TW201431261A - 用於轉換器之電流限制機制 - Google Patents

用於轉換器之電流限制機制 Download PDF

Info

Publication number
TW201431261A
TW201431261A TW102134060A TW102134060A TW201431261A TW 201431261 A TW201431261 A TW 201431261A TW 102134060 A TW102134060 A TW 102134060A TW 102134060 A TW102134060 A TW 102134060A TW 201431261 A TW201431261 A TW 201431261A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
current
value
inductor
peak
converter
Prior art date
Application number
TW102134060A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI581547B (zh
Inventor
wei-hong Qiu
Ruchi J Parikh
Chun Cheung
Zhixiang Liang
Original Assignee
Intersil Americas LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Intersil Americas LLC filed Critical Intersil Americas LLC
Publication of TW201431261A publication Critical patent/TW201431261A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI581547B publication Critical patent/TWI581547B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一種調變器係被配置以在轉換一輸入電壓成為一輸出電壓時，根據一電流限制機制來控制通過一轉換器的一電感器的電流之切換，其係包含一電流限制產生器以及一比較器網路。該電流限制產生器係被配置以根據該輸入電壓或是該輸出電壓、該電感器的一電感、一時序信號、以及該升壓轉換器之一預設的最大輸出電流來提供一週期性的斜波變化的電流限制值。該比較器網路係被配置以藉由比較一指示一通過該電感器的電流之電流感測值以及一補償誤差值與該週期性的斜波變化的電流限制值中之一較小者，來提供一切換控制信號，以控制通過該電感器的電流的切換。該轉換器可被配置為在升壓或降壓模式中之一波峰電流模式控制的轉換器。

Description

用於轉換器之電流限制機制
本發明係有關於一種用於一轉換器之電流限制機制。
相關申請案之交互參照
此申請案係主張2013年1月16日申請的美國臨時申請案序號61/753,081以及2013年3月7日申請的美國臨時申請案序號61/774,453的利益，該等臨時申請案都為了所有的意圖及目的而藉此以其整體被納入作為參考。
通過一轉換器的一電感器的波峰電流可被限制，以避免該電感器的飽和。波峰電流限制機制是普遍使用於從一較高的輸入電壓產生一調節後的輸出電壓之降壓轉換器。該波峰電流限制機制可以自然地避免電感器飽和，因為電流係受限於一預設的最大位準，其中該最大位準係根據該電感器的尺寸來加以選擇的。谷值電流限制機制是普遍使用於升壓一輸入電壓的位準以產生一較高的調節後的輸出電壓之升壓轉換器。該谷值電流限制機制僅使用該電感器電流的一谷值限制值以用於脈波寬度調變(PWM)控制。然而，一谷值電流限制機制的波峰電流並未被直接控制。在該谷值電流限制機制中之實際的波峰電流係依據該谷值電流限制以及電流漣波而定。某些利用一固定的谷值電流限制之狀況，例如是負載步階的施加， 可能會造成該電感器電流之一過長的導通時間，此係產生一非常大的波峰電流。接在該大的波峰之後的可能是一相當短的波峰，並且該大/小的波峰模式可能重複數個週期，此係造成次諧波的振盪。
該谷值電流限制機制可能需要一較大的電感器，以避免在該些較大的波峰值期間飽和。大的電感器是非所要的，因為其實體上是較大的，並且因此消耗珍貴的電路空間。再者，較大的電感器是較昂貴的。該次諧波的振盪可能會限制最大的負載電流到低於一所要的目標位準之下。在一種升降壓配置中，該異常電流限制的操作可能會在降壓及升壓操作之間造成假的模式轉變，此係產生不穩定及/或不正確的操作。
在該電流限制的狀況下達成一實質固定的波峰電流限制位準以及穩定的操作是所要的，此對於利用該谷值電流限制機制之轉換器而言是特別有利的。更穩定的操作係避免過大的波峰，此係容許在該電感器的尺寸上的縮減，藉此縮減其尺寸及成本。更穩定的操作係降低或甚至是實質消除次諧波的振盪，此係使得所要的輸出電流位準能夠被達成。在升降壓配置中，更穩定的操作係減少在降壓及升壓模式之間的假觸發。
在用於降壓及升壓兩種操作模式的某些狀況下，類似的問題係出現於波峰電流模式控制的轉換器。降低次諧波的振盪是所要的，此係使得所要的輸出電流位準能夠被達成。在升降壓配置中，更穩定的操作亦減少在降壓及升壓模式之間的假觸發。
根據本發明之一特點，一種調變器係被配置以在轉換一輸入電壓成為一輸出電壓時，根據一電流限制機制來控制通過一轉換器的一電 感器的電流的切換，其係包括：一電流限制產生器，其係被配置以根據該輸入電壓及輸出電壓中之一所選的一個，並且進一步根據該電感器的一電感、一時序信號、以及該轉換器之一預設的最大的輸出電流來提供一週期性的斜波變化的電流限制值；以及一比較器網路，其係被配置以藉由比較一指示一通過該電感器的電流之電流感測值以及一補償誤差值與該週期性的斜波變化的電流限制值中之一較小者來提供一切換控制信號，以控制通過該電感器的電流的切換。
根據本發明的另一特點，一種電子裝置係包括：一轉換器，其係包括：一電感器；一耦接至該電感器的開關電路，其係被配置以切換通過該電感器的電流以轉換一輸入電壓成為一如同藉由一第一切換控制信號所控制的輸出電壓；以及一根據一電流限制機制來加以配置的調變器，其係包括：一電流限制產生器，其係被配置以根據一指示該輸入電壓的輸入值以及一指示該輸出電壓的輸出值中之一所選的一個，並且進一步根據該電感器的一電感、一時脈信號、以及該轉換器之一預設的最大的輸出電流來提供一週期性的斜波變化的電流限制值；以及一比較器網路，其係被配置以藉由比較一指示一通過該電感器的電流之電流感測值以及一補償誤差值與該週期性的斜波變化的電流限制值中之一較小者來提供該第一切換控制信號。
根據本發明的另一特點，一種被配置以限制通過一電流控制的轉換器的一電感器的電流之方法，該轉換器係轉換一輸入電壓成為一輸出電壓，其係包括：接收一指示通過該電感器的電流的電流感測值；接收一指示該輸出電壓的一誤差的補償值；根據該輸出電壓以及該輸入電壓中 之一所選的一個，並且進一步根據該電感器的一電感、一時脈信號、以及該轉換器之一預設的最大的輸出電流以發展出一週期性的斜波變化的電流限制值；判斷該補償值以及該週期性的斜波變化的電流限制值中之一較小者以提供一所選的電流限制值；並且利用該時脈信號並且藉由比較該所選的電流限制值以及該電流感測值以提供一切換控制信號，以控制通過該電感器的電流的切換。
100‧‧‧電子裝置
101‧‧‧電源系統
102‧‧‧升降壓轉換器
103‧‧‧調變器
105‧‧‧匯流排
107‧‧‧處理器
109‧‧‧週邊系統
111‧‧‧系統記憶體
113‧‧‧輸入/輸出(I/O)系統
201‧‧‧第一開關驅動器
202‧‧‧非反相的緩衝放大器
203‧‧‧第二開關驅動器
204‧‧‧反相的緩衝放大器
205‧‧‧節點
206‧‧‧非反相的緩衝放大器
207‧‧‧節點
208‧‧‧反相的緩衝放大器
209‧‧‧輸出電感器
401‧‧‧誤差放大器
403‧‧‧較小者電壓選擇(LVS)裝置
405‧‧‧比較器網路
407‧‧‧谷值電流限制產生器
600‧‧‧比例轉換網路
601‧‧‧電流源
602‧‧‧節點
603‧‧‧比較器
604‧‧‧節點
605‧‧‧單極單投(SPST)開關
800‧‧‧漣波轉換網路
801‧‧‧放大器
802‧‧‧節點
803‧‧‧反相器
804‧‧‧節點
901‧‧‧波峰電流轉換網路
903‧‧‧谷值電流時序轉換網路
910‧‧‧組合器
912‧‧‧組合器
914‧‧‧組合器
916‧‧‧時序區塊
918‧‧‧組合器
920‧‧‧組合器
1603‧‧‧調變器
1605‧‧‧比較器
1607‧‧‧電流限制產生器
本發明的益處、特點及優點相關於以下的說明以及所附的圖式將會變成更能夠理解的，其中：圖1是一種配置有一電源系統之電子裝置之簡化的方塊圖，該電源系統具有一升降壓轉換器，該升降壓轉換器具有一納入根據一實施例所實施的一電流限制機制之調變器；圖2是根據一實施例所實施的圖1的升降壓轉換器之簡化的示意及方塊圖；圖3是描繪在一具有一相當低輸出負載之穩定狀態狀況期間，圖1的轉換器在升壓模式中的操作之時序圖；圖4是用於發展出圖2的PWMB脈波控制信號以用於該升壓操作模式之圖1的調變器的一部分之簡化的方塊圖；圖5是描繪圖1的轉換器在升壓模式中響應於該輸出負載的一步階增加，並且在其中VI_VCL被保持在一固定或不變的位準的限制狀況下的操作之時序圖；圖6是一可被用來發展出一指示輸出電壓至輸入電壓的比例之電壓的 比例轉換網路的示意圖；圖7是描繪圖6的比例轉換電路的操作之時序圖；圖8是一可被用來發展出一指示通過圖2的轉換器的電感器之波峰至波峰的漣波電流之電壓的漣波轉換網路的示意圖；圖9是根據一範例實施例的圖4的谷值電流限制產生器之簡化的方塊圖，其係用於發展出一指示一谷值電流限制位準的谷值電流限制電壓；圖10是針對於一時脈之一給定的切換週期繪製該谷值電流限制電壓相對於時間的一週期之時序圖；圖11是描繪圖2的轉換器在升壓模式中響應於該輸出負載的一步階增加，並且在藉由圖4的谷值電流限制產生器實質根據方程式(11)所發出的谷值電流限制電壓下的操作之時序圖；圖12是描繪圖2的轉換器被配置為一波峰電流模式控制的轉換器並且在一固定的電流限制值下，當操作在降壓模式中響應於該輸出負載的一步階增加的操作之時序圖；圖13是描繪一電流限制的電壓的一週期之時序圖，該電流限制的電壓係納入一斜波信號，並且可被用來克服圖2的轉換器被配置為一波峰電流模式控制的轉換器並且當操作在降壓模式中之一固定的電流限制位準的問題；圖14是描繪一電流限制的電壓的一週期之時序圖，該電流限制的電壓係納入一斜波信號，並且可被用來克服圖2的轉換器被配置為一波峰電流模式控制的轉換器並且當操作在升壓模式中之一固定的電流限制位準的問題； 圖15是描繪圖2的轉換器被配置為一波峰電流模式控制的轉換器並且在一實質根據在降壓模式中的方程式(12)或是在升壓模式中的方程式(13)的電流限制位準下，操作在降壓或升壓模式中響應於該輸出負載的一步階增加的操作之時序圖；以及圖16是一種取代圖2的調變器之調變器的一部分之簡化的方塊圖，其係用於發展出用在被配置為一波峰電流模式控制的轉換器之圖2的轉換器之降壓及升壓操作模式兩者的PWMA及PWMB脈波控制信號。
圖1是一種配置有一電源系統101的電子裝置100之簡化的方塊圖，該電源系統101係具有一升降壓轉換器102，該升降壓轉換器102係具有一納入根據一實施例所實施的一電流限制機制之調變器103。本發明係被描繪為利用該升降壓轉換器102，儘管升壓轉換器或降壓轉換器亦被思及。該電源系統101係發展出一或多個供應電壓，其係提供電力至該電子裝置100的其它系統裝置。如圖所示，例如該轉換器102係發展出一輸出電壓VO。
在該舉例說明的實施例中，該電子裝置100係包含一處理器107以及一週邊系統109，兩者都耦接以從該電源系統101，經由一匯流排105接收一或多個供應電壓，該匯流排105係包含電力及/或信號導體的任意組合。該匯流排105可以散布該輸出電壓VO或是其之一版本。在該舉例說明的實施例中，該週邊系統109可以包含一系統記憶體111(例如，包含RAM及ROM類型的裝置以及記憶體控制器與類似者的任意組合)、以及一輸入/輸出(I/O)系統113的任意組合，該I/O系統113可包含系統控制器與類似者， 例如繪圖控制器、中斷控制器、鍵盤及滑鼠控制器、系統儲存裝置控制器(例如，用於硬碟機的控制器與類似者)、等等。該舉例說明的系統只是範例的，因為如同熟習此項技術者所理解的，該處理器系統以及支援裝置中的許多個可以整合到該處理器晶片上。
該電子裝置100可以是任意類型的電腦或計算裝置，例如一電腦系統(例如，筆記型電腦、桌上型電腦、小筆電、平板電腦、等等)、一媒體平板裝置(例如，蘋果公司所製造的iPad，亞馬遜公司所製造的Kindle、等等)、一通訊裝置(例如，行動電話、智慧型手機、等等)、以及其它類型的電子設備(例如，媒體播放器、記錄裝置、等等)。該電源系統101可被配置以包含一電池(可再充電的或是非可再充電的)及/或可被配置以利用一交流(AC)整流器或類似者來運作。
圖2是根據一實施例所實施的升降壓轉換器102之簡化的示意及方塊圖。一輸入電壓VIN係被提供至一電子開關Q1的一第一電流端子，該電子開關Q1係使得一第二電流端子耦接至一發展出一第一切換電壓SWA的節點205。一電子開關Q2係具有一耦接至節點205的第一電流端子以及一耦接至一例如是接地(GND)的源極電壓參考節點的第二電流端子。GND的電壓位準可以是任何適當的電壓位準，例如正的、負的或是零。該輸出電壓VO係在一電子開關Q3的一第一電流端子被發展出，該電子開關Q3係具有一耦接至一節點207的第二電流端子，該節點207係發展出一第二切換電壓SWB。一電子開關Q4係具有一耦接至節點207的第一電流端子以及一耦接至GND的第二電流端子。一具有電感LO的輸出電感器209係被耦接在節點205及207之間。
一第一開關驅動器201係具有一接收一第一PWM信號PWMA的輸入、一耦接至Q1的一閘極端子之第一輸出、以及一耦接至Q2的一閘極端子之第二輸出。該第一開關驅動器201係以一種簡化的方式展示，其係包含一具有一接收PWMA的輸入以及一耦接至Q1的閘極的輸出之非反相的緩衝放大器202，並且包含一具有一接收PWMA的輸入以及一耦接至Q2的閘極的輸出之反相的緩衝放大器204。一第二開關驅動器203係具有一接收一第二PWM信號PWMB的輸入、一耦接至Q3的一閘極端子的第一輸出、以及一耦接至Q4的一閘極端子的第二輸出。該第二開關驅動器203亦以一種簡化的方式展示，其係包含一具有一接收PWMB的輸入以及一耦接至Q3的閘極的輸出之非反相的緩衝放大器206，並且包含一具有一接收PWMB的輸入以及一耦接至Q4的閘極的輸出之反相的緩衝放大器208。
該升降壓轉換器102係包含該調變器103，該調變器103係接收一或多個感測信號S並且發展出用於控制電壓轉變的PWMA及PWMB信號。例如，該些S信號可包含該輸入電壓VIN、輸出電壓VO或是其之一版本(例如，經由一分壓器或類似者)、以及任一或多個指示在該升降壓轉換器102中的一或多個電流位準之信號。在一實施例中，一流過Q1的電流端子之電流ISEN係藉由該調變器103加以感測或者是推導出，以提供一指示該電流之對應的電壓VISEN(圖3)。一輸出電流IO係被展示從節點207流過Q3至發展出VO的該輸出節點。
在一實施例中，該調變器103係監視VIN及VO(直接或間接)，並且切換在一降壓模式以及一升壓操作模式之間。VO可被調節至一 預設的電壓位準，並且VIN可以是一未調節的電壓位準，其係變化在一從低於VO到高於VO之調節後的電壓之電壓範圍內。作為一非限制性的例子，VIN可以提供自一從1伏特(V)變化到5V的電池或類似者，而VO係被調節至3.3V。當VIN低於VO時，該調變器103係將該轉換器102操作在升壓模式中，以調節VO在一較高於VIN的電壓位準。當VIN高於VO時，該調變器103係將該轉換器102操作在降壓模式中，以調節VO在一較低於VIN的電壓位準。儘管未進一步敘述，但當VIN及VO是大約相同時，為了避免VO的振盪或是顯著的短暫干擾或偏差，該調變器103可被配置以用一種平順的方式在降壓及升壓模式之間轉變。
在一實施例中，當在該降壓模式中，該調變器103係發出在一固定的低值之PWMB，以將Q3導通並且將Q4關斷，因而節點207係有效地耦接至VO。在該降壓模式中，該調變器103係切換PWMA以調節VO。當PWMA是高的時候，Q1係被導通並且Q2係被關斷，因而VIN係耦接至節點205，以增加在該電感器209中的電流。在一PWM終止點，例如當ISEN到達一最大位準或是響應於一時脈信號或其它控制狀況時，Q1係在該週期的第二相位被關斷並且接著Q2係被導通，以降低在該電感器209中的電流。如同熟習此項技術者所理解的，該調變器103係監視一或多個操作參數並且以此種方式切換PWMA，以調節VO在一調節後的電壓範圍內。
在一實施例中，當在該升壓模式中，該調變器103係發出在一固定的高值的PWMA，以將Q1導通並且將Q2關斷，因而節點205係有效地耦接至VIN。在該升壓模式中，該調變器103係切換PWMB以調節VO。當PWMB是高的時候，Q4係被導通並且Q3係被關斷，因而節點207係耦 接至GND以增加在該電感器209中的電流。在一PWM終止點，例如當ISEN到達一最大位準或是響應於一時脈信號或其它控制狀況時，Q4係在該週期的第二相位被關斷並且接著Q3係被導通，以降低在該電感器209中的電流。如同熟習此項技術者所理解的，該調變器103係監視一或多個操作參數並且以此種方式切換PWMB，以調節VO在一調節後的電壓範圍內。
該驅動器201及203的每一個係以簡化的形式被展示，並且可包含用於適當的操作之額外的支援電路。例如，該驅動器201及203可包含額外的電路以確保一次只有一個電子開關被導通，以避免暫時將VIN或VO接地。再者，高側的驅動器202及206可以包含自舉(bootstrapping)或充電泵電路，以分別助於驅動Q1及Q3的閘極高於該VIN及VO軌。該電子開關Q1-Q4係分別被展示為如同熟習此項技術者已知的N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)。其它類型的電子開關裝置亦可被利用，例如其它類型的FET與類似者、以及其它類型的電晶體，例如雙載子接面電晶體(BJT)或是絕緣閘極雙載子電晶體(IGBT)與類似者、等等。
圖3是描繪在一具有一相當低輸出負載之穩定狀態狀況期間，轉換器102在升壓模式中的操作之時序圖。在該舉例說明的實施例中，該轉換器102係利用一具有一固定的頻率位準之時脈信號CLK來操作，其係具有一固定的切換期間TSW。如同在此進一步敘述的，該CLK信號係被使用作為用於該轉換器102的一時序信號。CLK可以從一外部來源(未顯示)被提供至該調變器103、可以藉由該調變器103根據一外部的時脈來發展出、或是可以在內部加以產生。VISEN是一指示通過Q1之感測到的電流ISEN的位準之電壓。VCOMP是一在以下進一步敘述的誤差放大器401(圖4)的輸出 處之補償電壓。該CLK、VISEN、VCOMP、SWA、PWMB以及SWB信號或電壓位準係相對於時間來加以繪製。在升壓模式中，PWMA係被保持高的，因而Q1係維持導通，此係保持SWA耦接至VIN。當PWMB是高的時候，Q4係被導通，並且通過電感器209的電流係如同藉由VISEN上升所指示地增加。當PWMB是高的時候，SWB係被拉低至GND。
在一第一時間t1，在CLK上的一脈波係使得該調變器103將PWMB拉低，此係關斷Q4並且導通Q3。此係耦接節點207至VO，因而SWB上升至VO的電壓位準(在轉變趨穩之後)。由於VO是在一比VIN高的電壓位準，因此如同藉由VISEN所指示的，通過該電感器209的電流係以一實質固定的速率減小。當VISEN在時間t2下降至VCOMP的電壓位準時，該調變器103係再次切換PWMB為高的，因而VISEN再次開始上升，並且SWB變回到低的。當該負載是維持相當穩定的時候，操作係以此種方式重複。
圖4是該調變器103的用於發展出該升壓操作模式的PWMB脈波控制信號的一部分之簡化的方塊圖。該輸出電壓VO或是一指示該輸出電壓VO的回授信號VFB係透過一補償電路而被提供至該誤差放大器401的一輸入。VFB可以利用一分壓器或類似者而被發展出，以提供VO之一代表性的位準。該補償電路係被展示為阻抗區塊Z1及Z2(用於誤差放大器401的回授)，其可以包含例如是電阻器及電容器或類似者的被動元件的任意組合。一參考電壓VREF係被提供至該誤差放大器401的另一輸入，該誤差放大器401係在其輸出處產生該補償電壓VCOMP。VREF係代表VO之一所要的或是調節後的電壓位準或範圍。VCOMP大致係代表VO偏離目標的操作電壓位準或範圍之一誤差位準或是一偏差量。
VCOMP係被提供至一較小者電壓選擇(LVS)裝置403的一輸入，該LVS裝置403係在其另一輸入處接收一谷值電流限制電壓VI_VCL，並且在其輸出處提供一谷值電流限制電壓VI_VAL。該谷值電流限制電壓VI_VCL係指示一谷值電流限制位準IVCL。該LVS裝置403係在VCOMP及VI_VCL之間做選擇，並且發出在和其輸入處所提供之VCOMP及VI_VCL電壓中之較小的一個相同的電壓位準之VI_VAL。以此種方式，當VCOMP<(或是)VI_VCL時，VI_VAL具有和VCOMP相同的電壓位準，並且當VI_VCL<(或是)VCOMP時，VI_VAL具有和VI_VCL相同的電壓位準。一谷值電流限制產生器407係發展出該VI_VCL電壓並且提供該VI_VCL電壓。
VI_VAL及VISEN係被提供至一比較器網路405之個別的輸入，該比較器網路405亦接收CLK以及一模式信號MD。MD是一指示降壓或升壓模式的信號。在該升壓操作模式期間之CLK的每次發出時，該比較器網路405係操作以比較VI_VAL與VISEN，以決定何時發出PWMB為高的，並且發出PWMB為低的。當MD指示該降壓操作模式時，該比較器網路405係如先前所述地保持PWMB信號被發出為低的。
圖5是描繪該轉換器102在升壓模式中響應於該輸出負載的一步階增加，並且在其中VI_VCL被保持在一固定或不變的位準的限制狀況下的操作之時序圖。該CLK信號以及該等VISEN、VCOMP及VI_VAL電壓係和一電壓VI_VCL(固定的)一起相對於時間來加以繪製，其中該VI_VCL(固定的)電壓係代表在該固定的位準之VI_VCL信號。該SWA、PWMB及SWB信號係未被展示，但是以一種類似如先前所述的方式運作。到一時間t5(t1-t5)為止，當VCOMP小於VI_VCL(固定的)時，操作係實質類似於圖3中所示者。在此時間期間，VI_VAL係具 有和VCOMP相同的電壓位準。
如同在大約時間t5開始所展示的，一負載步階係被施加在該輸出處，此係響應地造成VO的一下降以及VCOMP之一對應的上升。當VCOMP維持低於VI_VCL(固定的)時，VI_VAL係隨著VCOMP上升。在時間t6，CLK的下一個脈波係發生，並且VISEN開始斜波下降。當VISEN斜波下降時，VCOMP係上升到超過VI_VCL(固定的)，並且VI_VAL停止上升而且是維持被限制在和VI_VCL(固定的)相同的電壓位準。VISEN下降到低於VCOMP，此並不造成PWMB的切換，直到當VISEN到達被固定在VI_VCL(固定的)的VI_VAL之一後續的時間t7為止。PWMB係在時間t7切換，並且VISEN開始斜波上升並且持續斜波上升直到CLK在時間t8的下一個脈波為止。由於VISEN在該週期中相當快地開始上升，因此其持續上升一段相當長的時間，此係在其再次開始下降之前的時間t8產生一相當高的波峰位準的VISEN。在時間t8，一CLK脈波係使得PWMB再次切換，因而VISEN反轉並且一路斜波下降到在一時間t9的VI_VCL(固定的)的電壓位準。VISEN之長的上升時間以及後續的下降時間係在時間t8產生一相當大的波峰電流。
當VISEN在時間t9最後下降至VI_VAL時，其係再次開始斜波上升。下一個CLK脈波係在時間t9之後相當快地發生在時間t10，此係在時間t10產生一相當短的波峰的VISEN。VISEN係反轉且斜波下降，並且在時間t10之後相當快的時間t11到達VI_VAL，因而VISEN係再次反轉並且在後續的時間t12上升至另一高的波峰位準。當VCOMP維持高於VI_VCL(固定的)時，操作係以此種方式重複，此係產生一系列交替的非常高及非常低的波峰之VISEN。
通過該電感器209的電流之相當大的電流波峰以及交替的高/低波峰的模式是因為各種的原因而非為所要的。此現象在此項技術中係 已知為次諧波的振盪，並且對於谷值電流控制的電流模式轉換器而言是以低於50%的工作週期發生。大的波峰的電位可能會需要一較大的電感器，以避免該電感器的飽和。大的電感器是非所要的，因為其實體上是較大的，並且因此消耗珍貴的電路空間。再者，較大的電感器是較昂貴的。每一個高/低的波峰對以及其反覆的模式係產生可能會降低可達成的最大負載電流到低於所要的位準之次諧波的振盪。在該升降壓配置中，該異常電流限制操作可能會造成在降壓及升壓操作之間假的模式轉變，此係產生不穩定且/或不正確的操作。
反而，在該電流限制下的狀況下達成一實質固定的波峰電流限制位準以及穩定的操作是所要的。可藉由一加到該電流感測信號或是從該VCOMP信號扣除(如同此項技術中已知)的補償斜波信號之利用而達成之更穩定的操作係避免次諧波的振盪以及對應的過大的波峰，此係容許在該電感器209的尺寸上的縮減，此係進一步降低成本。一更穩定的操作係避免次諧波的振盪，此係容許一較高的輸出電流位準。在一升降壓配置中，一更穩定的操作係避免在降壓及升壓模式之間的假觸發。
對於一升壓轉換器(包含操作在升壓模式中的升降壓轉換器102)而言，根據以下的方程式(1)，在該平均輸入電流ISEN(如同藉由VISEN所指示的)以及該輸出電流IO之間的關係是依據例如是PWMB的PWM信號的工作週期而定：IO=ISEN˙(1-D) (1)根據以下的方程式(2)，在該升壓模式中的平均輸入電流ISEN可被決定為該電感器209的一波峰電流IPEAK減去通過該電感器209的漣波電流之波峰至波 峰的漣波電流IP-P_RIPPLE(因為切換所引起)的一半：ISEN=IPEAK-0.5˙IP-P_RIPPLE (2)因此，如同藉由以下的方程式(3)所展示的，該輸出電流IO可以藉由將方程式(2)代入方程式(1)而重寫為：IO=(IPEAK-0.5˙IP-I_RIPPLE)˙(1-D) (3)為了達成過電流的保護，該輸出電流IO應該被限制到一預設的最大值IOMAX。為了限制該輸出電流到IOMAX，該電感器209的波峰電流IPEAK係被限制到根據以下的方程式(4)所決定之一最大的波峰電流位準IPEAKM： 對於一升壓轉換器(包含操作在升壓模式中的升降壓轉換器102)而言，在該工作週期、輸入電壓VIN以及輸出電壓VO之間的關係可根據以下的方程式(5)來加以決定： 因此，根據方程式(4)及(5)的波峰電流限制位準IPEAKM可以根據以下的方程式(6)來加以決定：
圖6是一比例轉換網路600的示意圖，其可被用來發展出一指示VO/VIN的比例之電壓VVO/VIN。該輸入電壓VIN係控制一電流源601，該電流源601係提供成比例於VIN的電流至一耦接至一比較器603的負(或是反相的)輸入的節點602。節點602係發展出一斜波電壓VRAMP。一電容器CR係被耦接在節點602及GND之間。一單極單投(SPST)開關605係使得其 端子耦接在節點603及GND之間，並且在其控制輸入處接收該時脈信號CLK。藉由一增益值“K”修改後的輸出電壓VO(K‧VO)係被提供至該比較器603的正(非反相的)輸入。應注意的是，K‧VO可以是代表VO的電壓位準的回授電壓VFB。該比較器603係輸出一信號D1，該信號D1被提供至一電阻器R1的一第一端子，該電阻器R1係使得其另一端子耦接至一節點604。一電容器C1係被耦接在節點604及GND之間。節點604係發展出指示VO/VIN的比例之電壓VVO/VIN。
圖7是描繪該比例轉換電路600的操作之時序圖。當CLK被發出高的脈波時，該開關605係短暫地閉合，此係放電該電容器CR，而將該斜波電壓VRAMP拉低(例如，至GND)。當該開關605被開路時，該電容器CR係藉由該電流源601而被充電，因而VRAMP是以一根據該輸入電壓VIN的速率斜波上升。當CLK再次發出下一個脈波時，該斜波電壓VRAMP係再次被重置為低的，並且操作係以此種方式重複，其中VRAMP係斜波變化在GND以及一波峰值G‧VIN之間，其中“G”是一增益值。每次VRAMP重置為低的時候，該比較器603係發出D1為高的。當VRAMP到達K‧VO的電壓位準時，該比較器603係對於該週期的剩餘部分發出D1為低的。因此，D1是一具有一成比例於VO/VIN的比例之工作週期的信號。R1及C1係全體地構成一電阻器-電容器(RC)濾波器，其係平均D1的值以發展出指示該比例VO/VIN的電壓VVO/VIN。
對於一升壓轉換器(包含操作在升壓模式中的升降壓轉換器102)而言，該電感器209的波峰至波峰的漣波電流IP-P_RIPPLE可以根據以下的方程式(7)來加以決定： 其中D是該工作週期並且TSW是PWMB的切換期間，並且其中LO是該電感器209的電感。
圖8是一漣波轉換網路800的示意圖，其可被用來根據方程式(7)以發展出一指示IP-P_RIPPLE的電壓VI_P-P_RIPPLE。該輸入電壓VIN係被提供至一放大器801的輸入，該放大器801具有一增益值1/LO是等同於該電感器LO的電感LO的倒數。該放大器801的輸出係發出一指示VIN/LO的電壓，其係被提供至一SPST開關S1的一開關端子，該SPST開關S1係使得其另一開關端子耦接至一節點802，並且具有一接收PWMB的控制輸入。PWMB係藉由一反相器803來加以反相，並且提供至另一SPST開關S2的控制輸入，該SPST開關S2係使得一開關端子耦接至節點802並且其另一開關端子是耦接至GND。節點802係發展出一工作週期信號D2，其係被提供至一電阻器R2的一端，該電阻器R2係使得其另一端耦接至一節點804。一電容器C2係被耦接在節點804及GND之間。R2及C2係全體地構成一RC濾波器，該RC濾波器係平均節點802的電壓。
如同受PWMB控制的S1及S2的功能係根據PWMB的值D‧TSW而有效地切換來自該放大器801的值VIN/LO，以根據該方程式(7)的結果來形成該工作週期信號D2。該RC濾波器係平均D2的電壓，因而804係發展出該電壓VI_P-P_RIPPLE，此係指示根據方程式(7)的電流IP-P_RIPPLE。
圖9是根據一範例實施例的用於發展出該VI_VCL電壓的谷值電流限制產生器407之簡化的方塊圖。在此例中，該VI_VCL電壓不是固定的，而是被改變以修改該調變器103的操作來在該電流限制的狀況下達成一實 質固定的波峰電流限制位準以及穩定的操作。該谷值電流限制產生器407係包含一波峰電流轉換網路901以及一谷值電流時序轉換網路903。
該波峰電流轉換網路901係根據方程式(6)來發展出一指示該波峰電流限制位準IPEAKM的電壓VI_PEAKM。該波峰電流轉換網路901係接收藉由該比例轉換網路600所發展出的VVO/VIN，並且亦接收一具有一指示該預設的最大值IOMAX之位準的電壓VIO_MAX。在一實施例中，該波峰電流轉換網路901係結合這些值和該適當的增益值一起以獲得根據方程式(6)的IPEAKM值的第一部分。如圖所示，一組合器910(例如，乘法器)係相乘VVO/VIN及VIO_MAX。儘管未被展示，該結果可納入一適當的增益值。該電壓VI_P-P_RIPPLE亦被提供至該波峰電流轉換網路901的一輸入，其係將VI_P-P_RIPPLE乘以一例如是GP之適當的增益值，以獲得根據方程式(6)的IPEAKM值的第二部分。如圖所示，另一組合器912係將VI_P-P_RIPPLE乘以GP(其中GP可包含在方程式(6)中展示的0.5因數)。該波峰電流轉換網路901係將該兩個值加在一起，以在其輸出處提供指示該波峰電流限制位準IPEAKM的VI_PEAKM電壓。如圖所示，另一組合器914(例如，加法器)係將該組合器910及912的輸出相加，以在其輸出處發展出該VI_PEAKM電壓。
該谷值電流時序轉換網路903係接收該VI_PEAKM電壓、電壓VIN/LO(例如，來自該放大器801的輸出或是其之一版本)、以及該CLK信號，以在其輸出處發展出該谷值電流限制電壓VI_VCL。如先前所述，該谷值電流限制電壓VI_VCL係被提供至該LVS裝置403的一輸入，該LVS裝置403係用於發展出具有一電壓位準的谷值電壓VI_VAL，該電壓位準是VCOMP及VI_VCL中之較小者。
對於一升壓轉換器(包含操作在升壓模式中的升降壓轉換器102)而言，該電感器電流(如同藉由VISEN所指示)在該Q4開關的導通時間期間的升轉換率di/dt係根據以下的方程式(8)而為依據該輸入電壓VIN以及該電感器209的電感LO而定： 已經判斷出的是，該谷值電流限制位準IVCL應該根據該電感器電流的轉換率來加以調整，並且受限於該最大的波峰電流位準IPEAKM。因此，該谷值電流限制位準IVCL可以根據以下的方程式(9)來加以決定： 其中“t ON ”可被視為介於該CLK信號的脈波之間的導通時間。該值t ON 可被決定為該CLK期間TSW藉由在每個CLK期間經過O到TSW的時間“t”來加以調整、或是t ON =TSW-t。在此例中，t ON 是一週期性的斜波信號，其係在CLK的每個週期從TSW斜波變化至0。以此種方式，根據方程式(8)及(9)並且代入t ON ，該谷值電流限制位準IVCL可以根據以下的方程式(10)來加以決定： ，其中時間t在該CLK的每個期間範圍是從0到TSW。該項技術中具有通常技能者係將此波形識別為一補償斜波信號之一版本，此係產生穩定的(無次諧波的)電流限制操作。如同先前所指示的，該最大的波峰電流位準IPEAKM係藉由該波峰電流轉換網路901所提供的VI_PEAKM電壓來加以指示。因此，方程式(10)可被重寫成以下的方程式(11)： 其中GR是一適當的電阻性增益值。該谷值電流時序轉換網路903係接收該 VI_PEAKM電壓、電壓VIN/LO、以及該CLK信號，以根據方程式(11)在其輸出處發展出該谷值電流限制電壓VI_VCL。
在一實施例中，如圖所示，例如CLK被提供至一時序區塊916，該時序區塊916係產生一對應於方程式(11)中的該項GR(TSW-t)的斜波信號。該時序區塊916的輸出係提供該斜波信號至一組合器918(例如，乘法器)的一輸入，該組合器918係將其乘以GR以及VIN/LO，以獲得方程式(11)的第二項，該第二項係被提供至另一組合器920(例如，加法器)的一輸入。該VI_PEAKM電壓係被提供至該組合器920的另一輸入，該組合器920係將該組合器918的輸出從VI_PEAKM減去，以在其輸出處提供VI_VCL。
圖10是繪製VI_VCL相對於從0至TSW的時間t的一週期之時序圖。當CLK發出脈波時，時間t係被重置到0，因而VI_VCL是以一最小值MIN=VI_PEAKM-(VIN‧TSW‧GR)/LO開始每個週期。隨著時間t朝向TSW過去，該第二項係減小，並且VI_VCL朝向VI_PEAKM斜波上升。當t=TSW時，該第二項是零，並且VI_VCL係變成實質等於該VI_PEAKM電壓。CLK的下一個脈波係重置VI_VCL回到MIN，並且該操作係重複。應注意的是，MIN可以不是一固定的值，而是可以隨著該VI_PEAKM電壓的調整以及隨著VIN的變化而變化。
圖11是類似於圖5之時序圖，其係描繪該轉換器102在升壓模式中響應於該輸出負載的一步階增加以及在藉由谷值電流限制產生器407實質根據方程式(11)發出的VI_VCL之下的操作。該CLK信號以及該些VI_VCL、VISEN、VCOMP以及VI_VAL電壓係相對於時間來加以繪製。VI_VCL係被展示為具有類似於圖10中所示者之一種在CLK週期之間重覆的形式，而不是如同在圖5中所示之固定的形式(例如，VI_VCL(固定的))。當VCOMP維持低於VI_VCL時， 到時間t5的操作是類似的，其中VI_VAL係追隨VCOMP。當VCOMP在時間t5響應於該負載步階而增加時，VI_VAL係持續追隨VCOMP，直到其在大約時間t6交叉VI_VCL為止。在時間t6，當VCOMP持續上升時，該CLK信號的一脈波係使得VI_VCL重置為低的。因此，當VI_VCL小於VCOMP時，VI_VAL係切換成追隨VI_VCL，並且持續如此追隨。對於所展示之其餘的週期，VI_VAL係維持VI_VCL之反覆的斜波變化的電壓。
在時間t6響應於CLK的脈波，VISEN開始以一種類似如同在圖5中所示的方式斜波下降回來。然而，在此例中，在VI_VAL於時間t6之後開始斜波上升後，VISEN係在時間t7交叉VI_VAL。VISEN接著在該週期的剩餘部分直到時間t8係實質追隨VI_VAL，其中VISEN及VI_VAL都到達實質相同的被展示為小於VCOMP的VI_PEAKM的波峰位準。在時間t8，VI_VAL係重置回到VI_VCL的最小值，並且接著開始斜波上升回來，而VISEN開始斜波下降。VISEN係在時間t9交叉VI_VAL，並且兩者接著在時間t10斜波上升到達約VI_PEAKM。當VI_VAL維持小於VCOMP時，操作係以此種方式重複。
應注意的是，如同在圖11中所示，通過該電感器209的波峰電流位準係被限制在大約IPEAKM，此係小於如同在圖5中所示的利用VI_VCL之一固定值或是VI_VCL(固定的)所獲得的波峰值。該IPEAKM是根據如先前所述地限制該輸出電流之一預設的值，因而該電感器209可以在一適當的較小實體尺寸以及較低的成本下來加以實施，同時仍然使得所要的輸出電流能夠被達成，同時避免在操作期間的飽和。再者，一相當固定的波峰電流限制位準係被達成，因而操作是穩定的，而無次諧波的振盪。在一升降壓配置中，該穩定的操作係避免在降壓及升壓模式之間的假觸發。
一種如同在此所述的電流限制機制亦可以應用於任意類型的波峰電流模式控制的轉換器，其包含採用波峰電流模式控制的降壓轉換器、升壓轉換器以及升降壓轉換器。在波峰電流模式控制中，一電源開關係在每個時脈的脈波被導通，並且在該波峰電流到達該誤差放大器輸出VCOMP或是一指示一電感器電流限制ILIMIT之波峰電流限制的電壓VI_LIMIT時被關斷。波峰電流模式控制的轉換器係在超過50%的工作週期呈現次諧波的振盪。此可以藉由將一補償斜波信號加到該電流感測波形(或是從VCOMP或從該電流限制臨界值電壓減去其)加以避免。如上所提到的，在該谷值電流控制的升壓轉換器的背景中，在電流限制上之次諧波的振盪是非所要的。然而，該補償斜波的施加儘管對於消除次諧波的振盪是有用的，但是相較於所要的波峰電流值，其係降低該波峰電流值。在包含補償斜波的波峰電流控制的轉換器中產生一修改後的波峰電流限制值，而該值係產生在一經設計的值之一實質固定的穩定的波峰電流限制是所要的。
圖12是描繪該轉換器102被配置為一波峰電流模式控制的轉換器並且在一固定的電流限制值VI_LIMIT(固定的)下，當操作在降壓模式中響應於該輸出負載的一步階增加的操作之時序圖。該CLK信號以及該些VI_LIMIT(固定的)、VIO_MAX、VCOMP及VISEN電壓係相對於時間來加以繪製，其中該VI_LIMIT(固定的)電壓係代表在一固定的電流限制位準之ILIMIT電流限制信號。VISEN係在時間t1響應於一CLK脈波而上升，直到其在時間t2到達VCOMP為止，並且接著VISEN下降直到在時間t3的下一個時脈脈波為止。同樣在大約時間t3，一負載步階係被施加在該輸出處，此係響應地造成VO的一下降以及VCOMP之一對應的上升。VCOMP係上升到超過該VI_LIMIT(固定的)電壓。VISEN係在時間t3之後再次上 升，並且在該週期的剩餘部分期間並不交叉VCOMP，因為VCOMP已經上升到超過該VI_LIMIT(固定的)電壓。反而，VISEN係在一時間t4到達VI_LIMIT(固定的)，並且接著在時間t4之後減小，即使下一個CLK脈波已經發生。VISEN係減小直到在時間t5的下一個脈波的CLK為止，並且接著上升直到其在該週期後面的時間t6交叉該VI_LIMIT(固定的)電壓為止。VISEN係在時間t6之後下降，但是只有到不久之後的時間t7之CLK的下一個脈波為止。VISEN係再次上升，但是快速地在時間t8交叉該VI_LIMIT(固定的)電壓，並且接著在該週期的剩餘部分減小。操作係如同在時間t9及t10所展示地繼續。
圖12係描繪利用一固定的電流限制值(該VI_LIMIT(固定的)電壓)可能產生的額外問題。當該工作週期上升超過約50%時，該固定的電流限制值可能產生具有一較長的脈波接著是一較短的脈波之次諧波的振盪，例如是在時間t5及t9之間所展示者。此亦導致該平均輸出電流低於所要的。
圖13是描繪一電流限制的電壓VI_LIMIT的一週期之時序圖，其係納入一補償斜波信號，並且可被用來克服被配置為一波峰電流模式控制的轉換器並且操作在降壓模式中的轉換器102之次諧波的振盪。VI_LIMIT的最小值是VIO_MAX，此係一指示所要的最大輸出電流的電壓。在D~0之下的電感器電流漣波是大約VO‧TSW/LO，並且VI_LIMIT的一波峰位準VI_LIMIT_P係根據以下的方程式(12)來加以決定： 其中該斜波值是在PWM=0期間感測到的電感器電流的轉換率的一半。在每個週期期間的斜波值可以用一種類似先前敘述的方式被發展出，其中TSW係被TSW-t所取代，其中時間“t”係在每個CLK週期期間從0經過到TSW。
圖14是描繪一電流限制的電壓VI_LIMIT的一週期之時序圖，其係納入一斜波信號，並且可被用來克服被配置為一波峰電流模式控制的轉換器並且當操作在升壓模式中的轉換器102之一固定的電流限制位準的問題。用於升壓操作之電流限制的電壓VI_LIMIT是實質類似的，除了其係根據該輸入電壓VIN而不是該輸出電壓VO。同樣地，VI_LIMIT的最小值是VIO_MAX，此係一指示在升壓模式期間所要的最大輸出電流的電壓。在D~1之下的電感器電流漣波是大約VIN‧TSW/LO，並且VI_LIMIT的一波峰位準VI_LIMIT_P係根據以下的方程式(13)來加以決定： 其中該斜波值是在PWM=1期間感測到的電感器電流的轉換率的一半。同樣地，在每個週期期間的斜波值可以用一種類似先前敘述的方式被發展出，其中TSW係被TSW-t所取代，其中時間“t”係在每個CLK週期期間從0經過到TSW。
圖15是類似於圖12的時序圖，其係描繪該轉換器102被配置為一波峰電流模式控制的轉換器並且操作在降壓或升壓模式中響應於在大約t3之輸出負載的一步階增加並且是在實質根據在降壓模式中的方程式(12)或是在升壓模式中的方程式(13)而定的VI_LIMIT下的操作。該CLK信號以及該等VI_LIMT、VIO_MAX、VCOMP及VISEN電壓係相對於時間來加以繪製。VI_LIMIT係被展示具有一種類似於圖13或圖14中所示在CLK週期之間反覆的形式，而不是如同在圖12中所示之固定的形式(例如，VI_LIMIT(固定的))。
到時間t3的操作是類似的，而時間t3係開始該輸出負載的步階增加。該指示電感器電流的VISEN電壓係上升，但是在該週期中較早在 其到達斜波下降的VI_LIMIT的時間t4被終止。該VISEN電壓係反轉，並且斜波下降直到脈波CLK的下一個之時間t5為止，並且接著再次斜波上升。在時間t6，VISEN係再次交叉斜波下降的VI_LIMIT，並且反轉而再次斜波下降。在時間t7的CLK的下一個脈波，VISEN係開始再次上升。當VCOMP維持高於VI_LIMIT時，操作係以如同展示之類似的方式重複，其中VISEN係在CLK的每個脈波上升，並且在交叉VI_LIMIT之反覆的斜波變化的版本時下降。在一降壓轉換器的情形中，VIO_MAX是最大的平均電感器電流，此係等於該最大的輸出電流(對應於在穩定狀態的操作中之最大的負載電流)。
圖16是一取代該調變器103的調變器1603的一部分之簡化的方塊圖，其係用於發展出被配置為一波峰電流模式控制的轉換器之轉換器102的降壓及升壓兩種操作模式的PWMA及PWMB脈波控制信號。VCOMP可以在該誤差放大器401的輸出處以實質類似的方式被發展出。該谷值電流限制產生器407係被一個更一般化的電流限制產生器1607所替換，該電流限制產生器1607係依據如同藉由該模式信號MD所指示的操作模式(降壓或升壓)，而在其輸出處根據方程式(12)或(13)發展出該VI_LIMIT電壓。VIO_MAX及VIN/LO可被提供至該電流限制產生器1607之個別的輸入。一值K‧VO/LO亦可被提供，其可以用類似先前敘述的VIN/LO之方式而被發展出。該值K‧VO可以是VFB或是另一指示該輸出電壓VO的值。再者，CLK及MD可以在個別的輸入處被提供至該電流限制產生器1607。該電流限制產生器1607係利用實質類似如先前對於該谷值電流限制產生器407所述的技術來發展出該VI_LIMIT電壓，其中該VI_LIMIT電壓係根據用於降壓模式的方程式(12)以及根據用於升壓模式的方程式(13)而被發展出。
該LVS裝置403係被設置並且在其輸入處接收VCOMP及VI_LIMIT，並且在其輸出處發展出一值VI_LIM。VI_LIM是VCOMP及VI_LIMIT中之較小者，並且被提供至一比較器1605。該比較器1605係取代該比較器405，並且可被用來發展出用於被配置為一波峰電流模式控制的轉換器之升降壓的轉換器102的降壓及升壓模式之PWMA及PWMB信號。如同在此項技術中具有一般技能者所理解的，在波峰電流控制的電流模式轉換器中，電流限制亦可以藉由限制該誤差放大器的輸出電壓VCOMP之最大值來加以達成，而不是利用個別的電流限制比較器及LVS電路。本發明在此例中亦可藉由限制VCOMP的最大值至VI_LIMIT_P並且將圖13(在降壓的情形中)或圖14(在升壓的情形中)之變為負的斜波加到該VCOMP電壓來加以實施。
儘管本發明在此係參考特定實施例來加以描述，但是其係被呈現以使得具有此項技術的通常知識者能夠完成及利用如同在一特定應用及其需求的背景內所提出之本發明。對於該項技術中具有通常技能者而言明顯的是，可以完成各種的修改及改變而不脫離如同在以下的申請專利範圍中所闡述的本發明的範疇。於是，該說明書及圖式係欲以一種舉例而非限制性的意思來視之，並且所有此種修改都欲被納入在本發明的範疇內。任何在此關於特定實施例所描述的益處、優點或是問題的解決方案都不欲被解釋為該申請專利範圍中的任一項或全部之一關鍵、必需或重要的特點或元件。除非另有敘述，否則例如是“第一”及“第二”的用語係被用來任意地在此種術語所描述的元件之間作區別。因此，這些用語並不一定意圖指示此種元件在時間上或是其它的優先順序。
103‧‧‧調變器
401‧‧‧誤差放大器
403‧‧‧較小者電壓選擇(LVS)裝置
405‧‧‧比較器網路
407‧‧‧谷值電流限制產生器

Claims (20)

  1. 一種調變器，其係被配置以在轉換一輸入電壓成為一輸出電壓時，根據一電流限制機制來控制通過一轉換器的一電感器的電流的切換，該調變器係包括：一電流限制產生器，其係被配置以根據該輸入電壓及輸出電壓中之一所選的一個，並且進一步根據該電感器的一電感、一時序信號、以及該轉換器之一預設的最大的輸出電流來提供一週期性的斜波變化的電流限制值；以及一比較器網路，其係被配置以藉由比較一指示一通過該電感器的電流之電流感測值以及一補償誤差值與該週期性的斜波變化的電流限制值中之一較小者來提供一切換控制信號，以控制通過該電感器的電流的切換。
  2. 如申請專利範圍第1項之調變器，其中該電流限制產生器係包括一用於一升壓操作模式的谷值電流限制產生器，其中該谷值電流限制產生器係包括：一谷值電流時序轉換網路，其係被配置以根據該輸入電壓、該電感器的該電感、該時序信號、以及該電感器的一波峰電流限制來提供該週期性的斜波變化的電流限制值，其中該波峰電流限制係根據該轉換器之該預設的最大的輸出電流而定；一波峰電流轉換網路，其係被配置以根據該輸出電壓至該輸入電壓的一比例、該預設的最大的輸出電流、以及通過該電感器的一波峰至波峰的漣波電流來提供一波峰電流限制值；以及其中該波峰電流限制值係指示該電感器的該波峰電流限制，並且被用 來發展出該週期性的斜波變化的電流限制值以作為一谷值電流限制值。
  3. 如申請專利範圍第2項之調變器，其中該波峰電流轉換網路係包括：一第一組合器，其係被配置以將一增益值乘以一指示該波峰至波峰的漣波電流之波峰至波峰的漣波值，並且提供一指示此乘積的第一值；一第二組合器，其係被配置以將一指示該輸出電壓至該輸入電壓的比例之比例值乘以一指示該預設的最大的輸出電流之最大的電流值，以提供一指示此乘積的第二值；以及一第三組合器，其係被配置以將該第一及第二值相加以提供該波峰電流限制值。
  4. 如申請專利範圍第2項之調變器，其進一步包括一比例轉換網路，其係包括：一斜波產生器，其係被配置以根據該輸入電壓以及該時序信號來發展出一週期性的斜波信號；一比較器，其係被配置以比較該週期性的斜波信號以及一指示該輸出電壓的輸出值，並且提供一指示此比較的工作週期信號；以及一濾波器，其係被配置以轉換該工作週期信號成為一指示該輸出電壓至該輸入電壓的該比例之比例值。
  5. 如申請專利範圍第4項之調變器，其中當該電感器被耦接在該輸入電壓以及一供應參考電壓之間時，該週期性的斜波信號係代表電感器電流。
  6. 如申請專利範圍第2項之調變器，其進一步包括一漣波轉換網路，其係包括：一放大器，其係被配置以將一指示該輸入電壓的值除以一指示該電感 器的一電感之值，以提供一漣波值；一開關電路，其係被配置以利用該切換控制信號來切換該漣波值，以發展出一指示通過該電感器之該波峰至波峰的漣波電流之工作週期信號；以及一濾波器，其係被配置以轉換該工作週期信號成為該波峰至波峰的漣波值。
  7. 如申請專利範圍第2項之調變器，其中該谷值電流時序轉換網路係包括：一時序電路，其係被配置以轉換該時序信號成為一具有一根據該時序信號的一切換期間之波峰位準的週期性的斜波信號；一第一組合器，其係被配置以將該週期性的斜波信號乘以一指示該輸出電壓至該電感器的一電感的比例之比例值，以提供一指示此乘積的第一值；以及一第二組合器，其係被配置以從一指示該電感器的該波峰電流限制之波峰電流限制值減去該第一值，以提供該週期性的斜波變化的電流限制值。
  8. 如申請專利範圍第1項之調變器，其進一步包括：一誤差放大器，其係被配置以提供指示該輸出電壓的一誤差之該補償誤差值；以及一較小者選擇裝置，其係被配置以決定該補償誤差值以及該週期性的斜波變化的電流限制值中之較小者並且提供一指示該較小者之所選的電流限制值。
  9. 如申請專利範圍第1項之調變器，其中該轉換器係被配置以操作為一 波峰電流模式控制的升壓轉換器，並且其中該電流限制產生器係被配置以根據該輸入電壓、該電感器的該電感、該時序信號、以及該轉換器之該預設的最大的輸出電流來提供該週期性的斜波變化的電流限制值。
  10. 如申請專利範圍第1項之調變器，其中該轉換器係被配置以操作為一波峰電流模式控制的降壓轉換器，並且其中該電流限制產生器係被配置以根據該輸出電壓、該電感器的該電感、該時序信號、以及該轉換器之該預設的最大的輸出電流來提供該週期性的斜波變化的電流限制值。
  11. 一種電子裝置，其係包括：一轉換器，其係包括：一電感器；一耦接至該電感器的開關電路，其係被配置以切換通過該電感器的電流以轉換一輸入電壓成為一如同藉由一第一切換控制信號所控制的輸出電壓；以及一根據一電流限制機制來加以配置的調變器，其係包括：一電流限制產生器，其係被配置以根據一指示該輸入電壓的輸入值以及一指示該輸出電壓的輸出值中之一所選的一個，並且進一步根據該電感器的一電感、一時脈信號、以及該轉換器之一預設的最大的輸出電流來提供一週期性的斜波變化的電流限制值；以及一比較器網路，其係被配置以藉由比較一指示一通過該電感器的電流之電流感測值以及一補償誤差值與該週期性的斜波變化的電流限制值中之一較小者來提供該第一切換控制信號。
  12. 如申請專利範圍第11項之電子裝置，其進一步包括耦接至該轉換器 的一處理器以及一記憶體。
  13. 如申請專利範圍第11項之電子裝置，其中該電流限制產生器係包括一用於一升壓操作模式的谷值電流限制產生器，其中該谷值電流限制產生器係包括：一谷值電流時序轉換網路，其係被配置以根據該輸入值、該電感器的該電感、該時序信號、以及該電感器的一波峰電流限制來提供該週期性的斜波變化的電流限制值，其中該波峰電流限制係根據該轉換器之該預設的最大的輸出電流而定；一波峰電流轉換網路，其係被配置以根據該輸出電壓至該輸入電壓的一比例、該預設的最大的輸出電流、以及一指示通過該電感器的一波峰至波峰的漣波電流之波峰至波峰的漣波值來提供該波峰電流限制值。
  14. 如申請專利範圍第13項之電子裝置，其進一步包括一轉換網路，其係被配置以在該時脈信號的週期之間比較指示該輸出電壓的該輸出值以及一指示該輸入電壓的斜波信號以發展出一週期性的比例信號，並且其係被配置以平均該週期性的比例信號，以提供一指示該輸出電壓至該輸入電壓的該比例之比例值。
  15. 如申請專利範圍第13項之電子裝置，其進一步包括一轉換網路，其係被配置以將一指示該輸入電壓的值放大一指示該電感器的該電感之增益以提供一漣波值，其係被配置以藉由該第一切換控制信號來切換該漣波值以發展出一週期性的漣波信號，並且其係被配置以平均該週期性的漣波信號以提供該波峰至波峰的漣波值。
  16. 如申請專利範圍第11項之電子裝置，其中該轉換器係被配置以操作 為一波峰電流模式控制的升壓轉換器，並且其中該電流限制產生器係被配置以根據該輸入值、該電感器的該電感、該時序信號、以及該轉換器之該預設的最大的輸出電流來提供該週期性的斜波變化的電流限制值。
  17. 如申請專利範圍第1項之電子裝置，其中該轉換器係被配置以操作為一波峰電流模式控制的降壓轉換器，並且其中該電流限制產生器係被配置以根據該輸出值、該電感器的該電感、該時序信號、以及該轉換器之該預設的最大的輸出電流來提供該週期性的斜波變化的電流限制值。
  18. 一種被配置以限制通過一電流控制的轉換器的一電感器的電流之方法，該轉換器係轉換一輸入電壓成為一輸出電壓，該方法係包括：接收一指示通過該電感器的電流的電流感測值；接收一指示該輸出電壓的一誤差的補償值；根據該輸出電壓以及該輸入電壓中之一所選的一個，並且進一步根據該電感器的一電感、一時脈信號、以及該轉換器之一預設的最大的輸出電流以發展出一週期性的斜波變化的電流限制值；判斷該補償值以及該週期性的斜波變化的電流限制值中之一較小者，以提供一所選的電流限制值；以及利用該時脈信號並且藉由比較該所選的電流限制值以及該電流感測值以提供一切換控制信號，以控制通過該電感器的電流的切換。
  19. 如申請專利範圍第18項之方法，其中該發展出一週期性的斜波變化的谷值電流限制值係包括根據該輸入電壓、該電感器的該電感、該時序信號、以及該轉換器之該預設的最大的輸出電流來發展出該週期性的斜波變化的谷值電流限制值。
  20. 如申請專利範圍第18項之方法，其中該發展出一週期性的斜波變化的谷值電流限制值係包括根據該輸出電壓、該電感器的該電感、該時序信號、以及該轉換器之該預設的最大的輸出電流來發展出該週期性的斜波變化的谷值電流限制值。
TW102134060A 2013-01-16 2013-09-23 用於限制轉換器之電流的裝置、調變器和方法 TWI581547B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361753081P 2013-01-16 2013-01-16
US201361774453P 2013-03-07 2013-03-07
US13/850,402 US9312772B2 (en) 2013-01-16 2013-03-26 Current limiting scheme for a converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201431261A true TW201431261A (zh) 2014-08-01
TWI581547B TWI581547B (zh) 2017-05-01

Family

ID=51164663

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW102134060A TWI581547B (zh) 2013-01-16 2013-09-23 用於限制轉換器之電流的裝置、調變器和方法

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9312772B2 (zh)
TW (1) TWI581547B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI558272B (zh) * 2015-03-16 2016-11-11 Induction Cooker and control circuit and control method for induction cooker
TWI640224B (zh) * 2015-03-16 2018-11-01 昂寶電子（上海）有限公司 Induction cooker and control circuit and control method therefor
CN113938048A (zh) * 2021-09-09 2022-01-14 广州金升阳科技有限公司 一种波峰波谷开通控制方法及控制器

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9553501B2 (en) 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
US9740218B2 (en) * 2012-11-02 2017-08-22 Intersil Americas LLC Limiting a current
CN103401424B (zh) 2013-07-19 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于调整电源变换系统的输出电流的系统和方法
CN103956905B (zh) 2014-04-18 2018-09-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换系统的输出电流的系统和方法
US20160072393A1 (en) * 2014-09-05 2016-03-10 Murata Manufacturing Co., Ltd. Bidirectional current-sense circuit
US10454371B1 (en) * 2015-05-08 2019-10-22 Maxim Integrated Products, Inc. High efficiency buck-boost systems and methods
US10270334B2 (en) 2015-05-15 2019-04-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for output current regulation in power conversion systems
CN106981985B (zh) * 2015-05-15 2019-08-06 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源转换系统中的输出电流调节的系统和方法
US9722506B2 (en) * 2015-09-18 2017-08-01 Power Integrations, Inc. Limit-to-valley ratio circuitry in power converters
CN106712476B (zh) * 2017-02-28 2019-01-29 东南大学 一种消除开关电源次谐波振荡的方法
US10389243B2 (en) 2017-03-07 2019-08-20 Qualcomm Incorporated Current limit boost converter
IT201700031159A1 (it) 2017-03-21 2018-09-21 St Microelectronics Srl Unita' di controllo di un convertitore in commutazione operante in modalita' di conduzione continua e a controllo di corrente di picco
CN108628383A (zh) 2017-03-22 2018-10-09 瑞萨电子美国有限公司 在多相电压调节器中组合温度监测和真实的不同电流感测
TWI697185B (zh) * 2019-02-25 2020-06-21 新唐科技股份有限公司 電壓轉換裝置
CN115668721B (zh) * 2020-05-20 2023-08-15 思睿逻辑国际半导体有限公司 功率转换器中的电流的随机化
US11770072B2 (en) * 2021-10-26 2023-09-26 Allegro Microsystems, Llc Commonly controlled buck-boost converter

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5717322A (en) 1996-02-16 1998-02-10 Harris Corporation Method to improve the peak-current limit in a slope-compensated, current-mode DC/DC converter, and circuit therefor
US8080987B1 (en) * 2006-12-22 2011-12-20 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for efficient transitioning between different operating modes of a regulator
US8305061B1 (en) * 2008-06-04 2012-11-06 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for digitally controlled buck-boost switching regulator
US20110227550A1 (en) * 2010-03-19 2011-09-22 Intersil Americas Inc. Modulation scheme using a single comparator for constant frequency buck boost converter
US8334683B2 (en) * 2010-08-24 2012-12-18 Intersil Americas Inc. System and method for current limiting a DC-DC converter
US8552703B2 (en) * 2011-03-04 2013-10-08 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for low standby current switching regulator
US8981737B2 (en) * 2011-03-08 2015-03-17 Intersil Americas LLC High efficiency PFM control for buck-boost converter
US8717785B2 (en) * 2011-09-30 2014-05-06 Power Integrations, Inc. Multi-stage sampling circuit for a power converter controller

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI558272B (zh) * 2015-03-16 2016-11-11 Induction Cooker and control circuit and control method for induction cooker
TWI640224B (zh) * 2015-03-16 2018-11-01 昂寶電子（上海）有限公司 Induction cooker and control circuit and control method therefor
CN113938048A (zh) * 2021-09-09 2022-01-14 广州金升阳科技有限公司 一种波峰波谷开通控制方法及控制器

Also Published As

Publication number Publication date
TWI581547B (zh) 2017-05-01
US20140197811A1 (en) 2014-07-17
US9312772B2 (en) 2016-04-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI581547B (zh) 用於限制轉換器之電流的裝置、調變器和方法
JP5901635B2 (ja) ブリッジトポロジーを用いるスイッチドモード電力コンバータ及びそのスイッチング方法
US10797585B2 (en) Multi-phase control for pulse width modulation power converters
US9584019B2 (en) Switching regulator and control method thereof
US10116209B2 (en) System and method for starting a switched-mode power supply
US9639102B2 (en) Predictive current sensing
US7876073B2 (en) Switching regulator with slope compensation and control method therefor
US8330442B2 (en) DC to DC converter and method for reducing overshoot
JP2014226026A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそれを用いた電子機器
KR20130036065A (ko) 벅 스위치 모드 파워 컨버터 큰 신호 천이 응답 최적화기
TW200945749A (en) High-side sensing of zero inductor current for step down DC-DC converter
EP2283569A1 (en) Current-mode control switching regulator and operations control method thereof
JP2008131746A (ja) 昇降圧型スイッチングレギュレータ
TW200843311A (en) Apparatus and methods for improving the transient response capability of a switching power supply
TW201424237A (zh) 電流的限制
US10103720B2 (en) Method and apparatus for a buck converter with pulse width modulation and pulse frequency modulation mode
TW201608806A (zh) 具有合倂控制信號及改良動態範圍之電流模式控制調變器
US11005370B2 (en) Dynamic phase change mechanism in multi-phase converters
US8686801B2 (en) Power supply and DC-DC-conversion
US9331571B2 (en) Power converter with automatic on-time extension function and operating method thereof
TW201445858A (zh) 用於電源轉換器的時間產生器及時間信號產生方法
JP2010183335A (ja) パルス幅変調回路、パルス幅変調方法及びレギュレータ
JP2010088274A (ja) スイッチングレギュレータの制御回路、制御方法およびそれらを利用したスイッチングレギュレータ、充電装置
TWI571722B (zh) 用於經切換模式調節器的預測性電流回饋之系統與方法
CN112688537A (zh) 功率转换器中的导通时间补偿