정류 다이오드(Do4)의 캐소드는 정류 다이오드(Do3)의 캐소드에 접속된다. 2차측 평활 커패시터(Co2)의 정극성 전극은 정류 다이오드(Do3, Do4) 사이의 접속 노드에 결합되고, 2차측 평활 커패시터(Co2)의 음극성 전극은 정류 다이오드(Do1, Do2) 및 2차측 평활 커패시터(Co1) 사이의 접속 노드에 결합된다. 2차 권선(N2, N2', N2'') 사이의 권선비는 정류 다이오드(Do1, Do2)를 통해 흐르는 전 류의 크기가 서로 동등해지고, 정류 다이오드(Do3, Do4)를 통해 흐르는 전류의 크기가 서로 동등해지도록 정해진다.

정류 다이오드(Do1, Do2)를 통해 흐르는 전류의 크기가 서로 동등해지고, 정류 다이오드(Do3, Do4)를 통해 흐르는 전류의 크기가 서로 동등해지도록 정해지면, 부하 전류는 AC 전압의 전체 주기에 걸쳐 균일하게 흐르고, 스위칭 전원 회로의 효율을 향상시킨다.

또한, 2차측 부분 전압 공진 커패시터(C3)가 마련된다. 따라서, 부분 전압 공진이 생겨서, 정류 다이오드(Do1, Do2)의 온과 오프의 전환점에서 스위칭 손실이 생기는 것을 방지할 수 있고, 이는 스위칭 전원 회로의 효율을 더욱 향상시킬 수 있다.

2차측 교번 전압(V3)은 2차측 정류 회로의 동작을 나타난다.

2차측 교번 전압(V3)은 2차 권선(N2, N2')과 2차측 부분 전압 공진 커패시터(C3)의 접속 회로의 양단 전압이고, 2차측 정류 회로에 입력된다. 전압(V3)의 각 반주기에서, 정류 다이오드(Do1, Do2)의 어느 한 쪽에 대해 순방향 전압이 인가되고, 이는 정류 다이오드(Do1, Do2)가 교대로 도통되게 한다. 따라서, 2차측 교번 전압(V3)은 정류 다이오드(Do1, Do2)의 도통 기간에 2차측 DC 출력 전압(Eo)과 동등한 절대값을 갖는 레벨에서 클램핑(clamping)된다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 직류를 전송할 수 없기 때문에, 1차측의 파형이 정현파로부터 어긋나는 왜곡을 갖는 경우에는, 전압의 정측 성분(positive component) 시간 적분치 및 전압의 부측 성분 시간 적분치가 서로 동등하게 되도록 2차 권선(N2, N2'')에서 발생한 전압의 제로 레벨이 정해진다. 따라서, 2차 권선(N2, N2')의 권선비가 동일하다면, 정류 다이오드(Do1, Do2)를 통해 흐르는 전류의 크기는 서로 상이하다.

그래서, 2차 권선(N2)과 2차 권선(N2')의 권수는 각각 35T와 195T로 각각 다르게 설정된다. 권수를 다르게 함으로써, 정류 다이오드(Do1, Do2)에 흐르는 전류의 크기는 서로 동등하게 된다.

또한, 부분 전압 공진 커패시터(C3)이 마련은 전압의 전환점에서의 전류를 상기 부분 전압 공진 커패시터(C3)에 흘림에 의해 효율의 개선을 도모하고 있다.

실험에 의하면, 도 7에 도시하는 제2의 변형예의 변형 E급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 부하 전력이 300W인 최대 부하 전력(Pomax) 일 때는 91%이었고, 부하 전력이 100W인 최대 부하 전력(Pomax) 일 때는 92.9%이다. 또한, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 10.2kHz라는 실험 결과가 얻어졌다. 이러한 범위는 도 10에 도시한 회로의 범위의 약 1/2이다.

본 발명은 상기 각 실시예로서 나타낸 구성으로 한정되는 것이 아니다. 예를 들면, 스위칭 소자로서, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), 바이폴러 트랜지스터 등이 MOS-FET 대신에 사용될 수 있다. 또한, 상기 각 실시예에서는, 타려식의 스위칭 컨버터를 들고 있지만, 자려식으로서 구성한 경우에도 본 발명은 적용할 수 있다.

이와같이 하여 본 발명은, 1차측에 병렬 공진 회로를 구비하는 스위칭 전원 회로로서, 중간 부하가 되는 부하 조건 범위하에서 ZVS(Zero Voltage Switching : 제로 전압 스위칭) 동작을 얻을 수 없게 되는 이상 동작이 해소된다. 또한, 상용 교류 전원으로부터 정류 평활 전압(DC 입력 전압)을 생성하는 정류 평활 회로의 평활 커패시터로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류가 직류로 됨으로써, 상기 평활 커패시터로서의 부품 소자의 커패시턴스에 관해 작은 값을 선정하고, 또한, 범용품을 선정하는 것이 가능해지고, 예를 들면 평활 커패시터의 저비용화나 소형화 등의 효과를 얻을 수 있다. 또한, 상기한 바와 같이 하여, 전원 회로 내에 흐르는 전류량의 저감에 응하여 전력 손실의 저감이 도모됨으로써, 종합적인 전력 변환 효율 특성은 대폭적으로 향상된다.

Claims (5)

1. 스위칭 전원 회로에 있어서,

   DC 전압에 대한 스위칭을 실행하여 상기 DC 전압을 AC 전압으로 변환하는 스위칭 소자와,

   상기 AC 전압이 2차 권선에서 생성되도록, 상기 AC 전압이 입력되는 1차 권선과, 상기 2차 권선을 포함하는 컨버터 트랜스포머와,

   상기 2차 권선에서 발생된 AC 전압을 정류 평활하여 출력 DC 전압을 생성하는 2차측 정류 소자 및 2차측 평활 커패시터를 갖는 2차측 정류 평활 회로와,

   상기 출력 DC 전압에 의거하여 상기 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 소자 제어 수단을 구비하고,

   상기 DC 전압은 초크 코일을 통하여 상기 컨버터 트랜스포머의 1차 권선의 한쪽 권선단(winding end)에 공급되고, 상기 스위칭 소자는 상기 AC 전압이 생성되도록 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선의 다른쪽 권선단에 접속되고,

   직렬 공진 커패시터는 상기 컨버터 트랜스포머의 1차 권선의 한쪽 권선단과 상기 초크 코일 사이의 접속 노드에 결합되어, 상기 컨버터 트랜스포머의 상기 1차 권선에서 생기는 누설 인덕턴스와 상기 직렬 공진 커패시터에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 제1의 직렬 공진 회로와, 상기 초크 코일의 인덕턴스와 상기 직렬 공진 커패시터에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 제2의 직렬 공진 회로가 형성되고, 상기 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수와 상기 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주 파수를 서로 개략 동등하게 설정되고,

   상기 스위칭 소자에 병렬로 접속되는 1차측 병렬 공진 커패시터와 상기 초크 코일의 인덕턴스, 및 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 병렬 공진 회로가 형성되고, 상기 병렬 공진 회로의 공진 주파수가 상기 제1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수 및 상기 제2의 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 더 높게 설정되고,

   상기 2차 권선은 제1의 2차 권선 및 제2의 2차 권선을 가지고, 부(opposite) 극성 방향의 전류가 상기 2차측 정류 소자에 각각 포함된 제1의 정류 다이오드 및 제2의 정류 다이오드를 통하여 상기 제1 및 제2의 2차 권선으로부터 출력되고, 상기 제2의 2차 권선에 대한 상기 제1의 2차 권선의 권선비는 상기 부 극성 방향의 전류의 크기가 실질적으로 서로 등등해지도록 정해지는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
2. 제1항에 있어서,

   AC 전압을 정류 및 평활하여 정류 평활 전압을 생성하는 1차측 정류 소자 및 1차측 평활 커패시터를 포함하고, 상기 DC 전압을 공급하는 1차측 정류 평활 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
3. 제1항에 있어서,

   상기 2차측 정류 소자는, 한쪽 극성의 동일 극성단(same-polarity end)이 서 로 접속되는 상기 제1의 정류 다이오드 및 상기 제2의 정류 다이오드의 직렬 접속, 및 다른쪽 극성의 동일 극성단이 서로 접속되는 제3의 정류 다이오드 및 제4의 정류 다이오드의 직렬 접속을 포함하고,

   상기 2차 권선의 양 단(both end)은 상기 제1의 정류 다이오드 및 상기 제2의 정류 다이오드의 상기 직렬 접속의 각각의 단에 접속되고, 상기 제1의 2차 권선의 양 단은 상기 제3의 정류 다이오드 및 제4의 정류 다이오드의 직렬 접속의 각각의 단에 접속되고,

   상기 2차측 평활 커패시터는 상기 제1의 정류 다이오드와 상기 제2의 정류 다이오드 사이의 접속 노드 및 상기 제3의 정류 다이오드와 상기 제4의 정류 다이오드 사이의 접속 노드에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
4. 제1항에 있어서,

   상기 2차측 정류 소자는 복수의 2차 권선으로부터 출력된 AC 전압을 정류하는 복수의 정류 다이오드를 포함하고,

   상기 2차측 평활 커패시터는 상기 복수의 정류 다이오드를 통해 생성된 정류 전압이 충전되는 복수의 커패시터를 포함하고,

   상기 2차측 정류 평활 회로는 상기 복수의 커패시터에 충전된 전압의 가산으로부터 발생하는 출력 DC 전압을 생성하는 배전압 정류 평활 회로로서 기능하고,

   상기 복수의 2차 권선 중에서 상기 권선비는, 상기 컨버터 트랜스포머에서 생성된 정부 방향(positive and negative dirrection)의 자속에 따라 상기 정류 다 이오드를 통해 흐르는 정부 방향의 전류의 크기가 서로 동등하도록 정해지는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
5. 제1항, 제3항, 또는 제4항에 있어서,

   제1의 2차 권선의 한쪽 단 및 제2의 2차 권선의 한쪽 단은 그들 사이의 접속 노드를 통해 서로 직렬 접속되어, 상기 제1 및 제2의 2차 권선에서 생성된 전압은 서로에 대해 가산되고, 부분 전압 공진을 발생시키기 위한 부분 전압 공진 커패시터는 상기 제1의 2차 권선의 상기 다른쪽 단과 상기 제2의 2차 권선의 상기 한쪽 단에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

Images