KR20010050584A - 스위칭 전원 회로 - Google Patents

Abstract

부하 또는 ac 입력 전압의 변화에 대해 실제 사용 상태를 만족시킬 수 있는 역률을 유지하는 스위칭 전원 회로를 개시한다. 스위칭 전원 회로는 복합 공진 컨버터용의 역률 개선 회로를 포함하고 있고 제 1 커패시터 및 제 2 커패시터의 직렬 접속으로 형성된 1차측 공진 커패시터에 의한 전압 분할로 얻어진 스위칭 출력이 역률 개선 회로로 피드백되도록 구성된다.

Description

스위칭 전원 회로{Switching power supply circuit}

본 발명은 역률 개선 회로를 포함하는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

본 발명의 출원인은 1차측에 공진형 컨버터를 포함하는 다양한 전원 회로를 제한하였다. 또한, 역률을 개선시키는 역률 개선 회로가 공진형 컨버터에 설치된 다양한 전원 회로가 본 발명의 출원인에 의해 제안되었다.

도 10은 본 출원인에 의해 특허 출원된 본 발명에 따라 구성된 스위칭 전원 회로의 예를 도시한 회로도이다. 전원 회로는 역률을 개선하는 역률 개선 회로가 자기 여기식 전류 공진형 스위칭 컨버터에 설치되게 구성된다.

도 10에 도시한 전원 회로는 상용 ac 전원(AC)을 전파 정류하기 위한 브리지 정류 회로(Di)를 포함하고 있다. 이 경우에, 브리지 정류 회로(Di)에 의한 정류에 의해 얻어진 정류출력은 역률 개선 회로(20)를 통해 평활 커패시터(Ci)에 충전되고, ac 입력 전압(VAC)과 동일한 레벨에 대응하는 정류된 평활화된 전압(Ei)이 평활 커패시터(Ci)에서 얻어진다.

정류 평활 회로(Di, Ci)의 정류 전류 경로에 돌입(inrush) 전류 제한 저항기(Ri)가 삽입됨으로써, 예컨대 전원 공급이 시작될 때, 평활 커패시터로 흐르는 돌입 전류가 억제될 수 있다.

도 10에 도시한 역률 개선 회로(20)에서, 직렬로 접속된 필터 초크 코일(LN)-고속 복원형 다이오드(D1)-쵸크 코일(LS)은 브리지 정류 회로(Di)의 양 출력 단자와 평활 커패시터(Ci)의 양 단자 사이에 삽입된다.

필터 커패시터(CN)는 고속 복원형 다이오드(D1)의 애노드측과 평활 커패시터(Ci)의 양의 단자사이에 개재되어, 필터 쵸크 코일(LN)과 함께 정상모드의 저역필터를 형성한다.

역률 개선 회로(20)에서, 후술되는 1차측 공진 회로의 단자는 고속 복원형 다이오드(D1)의 캐소드와 쵸크 코일(LS) 사이의 접속점에 접속됨으로써, dc 공진 회로에 의해 얻어진 스위칭 출력이 피드백될 수 있다.

역률 개선 회로(20)의 역률 개선 동작에 대해서는 후술한다.

전원 회로는 동작 전류로서 평활 커패시터(Ci) 양단의 전압인 정류된 평활화된 전압(Ei)을 사용하는 자기 여기식 전공진형 컨버터를 포함하고 있다.

전류 공진형 스위칭 컨버터는 도 10에 도시한 바와 같이 하프 브리지 접속으로 접속되고 평활 커패시터(Ci)의 양의 전극측 접속점과 접지 사이에 개재된 것으로, 바이폴라 트랜지스터로부터 형성된 한 쌍의 스위칭 소자(Q1 및 Q2)를 포함하고 있다.

시작 저항기(RS1, RS2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 컬렉터와 베이스 사이에 각각 개재된다. 스위칭 소자(Q1, Q2)에 접속된 한 쌍의 저항기(RB1, RB2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스 전류(구동 전류)를 설정한다. 한 쌍의 클램프 다이오드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스와 에미터 사이에 각각 개재된다. 클램프 다이오드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)가 오프되는 기간 내에 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스와 에미터간에 흐르는 클램프 전류에 대한 전류경로들을 형성한다.

한 쌍의 공진 커패시터(CB1, CB2)는 계속하여 설명되는 구동 변압기(PRT)(파워 레귤레이팅 변압기)의 구동 권선(NB1, NB2)과 함께 자기 여기식 발진을 위한 직렬 공진 회로(자기 여기식 발진 구동 회로)를 형성하며, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수를 결정한다.

구동 변압기(PRT)는 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동하기 위해서, 그리고 정전압 제어를 수행하도록 스위칭 주파수들을 가변적으로 제어하기 위해서 설치된다. 도 10에 도시한 구동 변압기(PRT)는 구동 권선(NB1, NB2)과 공진 전류 검출 배선(ND)이 권선되어 있고 제어 권선(NC)이 권선에 직교하는 방향으로 권선된 직교 포화가능 공진기로서 형성된다.

구동 변압기(PRT)의 구동 권선(NB1)의 일단은 저항기(RB1)와 공진 커패시터(CB1)의 직렬 접속을 통해 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 접속되고, 구동 권선(NB1)의 타단은 스위칭 소자(Q1)의 에미터에 접속된다. 구동 권선(NB2)의 일단은 접지에 접속되고, 구동 권선(NB2)의 타단은 저항기(RB2)와 공진 커패시터(CB2)의 직렬 접속을 통해 스위칭 소자(Q2)의 베이스에 접속된다. 구동 권선(NB1) 및 구동 권선(NB2)은 이들이 서로에 반대되는 극성을 갖는 전압들을 발생할 수 있게 권선된다.

절연 컨버터 변압기(PIT)(파워 분리 변압기)는 Q1 및 Q2의 스위칭 소자들의 스위칭 출력을 2차측으로 전달한다. 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)의 일단은 스위칭 출력이 얻어질 수 있게 공진 전류 검출 배선(ND)을 통해 스위칭 소자(Q1)의 에미터와 스위칭 소자(Q2)의 컬렉터간의 접속점에 접속된다.

1차 권선(N1)의 타단은 직렬 공진 커패시터(C1)를 통해 역률 개선 회로(20)내 고속 복원형 다이오드(D1)의 캐소드와 쵸크 코일(LS)간 접속점에 접속된다.

이 경우에, 직렬 공진 커패시터(C1)와 1차측(N1)은 직렬로 접속된다. 이에 따라, 전류 공진형의 스위칭 컨버터 동작의 동작을 행하기 위한 1차측 직렬 공진 회로는 직렬 공진 커패시터(C1)의 정전 용량과 1차측 권선(N1)(직렬 공진 권선)을 포함하는 절연 컨버터 변압기(PIT)의 누설 인덕턴스 성분으로 형성된다.

도 10에 도시한 절연 컨버터 변압기(PIT)의 2차측에, 중심 탭이 2차 권선(N2)에 설치되고, 정류 다이오드(D01, D02, D03, D04) 및 평활 커패시터(C01, C02)는 도 10에 도시한 바와 같은 방식으로 접속된다. 접속에 의해서, 한 세트의 [정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C01)] 및 또 다른 세트의 [정류 다이오드(D03, D04)와 평활 커패시터(C02)]를 포함하는 2 세트의 전파 전류회로가 설치된다. [정류 다이오드(D01, D02) 및 평활 커패시터(C01)]로부터 형성된 전파 정류 회로는 dc 출력 전압(E01)을 출력하며, 정류 다이오드(D03, D04)와 평활 커패시터(C02)로부터 형성된 전파정류 회로는 또 다른 dc 출력 전압(E02)을 출력한다.

이 경우에, dc 출력 전압(E01) 및 dc 출력 전압(E02)은 분기되어 제어 회로(1)에 도 입력됨에 유의한다. 제어 회로(1)는 검출전압으로서 dc 출력 전압(E01)을 이용하며 제어 회로(1)에 동작 전원으로서 dc 출력 전압(E02)을 이용한다.

제어 회로(1)는 후술되는 방식으로 일정 전압 제어를 수행하도록 구동 변압기(PRT)의 제어권선(NC)에 제어 전류로서, 예컨대, 2차측 dc 출력 전압(E01)의 레벨에 응답하여 레벨이 가변되는 dc전류를 공급한다.

전술한 구성을 갖는 전원 회로의 스위칭 동작에서, 상용 ac 전원이 먼저 사용하게 되었을 때, 예컨대 시작전류는 각각 시작 저항기(RS1, RS2)를 통해 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스들에 공급된다. 스위칭 소자(Q1, Q2)은 예컨대 스위칭 소자(Q1)가 먼저 스위치 온되게 제어되고, 다음에 스위칭 소자(Q2)는 이것이 스위치 오프되게 제어된다. 다음에, 스위칭 소자(Q1)의 출력으로서, 공진 전류는 공진 전류 검출권선(ND) → 1차측 권선(N1) → 직렬 공진 커패시터(C1)을 통해 흐른다. 스위칭 소자(Q1, Q2)는 공진 전류가 제로로 감소되는 시간에 스위칭 소자(Q2)가 스위치 온되고 스위칭 소자(Q1)가 스위치 오프되게 제어된다. 다음에, 공진 전류는 스위칭 소자(Q2)를 통해 전술한 바와 반대 방향으로 흐른다. 그후에, 스위칭 소자(Q1, Q2)가 교번하여 스위치 온되는 자기 여기식 스위칭 동작이 수행된다.

이러한 식으로 동작 전원으로서 평활 커패시터(Ci)의 단자 전압을 사용하여 스위칭 소자(Q1, Q2)가 교번하여 온-오프 동작을 반복함에 따라, 공진 전류 파형에 근사한 파형을 갖는 구동 전류가 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차측 권선(N1)에 공급됨과 아울러 교류출력이 2차측 권선(N2)에서 얻어진다.

구동 변압기(PRT)에 의한 일정 전압 제어는 다음과 같이 수행된다.

예컨대, 2차측 dc 출력 전압(E01)이 ac 입력 전압 레벨, 부하 변화 등에 응답하여 상승하는 방향으로 변하면, 제어권선(NC)을 통해 흐르는 제어 전류의 레벨을, 전술한 바와 같은 2차측 dc 출력 전압(E01)의 상승에 응답하여 증가하도록 제어한다.

구동 변압기(PRT)가 구동 변압기(PRT)에서 발생된 자속의 영향에 의해 포화상태에 도달하려하고 이것이 구동 권선(NB1, NB2)의 인덕턴스를 떨어뜨리도록 동작할 때, 스위칭 주파수가 상승되게 자기 여기식 발진회로의 상태가 변한다.

전원 회로에서 스위칭 주파수가 직렬 공진 커패시터(C1) 및 1차 권선(N1)(상위측 제어)의 직렬 공진 회로의 직렬 공진 주파수보다 높은 주파수 영역에서 설정되어 있을 때, 스위칭 주파수가 전술한 바와 같이 상승하면, 스위칭 주파수는 직렬 공진 회로의 공진 주파수로부터 이격된다. 결국, 스위칭 출력에 관하여 직렬 공진 회로의 공진 임피던스가 증가한다.

공진 임피던스는 이러한 식으로 증가하고 이것은 1차측 직렬 공진 회로의 1차 권선(N1)에 공급될 구동 전류를 억제하기 때문에, 2차측 출력 전압이 억제되고, 그럼으로써 정전압 제어를 달성한다.

전술한 바와 같은 이러한 방법에 의한 정전압 제어 시스템을 이하 "스위칭 주파수 제어 시스템"이라 칭한다.

역률 개선 회로(20)에 의한 역률 개선 동작은 다음과 같다.

도 10에 도시한 역률 개선 회로(20)의 구조에서, 직렬 공진 회로(N1, C1)에 공급되는 스위칭 출력은 쵸크 코일(LS) 자체가 갖는 유도성 리액턴스(자기 결합)를 통해, 정류된 전류경로로 피드백된다.

스위칭 출력이 전술한 바와 같은 방식으로 피드백되어, 스위칭 기간의 교번하는 전압은 정류된 전류경로 상에 중첩된다. 스위칭 기간의 교번하는 전압의 중첩된 성분에 의해서, 스위칭 기간 내 정류된 전류를 차단하는 동작이 고속 복원형 다이오드(D1)에서 얻어진다. 그러나, 차단동작에 의해서, 필터 쵸크 코일(LN) 및 쵸크 코일(LS)의 명백한 인덕턴스가 증가한다. 결국, 평활 커패시터(Ci)에 충전하는 전류는 정류된 출력 전압 레벨이 평활 커패시터(Ci) 양단의 전압보다 낮은 기간 내에도 흐른다.

결국, ac 입력전류의 평균 파형은 ac 입력 전압의 파형에 접근하여 ac 입력전류의 연속 각도(continuity angle)를 증가시키고, 결국 역률의 개선이 달성된다.

도 11은 본 출원의 출원인에 의해 이전에 제안된 발명에 기초하여 구성될 수 있는 스위칭 전원 회로의 또 다른 구성예를 도시한 회로도이다. 또한, 본 전원 회로는 스위칭 소자들이 하프 브리지 접속으로 접속된 전류 공진형 컨버터를 포함하고 있다. 그러나, 전원 회로용의 구동시스템은 별도의 여자(excitation) 시스템이다. 또한, 이 경우에, 전원 회로는 역률 개선을 달성하는 역률 개선 회로를 포함하고 있다.

동일한 참조 부호는 도 10의 구성 요소에 적용하였으며 이에 대한 설명은 생략한다.

도 11에 도시한 1차측 전류 공진형 컨버터는 예컨대 MOSFET인 2개의 스위칭 소자(Q11, Q12)를 포함하고 있다.

스위칭 소자(Q11)의 드레인은 정류된 평활화된 전압(Ei)의 라인에 접속되고, 스위칭 소자(Q11)의 소스와 스위칭 소자(Q12)의 드레인이 서로 접속되고 스위칭 소자(Q12)의 소스는 1차측 접지에 접속됨으로써 분리된 여자형의 하프 브리지 접속을 얻는다.

스위칭 소자(Q11, Q12)는 발진 구동 회로(2)에 의한 스위칭을 위해 구동되므로 이의 온/오프 동작이 교번하여 반복될 수 있어 정류된 평활화된 전압(Ei)을 차단하여 스위칭 출력을 얻는다.

이 경우에, 도 11에 나타낸 바와 같은 방향으로 접속된 클램프 다이오드(DD1 및 DD2)는 스위칭 소자(Q11, Q12)의 드레인과 소스간에 설치된다.

이 경우에, 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)의 일단은 스위칭 출력이 1차 권선(N1)에 인가될 수 있게 스위칭 소자(Q11, Q12)의 소스와 드레인간 접속점(스위칭 출력점)에 접속된다. 1차 권선(N1)의 타단은 후술되는 역률 개선 회로(21)의 필터 쵸크 코일(LN)과 고속 복원형 다이오드(D1)간 접속점에 직렬 공진 커패시터(C1)를 통해 접속된다.

또한, 이 경우에, 전류 공진형의 스위칭 전원 회로를 형성하기 위한 직렬 공진 회로는 직렬 공진 커패시터(C1)의 정전 용량과 1차 권선(N1)을 포함하는 절연 컨버터 변압기(PIT)의 누설 인덕턴스 성분으로 형성된다.

이 경우에 제어 회로(1)는 예컨대 발진구동 회로(2)에 dc 출력 전압(E01)의 변화에 대응하는 레벨의 제어신호를 출력한다. 발진 구동 회로(2)는 제어 회로(1)로부터 그에 공급되는 제어 신호를 기초로, 스위칭 주파수를 변경하도록 발진 구동 회로(2)에서 스위칭 소자(Q11, Q12)의 게이트들에 공급될 스위칭 구동 신호의 주파수를 변경한다.

또한, 도 11에 도시한 전원 회로에서, 도 10에 도시한 전원 회로와 같이 유사하게, 스위칭 주파수는 직렬 공진 주파수보다 높은 영역 내에 설정된다. 다음에, 예컨대, dc 출력 전압(E01)이 상승하면, 제어 회로(1)는 dc 출력 전압(E01)의 레벨에 응답하여 스위칭 주파수가 상승될 수 있게 발진 구동 회로(2)를 제어한다. 결국, 도 10에 관련하여 기술된 바와 유사하게 정전압 제어가 수행된다.

시작 회로(3)는 발진 구동 회로(2)를 활성화하도록 전원을 사용할 수 있게 된 직후에 정류 평활 라인에서 얻어진 전압 또는 전류를 검출하기 위해 설치된다. 시작 회로(3)는 동작전원으로서, 절연 컨버터 변압기(PIT)에 부가적으로 권선된 권선을 정류하므로써 얻어진 저레벨의 dc 전압을 받는다.

도 11에 도시한 역률 개선 회로(21)에서, 직렬로 접속된 필터 초크 코일(LN) 및 고속 복원형 다이오드(D1)는 브리지 정류 회로(Di)의 양의 출력 단자와 평활 커패시터(Ci)의 양의 단자 사이에 개재된다. 여기서, 필터 커패시터(CN)는 필터 초크 코일(LN)과 고속 복원형 다이오드(D1)의 직렬 접속회로에 병렬로 설치된다. 또한, 전술한 바와 같은 접속형태에서, 필터 커패시터(CN)는 필터 쵸크 코일(LN)과 함께 정규모드의 저역필터를 형성한다.

공진 커패시터(C3)는 고속 복원형 다이오드(D1)에 병렬로 설치된다. 여기에 상세한 설명은 생략되었지만, 공진 커패시터(C3)는 예컨대 필터 초크 코일(LN) 등과 함께 병렬 공진 회로를 형성하며, 병렬 공진 회로의 공진 주파수는 후술되는 직렬 공진 회로의 공진 주파수에 동일하게 되게 설정된다. 결국, 부하가 감소할 때, 정류된 평활화된 전압(Ei)의 상승을 억제하는 작용이 제공된다.

역률 개선 회로(21)에서, 직렬 공진 회로(N1, C1)의 일단부는 전술한 바와 같이 필터 초크 코일(LN)과 고속 복원형 다이오드(D1)의 애노드간 접속점에 접속된다.

전술한 바와 같은 이러한 접속방식에서, 1차측 권선(N1)에서 얻어진 스위칭 출력은 직렬 공진 커패시터(C1)의 정전용량 결합을 통해, 정류된 전류경로로 피드백된다. 이 경우에, 1차 권선(N1)에서 얻어진 공진 전류는 스위칭 출력이 인가될 수 있게 필터 쵸크 코일(LN)과 고속 복원형 다이오드(D1)간 접속점으로 흐르게 피드백된다.

스위칭 출력이 전술한 바와 같은 방식으로 피드백되기 때문에, 스위칭 기간의 교번하는 전압은 정류된 전류경로 상에 중첩되고, 스위칭 기간의 중첩된 교번하는 전압 때문에 스위칭 기간에 정류된 전류를 차단하는 동작은 고속 복원형 다이오드(D1)에서 얻어진다. 또한, 필터 초크 코일(LN)의 명백한 인덕턴스는 차단동작에 의해 상승된다.

더욱이, 공진 커패시터(C3)를 통해 스위칭 기간의 전류가 흐르기 때문에, 전압은 공진 커패시터(C3) 양단에 발생되며, 정류된 평활화된 전압(Ei)의 레벨은 직렬 공진 커패시터(C1) 양단의 전압만큼 낮아진다. 결국, 평활 커패시터(Ci)에의 충전전류는 정류된 출력 전압 레벨이 평활 커패시터(Ci) 양단의 전압보다 낮은 기간 내에서도 흐른다.

결국, ac 입력전류의 평균 파형은 ac 입력 전압의 파형에 접근함으로써 ac 입력전류의 연속각도를 증가시키고, 또한, 이 경우 역률 개선이 달성된다.

이러한 식으로, 도 10 및 도 11에 도시한 전원 회로는 역률 개선 회로(20, 21)의 설치에 의해 역률 개선을 달성할 수 있다. 도 10 및 도 11에 도시한 역률 개선 회로 각각은 소수의 부품들로 형성되기 때문에, 이들은 역률 개선이 저 잡음, 감소된 크기 및 무게와 저 가격으로 고효율로 달성될 수 있다.

여기서, 도 10 및 도 11에 도시한 전원 회로들에 관하여 부하 전력(P0)과 역률(PF)간 관계는 도 12에 도시하였다. 여기서 ac 입력 전압 VAC=100V일 때의 상태를 도시하였다.

도 12에 따라, 역률 PF는 부하 전력(Po)의 감소에 응답하여 감소하는 특성이 얻어짐을 알 수 있다.

ac 입력 전압(VAC)과 역률(PF)간 관계를 도 13에 도시하였다. 여기서, 최대 부하 전력 Pomax = 120 W 및 최소 부하 전력 Pomin = 40 W의 상태 하의 특성이 도시되었다.

도 13에 도시한 바와 같이, 역률 PF는 ac 입력 전압 VAC의 상승에 비례하여 감소됨을 알 수 있다.

최소 부하 전력 Pomin = 40W의 상태 하에 역률 PF는 최대 부하 전력 Pomax = 120W의 상태하에 것보다 낮다. 요약하여, 도 12에 관련하여 전술한 바와 같이 부하 전력이 감소할 때 역률 PF가 감소하는 특성이 여기서 또한, 얻어진다.

도 13에 도시한 특성은 도 14에 도시한 바와 같은 동작 파형으로서 나타난다.

여기서, ac 입력 전압 VAC=100V 및 최대 부하 전력 Pomax = 120 W의 상태 하에 ac 입력 전압 VAC 및 ac 입력 전류 IAC를 도 14의 (a),(b)에 도시하였으며, 입력 전압 VAC=100V 및 최소 부하 전력 Pomin=40W의 상태 하에 ac 입력 전압 VAC 및 ac 전류 IAC는 도 14의 (c) 및 (d)에 도시되었다.

여기서, ac 입력 전압 VAC의 반의 기간은 10ms로 가정하면, 부하 전력이 최대 부하 전력 Pomax=120W일 때, ac 입력전류 IAC의 연속기간 τ는 실제로는 대략 5ms이며 역률은 PF=0.85이다. 한편, 부하 전력이 최소 부하 전력 Pomin=40W일 때, ac 입력전류 IAC의 연속기간 τ는 대략 2.5ms로 감소하고 역률은 대략 PF=0.65로 떨어진다. 부하 전력가 최소 부하 전력 Pomin=40W일 때 얻어진 역률 PF의 값은 종종 실제 사용에 필요한 부하 팩터의 값을 만족하지 못한다.

역률은 이러한 식으로 ac 입력 전압의 변화 또는 부하 전력의 변화에 의해 떨어지기 때문에, 역으로 말하여, 전원 회로에의 ac 입력 전압 또는 부하상태가 제한된다. 요약하여, 전원 회로는 전원 회로를 채택할 수 있는 장치가 제한되는 문제가 있다.

특히, 예컨대 ac 입력 전압 및 부하상태가 지정되는 컬러 텔레비전 수신기에 의해 전원 회로가 채택될 수 있을지라도, 이들은 업무용 장치 또는 정보장치에 의해 채택될 수 없다.

더욱이, 도 10 및 도 11에 도시한 역률 개선을 위한 구조로, 이들은 1차측에 직렬 공진 회로가 상용 ac 전원의 정류된 전류경로에 접속되기 때문에 사용 ac 전원 주기(50Hz/60Hz)의 리플이 직렬 공진 회로에 중첩됨을 안다. 이러한 리플 성분의 중첩 레벨은 부하 전력의 증가에 비례하여 증가한다.

예컨대, 실제 사용이 제공될 수 있는 소정의 측정상태 하에 대략 PF = 0.8의 역률이 유지될 수 있도록 선택된 필요한 부품들을 사용하여 전원 회로가 구성된다고 하면, 역률 개선 회로가 전혀 설치되지 않은 대안 경우와 비교하여, 부하 전력가 최대인 2차측 dc 출력 전압에 나타나는 리플 전압레벨은 대략 3 내지 4배로 증가한다.

전술한 바와 같은 이러한 리플의 증가를 억제하기 위해서, 예컨대, 도 10 및 도 11에 도시한 전원 회로는 실제로는 제어 회로(1)의 이득의 증대 또는 1차측에 평활 커패시터(Ci)의 정전 용량의 증가와 같은 대책을 취한다. 그러나, 이것은 부품 요소의 비용이 증가하고 스위칭 동작이 비정상적으로 발진되기 쉽다는 문제를 야기한다.

본 발명의 목적은 부하 또는 ac 입력 전압 변동에 대해서 실제 사용 상태를 만족시킬 수 있는 역률을 유지하는 스위칭 전원을 제공하는 것이다.

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 2는 도 1의 전원 회로에 의해 채택된 절연 컨버터 변압기의 구성을 도시한 측입면 단면도.

도 3은 상호 인덕턴스가 각각 +M 및 -M일 때 도 2에 도시한 절연 컨버터 변압기의 동작을 도시한 회로도.

도 4는 도 1의 스위칭 전원 회로의 동작을 도시한 파형도.

도 5는 도 1의 스위칭 전원 회로의 동작을 도시한 파형도.

도 6은 부하 전력과 도 1의 스위칭 전원 회로의 역률간 관계를 도시한 특성도.

도 7은 입력 전압과 도 1의 스위칭 전원 회로의 역률의 관계를 도시한 특성도.

도 8은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 9는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 10은 종래의 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 11은 또 다른 종래의 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 12는 도 10 및 도 11의 전원 회로의 부하 전력과 역률간 관계를 도시한 특성도.

도 13은 도 10 및 도 11의 전원 회로의 ac 입력 전압과 역률간 관계를 도시한 특성도.

도 14는 부하 전력에 따라 상용 ac 전원의 입력에 응한 전원 회로의 상이한 동작을 도시한 파형도.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

1 : 제어 회로 10 : 역률 개선 회로

상기 기술된 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 따라 상용 ac 전원을 수신하여 정류된 평활화된 전압을 생성하고 상기 정류된 평활화된 전압을 dc 입력 전압으로서 출력하는 정류 평활화 수단; 느슨한 결합의 결합 계수가 얻어질 수 있도록 갭이 형성되고 1차측 출력을 2차측으로 전달하기 위해 설치된 절연 컨버터 변압기; 스위칭 소자에 의해 상기 dc 입력 전압을 차단하고 상기 절연 컨버터 변압기에 상기 차단된 dc 전압을 출력하는 스위칭 수단; 상기 스위칭 수단이 상기 전압공진형의 동작을 하도록, 적어도 상기 절연 컨버터 변압기의 상기 1차 권선을 포함하는 누설 인덕턴스 성분 및 1차측 공진 커패시터의 정전 용량으로 형성된 1차측 공진 회로; 역률을 개선시키기 위해서 역률 개선 수단에 피드백된 상기 스위칭 수단의 스위칭 출력을 기초로 상기 정류된 전류를 차단하기 위해 상기 정류된 전류경로에 삽입된 상기 역률 개선 수단; 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선의 누설 임피던스 성분과 2차측 공진 커패시터의 정전 용량으로부터 상기 2차측에 형성된 2차측 공진 회로; 상기 절연 컨버터 변압기의 상기 2차 권선에서 얻어진 교류전압을 수신하고 2차측 dc 출력 전압에 상기 교류전압을 정류하는 상기 2차측 공진 회로를 포함하여 형성된 dc 출력 전압 생성수단; 및 상기 2차측 dc 출력 전압의 레벨에 응답하여 상기 2차측 dc 출력 전압을 정전압으로 제어하는 정전압 제어 수단을 포함하고 있고, 상기 1차측 공진 커패시터는 제 1 및 제 2 커패시터들의 직렬 접속으로 형성되며, 상기 스위칭 수단의 스위칭 출력은 상기 제 1 커패시터와 상기 제 2 커패시터간 접속점을 통해 상기 역률 개선 수단에 피드백되는 것인 스위칭 전원 회로가 제공된다.

스위칭 전원 회로에서, 제 1 및 제 2 커패시터들의 직렬 접속으로 형성된 1차측 공진 커패시터에 의해 분할된 전압의 스위칭 출력은 복합 공진형 컨버터라 하는 전원 회로에 설치된 역률 개선 회로로 피드백된다.

결국, 스위칭 전원 회로는 역률이 ac 입력 전압 또는 부하 전력의 변화에 대해서 넓은 범위에 걸쳐 일정하게 유지되어 이점이 있다. 결국, 스위칭 전원 회로는 100V형 및 200V형의 ac 입력 전압 AC 양자에 대해 사용하기 위한 넓은 범위에 준비되어 있거나 큰 부하변화를 갖는 업무용 장치 및 정보 장치용의 역률 개선 전원 회로로서 적합하다.

더욱이, 스위칭 전원 회로는 dc 출력 전압 내 예컨대 50Hz 리플 전압 성분 등 리플 전압 성분의 약간의 증가(또는 거의 증가가 없음)를 나타내기 때문에, 리플에 대한 어떠한 특별한 조치도 필요없다. 결국, 스위칭 전원 회로는 제어 회로의 이득의 증가, 전해 커패시터의 정전 용량의 증가 등이 불필요하여 이점이 있다.

스위칭 전원 회로는 부하가 클 때 dc 입력 전압이 상승하므로, 역률 개선 전의 것보다 비교했을 때 효율이 상승하며, 전압 및 전류 양자의 동작 파형이 정현파가 되고 발생된 잡음은 낮은 레벨을 가지므로 이점이 있다.

본 발명의 상기 및 다른 목적, 특징 및 이점은 동일 구성요소에 동일 참조 부호가 사용된 첨부한 도면에 관련하여 취한 다음의 설명 및 첨부된 청구 범위로부터 명백하게 될 것이다.

도 1은 본 발명의 실시예로서 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도이다. 도 1에서 도 10 또는 도 11에 것과 동일한 구성요소는 동일한 참조부호를 사용하고 이들의 설명은 생략한다.

도 1에 도시한 전원 회로의 1차측에, 전압 공진형의 스위칭 컨버터(전압 공진형 컨버터)이 설치된다. 그리고, 역률 개선 회로는 전압 공진형 컨버터에 설치된다.

이에 따라, 역률 개선 회로(10)의 구성은 이하 기술되며, 전압 공진형 컨버터의 구성을 먼저 기술한다.

전압 공진형 컨버터는 여기서 단일 스위칭 소자(Q1)를 포함하는 자기 여기식 방식을 채택한다. 이 경우에, 내 고전압 바이폴라 트랜지스터(BJT: 접합 트랜지스터)를 스위칭 소자(Q1)용으로 채택한다.

스위칭 소자(Q1)의 베이스는 기동시 베이스 전류가 정류 평활 라인으로부터 얻어질 수 있게 시작 저항기(RS)를 통해 평활 커패시터(Ci)(정류된 평활화된 전압(Ei))의 양의 전극측에 접속된다. 더욱이, 자기 여기식 발진구동용 공진 회로(자기 여기식 발진 구동 회로)는 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 1차측 접지간에 접속되고 구동 권선(NB), 공진 커패시터(CB), 및 베이스 전류 제한 저항기(RB)를 포함하는 직렬 접속 회로로부터 형성된다.

클램프 다이오드(DD)는 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 평활 커패시터(Ci)의 음의 전극(1차측 접지)간에 개재되고 스위칭 소자(Q1)가 오프될 때 흐르는 클램프 전류에 대한 경로를 형성한다.

스위칭 소자(Q1)의 컬렉터는 검출권선(ND)과 1차 권선(N1)의 직렬 접속을 통해 평활 커패시터(Ci)의 양의 단자에 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 에미터는 1차측 접지에 접속된다.

직렬로 접속된 한 쌍의 커패시터(Cr1, Cr2)는 스위칭 소자(Q1)의 컬렉터와 에미터간에 병렬 공진 커패시터로서 접속된다. 병렬 공진 커패시터(Cr)(Cr1, Cr2)는 병렬 공진 트랜지스터(Cr)자체의 정전 용량과 후술되는 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)에 기초하여, 전압 공진형 컨버터의 1차측 병렬 공진 회로를 형성한다. 여기선 상세한 설명은 생략되나, 스위칭 소자(Q1)가 오프될 때, 전압 공진형의 동작은 공진 커패시터(Cr)(Cr1, Cr2) 양단의 전압이 정현파의 펄스 파를 실제로 나타내게 하는 병렬 공진 회로의 동작에 의해 얻어진다.

도 1에 도시한 직교 제어 변압기(PRT)는 검출 권선(ND), 구동 권선(NB) 및 권선된 제어권선(NC)을 포함하는 포화가능 리액터이다. 직교 제어 변압기(PRT)는 스위칭 소자(Q1)를 구동하고 정전압 제어를 수행하도록 설치된다.

직교 제어 변압기(PRT)는 도시하지 않았지만 각각이 4개의 자기 레그(leg)를 갖는 2개의 이중 채널 형상의 코어가 이의 자기 레그의 양단에서 서로 결합되게 3차원 코어가 형성되는 구조를 갖는다. 검출 권선(ND) 및 구동 권선(NB)은 3차원 코어의 자기 레그 중 2개의 소정의 레그들에 동일한 권선 방향으로 권선되고, 제어권선(NC)은 검출권선(ND)과 구동 권선(NB)의 권선에 직교하는 방향으로 권선된다.

이 경우에, 직교 제어 변압기(PRT)의 검출권선(ND)(주파수 변경 수단)은 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 1차 권선(N1)을 통해 검출권선(ND)으로 전달되게 후술되는 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)에 직렬로 접속된다.

직교 제어 변압기(PRT)에서, 구동 권선(NB)은 구동 전압으로서의 교번하는 전압이 구동 권선(NB)에서 발생되게 변압기 결합을 통해 검출 권선(ND)에서 얻어진 스위칭 출력에 의해 여자된다. 구동 전압은 자기 여기식 발진 구동 회로를 형성하는 직렬 공진 회로(NB, CB)로부터 베이스 전류 제한 회로(RB)를 통해 스위칭 소자(Q1)의 베이스로 구동 전류로서 출력된다. 결국, 스위칭 소자(Q1)는 직렬 공진 회로(NB, CB)의 공진 주파수에 의해 결정된 스위칭 주파수에서 스위칭 동작을 수행한다.

본 실시예에서 절연 컨버터 변압기(PIT)는 도 2에 도시한 바와 같이 예컨대 페라이트 물질로 만들어지고 자극들이 서로간에 대향되게 결합된 한 쌍의 E-형상의 코어(CR1, CR2)로부터 형성된 EE-형상 코어를 포함하고 있다. 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)은 분할 보빈(B)을 사용한 EE 형상 코어의 중앙의 자기 레그들에 대해 서로로부터 분리된 상태로 권선된다. 도 2에 도시한 바와 같은 EE 형상의 코어의 자기 레그들 사이엔 갭(G)이 형성된다. 결국, 요구된 결합 계수를 갖는 느슨한 결합이 얻어질 수 있다.

다른 2개의 외측 자기 레그들보다 짧은 E형상 코어(CR1, CR2)의 중앙의 자기 레그들을 형성함으로써 갭(G)이 형성될 수 있다. 이 경우 결합 계수 k는 예컨대 느슨한 결합의 결합 계수인 k≒0.85이다. 결국, 포화상태는 그 만큼 덜 얻어지게 된다.

절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)의 일단은 스위칭 소자(Q1)의 컬렉터에 접속되며, 1차 권선(N1)의 타단은 검출권선(ND)의 직렬 접속을 통해 평활 커패시터(Ci)의 양의 전극(정류된 평활화된 전압(Ei))에 접속된다.

절연 컨버터 변압기(PIT)의 2차측에, 1차 권선(N1)에 의해 유기된 교류전압은 2차 권선(N2)에 나타난다. 이 경우에, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)는 2차 권선(N2)에 병렬로 접속되므로, 병렬공진 회로는 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2) 및 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 정전 용량으로 형성된다. 2차 권선(N2)에 유기된 교류전압은 병렬 공진 회로에 의해 공진전압으로 변환된다. 요약하여, 전압 공진동작이 2차측에서 얻어진다.

이에 따라, 전원 회로에서, 스위칭 동작을 전압 공진형의 스위칭 동작으로 하게 하는 병렬 공진 회로가 1차측에 설치되고, 전압 공진동작을 얻기 위한 병렬 공진 회로는 2차측에 또한, 설치된다. 본 명세서에서, 이러한 식으로 1차측과 2차측 모드에 공진 회로들을 포함하는 구성의 스위칭 컨버터는 적합하게 "복합 공진형 스위칭 컨버터"라 칭한다.

이 경우에, 전술한 바와 같은 식으로 형성된 2차측에 병렬 공진 회로에서, 2차 권선(N2)에 탭들이 설치되고, 정류 다이오드(D01, D02, D03, D04) 및 평활 커패시터(C01, C02)는 한 세트의 [정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C01)] 및 또 다른 세트의 [정류 다이오드(D03, D04)와 평활 커패시터(C02)]를 포함하는 2 세트의 전파 전류 회로를 제공하도록 도면에 도시된 바와 같이 접속된다. [정류 다이오드(D01, D02) 및 평활 커패시터(C01)]로 구성된 전파 정류 회로는 dc 출력 전압(E01)을 출력하며, [정류 다이오드(D03, D04) 및 평활 커패시터(C02)]로 구성된 전파 정류 회로는 dc 출력 전압(E02)을 출력한다.

제어 회로(1)는 검출전압으로서 dc 출력 전압(E01)을 이용하며 이에 대한 동작 전원으로서 dc 출력 전압(E02)을 이용한다.

제어 회로(1)는 후술되는 방식으로 일정 전압 제어를 수행하도록 구동 변압기(PRT)의 제어권선(NC)에 제어 전류로서, 예컨대, 2차측 dc 출력 전압(E01)의 레벨에 응답하여 레벨이 가변되는 dc전류를 공급한다.

절연 컨버터 변압기(PIT)에서, 1차 권선(N1)의 인덕턴스(L1)와 2차 권선(N2)의 인덕턴스(L2)간 상호 인덕턴스(M)는 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 극성(권선방향)과 정류 다이오드(D0(D01, D02, D03, D04))의 접속간 관계에 따라 값 +M과 또 다른 값 -M을 가질 수 있다.

예컨대, 언급된 구성성분이 도 3의 (a)에 도시한 바와 같은 접속구성을 취하면, 상호인덕턴스 M은 +M이고(가산 모드: 순방향 시스템), 그러나 구성성분이 도 3의 (b)에 도시한 바와 같은 접속구성을 취하면, 상호 인덕턴스 M은 -M이다(감산 모드: 플라이백 시스템).

이것을 도 1에 도시한 전원 회로의 2차측의 동작에 관련하여 검토하면, 예컨대, 2차 권선(N2)에서 얻어진 교류전압이 양의 극성을 가질 때 정류된 전류가 정류 다이오드(D01(D03))를 통해 흐르는 동작은 +M의 동작모드(순방향 모드)로서 간주될 수 있다. 반대로, 2차 권선(N2)에서 얻어진 교류전압이 음의 극성을 가질 때 정류된 전류가 정류 다이오드(D02(D04))를 통해 흐르는 동작은 -M의 동작모드(플라이백 모드)로서 간주될 수 있다. 즉, 전원 회로는 2차 권선에서 얻어진 교류전압이 양/음이 될 때마다 상호 인덕턴스의 +M/-M 모드에서 동작한다.

제어권선(NC)에 공급될 제어 전류(dc 전류)의 레벨이 제어 회로(1)에 의해 2차측 dc 출력 전압 레벨(E01)에 응답하여 가변될 때, 직교 제어 변압기(PRT)에 감겨진 구동 권선(NB)의 인덕턴스(LB)는 가변적으로 제어된다. 결국, 구동 권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 포함하여 형성된 스위칭 소자(Q1)에 대한 자기 여기식 발진 구동 회로 내 직렬 공진 회로의 공진상태가 변한다. 이것은 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수를 변화시키는 동작이며, 이 동작은 2차측 dc 출력 전압을 안정화하도록 동작한다.

도 1에 도시한 회로에서, 스위칭 주파수는 가변되며, 스위칭 소자(Q1)가 온되는 기간은 가변적으로 제어되며 스위칭 소자(Q1)가 오프되는 기간은 일정하게 유지된다. 요약하여, 전원장치는 일정 전압 제어동작으로서, 스위칭 출력에 대해 공진 임피던스 제어를 수행하도록 스위칭 주파수를 가변적으로 제어하도록 동작함과 동시에 스위칭 기간 내에 스위칭 소자의 연속 각도 제어(PWM 제어)를 수행한다. 이러한 복합 제어 동작은 단일 제어 회로 시스템으로 실현된다.

여기서, 스위칭 주파수 제어는 예컨대, 낮은 부하의 경향에 기인하여 2차측 출력 전압이 상승할 때, 스위칭 주파수를 높게 설정하여 2차측 출력을 억제하도록 수행된다.

다음에, 역률 개선 회로(10)의 구성을 설명한다.

도 1에 도시한 역률 개선 회로(10)에서, 직렬로 접속된 필터 쵸크 코일(LN)-고속 복원형 다이오드(D1)-쵸크 코일(LS)은 브리지 정류 회로(Di)의 양의 출력 단자와 평활 커패시터(Ci)의 양의 단자 사이에 삽입된다.

필터 커패시터(CN)는 고속 복원형 다이오드(D1)의 애노드측과 평활 커패시터(Ci)의 양의 단자 사이에 개재되어 필터 초크 코일(LN)과 더불어 정규 모드의 저역 필터를 형성한다.

역률 개선 회로(10)에서, 전술한 병렬 공진 커패시터를 형성하도록 직렬로 접속된 커패시터(Cr1, Cr2)들간 접속점은 고속 복원형 다이오드(D1)의 캐소드와 초크 코일(LS)간 접속점에 접속됨으로써, 1차측 병렬 공진 회로에 공급되는 스위칭 출력이 피드백될 수 있다.

역률 개선 회로(10)의 역률 개선 동작은 기본적으로 이하 기술되는 바와 같다.

도 1에 도시한 역률 개선 회로(10)의 구성에서, 1차측 병렬 공진 회로에 공급되는 스위칭 출력은 쵸크 코일(LS) 자체가 갖는 인덕티브 리액턴스(자기 결합)을 통해, 정류된 전류경로로 피드백된다.

전술한 바와 같이 스위칭 출력이 피드백되어, 스위칭 기간의 교류 전압은 정류된 전류 경로에 중첩된다. 스위칭 기간의 교류전압의 중첩된 성분에 의해서, 스위칭 기간에 정류된 전류를 차단하는 동작이 고속 복원형 다이오드(D1)에서 얻어진다. 그러나, 차단동작에 의해서, 필터 초크 코일(LN) 및 초크 코일(LS)의 인덕턴스가 증가한다. 결국, 평활 커패시터(Ci)에의 충전전류는 평활 커패시터(Ci) 양단의 전압보다 정류된 출력 전압 레벨이 낮은 기간 내에서도 흐른다.

결국, ac 입력전류의 평균 파형은 ac 입력 전압의 파형에 근접하여 ac 입력전류의 연속각도를 증가시키고 결국 역률의 개선이 달성된다.

본 예에서, 1차측의 전압 공진 컨버터의 1차측 병렬 공진 회로를 형성하는 병렬 공진 커패시터는 전술한 바와 같이 커패시터(Cr1, Cr2)의 직렬 접속으로 형성되고, 커패시터(Cr1, Cr2)들간 접속점은 역률 개선 회로(10)의 고속 복원형 다이오드(D1)의 캐소드에 접속된다. 따라서, 공진 커패시터(Cr(Cr1, Cr2)) 양단의 전압으로서 나타나는 전압 공진 펄스 전압이 커패시터(Cr1, Cr2)들간 정전용량 비로 분할되고 고속 복원형 다이오드(D1)와 쵸크 코일(LS)간 접속점에 피드백되는, 전압 피드백 시스템으로서의 회로 시스템이 형성된다.

커패시터(Cr1,Cr2)의 정전용량은 Cr1 〈 Cr2로 설정되고, 특히 커패시터(Cr2)의 정전용량의 증가는 역률(PF)을 증가시킨다.

특히, ac 입력 전압 VAC가 높은 기간 내에, 스위칭 주파수 fs는 높은 값으로 제어되는데, 그러나 ac 입력 전압 VAC가 낮은 기간 내에, 스위칭 주파수 fs는 낮은 값으로 제어된다. 결국, ac 입력 전압 VAC의 피크값 근처에서, 전압 공진 펄스 전압은 역률 개선 회로(10)에 피드백되지 않고, ac 전원 AC로부터의 ac 입력 전류 IAC는 브리지 정류 회로(D1)→필터 초크 코일(LN)→고속 복원형 다이오드(D1)→쵸크 코일(LS)을 통해 평활 커패시터(Ci)로 충전된다. 다음에, ac 입력 전압 VAC가 낮아질 때, 역률 개선 회로(10)에 전압 공진 펄스 전압의 피드백 량이 증가한다.

이로부터, ac 입력 전압(VAC), ac 입력 전류(IAC), 쵸크 코일(LS)을 통해 흐르는 전류(ILS), 피드백 전류(I2) 및 고속 복원형 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류(ID1)는 도 4에 도시한 바와 같은 동작 파형을 나타낸다.

한편, 도 4의 (a)에 도시한 ac 입력 전압(VAC)이 0으로 되는 시점에서 스위칭 기간에 커패시터(Cr2)에 의해 분할된 전압(V2), 쵸크 코일(LS)을 통해 흐르는 전류(ILS), 피드백전류(I2) 및 고속 복원형 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류(ID1)는 도 5에 도시한 바와 같은 동작 파형을 각각 나타낸다.

이때, 쵸크 코일(LS)을 통해 흐르는 전류(ILS) 및 전압으로 피드백된 피드백 전류(I2)의 동작 파형은 커패시터(Cr2) 및 쵸크 코일(LS)의 직렬 공진에 기인하여 정현파가 됨을 알 수 있다.

본 실시예의 스위칭 전원 회로를 사용하여, 필터쵸크 코일 LN=100μH, 필터 커패시터 CN = 1μF, 초크 코일 LS = 68μH, 커패시터 Cr1 = 4,700pF, 및 커패시터 Cr2 = 0.022 μF, 최대 부하 전력 Pomax = 140W 내지 최소 부하 전력 Pomin =0W 범위의 부하와 ac 입력 전압 VAC = 80V 내지 140V의 변화에 관하여 스위칭 주파수 fs=100KHz 내지 200 KHz의 제어 범위의 조건하에서 실험을 행하였다.

결과적으로, VAC = 100V의 ac 입력 전압의 상태에서, 역률 PF는 도 6에 도시한 바와 같이 부하 전력 Po = 140W 내지 20W의 부하변화에 관하여 거의 0.8과 같고 일정하게 유지된다.

더욱이, ac 입력 전압 VAC = 80V 내지 140V의 범위 내에 변화에 관하여 부하 전력 Po = 140W 내지 20W의 조건 하에서, 거의 유사한 역률들이 도 7에 보인 바와 같이 얻어졌다.

또한, 2차측 dc 출력 전압 레벨(E01)의 50Hz 리플 전압 성분은 역률 개선 회로(10)가 설치되지 않은 경우의 것에 대략 2배의 증가를 나타내며, 이것은 예컨대 컬러 텔레비전 등에 사용하기 위한 전원 회로로서 스위칭전원이 사용된다면 실제 사용에 문제가 없는 범위 내에 있다.

이러한 식으로, 본 실시예의 전원 회로는 ac 입력 전압 또는 부하의 변화에 관계없이 높은 역률을 유지할 수 있다. 결국, ac 입력 전압 및 부하상태가 지정되는 텔레비전 수신기 등만이 아니라 부하상태가 변하는 업무용 장치 및 개인용 컴퓨터 등의 업무용 장치에서 본 실시예의 전원 회로를 탑재하는 것이 실제사용에서 충분히 가능하다.

다음에, 본 발명의 제 2 실시예를 도 8을 참조하여 설명한다.

도 8은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 전원 회로의 구성을 도시한 회로도이다. 도 8에서, 도 1, 도 10, 도 11에서의 동일 구성요소들은 동일한 참조부호를 사용하고 이에 대한 설명은 생략한다.

더욱이, 도 8에 도시한 절연 컨버터 변압기(PIT)는 도 11에 도시한 것과 유사한 구성을 갖는다.

도 8에서, 1차측에 설치된 전압 공진 컨버터는 별도의 여자방식을 가지며 예컨대 MOSFET로부터 형성된 스위칭 소자(Q21)를 포함하고 있다. 스위칭 소자(Q21)의 드레인은 1차 권선(N1)을 통해 평활 커패시터(Ci)의 양의 전극에 접속되며, 스위칭 소자(Q21)의 소스는 1차측 접지에 접속된다.

또한, 이 경우에, 병렬 공진 커패시터(Cr)는 커패시터(Cr1, Cr2)의 직렬 접속으로 형성된다. 커패시터(Cr1)의 일단은 스위칭 소자(Q21)의 드레인에 접속되며, 커패시터(Cr1)의 타단은 고속 복원형 다이오드(D1)와 역률 개선 회로(10)의 쵸크 코일(LS)간 접속점에 접속된다.

더욱이, 커패시터(Cr2)는 고속 복원형 다이오드(D1)에 병렬로 접속된다.

클램프 다이오드(DD)는 스위칭 소자(Q21)의 드레인과 소스 사이에 접속된다.

스위칭 소자(Q21)는 발진 구동 회로(2)에 의해 스위치하도록 구성됨으로서, 도 1에 관련하여 전술한 이러한 스위칭 동작이 얻어질 수 있도록 한다.

특히, 제어 회로(1)는 발진구동 회로(2)에 2차측 dc 출력 전압(E01)의 변화에 응답하여 변화된 레벨의 전류 또는 전압을 공급한다. 발진 구동 회로(2)는 2차측 dc 출력 전압(E01)이 안정화될 수 있게 제어 회로(1)에서 스위칭 소자(Q21)로 출력레벨에 응답하여 기간이 가변된 스위칭 구동 신호(전압)를 출력한다. 스위칭 소자(Q21)의 스위칭 주파수는 이와 따라 스위칭 구동 신호에 응답하여 가변된다. 그래서, 전술한 바와 같이 스위칭 소자(Q21)가 온되는 기간이 가변되고 스위칭 소자(Q21)가 오프되는 기간이 고정되게 출력되는 스위칭 구동 신호가 출력된다.

이 경우에, 평활 커패시터(Ci)에서 얻어진 정류된 평활화된 전압(Ei)은 시작 회로(3)에 동작 전원으로서 공급되며, 시작 회로(3)는 절연 컨버터 변압기(PIT)에 부가적으로 감겨진 권선(N4)에서 얻어진 기동시 전압으로 발진 구동 회로(2)를 활성화시키는 동작을 수행한다.

도 8에 도시한 역률 개선 회로(10)는 전술한 커패시터(Cr2)가 고속 복원형 다이오드(D1)에 병렬로 접속된 것을 제외하고 도 1에 관련하여 전술한 역률 개선 회로(10)와 유사하다.

또한, 전술한 바와 같은 구성으로, 도 1의 실시예와 유사하게, 1차측에 전압공진 컨버터의 1차측 병렬 공진 회로를 형성하는 병렬 공진 커패시터(Cr)는 커패시터(Cr1, Cr2)의 직렬 접속으로 형성되며, 커패시터(Cr1, Cr1)들간 접속점은 역률 개선 회로(10)의 고속 복원형 다이오드(D1)에 접속된다. 따라서, 병렬 공진 커패시터(Cr(Cr1, Cr2)) 양단의 전압으로서 나타내는 전압 공진 펄스 전압이 커패시터(Cr1, Cr2)간 정전용량 비로 분할되며 고속 복원형 다이오드(D1)와 쵸크 코일(LS)간 접속점으로 피드백되는, 전압 피드백 시스템으로서의 회로 시스템이 형성된다. 커패시터(Cr1, Cr2)의 정전용량은 Cr1 〈 Cr2로 설정된다.

결국, 도 1을 참조하여 기술된 실시예와 유사하게, 높은 역률은 ac 입력 전압 또는 부하의 변화에 대해서 유지될 수 있다. 결국, ac 입력 전압 및 부하상태가 지정되는 텔레비전 수신기 등만이 아니라 부하상태가 변하는 업무용 장치 및 개인용 컴퓨터 등의 업무용 장치에서 본 실시예의 전원 회로를 탑재하는 것이 실제사용에서 충분히 가능하다.

한편, 도 8에 도시한 전원 회로의 2차측에서, 2차 권선(N2)의 일단은 2차측 접지에 접속되고, 2차측 권선(N2)의 타단은 직렬 공진 커패시터(Cs1)의 직렬 접속을 통해 정류 다이오드(D01)의 애노드와 정류 다이오드(D02)의 캐소드간 접속점에 접속된다. 정류 다이오드(D01)의 캐소드는 평활 커패시터(C01)의 양의 전극에 접속되고, 정류 다이오드(D01)의 애노드는 2차측 접지에 접속된다. 평활 커패시터(C01)의 음의 전극측은 2차측 접지에 접속된다.

전술한 바와 같은 이러한 접속방식에 따라, 이중 전압 전파 정류 회로는 한 세트의 [직렬 공진 커패시터(Cs1), 정류 다이오드(D01, D02), 평활 커패시터(C01)]로부터 형성되었다. 여기서, 직렬 공진 커패시터(Cs1)는 직렬 공진 커패시터(Cs1) 자치의 정전 용량과 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스 성분에 기초하여 정류 다이오드(D01, D02)의 온/오프 동작에 대응하는 직렬 공진 회로를 형성한다.

즉, 본 실시예의 전원 회로는 스위칭 동작을 전압공진형의 동작으로 하게 하는 병렬 공진 회로가 1차측에 설치되고 이중 전압 전파 정류동작을 얻기 위한 직렬 공진 회로가 2차측에 설치된 복합 공진 스위칭 컨버터 방식을 갖는다.

여기서, 전술한 한 세트의 [직렬 공진 커패시터(Cs1), 정류 다이오드(D01, D02), 및 평활 커패시터(C01)]에 의한 이중 전압 전파 정류동작은 이하 설명되는 바와 같다.

스위칭 출력이 1차측에서 스위칭 동작에 의해 1차 권선(N1)에서 얻어질 때, 스위칭 출력은 2차 권선(N2)에서 여자된다.

다음에, 정류 다이오드(D01)가 오프되고 정류 다이오드(D02)가 온되는 기간 내에, 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)은 이(상호 인덕턴스 M)의 극성이 -M이 되는 감산모드에서 동작하고, 정류 다이오드(D02)에 의해 정류된 정류전류(IC2)로 직렬 공진 커패시터(Cs1)를 충전하는 동작은 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스 및 직렬 공진 커패시터(Cs1)에 의한 직렬 공진동작에 의해 얻어진다.

정류동작이 정류 다이오드(D02)가 턴 오프되고 정류 다이오드(D01)가 턴온되어 수행되는 또 다른 기판 내에, 1차 권선(n1) 및 2차 권선(n2)은 이들(상호 인덕턴스 M)의 극성이 +M이 되는 가산모드에서 동작하고, 직렬 공진 커패시터(Cs1)가 전위가 2차 권선(N2)에서 유기된 전압에 더해지는 직렬 공진이 발생하는 상태에서 평활 커패시터(C01)를 충전하는 동작이 수행된다.

정류 동작이 전술한 바와 같이 2개의 모드의 가산모드(+M:순방향 동작) 및 감산모드(-M:플라이백 동작)를 이용하여 수행되므로, 2차 권선(N2)의 유기된 전압의 2배와 동일한 dc 출력 전압(E01)은 평활 커패시터(C01)에서 얻어진다.

전술한 구성에 따라 도 8에 도시한 회로의 2차측에서, 2차측 dc 출력 전압은 상호 인덕턴스가 +M 및 -M인 2가지 동작 모드가 이용될 수 있는 상태를 이용하여 이중 전압 전파 정류를 수행함으로써 얻어진다. 특히, 1차측의 전류 공진 동작과 2차측의 전류 공진 동작에 의해 얻어진 전자기 에너지는 부하 측에 동시에 공급된다. 결국, 부하 측에 공급될 파워가 더 증가하고, 따라서 초대 부하 전력의 현저한 증가가 달성된다.

더욱이, 2차측 dc 출력 전압이 이중 전압 전파 정류 회로에 의해서 얻어지기 때문에, 예컨대 동일한 전압 정류 회로에 의해 얻어진 2차측 dc 출력 전압과 동일한 레벨을 얻고자 하면, 본 실시예에서 2차 권선(N2)은 종래의 것의 반과 동일한 턴 수를 가질 수도 있다. 턴 수의 감소는 크기감소 및 절연 컨버터 변압기(PIT)의 비용감소로 된다.

이 경우에, 2차 권선(N2A)은 발진 구동 회로(2)와는 무관하게 감겨지고 2차 권선(N2A)의 중심 탭은 접지되고 또한, 정류 다이오드(D03, D04) 및 평활 커패시터(C02)로부터 형성된 전파 정류 회로는 dc 출력 전압(E02)을 생성하도록 접속됨에 유의한다.

다음에, 본 발명의 제 3 실시예를 도 9를 참조하여 기술한다.

도 9의 스위칭 전원 회로는 도 1과 기본적으로 유사하게 1차측에 설치된 전압 공진형의 스위칭 컨버터(전압 공진 컨버터)를 구비한다. 역률 개선 회로는 전압 공진 컨버터에 설치된다.

1차측의 전압 공진 컨버터의 1차측 병렬 공진 회로를 형성하는 병렬 공진 커패시터는 한 쌍의 커패시터(Cr1, Cr2)의 직렬 접속으로 형성된다. 그러나, 병렬 공진 커패시터(Cr)는 커패시터(Cr1)만이 스위칭 소자(Q1)의 컬렉터와 에미터 사이에 병렬로 접속되고 커패시터(Cr2)의 타단은 역률 개선 회로(10)의 고속 복원형 다이오드(D1)의 캐소드에 접속되는 점에서 도 1의 실시예의 것과는 다르다.

이 경우에, 커패시터(Cr1,Cr2)의 정전용량은 커패시터(Cr1)가 커패시터(Cr2)보다 충분히 높게 되게 선택된다. 즉, 커패시터(Cr2)측이 더 작은 정전 용량의 커패시터이다.

또한, 본 구성에 따라 전압 공진 펄스 전압이 커패시터(Cr1, Cr2)간 정전용량 비로 분할되고 고속 복원형 다이오드(D1)와 쵸크 코일(LS)간 접속점에서 피드백되는, 전압 피드백 시스템으로서의 회로 시스템이 형성된다. 결국, 도 1에 관련하여 전술한 예와 유사하게, 높은 역률이 ac 입력 전압 또는 부하의 변화에 대해서 유지될 수 있다.

더욱이, 이 경우에, 2차측 dc 출력 전압(E01)의 50Hz 리플 전압 성분은 역률 개선 회로(10)가 설치되지 않은 경우의 것과 동등하며 이것은 실제 사용에서 전혀 문제가 되지 않는다.

한편, 도 9의 전원 회로의 2차측에, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)는 2차측(N2)에 설치되어, 2차측 병렬 공진 회로를 형성하며, 브리지 정류 회로(DBR) 및 평활 커패시터(C01)로부터 형성된 정류 평활 회로는 2차 권선(N2)에 설치되어 2차측 dc 출력 전압(E01)을 얻는다. 요약하여, 본 구성에 따라 전파 정류 동작은 2차측에 브리지 정류 회로(DBR)에 의해 얻어진다.

이 경우에, 2차측에, 또 다른 2차 권선(N2A)은 2차 권선(N2)에 무관하게 감겨지고 중앙 탭은 2차 권선(2A)에 설치되며 또한, 정류 다이오드(D03, D04) 및 평활 커패시터(C02)는 도 9에 도시한 바와 같이 접속되어 전파 정류동작에 의해 2차측 dc 출력 전압(E02)을 얻도록 한 것에 주의한다. 그러나, 병렬 공진 커패시터는 2차 권선(2A)에 설치되지 않는다.

실시예를 위에 기술하였지만, 본 발명은 또 다른 다양한 형태로 수행될 수 있다.

예컨대, 본 출원의 출원인은 2차측 직렬 공진 회로를 이용하는 4중 전압 정류 회로를 포함하는 복합 공진 스위칭 컨버터의 구성을 이미 제안하였으며 또한, 지금 기술된 이러한 구성은 본 실시예에 대한 수정으로서 가능하다. 요약하여, 본 실시예는 특히 공진 회로 및 2차측에 정류 회로의 구성에 대해서 한정되지 않는다.

더욱이, 전술한 실시예에서 1차측에 전압 공진 컨버터는 단일 스위칭 소자를 포함하는 소위 단일 엔드형의 구성을 가지지만, 본 발명은 한 쌍의 스위칭 소자들이 스위칭 동작을 번갈아 가며 수행하는 소위 푸시-풀형의 전압 공진 컨버터에도 적용될 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예를 특정한 용어를 사용하여 기술하였으나, 이러한 설명은 단지 예시목적을 위한 것이며 다음 청구항의 취지 및 범위에서 일탈하지 않고 변경 및 변화를 행할 수 있음을 알 수 있다.

본 발명에 따라 부하 또는 ac 입력 전압 변동에 대해서 실제 사용 상태를 만족시킬 수 있는 역률을 유지하는 스위칭 전원 회로가 제공될 수 있다.

Claims (4)

1. 상용 ac 전원을 수신하여 정류된 평활 전압을 생성하고, 이 정류된 평활 전압을 dc 입력 전압으로서 출력하는 정류 평활 수단과;

   느슨한 결합의 결합 계수가 얻어지도록 내부에 형성되어, 1차측 출력을 2차측으로 전달하도록 제공된 갭을 가진 절연 컨버터 변압기와;

   스위칭 소자에 의해 상기 dc 입력 전압을 차단하고, 이 차단된 dc 전압을 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선에 출력하는 스위칭 수단과;

   상기 스위칭 수단이 상기 전압 공진형의 동작을 하도록, 상기 절연 컨버터 변압기의 상기 1차 권선을 적어도 포함하고 있는 누설 인덕턴스 성분, 및 1차측 공진 커패시터의 정전 용량으로 형성된 1차측 공진 회로와;

   역률을 개선하기 위해 역률 개선 수단에 피드백된 상기 스위칭 수단의 스위칭 출력을 기초로 상기 정류된 전류를 차단하기 위하여 정류된 전류 경로에 삽입된 역률 개선 수단과;

   상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선의 누설 임피던스 성분과 2차측 공진 커패시터의 정전 용량으로 상기 2차측에 형성된 2차측 공진 회로와;

   상기 2차측 공진 회로를 포함해서 형성되어, 상기 절연 컨버터 변압기의 상기 2차 권선에서 얻어진 교류 전압을 수신하고, 이 교류 전압을 정류하여 2차측 dc 출력 전압을 생성하는 dc 출력 전압 생성 수단과;

   상기 2차측 dc 출력 전압의 레벨에 응답하여 상기 2차측 dc 출력 전압을 정전압으로 제어하는 정전압 제어 수단을 구비하고 있고,

   상기 1차측 공진 커패시터는 제 1 커패시터와 제 2 커패시터의 직렬 접속으로 형성되어 있으며,

   상기 스위칭 수단의 스위칭 출력은 상기 제 1 커패시터와 상기 제 2 커패시터간의 접속점을 통해 상기 역률 개선 수단에 피드백되는 스위칭 전원 회로.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 역률 개선 수단은 상기 정류된 전류를 차단하는 고속 복원형 다이오드를 포함하고 있고,

   상기 제 1 커패시터와 상기 제 2 커패시터간의 접속점과, 상기 고속 복원형 다이오드의 캐소드가 상호 접속된 스위칭 전원 회로.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 역률 개선 수단은 상기 정류된 전류를 차단하는 고속 복원형 다이오드를 포함하고 있고,

   상기 제 1 및 제 2 커패시터 중 접지측 커패시터는 상기 고속 복원형 다이오드에 병렬로 접속된 스위칭 전원 회로.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 역률 개선 수단은 상기 정류된 전류를 차단하는 고속 복원형 다이오드를 포함하고 있고,

   상기 제 1 및 제 2 커패시터 중 보다 작은 정전 용량의 커패시터가 상기 고속 복원형 다이오드의 캐소드에 접속된 스위칭 전원 회로.