JP2003289664A - スイッチング電源装置用の制御回路及びこれを用いたスイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置用の制御回路及びこれを用いたスイッチング電源装置

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JP2003289664A JP2002090247A JP2002090247A JP2003289664A JP 2003289664 A JP2003289664 A JP 2003289664A JP 2002090247 A JP2002090247 A JP 2002090247A JP 2002090247 A JP2002090247 A JP 2002090247A JP 2003289664 A JP2003289664 A JP 2003289664A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 複数の負荷を駆動するスイッチング電源装置
用の制御回路であって、これら複数の負荷に与えられる
電圧差を速やかに解消することが可能な制御回路を提供
する。 【解決手段】 スイッチング電源装置の出力端子２に現
れる出力電圧Ｖｏを監視しこれを安定化させる第１の制
御ループと、出力端子２に接続される第１の負荷３１の
電源端子３１ａ近傍の電圧Ｖ１及び出力端子２に接続さ
れる第２の負荷３２の電源端子３２ａ近傍の電圧Ｖ２を
監視し、これらの電圧差を解消させる第２の制御ループ
とを備えている。この場合、第１の制御ループと第２の
制御ループとを非干渉化することが好ましく、第２の制
御ループの応答周波数を第１の制御ループの応答周波数
の１０倍以上に設定することがより好ましい。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置用の制御回路及びこれを用いたスイッチング電源装
置に関し、特に、複数の負荷を駆動するスイッチング電
源装置用の制御回路及びこれを用いたスイッチング電源
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、スイッチング電源装置は、コ
ンピュータ、家電製品、自動車等、様々な製品において
用いられている。代表的なスイッチング電源装置は、ス
イッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換し、
出力回路を用いて再びこれを直流に変換する装置（ＤＣ
／ＤＣコンバータ）であり、これによって入力電圧とは
異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。
【０００３】このようなスイッチング電源装置において
は、制御回路によって出力電圧が検出され、これに基づ
いてスイッチング回路によるスイッチング動作が制御さ
れる。これにより、スイッチング電源装置が駆動すべき
負荷には安定した動作電圧が供給されることになる。
【０００４】しかしながら、スイッチング電源装置の出
力端子から負荷の電源端子までの距離が長い場合、この
間に存在する寄生成分等の影響によって、実際に負荷の
電源端子に現れる電圧が目標値から外れてしまうことが
ある。このような問題を解決すべく、近年、いわゆるリ
モートセンシング方式を用いたスイッチング電源装置が
提案され、実用化されている。リモートセンシング方式
とは、出力コンデンサを負荷の電源端子近傍に配置し、
当該部分においてスイッチング電源装置による出力電圧
の検出を行う方式である。
【０００５】このような方式を用いれば、スイッチング
電源装置の出力端子から負荷の電源端子までの距離が長
い場合であっても、この間に存在する寄生成分等の影響
を最小限に抑えることが可能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、一つの
スイッチング電源装置を用いて複数の負荷を駆動する場
合、ある負荷に流れる負荷電流（スイッチング電源装置
から見れば出力電流）が急激に増大すると、当該負荷に
対して設けられた出力コンデンサが急激に放電されるた
め、当該負荷の電源端子の電圧が低下し、これにより、
他の負荷の電源端子との間に電圧差が生じてしまう。と
ころが、リモートセンシング方式を用いたスイッチング
電源装置においては、スイッチング電源装置の出力端子
に通常設けられるべき出力コンデンサが省略乃至は非常
に小型化されることから、このような電圧差が発生する
と、各負荷に対して設けられた出力コンデンサ間におい
て電荷の移動が生じ、これに伴って、各負荷の電源端子
の電圧が大きく変動してしまうという問題があった。
【０００７】特に、ＣＰＵ（セントラル・プロセッシン
グ・ユニット）やＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセ
ッサ）は非常に高速な動作を行うデバイスであるととも
に、活性状態においては大電流を消費とし、非活性状態
においては僅かな電流しか消費しないことから、負荷電
流の変化が非常に急激である。このため、一つのスイッ
チング電源装置を用いて駆動する複数の負荷にＣＰＵや
ＤＳＰが含まれている場合には、上記問題は非常に顕著
なものとなる。
【０００８】具体的には、図５に示すように、一つのス
イッチング電源装置ＣＯＮＶを用いて２つの負荷ＬＯＡ
Ｄ１、ＬＯＡＤ２を駆動する場合において、負荷ＬＯＡ
Ｄ１に対して設けられた出力コンデンサＣ１の電圧をＶ
１、負荷ＬＯＡＤ２に対して設けられた出力コンデンサ
Ｃ２の電圧をＶ２、分岐点Ａから出力コンデンサＣ１ま
での間に存在する寄生インダクタンス成分をＬ１、分岐
点Ａから出力コンデンサＣ２までの間に存在する寄生イ
ンダクタンス成分をＬ２とすると、負荷ＬＯＡＤ１に流
れる負荷電流の急増によって電圧Ｖ１が低下し、電圧Ｖ
１と電圧Ｖ２との間に電圧差△Ｖ（＝Ｖ１−Ｖ２）が生
じると、出力コンデンサＣ２から出力コンデンサＣ１に
は、
【０００９】
【数１】 によって与えられる電流△Ｉが流れることになる。式
（１）において、ｔは電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との間に電圧
差△Ｖが生じている時間である。
【００１０】ここで、寄生インダクタンス成分Ｌ１、Ｌ
２は一般に非常に小さいことから（例えば数十ｎＨ程
度）、出力コンデンサＣ２から出力コンデンサＣ１に流
れる電流△Ｉはかなり大きなものとなり、これによっ
て、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖ２も低下してしまう。
【００１１】このように、従来のスイッチング電源装置
においては、複数接続された負荷の一つに流れる負荷電
流が急増し、これに対応して設けられた出力コンデンサ
の電圧が低下すると、他の負荷に対応して設けられた出
力コンデンサの電圧も大きく低下してしまうという問題
があった。このような問題は、スイッチング電源装置の
応答速度を高めることによって解消することが可能であ
ると考えられるが、応答速度を高めるためには、スイッ
チング電源装置の出力端子に設けられるべき出力コンデ
ンサを削除するか或いはその容量を非常に小さくする必
要があり、この場合、各負荷に対応して設けられた出力
コンデンサ間に流れる電流はますます増大してしまう。
【００１２】したがって、本発明の目的は、複数の負荷
を駆動するスイッチング電源装置用の制御回路であっ
て、これら複数の負荷に与えられる電圧差を速やかに解
消することが可能な制御回路を提供することである。
【００１３】また、本発明の他の目的は、複数の負荷を
駆動するスイッチング電源装置であって、これら複数の
負荷に与えられる電圧差を速やかに解消することが可能
なスイッチング電源装置を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明のかかる目的は、
スイッチング電源装置用の制御回路であって、前記スイ
ッチング電源装置の出力端子に現れる出力電圧を監視し
これを安定化させる第１の制御ループと、前記出力端子
に接続される第１の負荷の電源端子近傍の電圧及び前記
出力端子に接続される第２の負荷の電源端子近傍の電圧
を監視し、これらの電圧差を解消させる第２の制御ルー
プとを備えていることを特徴とする制御回路によって達
成される。
【００１５】本発明の好ましい実施態様においては、前
記第１の制御ループと前記第２の制御ループとが非干渉
化されている。
【００１６】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第２の制御ループの応答周波数が、前記第１の
制御ループの応答周波数の１０倍以上である。
【００１７】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第２の制御ループは、前記第１の負荷の電源端
子近傍の電圧及び前記第２の負荷の電源端子近傍の電圧
の少なくとも一方が低下したことに応答して、前記出力
電圧を上昇させる。
【００１８】本発明の前記目的はまた、スイッチング電
源装置用の制御回路であって、前記スイッチング電源装
置の出力端子に現れる出力電圧に基づいて第１のフィー
ドバック信号を生成する手段と、前記出力端子に接続さ
れる第１の負荷の電源端子近傍の電圧及び前記出力端子
に接続される第２の負荷の電源端子近傍の電圧に基づい
て第２のフィードバック信号を生成する手段と、前記第
１のフィードバック信号及び前記第２のフィードバック
信号に基づいて第３のフィードバック信号を生成する手
段と、前記第３のフィードバック信号に基づいて前記ス
イッチング電源装置の主回路部の動作を制御する手段と
を備えていることを特徴とする制御回路によって達成さ
れる。
【００１９】本発明の好ましい実施態様においては、前
記第１のフィードバック信号を生成する手段の応答周波
数が、前記第３のフィードバック信号を生成する手段の
応答周波数よりも低い。
【００２０】本発明の前記目的はまた、少なくともスイ
ッチ素子を含み、出力端子に出力電圧を発生させる主回
路部と、前記主回路部に含まれる前記スイッチ素子の動
作を制御する制御回路とを備えるスイッチング電源装置
であって、前記制御回路は、前記出力電圧を監視しこれ
を安定化させる第１の制御ループと、前記出力端子に接
続される第１の負荷の電源端子近傍の電圧及び前記出力
端子に接続される第２の負荷の電源端子近傍の電圧を監
視し、これらの電圧差を解消させる第２の制御ループと
を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置に
よって達成される。
【００２１】本発明の前記目的はまた、少なくともスイ
ッチ素子を含み、出力端子に出力電圧を発生させる主回
路部と、前記主回路部に含まれる前記スイッチ素子の動
作を制御する制御回路とを備えるスイッチング電源装置
であって、前記制御回路は、前記出力電圧に基づいて第
１のフィードバック信号を生成する手段と、前記出力端
子に接続される第１の負荷の電源端子近傍の電圧及び前
記出力端子に接続される第２の負荷の電源端子近傍の電
圧に基づいて第２のフィードバック信号を生成する手段
と、前記第１のフィードバック信号及び前記第２のフィ
ードバック信号に基づいて第３のフィードバック信号を
生成する手段と、前記第３のフィードバック信号に基づ
いて前記主回路部に含まれる前記スイッチ素子のオン／
オフタイミングを決定する手段とを備えていることを特
徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００２２】本発明によれば、第１の負荷の電源端子近
傍の電圧と第２の負荷の電源端子近傍の電圧との間に電
圧差が生じた場合であってもこれが解消されることか
ら、例えば、第１及び第２の負荷の一方に流れる負荷電
流が急増し、これにより当該一方の負荷の電源端子の電
圧が低下した場合であっても、他方の負荷の電源端子の
電圧の低下が効果的に抑制される。また、第１の制御ル
ープと第２の制御ループとを非干渉化、特にその応答周
波数を１０倍以上異ならせれば、一方の制御が他方の制
御を乱すことがなくなる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら、
本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００２４】図１は、本発明の好ましい実施態様にかか
るスイッチング電源装置の回路図である。
【００２５】図１に示すように、本実施態様にかかるス
イッチング電源装置は、入力電源端子１に供給される入
力電圧Ｖｉｎを降圧して出力電圧Ｖｏを生成し、これを
出力電源端子２に供給する装置であり、入力コンデンサ
３と、主回路部１０と、制御回路２０とを備えて構成さ
れる。また、出力電源端子２には、２つの直流負荷３１
及び３２が共通に接続されており、直流負荷３１の電源
端子３１ａの近傍には出力コンデンサ３１Ｃが設けら
れ、直流負荷３２の電源端子３２ａの近傍には出力コン
デンサ３２Ｃが設けられている。また、図１に示すよう
に、分岐点Ａと出力コンデンサ３１Ｃとの間には寄生イ
ンダクタンス成分Ｌ３１が存在しており、分岐点Ａと出
力コンデンサ３２Ｃとの間には寄生インダクタンス成分
Ｌ３２が存在している。これら寄生インダクタンス成分
Ｌ３１、Ｌ３２のインダクタンスは非常に小さく、一般
的には、約数十ｎＨ程度である。
【００２６】これら直流負荷３１及び３２の種類として
は特に限定されないが、本実施態様は、これら直流負荷
３１及び３２の少なくとも一方がＣＰＵやＤＳＰ等、負
荷電流の変化が急激であるタイプの直流負荷である場合
において特に有効である。
【００２７】主回路部１０は、スイッチ素子１１，１２
と、出力リアクトル１３とを備えている。スイッチ素子
１１と出力リアクトル１３とは、入力コンデンサ３と出
力電源端子２との間に直列に接続されており、スイッチ
素子１２はスイッチ素子１１と出力リアクトル１３の接
続点とグランドとの間に接続されている。これらスイッ
チ素子１１及び１２は、制御回路２０による制御のもと
所定のデッドタイムを介して交互にオン状態とされる。
尚、図１に示すように、本実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置の主回路部１０には出力コンデンサが備えら
れておらず、各直流負荷３１及び３２に対応してそれぞ
れ設けられた出力コンデンサ３１Ｃ及び３２Ｃによって
代用されている。これにより、スイッチング電源装置の
出力電源端子２と直流負荷３１及び３２との距離が離れ
ている場合であっても、電源端子３１ａ、３２ａにおけ
る電圧が安定化されている。
【００２８】図２は、制御回路２０の回路図である。
【００２９】図２に示すように、制御回路２０は、減算
器２１，２２と、抵抗２３，２４と、補償器２５，２６
と、ＰＷＭパルス生成器２７と、バッファ２８と、イン
バータ２９とを備えている。
【００３０】減算器２１は、出力電源端子２に現れる出
力電圧Ｖｏとその目標値である基準電圧Ｖｒｅｆとを比
較してその差を得るための回路であり、得られた差電圧
は補償器２５に供給される。補償器２５は、制御性能の
改善と安定化を図るための回路であり、所定の応答周波
数を有している。本実施態様においては、補償器２５の
応答周波数をｆ１と定義する。補償器２５の出力である
フィードバック電圧Ｖｆ１は、減算器２２に供給され
る。
【００３１】抵抗２３，２４はその抵抗値が互いに等し
く、それぞれ一端に出力コンデンサ３１Ｃの電圧Ｖ１及
び出力コンデンサ３２Ｃの電圧Ｖ２を受けるとともに、
他端が共通接続されている。これにより、抵抗２３と抵
抗２４の接続点（他端）の電圧であるフィードバック電
圧Ｖｆ２は、出力コンデンサ３１Ｃの電圧Ｖ１と出力コ
ンデンサ３２Ｃの電圧Ｖ２の中間値に一致する。かかる
フィードバック電圧Ｖｆ２は、減算器２２に供給され
る。
【００３２】減算器２２は、フィードバック電圧Ｖｆ１
からフィードバック電圧Ｖｆ２を減じる回路であり、得
られた差電圧は補償器２６に供給される。補償器２６
は、制御性能の改善と安定化を図るための回路であり、
所定の応答周波数を有している。本実施態様において
は、補償器２６の応答周波数をｆ２と定義する。ここ
で、補償器２６の応答周波数ｆ２は、補償器２５の応答
周波数ｆ１よりも十分に高く設定する必要があり、１０
倍以上高く設定することが好ましい。また、補償器２５
の出力であるフィードバック電圧Ｖｆ３はＰＷＭパルス
生成器２７に供給される。
【００３３】ＰＷＭパルス生成器２７は、補償器２６か
らの出力を受けこれに基づいてＰＷＭパルスＳを生成す
る回路であり、生成されたＰＷＭパルスＳは、バッファ
２８及びインバータ２９に供給される。バッファ２８及
びインバータ２９の出力である駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２
は、それぞれスイッチ素子１１，１２に供給され、これ
らスイッチ素子１１，１２は、対応する駆動信号Ｓ１
１，Ｓ１２がハイレベル（Ｈ）である場合にオン状態と
なり、ローレベル（Ｌ）である場合にオフ状態となる。
これにより、スイッチ素子１１及び１２は交互にオン状
態とされる。
【００３４】尚、特に限定されるものではないが、制御
回路２０を構成する各要素のうち、バッファ２８及びイ
ンバータ２９を除く各要素については、大きなドライブ
能力を必要としないことから、これらを１つの半導体チ
ップ上に集積することが好ましい。
【００３５】図３は、補償器２５，２６の一例を示す回
路図である。
【００３６】図３に示すように、補償器２５，２６の一
例である回路は、抵抗４１〜４３と、コンデンサ４４，
４５と、オペアンプ４６とを備えた所定のゲインを有す
るフィルタ回路である。このような構成からなる補償器
２５，２６を用いた場合、その応答周波数ｆ１，ｆ２の
設定は、主にコンデンサ４５の定数やオペアンプ４６の
特性を適宜選択することによって調整することが可能で
ある。上述のとおり、補償器２５の応答周波数ｆ１と補
償器２６の応答周波数ｆ２との関係は、 ｆ１≪ｆ２ に設定され、好ましくは １０×ｆ１＜ｆ２ に設定される。
【００３７】次に、本実施態様にかかるスイッチング電
源装置の動作について説明する。
【００３８】まず、フィードバック電圧Ｖｆ１は、基準
電圧Ｖｒｅｆから出力電源端子２に現れる出力電圧Ｖｏ
を減じた差電圧が補償器２５を通過した後の電圧である
ことから、基準電圧Ｖｒｅｆに対して出力電源端子２に
現れる出力電圧Ｖｏが高ければ高いほどフィードバック
電圧Ｖｆ１のレベルは低くなり、逆に、基準電圧Ｖｒｅ
ｆに対して出力電源端子２に現れる出力電圧Ｖｏが低け
れば低いほどフィードバック電圧Ｖｆ１のレベルは高く
なる。
【００３９】また、フィードバック電圧Ｖｆ２は、出力
コンデンサ３１Ｃの電圧Ｖ１と出力コンデンサ３２Ｃの
電圧Ｖ２の中間値に相当することから、電圧Ｖ１及び電
圧Ｖ２の少なくとも一方が低下した場合、これに連動し
てフィードバック電圧Ｖｆ２のレベルも低下することに
なる。すなわち、出力コンデンサ３１Ｃの電圧Ｖ１及び
出力コンデンサ３２Ｃの電圧Ｖ２が所望の電圧に安定し
ている場合には、フィードバック電圧Ｖｆ２も当該所望
の電圧となり、これらの一方が低下した場合には、フィ
ードバック電圧Ｖｆ２のレベルはその低下量の半分に相
当する電圧分だけ低下することになる。
【００４０】そして、減算器２２により、フィードバッ
ク電圧Ｖｆ１からフィードバック電圧Ｖｆ２が減じられ
ることから、補償器２６を通過した後の電圧であるフィ
ードバック電圧Ｖｆ３は、基準電圧Ｖｒｅｆに対して出
力電圧Ｖｏが高ければ高いほどそのレベルは低く、基準
電圧Ｖｒｅｆに対して出力電圧Ｖｏが低ければ低いほど
そのレベルは高くなり、さらに、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２
の少なくとも一方が低下した場合にはそのレベルが高く
なる。
【００４１】図４は、ＰＷＭパルス生成器２７において
ＰＷＭパルスＳが生成される様子を示すタイミング図で
ある。
【００４２】図４に示すように、ＰＷＭパルス生成器２
７においては、内部で生成されるのこぎり波ＣＴと補償
器２６より供給されるフィードバック電圧Ｖｆ３のレベ
ルが比較され、フィードバック電圧Ｖｆ３のレベルの方
がのこぎり波ＣＴのレベルよりも高い場合にはＰＷＭパ
ルスＳのレベルがハイレベルとされ、逆に、のこぎり波
ＣＴのレベルの方がフィードバック電圧Ｖｆ３のレベル
よりも高い場合にはＰＷＭパルスＳのレベルがローレベ
ルとされる。ここで、のこぎり波ＣＴの波形は常に一定
に保たれることから、ＰＷＭパルスＳのデューティは、
フィードバック電圧Ｖｆ３のレベルが高ければ高いほど
大きくなり、フィードバック電圧Ｖｆ３のレベルが低け
れば低いほど小さくなる。
【００４３】したがって、出力コンデンサ３１Ｃの電圧
Ｖ１及び出力コンデンサ３２Ｃの電圧Ｖ２が所望の電圧
に安定している場合においては、出力電圧Ｖｏのレベル
が低くなれば低くなるほどＰＷＭパルスＳのデューティ
は大きくなり、逆に、出力電圧Ｖｏのレベルが高くなれ
ば高くなるほどＰＷＭパルスＳのデューティは小さくな
る。そして、かかるＰＷＭパルスＳに基づいて駆動信号
Ｓ１１、Ｓ１２が生成され、スイッチ素子１１、１２に
それぞれ供給されることから、出力電圧Ｖｏが基準電圧
Ｖｒｅｆに一致するように制御が行われることになる。
ここで、出力電圧Ｖｏに基づいてこれを安定化させる制
御ループを「第１の制御ループ」と呼ぶ。第１の制御ル
ープには、図２に示すようにその応答周波数ｆ１が相対
的に低い補償器２５が介在していることから、第１の制
御ループの応答速度は主に補償器２５の応答周波数ｆ１
によって制限され、応答速度は相対的に低いものとな
る。
【００４４】一方、このような制御が行われている間、
出力コンデンサ３１Ｃの電圧Ｖ１及び出力コンデンサ３
２Ｃの電圧Ｖ２の少なくとも一方が急激に低下したこと
によってフィードバック電圧Ｖｆ２のレベルが低下した
場合には、その低下量に応じてフィードバック電圧Ｖｆ
３のレベルが嵩上げされる。このため、フィードバック
電圧Ｖｆ２のレベルが急速に低下すると、ＰＷＭパルス
Ｓのデューティは急速に大きくなる。これによって出力
電圧Ｖｏは速やかに高められ、電圧の低下した出力コン
デンサ３１Ｃ及び／又は出力コンデンサ３２Ｃの電圧
（Ｃ１，Ｃ２）は、速やかに回復することになる。
【００４５】このことは、式（１）に示す時間ｔの値が
大幅に短縮されることを意味することから、出力コンデ
ンサＣ１（Ｃ２）から出力コンデンサＣ２（Ｃ１）に流
れる電流△Ｉは、従来のスイッチング電源装置に比べて
大幅に低減される。これにより、例えば、直流負荷３１
の負荷電流が急激に増大した場合であっても、他方の直
流負荷３２の電源端子３２ａの電圧Ｖ２の低下が効果的
に抑制される。
【００４６】ここで、電圧Ｖ１及びＶ２に基づく制御ル
ープを「第２の制御ループ」と呼んだ場合、かかる第２
の制御ループには、応答周波数の低い補償器２５が介在
していないため、第２の制御ループの応答速度は主に補
償器２６の応答周波数ｆ２によって決まる。すなわち、
第２の制御ループの応答速度は、第１の制御ループに比
べて相対的に高いものとなる。すなわち、本実施態様に
おいては、両制御ループ間における干渉が排除されてい
る。したがって、出力電圧Ｖｏに基づく出力電圧Ｖｏの
安定化動作と、電圧Ｖ１，Ｖ２に基づく電圧差△Ｖの解
消動作を同時に達成することができ、一方の制御が他方
の制御を乱すことがない。
【００４７】このように、本実施態様にかかるスイッチ
ング電源装置においては、出力コンデンサ３１Ｃの電圧
Ｖ１と出力コンデンサ３２Ｃの電圧Ｖ２との間に電圧差
△Ｖが生じた場合、これが速やかに解消されることか
ら、出力コンデンサ３１Ｃと出力コンデンサ３２Ｃとの
間に流れる電流△Ｉを効果的に抑制することが可能とな
る。しかも、本実施態様においては、第１の制御ループ
と第２の制御ループとが非干渉化されていることから、
電圧差△Ｖを解消するための動作によって出力電圧Ｖｏ
の安定化動作が阻害されることがない。
【００４８】本発明は、以上の実施態様に限定されるこ
となく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種
々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含
されるものであることはいうまでもない。
【００４９】例えば、上記実施態様においては、１つの
スイッチング電源装置を用いて２つの直流負荷３１及び
３２を駆動する場合を例に説明したが、本発明において
共通に駆動可能な直流負荷の数としては２つに限定され
るものではなく、３以上の直流負荷を共通に駆動する場
合においても本発明は効果的である。この場合、これら
３以上の直流負荷の各電源端子の電圧の平均値若しくは
これに連動する電圧をフィードバック電圧Ｖｆ２として
用いればよい。
【００５０】また、上記各実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置においては、減算器２１にて出力電圧Ｖｏと
基準電圧Ｖｒｅｆとを直接減算しているが、抵抗を用い
た分圧回路により出力電圧Ｖｏを分圧し、得られた電圧
と基準電圧Ｖｒｅｆを用いた減算を行うことによってフ
ィードバック電圧Ｖｆ１を生成しても構わない。
【００５１】同様に、上記各実施態様にかかるスイッチ
ング電源装置においては、出力コンデンサ３１Ｃの電圧
Ｖ１と出力コンデンサ３２Ｃの電圧Ｖ２の中間電圧をそ
のままフィードバック電圧Ｖｆ２として用いているが、
抵抗を用いた分圧回路によりかかる中間電圧を分圧し、
得られた電圧をフィードバック電圧Ｖｆ２として用いて
も構わない。
【００５２】さらに、上記実施態様において示した主回
路部１０は、本発明の適用が可能なスイッチング電源装
置の主回路部の一例であり、これ以外の回路構成を有す
る主回路部を用いたスイッチング電源装置に本発明を適
用することも可能である。
【００５３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
出力電圧が共通に与えられる複数の負荷の各電源端子に
電圧差が生じた場合であっても、これを速やかに解消す
ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置の回路図である。
【図２】制御回路２０の回路図である。
【図３】補償器２５，２６の一例を示す回路図である。
【図４】ＰＷＭパルス生成器２７においてＰＷＭパルス
Ｓが生成される様子を示すタイミング図である。
【図５】一つのスイッチング電源装置を用いて２つの負
荷を駆動する回路を模式的に示す図である。
【符号の説明】
１ 入力電源端子 ２ 出力電源端子 ３ 入力コンデンサ １０ 主回路部 １１，１２ スイッチ素子 １３ 出力リアクトル ２０ 制御回路 ２１，２２ 減算器 ２３，２４ 抵抗 ２５，２６ 補償器 ２７ ＰＷＭパルス生成器 ２８ バッファ ２９ インバータ ３１，３２ 直流負荷 ３１ａ，３２ａ 電源端子 ４１〜４３ 抵抗 ４４，４５ コンデンサ ４６ オペアンプ Ａ 接続点 Ｃ３１，Ｃ３２ 出力コンデンサ Ｌ３１，Ｌ３２ 寄生インダクタンス成分

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチング電源装置用の制御回路であ
    って、前記スイッチング電源装置の出力端子に現れる出
    力電圧を監視しこれを安定化させる第１の制御ループ
    と、前記出力端子に接続される第１の負荷の電源端子近
    傍の電圧及び前記出力端子に接続される第２の負荷の電
    源端子近傍の電圧を監視し、これらの電圧差を解消させ
    る第２の制御ループとを備えていることを特徴とする制
    御回路。
  2. 【請求項２】 前記第１の制御ループと前記第２の制御
    ループとが非干渉化されていることを特徴とする請求項
    １に記載の制御回路。
  3. 【請求項３】 前記第２の制御ループの応答周波数が、
    前記第１の制御ループの応答周波数の１０倍以上である
    ことを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
  4. 【請求項４】 前記第２の制御ループは、前記第１の負
    荷の電源端子近傍の電圧及び前記第２の負荷の電源端子
    近傍の電圧の少なくとも一方が低下したことに応答し
    て、前記出力電圧を上昇させるものであることを特徴と
    する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御回路。
  5. 【請求項５】 スイッチング電源装置用の制御回路であ
    って、前記スイッチング電源装置の出力端子に現れる出
    力電圧に基づいて第１のフィードバック信号を生成する
    手段と、前記出力端子に接続される第１の負荷の電源端
    子近傍の電圧及び前記出力端子に接続される第２の負荷
    の電源端子近傍の電圧に基づいて第２のフィードバック
    信号を生成する手段と、前記第１のフィードバック信号
    及び前記第２のフィードバック信号に基づいて第３のフ
    ィードバック信号を生成する手段と、前記第３のフィー
    ドバック信号に基づいて前記スイッチング電源装置の主
    回路部の動作を制御する手段とを備えていることを特徴
    とする制御回路。
  6. 【請求項６】 前記第１のフィードバック信号を生成す
    る手段の応答周波数が、前記第３のフィードバック信号
    を生成する手段の応答周波数よりも低いことを特徴とす
    る請求項５に記載の制御回路。
  7. 【請求項７】 少なくともスイッチ素子を含み、出力端
    子に出力電圧を発生させる主回路部と、前記主回路部に
    含まれる前記スイッチ素子の動作を制御する制御回路と
    を備えるスイッチング電源装置であって、前記制御回路
    は、前記出力電圧を監視しこれを安定化させる第１の制
    御ループと、前記出力端子に接続される第１の負荷の電
    源端子近傍の電圧及び前記出力端子に接続される第２の
    負荷の電源端子近傍の電圧を監視し、これらの電圧差を
    解消させる第２の制御ループとを備えていることを特徴
    とするスイッチング電源装置。
  8. 【請求項８】 前記第１の制御ループと前記第２の制御
    ループとが非干渉化されていることを特徴とする請求項
    ７に記載のスイッチング電源装置。
  9. 【請求項９】 少なくともスイッチ素子を含み、出力端
    子に出力電圧を発生させる主回路部と、前記主回路部に
    含まれる前記スイッチ素子の動作を制御する制御回路と
    を備えるスイッチング電源装置であって、前記制御回路
    は、前記出力電圧に基づいて第１のフィードバック信号
    を生成する手段と、前記出力端子に接続される第１の負
    荷の電源端子近傍の電圧及び前記出力端子に接続される
    第２の負荷の電源端子近傍の電圧に基づいて第２のフィ
    ードバック信号を生成する手段と、前記第１のフィード
    バック信号及び前記第２のフィードバック信号に基づい
    て第３のフィードバック信号を生成する手段と、前記第
    ３のフィードバック信号に基づいて前記主回路部に含ま
    れる前記スイッチ素子のオン／オフタイミングを決定す
    る手段とを備えていることを特徴とするスイッチング電
    源装置。
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