JPH08289553A

JPH08289553A - 電流共振形スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08289553A
Application number: JP11413195A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-04-17
Filing date: 1995-04-17
Publication date: 1996-11-01

Abstract

(57)【要約】【目的】力率改善がなされた電源回路のコストの削減
及び小形／軽量化を促進する。【構成】ＡＣラインにコモンモードチョークコイルＣ
ＭＣとアクロスコンデンサＣ_L のノイズフィルタを設け
た上で、交流入力ラインとアース間に挿入される２つの
コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2と、整流出力ラインに挿入される
低インダクタンスである小型のリードインダクタＬ_N1と
を備え、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bを介して整
流電流経路にスイッチング出力を帰還するようにして力
率改善を行い、部品の省略、小型化、基板上のレイアウ
トの自由度の向上を図る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図７の回路図に示すようなスイ
ッチング電源回路が、先に本出願人により提案されてい
る。この電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の電
流共振形コンバータとされている。

【０００５】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズ
を除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョーク
コイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられてい
る。また、ＡＣラインには突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入
して、電源オン時に生じる突入電流を抑制するようにし
ている。この場合には、ＡＣラインに対してフィルタチ
ョークコイルＬ_N が直列に挿入されると共に、フィルタ
コンデンサＣ_N が並列に挿入されており、これらの素子
によってノーマルモードのＬＣローパスフィルタを形成
している。

【０００６】ブリッジ整流回路Ｄ₁ は商用交流電源ＡＣ
を全波整流する。このブリッジ整流回路Ｄ₁ は、後述す
るようにして整流電流の経路に流れるスイッチング周期
の高周波電流に対応するため、図のように４本の高速リ
カバリ型ダイオードＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ によって形成され
る。その整流出力は平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れて平滑コンデンサＣｉに充電されることになる。

【０００７】また、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極側の２
本の高速リカバリ型ダイオードＤＦ₁ 及びＤＦ₂ の各両
端に対しては、例えばフィルムコンデンサからなる並列
共振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bが並列に設けられてそれぞれ
並列回路を形成している。さらにこの場合、後述する絶
縁トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ と直列接続されて直列
共振回路を形成する直列共振コンデンサは、その静電容
量を等分するように分割した２つの分割直列共振コンデ
ンサＣ_1A、Ｃ_1Bとされ、それぞれ一次巻線Ｎ₁ とブリッ
ジ整流回路Ｄ₁ の入力段である交流入力ラインとの間に
挿入される。即ち、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1B
の一端は共に一次巻線Ｎ₁ の端部と接続されると共に、
分割直列共振コンデンサＣ_1Aの他端は高速リカバリ型ダ
イオードＤＦ₃ （カソード）とＤＦ₁ （アノード）との
接点に接続され、分割直列共振コンデンサＣ_1Bの他端は
高速リカバリ型ダイオードＤＦ₄ （カソード）とＤＦ₂
（アノード）との接点に接続される。なお、分割直列共
振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bには例えばフィルムコンデンサ
が用いられる。

【０００８】そして、上述のようにして設けられる各素
子によって、図に破線で囲むように力率改善回路１１が
形成される。なお、その力率改善動作については後述す
る。

【０００９】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のようにハーフブリッジ結合された２つのスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、平滑コンデンサＣｉ
の正極側の接続点と一次側アース間に対してそれぞれの
コレクタ、エミッタを介して接続されている。このスイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース間には、
それぞれ起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S が挿入され、抵抗Ｒ_B 、Ｒ
_B によりスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電流（ド
ライブ電流）を調整する。また、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダンパー
ダイオードＤ_D 、Ｄ_D が挿入される。そして、共振用コ
ンデンサＣ_B 、Ｃ_B は次に説明するドライブトランスＰ
ＲＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の直列共
振回路を形成している。

【００１０】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数を可変制御するもので、この図の場合に
は駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回
され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交
する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされ
ている。このドライブトランスＰＲＴのスイッチング素
子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は共振用コンデンサＣ_B
を介して抵抗Ｒ_B に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエ
ミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の
駆動巻線Ｎ_B の一端はアースに接地されると共に、他端
は共振用コンデンサＣ_B 介して抵抗Ｒ_B と接続されてス
イッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧
が出力されるようになされている。

【００１１】絶縁トランスＰＩＴ（Power Isolation Tr
ansformer)はスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ のスイッチン
グ出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ の一端は、共振電流検出巻線Ｎ_D を介して
スイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ
₂ のコレクタの接点（即ちスイッチング出力点）に接続
されることで、スイッチング出力が得られるようにされ
る。この一次巻線Ｎ₁の他端は、前述の分割された直列
共振コンデンサＣ_1A及びＣ_1Bに分岐して接続される。こ
れにより、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bを介して
一次巻線Ｎ₁ に供給されるスイッチング出力を整流ライ
ンに帰還するようにしている。そして、上記分割直列共
振コンデンサ（Ｃ_1A、Ｃ_1B）を総計したキャパシタンス
及び一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＩＴのインダク
タンス成分により、スイッチング電源回路を電流共振形
とするための共振回路を形成している。このスイッチン
グ電源回路の場合、絶縁トランスＰＩＴの二次側では一
次巻線Ｎ₁ により二次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧
が、ブリッジ整流回路Ｄ₃ 及び平滑コンデンサＣ₃ によ
り直流電圧に変換されて出力電圧Ｅ₀ とされる。

【００１２】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ_O と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。

【００１３】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、共
振電流検出巻線Ｎ_D から一次巻線Ｎ₁ を介して分割直列
共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bに分岐して共振電流が流れる
が、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ
₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフとなるように制
御される。そして、スイッチング素子Ｑ₂を介して先と
は逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂が交互にオンとなる自励式のスイッチング動
作が開始される。このように、平滑コンデンサＣｉの端
子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が
交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁トランスの一
次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給
し、二次側の巻線Ｎ₂ に交番出力を得る。

【００１４】また、二次側の直流出力電圧Ｅ_O が低下し
た時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周
波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている（スイッチング周波数制御方式）。

【００１５】そして、力率改善動作は次のようになる。
この図の力率改善回路１１の構成によると、絶縁トラン
スＰＩＴの一次巻線に流れる直列共振電流は分割直列共
振コンデンサＣ_1A及びＣ_1Bで分岐され、直列共振コンデ
ンサＣ_1Aを介した電流は高速リカバリ型ダイオードＤＦ
₁ と並列共振コンデンサＣ_2Aの並列回路を介して平滑コ
ンデンサＣｉに流れ、分割直列共振コンデンサＣ_1Bを介
した電流は高速リカバリ型ダイオードＤＦ₁ と並列共振
コンデンサＣ_2Bの並列回路を介して平滑コンデンサＣｉ
に流れるようにされる。これによって、全波整流電圧に
はスイッチング電圧が重畳された状態で平滑用コンデン
サＣｉに充電されることになるが、このスイッチング電
圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を
スイッチング周期で引き下げることになる。すると、ブ
リッジ整流回路Ｄ₁ の整流電圧レベルよりコンデンサＣ
ｉの端子電圧が低下している期間に充電電流が流れるよ
うになり、平均的な交流入力電流がＡＣ電圧波形に近付
くことによって力率改善が図られることになる。なお、
コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデン
サＣ_L からなるノイズフィルタと、フィルタチョークコ
イルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N からなるノーマル
モードのローパスフィルタの作用により、商用交流電源
ＡＣにはスイッチング周期の高周波成分は流入しないこ
とになる。

【００１６】例えば具体的には、交流入力電圧Ｖ_AC＝１
００Ｖ（５０Hz）、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ時の条件に
おいて力率を０．８０程度に改善しようとすれば、分割
直列共振コンデンサＣ_1A＝Ｃ_1B＝０．０１μＦとされ、
並列共振コンデンサＣ_2A＝Ｃ_2B＝０．０４７μＦ／２０
０Ｖ、フィルタコンデンサＣ_N ＝１μＦ／２００Ｖ、フ
ィルタチョークコイルＬ_N ＝２２０μＨとなるようにさ
れる。

【００１７】ここで、上記図７の回路において実際に用
いられるフィルタチョークコイルＬ_N を図８に示す。フ
ィルタチョークコイルＬ_N は、例えばこの図のようにド
ラム型のフェライトコアＤに対してボビンを介さず直接
に単線を巻装して構成され、例えば、０．４ｍｍφのポ
リウレタン銅線を５０Ｔ巻装して、上記２２０μＨのイ
ンダクタンスを得るようにしている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量化及び低コスト
を化を図ることが好ましい。例えば、上記図７に示した
スイッチング電源回路の場合、ノーマルモードのＬＣロ
ーパスフィルタを形成している開磁路のフィルタチョー
クコイルＬ_N にはスイッチング周期の高周波電流が常時
流れているために、これによる高周波の漏洩磁束がコモ
ンモードチョークコイルＣＭＣに結合するとそれだけ商
用交流電源に高周波が漏洩して電源妨害レベルが悪化す
る。このため、実装基板上においてはフィルタチョーク
コイルＬ_N とコモンモードチョークコイルＣＭＣの距離
を離して実装する必要があり、これが基板サイズの小型
化の促進を妨げる要因ともなっている。また、高速リカ
バリ型ダイオードＤＦ₁ 、ＤＦ₂ に対して並列に設けら
れる並列コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bも、それなりの耐圧を考
慮して選定する必要があるため比較的大型化する。

【００１９】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を考慮して、電流共振形のスイッチング電源回路
において、商用電源ラインに流入するノイズ成分を除去
するノイズ除去回路を設けたうえで、直列共振コンデン
サをその静電容量を分割するようにして２つ設け、整流
回路の交流入力ラインの両極にそれぞれ接続すると共
に、交流入力ラインの両極と一次側アース間のそれぞれ
に対して挿入する２つのコンデンサと、整流回路の整流
出力と平滑コンデンサの間に挿入される低インダクタン
スのインダクタと、を備えて構成することとした。

【００２０】

【作用】上記構成によれば、電流共振形のスイッチング
電源回路において、ＡＣラインにノイズ除去回路を設け
たうえで、それぞれ整流回路の交流入力ラインの両極に
接続される２分割した直列共振コンデンサと、交流ライ
ンの両極と一次側アース間にそれぞれ挿入される２つの
コンデンサ及び整流回路の出力と平滑コンデンサの間に
挿入される低インダクタンスによる小型のインダクタを
備え、スイッチング出力が整流経路に重畳されるように
して力率改善を図ることとなるが、この場合、高速リカ
バリ型ダイオードに並列接続した２つの並列共振コンデ
ンサを省略することが可能となる。また、開磁路型のチ
ョークコイルが低インダクタンスのリードインダクタと
なったことで、コモンモードチョークコイルへの高周波
漏洩磁束の結合度が大幅に減少する。

【００２１】

【実施例】図１は本発明によるスイッチング電源回路の
一実施例を示すものであり、この場合には、ハーフブリ
ッジ結合による自励式の電流共振形コンバータとされて
いることから、図７と同一部分は同一符号を付してスイ
ッチング動作及び定電圧制御などについては説明を省略
する。この実施例のスイッチング電源回路の力率改善回
路１０においては、高速リカバリ型ダイオードＤＦ₁ 〜
ＤＦ₄ により形成されるブリッジ整流回路Ｄ₁ が設けら
れる。また、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bは、そ
れぞれ絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ と直列共振回
路を形成するのに必要なキャパシタンスを２分割するよ
うに設けられ、これら分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ
_1Bの一端は共通に一次巻線Ｎ₁ と接続される。そして、
分割直列共振コンデンサＣ_1A側の他端は、ブリッジ整流
回路の入力段である交流入力ラインの正極側、即ち高速
リカバリ型ダイオードＤＦ₃ とＤＦ₁ の接続点と接続さ
れ、分割直列共振コンデンサＣ_1Bの他端は、交流入力ラ
インの負極側の高速リカバリ型ダイオードＤＦ₄ とＤＦ
₂の接続点と接続されている。また、交流入力ラインの
正極側と一次側アース間に対して、即ちブリッジ整流回
路Ｄ₁ の高速リカバリ型ダイオードＤＦ₃ に対して並列
になるよう並列コンデンサＣ_N1が挿入され、高速リカバ
リ型ダイオードＤＦ₄ に対して並列となる交流ラインの
負極側と一次側アース間には、並列コンデンサＣ_N2が挿
入される。これら並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2には例えば
フィルムコンデンサが用いられる。

【００２２】さらに、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力
端子と平滑コンデンサＣｉの間にはリードインダクタＬ
_N1が挿入される。このリードインダクタＬ_N1は、図７に
示した力率改善回路１１におけるフィルタチョークコイ
ルＬ_N を低インダクタンス化したものに相当し、例え
ば、前述のようにフィルタチョークコイルＬ_N が２００
μＨとされていたのに対して、リードインダクタＬ_N1は
３．３μＨの低インダクタンス値を有するようにされ
る。そして、その構造としては、例えば図６の斜視図に
示すように、フェライトビーズによる小型の略立方体形
状のコアＣｒに対してＵ字形状のリード線Ｒｄを貫通さ
せるようにして挿入したものとして形成され、そのサイ
ズは図８に示したフィルタチョークコイルＬ_N よりも、
更に小型なものとる。

【００２３】このような力率改善回路１０の場合、絶縁
トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ に共振電流検出巻線Ｎ_D
を介して供給されたスイッチング出力は、分割直列共振
コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bの静電容量結合を介して整流経路
のラインにスイッチング出力を帰還するようにされるこ
とになる。

【００２４】図２は、上記のようにして構成されるスイ
ッチング電源回路の各部の動作を商用電源周期により示
す波形図とされる。例えば、図２（ａ）に示すように交
流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合、本実施例では、
図７の力率改善回路１１に示されるようなフィルタチョ
ークコイルＬ_N とフィルタコンデンサＣ_N によるＬＣロ
ーパスフィルタの構成が省略されたことから、ブリッジ
整流回路Ｄ₁ に流入する交流ライン電流Ｉ₁ としては、
交流入力電圧Ｖ_ACの絶対値が平滑コンデンサＣｉの両端
電圧Ｅｉよりも高いとされるτ期間において、アクロス
コンデンサＣ_L にスイッチング周期の高周波成分が流れ
ることにより、図２（ｄ）に示す波形となる。ただし、
この高周波成分はコモンモードチョークコイルＣＭＣで
キャンセルされるため交流電源ＡＣに流れる交流入力電
流Ｉ_AC（図２（ｉ））には、高周波成分は含まれない。
即ち、図７の回路では通常スイッチング電源回路に搭載
されるコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコ
ンデンサＣ_L によるノイズフィルタと、主として整流ラ
インに帰還されるスイッチング周期の高周波成分を抑制
するために設けたＬＣローパスフィルタの両者によって
電源妨害を抑制するようにしていたが、実際にはノイズ
対策として過剰であり、本実施例のようにコモンモード
チョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L による
ノイズフィルタのみによって充分にＡＣラインに流入す
るスイッチング周期の高周波成分までも抑制することが
可能であり、電源妨害に対応できるものである。

【００２５】また、直列共振電流Ｉ_O （動作波形は図示
しない）は、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bを介し
て分岐してそれぞれ図２（ｆ）に示す電流Ｉ₄ 、Ｉ₅ と
して流れる。そして、交流ライン電流Ｉ₁ が流れるτ期
間では、上記電流Ｉ₄ は高速リカバリ型ダイオードＤＦ
₁ 及び並列コンデンサＣ_N1に分流して、電流Ｉ₅ は高速
リカバリ型ダイオードＤＦ₂ 及び並列コンデンサＣ_N2に
分流することになり、一方、τ期間以外の期間では電流
Ｉ₄ 、Ｉ₅ はそれぞれ並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2に流れ
る。このことから、並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2から一次
側アースに流入する電流Ｉ₂ 、Ｉ₃ は、図２（ｅ）に示
すようにスイッチング周期の高周波が重畳された波形と
なる。また、交流ライン電圧（ここでは高速リカバリ型
ダイオードＤＦ₄ とＤＦ₂ の接続点とアース間の電位）
Ｖ₁ は図２（ｂ）に示すように交流電圧波形に対して高
周波が重畳された波形とされ、整流出力電圧Ｖ₂ は図２
（ｃ）に示すようにτ期間において図の波形となるよう
な高周波電圧が重畳されたものとなる。

【００２６】そして、τ期間における初めと終りの期間
では並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2の静電容量とリードイン
ダクタＬ_N1のインダクタンスにより、整流電流経路にお
いて比較的小レベルの共振が生じることから、リードイ
ンダクタＬ_N1に流れる電流Ｉ₆ は図２（ｇ）に示す波形
によってτ期間のみ高周波が重畳された電流が流れ、ま
た、図２（ｄ）の交流ライン電流Ｉ₁ は略凸字状の波形
となる。そして、平滑コンデンサＣｉの充放電電流Ｉ₇
についても、図２（ｈ）にτ期間のプラス側で略凸字状
の波形となるようにして高周波電流が流れる。これに対
応して、交流入力電流Ｉ_ACは図２（ｉ）に示すように、
τ期間の初めと終りの期間で突起状に電流が流れること
になり、これによって交流入力電流の平均が交流入力電
圧波形に近付くこととなって、実際には力率改善が図ら
れる程度に導通角が拡大されることになる。なお、この
ような動作波形となることにより、交流入力電流として
は電源周期における９次〜１５次の好調波電流のレベル
が高くなることから、例えば、実際には電源好調波電流
規制値のクラスＡ、Ｂ、Ｃの規制値をクリアするスイッ
チング電源回路が得られることとなる。

【００２７】例えば具体的に、図１に示す本実施例のス
イッチング電源回路において、交流入力電圧Ｖ_AC＝１０
０Ｖ（５０Hz）、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ時の条件にお
いて、力率を０．８０程度に改善するためには、分割直
列共振コンデンサＣ_1A＝Ｃ_1B＝０．０１μＦとされて、
並列コンデンサＣ_N1＝Ｃ_N2＝０．０４７μＦ／２００
Ｖ、リードインダクタＬ_N1＝３．３μＨとなるように各
素子が選定される。

【００２８】そこで、本実施例の力率改善回路１０と先
行例として図７に示した力率改善回路１１とについて比
較すると、先ず本実施例では２つの並列共振コンデンサ
Ｃ_2A、Ｃ_2B（０．０４７μＦ）が削除されたことにな
る。これら並列共振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bは、例えば交
流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ系の場合には２００Ｖ耐圧品
を選定し、交流入力電圧Ｖ_AC＝２００Ｖ系の場合には４
００Ｖ耐圧品を選定する必要があって比較的大型で高価
であったたため、それだけ基板サイズの小型化とコスト
の削減を図ることができる。また、図７の力率改善回路
１１においてはフィルタチョークコイルＬ_N は２２０μ
Ｈのインダクタンスを得るために図８にて説明したよう
な構造とされて、同様に体積・重量が増加していたが、
本実施例ではこのフィルタチョークコイルＬ_N が図６に
示したような小型のリードインダクタＬ_N1とされ、より
小型／軽量かつ安価なものにかわることとなった。さら
に、本実施例のリードインダクタＬ_N1は、前述のように
開磁路型ではあるものの低インダクタンス（３．３μ
Ｈ）とされていることから、リードインダクタＬ_N1とコ
モンモードチョークコイルＣＭＣを比較的隣接してレイ
アウトしても高周波漏洩磁束の結合の問題が解消されて
基板上の実装位置の自由度が増し、それだけ基板サイズ
を縮小することが可能になる。なお、本実施例の２つの
並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2（０．０４７μＦ／２００
Ｖ）は、図７に示したフィルタコンデンサＣ_N ＝１μＦ
／２００Ｖに置き換わるものとして、回路構成上とらえ
ることができるが、この場合、並列コンデンサＣ_N1、Ｃ
_N2のキャパシタンスを総計したものがフィルタコンデン
サＣ_N のキャパシタンスとほぼ等しくなることから、部
品サイズの点ではほぼ同等となる。このように本実施例
のスイッチング電源回路は、図７に示したスイッチング
電源回路と比較して小型・軽量化及び低コスト化が大幅
に促進されることとなる。

【００２９】ところで、これまでの説明による本実施例
のスイッチング電源回路においては、ブリッジ整流回路
Ｄ₁ について図１に示すように高速リカバリ型ダイオー
ドＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ により形成していたが、これをすべて
通常の安価な低速リカバリ型ダイオードによって形成し
てもよい。例えば、交流入力電力１００Ｗ以下の場合
に、ブリッジ整流回路Ｄ₁ を低速リカバリ型ダイオード
で形成した場合には電力損失（交流入力電力）は図７の
回路と比較すると増加することになるが、高速リカバリ
型ダイオードを採用する場合に比べてコストダウンを図
ることができる。なお、ブリッジ整流回路Ｄ₁ を高速リ
カバリ型ダイオードＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ により形成している
場合には、図７の回路とほぼ同等の交流入力電力特性と
なる。

【００３０】次に、図３の回路図に本発明の他の実施例
であるスイッチング電源回路の構成を示しており、図１
と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この実
施例の力率改善回路１０は、先に図１の実施例に示した
力率改善回路と同様の構成であり、リードインダクタＬ
_N1も図６にて説明したと同様の構造でよいものとされる
ことから、先の実施例と同様の作用によって力率改善が
行われ、電源回路の小型／軽量化及び低コスト化が図ら
れることになる。なお、この場合もブリッジ整流回路Ｄ
₁ を低速リカバリ型ダイオードによって形成してさらに
コストダウンを図ることが可能である。

【００３１】この場合、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を
自励発振させるドライブトランスＣＤＴ（Converter Dr
ive Transformer)は制御巻線Ｎ_C が設けられておらず、
従って、スイッチング周波数は固定とされている。そし
て、絶縁トランスＰＲＴ（Power Regulating Transform
er）が、一次及び二次巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ に対して制御巻線
Ｎ_C が直交して設けられる直交型とされ、制御回路１が
直流出力電圧Ｅ_O に基づいて制御巻線Ｎ_C に流す制御電
流Ｉ_C を可変して絶縁トランスＰＲＴの漏洩磁束をコン
トロールし、直列共振回路に流れる共振電流を変化させ
て定電圧制御を行う、いわゆる直列共振周波数制御方式
が採られている。

【００３２】次に、図４の回路図に更に他の実施例のス
イッチング電源回路の構成を示し、図１及び図２と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図の実施
例における電流共振形コンバータは、スイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂に例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用いた、ハーフブ
リッジ接続による他励式とされる。この場合には、制御
回路１が直流出力電圧Ｅ_O に基づいて発振ドライブ回路
２を制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動電圧
を変化させる（例えば駆動電圧のパルス幅可変制御を行
う）ことで、定電圧制御を行うようにされる。なお、各
スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソース間に対
して図に示す方向に接続されるＤ_CL、Ｄ_CLは、スイッチ
ング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時に帰還される電流の経路を
形成するダンパーダイオードとされる。また、起動回路
３は電源始動時に整流平滑ラインに得られる電圧あるい
は電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるた
めに設けられており、この起動回路３には、絶縁トラン
スＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ
₄ により供給される低圧直流電圧が供給される。この実
施例で用いられるような、電界効果型のスイッチング素
子は電圧駆動であり自励発振が困難になるため、この図
のように発振ドライブ回路２と起動回路３を設けること
が好ましい。

【００３３】この実施例においても、力率改善回路１０
の構成は先に図１に示したものと同様とされており、図
１により説明したようにして力率改善が図られることに
なる。従って、例えばこの図のような他励式によるスイ
ッチングコンバータの構成においても、図７に示したよ
うな力率改善回路１１により力率改善を図る場合に比
べ、電源回路の小型／軽量化及び低コスト化が促進され
る。また、ブリッジ整流回路Ｄ₁ を低速リカバリ型とし
て、先の各実施例と同様に低コスト化することができ
る。

【００３４】図５は更に他の実施例としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図であり、この場合にはハ
ーフブリッジ接続による自励式のスイッチングコンバー
タとされ、定電圧制御方式としてはスイッチング周波数
制御方式とされていることから図１と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。

【００３５】先ず、本実施例の場合には絶縁トランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ₁ と１つの直列共振コンデンサＣ₁ が
直列接続されて、上記一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランス
ＰＩＴのインダクタンスと直列共振コンデンサＣ₁ とに
よって、スイッチング電源回路を電流共振形とするため
の直列共振回路を形成している。なお、ここではこの直
列共振回路を、後述する「第２の直列共振回路」と区別
するため「第１の直列共振回路」ということにする。第
１の直列共振回路は、直列共振コンデンサＣ₁ 側の端部
が共振電流検出巻線Ｎ_D を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接点に対して接続さ
れ、一次巻線Ｎ₁ 側の端部が一次側アースに接地される
ことで、スイッチング出力が供給されるようになってい
る。

【００３６】次に、この図に示す力率改善回路１０Ａに
おいては、上記各実施例で説明したブリッジ整流回路Ｄ
₁ と交流入力ラインと一次側アース間に挿入される並列
コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2およびブリッジ整流回路Ｄ₁ の整
流出力ラインに挿入されるリードインダクタＬ_N1（図６
に示したと同様の構造でよい）を備えた構成に対して、
図のようにチョークコイルＣＨと例えばフィルムコンデ
ンサよりなる２つの直列共振／結合コンデンサＣ_11A 、
Ｃ_11B が設けられる。

【００３７】この場合、チョークコイルＣＨの一端はス
イッチング出力点に対して接続されると共に、他端は直
列共振／結合コンデンサＣ_11A 、Ｃ_11B を介して交流入
力ラインの両極に接続される。つまり、直列共振／結合
コンデンサＣ_11A 側は高速リカバリ型ダイオードＤＦ
₃ 、ＤＦ₁ の接続点と接続され、直列共振／結合コンデ
ンサＣ_11B 側は高速リカバリ型ダイオードＤＦ₄ 、ＤＦ
₂ の接続点と接続されている。このような接続形態によ
って、本実施例では直列共振／結合コンデンサＣ_11A、
Ｃ_11B の静電容量とチョークコイルＣＨの自己インダク
タンスＬｓにより第２の直列共振回路を形成するように
され、かつ、スイッチング出力はチョークコイルＣＨか
ら、この第２の直列共振回路の直列共振／結合コンデン
サＣ_11A 、Ｃ₁₁ _B の静電容量結合を介して整流電流経路
に帰還するようにされる。

【００３８】なお、第２の直列共振回路の共振周波数ｆ
_O(A)としては、第１の直列共振回路の共振周波数をｆ_O
とすると、ｆ_O(A)＜ｆ_Oの関係が得られるように、上記
自己インダクタンスＬｓと直列共振／結合コンデンサＣ
_1Aの静電容量が選定されている。

【００３９】この場合の特徴として、力率改善は先の各
実施例にて説明したと同様の作用により行われるが、先
の各実施例に示したスイッチング出力の帰還方法と比
べ、本実施例では、第２の直列共振回路により電力帰還
をするようにしたことで、第１の直列共振回路側に重畳
される商用電源周期のリップル電圧成分が減少すること
になり、これによって、二次側の直流出力電圧に現れる
リップル成分を減少させることができる。また、先の各
実施例の場合には負荷電力１２０Ｗ程度の重負荷時で、
かつ、交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ以下のような条件で
のレギュレーション範囲の下限が狭くなることが分かっ
ているが、本実施例のように第２の直列共振回路が設け
られることによって、例えばレギュレーション範囲の下
限を力率改善前と同程度にまで拡大することができる。
なお、本実施例においても図１にて説明したようにブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ を低速リカバリ型ダイオードにより形
成してさらにコストダウンすることも可能である。

【００４０】また、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイッチ
ング電源回路としての自励発振形／他励発振形、スイッ
チング周波数制御方式（ドライブトランスを直交形のＰ
ＲＴ（Power Regulating Transformer）とする）／直列
共振周波数制御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲＴと
する）、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイプ
／フルブリッジ結合タイプ、更には倍電圧整流回路など
の各種方式・タイプの組み合わせパターンにより構成さ
れる電源回路に対して適用が可能であって、上記各図に
実施例として示した組み合わせのパターンに限定される
ものでないことはいうまでもない。

【００４１】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、各種タイ
プの電流共振形のスイッチング電源回路において、ＡＣ
ラインにノイズ除去用の回路（コモンモードチョークコ
イル、アクロスコンデンサ）を設けた上で、交流入力ラ
インとアース間に挿入される２つのコンデンサと、整流
出力ラインに挿入されるインダクタとを備え、２分割さ
れた直列共振コンデンサを介して整流電流経路にスイッ
チング出力を帰還するようにして力率改善を図ることが
可能とされる。これにより、ブリッジ整流回路のダイオ
ードと並列回路を形成するための並列共振コンデンサは
削除され、インダクタも小型化されるために、コストの
削減及び小形／軽量化が更に実現されるという効果を有
することとなった。また、この際インダクタが低インダ
クタンスとされることから、コモンモードチョークコイ
ルとの高周波漏洩磁束の結合の問題が解消され、基板上
のレイアウトの自由度が向上するため、更に小型化に有
利になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】実施例におけるスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。

【図３】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図４】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図６】実施例におけるリードインダクタの構造を示す
斜視図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【図８】フィルタチョークコイルの構造を示す斜視図で
ある。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０、１０Ａ力率改善回路Ｌ_N1 リードインダクタＣ_N1、Ｃ_N2 並列コンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路ＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ 高速リカバリ型ダイオードＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁トランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ_1A、Ｃ_1B 分割直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線Ｃ₁ 直列共振コンデンサＣＨチョークコイルＣ_11A 、Ｃ_11B 直列共振／結合コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源ラインに流入するノイズ成分を
除去するノイズ除去手段と、商用電源を整流する整流手段と、該ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑手段と、該平滑手段より供給される電圧を断続するスイッチング
手段と、該スイッチング手段によって断続されたスイッチング出
力が一次巻線に供給するようにされた絶縁トランスと、上記絶縁トランスの一次巻線のインダクタンスと直列共
振回路を形成する直列共振コンデンサと、を備えて上記絶縁トランスの二次側から直流出力を得る
ようにされた電流共振形スイッチング電源回路におい
て、上記直列共振コンデンサは、その静電容量を分割するよ
うにして２つ設けられて上記整流手段の交流入力ライン
の両極にそれぞれ接続されると共に、上記交流入力ラインの両極と一次側アース間のそれぞれ
に対して挿入される２つのコンデンサと、上記整流手段の整流出力と上記平滑手段の間に挿入され
る低インダクタンスのインダクタと、を備えて構成されていることを特徴とする電流共振形ス
イッチング電源回路。
【請求項２】上記整流手段は、高速リカバリ型整流素
子によって形成されていることを特徴とする請求項１に
記載の電流共振形スイッチング電源回路。
【請求項３】上記整流手段は、低速リカバリ型整流素
子によって形成されていることを特徴とする請求項１に
記載の電流共振形スイッチング電源回路。
【請求項４】上記インダクタは、ビーズ型のコアに対
してリード線が挿入されて形成されていることを特徴と
する請求項１又は請求項２又は請求項３に記載の電流共
振形スイッチング電源回路。
【請求項５】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求
項４の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回
路。
【請求項６】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載の電流共振
形スイッチング電源回路。
【請求項７】上記スイッチング手段は他励式による電
流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの二次側
で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆動
信号を可変させることにより定電圧制御を行うように構
成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４の
何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回路。
【請求項８】商用電源ラインに流入するノイズ成分を
除去するノイズ除去手段と、商用電源を整流する整流手段と、該ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑手段と、該平滑手段より供給される電圧を断続するスイッチング
手段と、該スイッチング手段によって断続されたスイッチング出
力が一次巻線に供給するようにされた絶縁トランスと、上記絶縁トランスの一次巻線のインダクタンスと直列共
振回路を形成する直列共振コンデンサと、を備えて上記絶縁トランスの二次側から直流出力を得る
ようにされた電流共振形スイッチング電源回路におい
て、上記スイッチング手段のスイッチング出力が供給される
チョークコイルと、該チョークコイルと他の直列共振回路を形成すると共
に、上記整流手段の交流入力ラインの両極にそれぞれ接
続される２つの共振コンデンサと、上記交流入力ラインの両極と一次側アース間のそれぞれ
に対して挿入される２つのコンデンサと、上記整流手段の整流出力と上記平滑手段の間に挿入され
る低インダクタンスのインダクタと、を備えて構成されていることを特徴とする電流共振形ス
イッチング電源回路。
【請求項９】上記整流手段は、高速リカバリ型整流素
子によって形成されていることを特徴とする請求項８に
記載の電流共振形スイッチング電源回路。
【請求項１０】上記整流手段は、低速リカバリ型整流
素子によって形成されていることを特徴とする請求項８
に記載の電流共振形スイッチング電源回路。
【請求項１１】上記インダクタは、ビーズ型のコアに
対してリード線が挿入されて形成されていることを特徴
とする請求項８又は請求項９又は請求項１０に記載の電
流共振形スイッチング電源回路。
【請求項１２】上記絶縁トランスの二次側で得られる
直流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することにより定電圧制御を行う
ように構成されていることを特徴とする請求項８乃至請
求項１１の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源
回路。
【請求項１３】上記絶縁トランスの二次側で得られる
直流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可
変して定電圧制御を行うように構成されていることを特
徴とする請求項８乃至請求項１１の何れかに記載の電流
共振形スイッチング電源回路。
【請求項１４】上記スイッチング手段は他励式による
電流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの二次
側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆
動信号を可変させることにより定電圧制御を行うように
構成されていることを特徴とする請求項８乃至請求項１
１の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回路。