JP2001112252A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷、交流入力電圧変動に対して実使用条件
に対応できるだけの力率を維持する。また、リップル成
分の抑制を図る。 【解決手段】 分電圧プッシュプル形のスイッチング周
波数制御方式複合共振形コンバータに対して力率改善回
路を備えたスイッチング電源回路として、一次側共振回
路に得られるスイッチング出力が一次側並列共振コンデ
ンサを介することで、静電結合方式もしくは磁気結合方
式により帰還されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図１０は、先に本出願人により出願された
発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例
を示す回路図である。この電源回路は自励式による電流
共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のた
めの力率改善回路が設けられた構成とされている。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備え
られている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整
流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コ
ンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端に
は、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、この整流平滑
回路（Ｄｉ，Ｃｉ）に対しては、その整流電流経路に対
して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電
源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制す
るようにしている。

【０００５】この図に示す力率改善回路２０において
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイ
ルＬN−高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイ
ルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデン
サＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と
平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されるこ
とで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモー
ドのローパスフィルタを形成している。

【０００６】また、力率改善回路２０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、後述する一次側の直列共振回路
の端部が接続されて、この直列共振回路に得られるスイ
ッチング出力が帰還されるようにしている。なお、力率
改善回路２０による力率改善動作については後述する。

【０００７】この電源回路には、平滑コンデンサＣｉの
両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極
側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続
されている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が
挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を
設定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベー
ス−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，
ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、
それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣB1，Ｃ
B2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ
B1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振
駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のスイッチング周波数を決定する。

【０００８】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線Ｎ
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとされている。このドライブトランスＰＲＴの駆動巻
線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続され
る。また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると
共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接
続を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されて
いる。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電
圧が発生するように巻装されている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電
流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。

【００１０】また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コ
ンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善回路２０内
の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョーク
コイルＬS の接続点に対して接続されている。

【００１１】この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及
び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1
（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成
分により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形
とするための一次側直列共振回路を形成している。

【００１２】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。

【００１３】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。

【００１４】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交
番出力を得る。

【００１５】また、ドライブトランスＰＲＴによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧レベルや負荷変動等に伴って二次側出力電圧ＥO1 が
上昇するように変動したとすると、前述のように制御巻
線ＮC に流れる制御電流のレベルも二次側出力電圧ＥO1
の上昇に応じて高くなるように制御される。この制御
電流によりドライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影
響で、ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和状態に近
付く傾向となって、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタン
スを低下させるように作用するが、これにより自励発振
回路の条件が変化してスイッチング周波数は高くなるよ
うに制御される。この電源回路では、直列共振コンデン
サＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よ
りも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定してい
る（アッパーサイド制御）が、上記のようにしてスイッ
チング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数
に対してスイッチング周波数が離れていくことになる。
これにより、スイッチング出力に対する直列共振回路の
共振インピーダンスは高くなる。

【００１６】このようにして共振インピーダンスが高く
なることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給
されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧
が抑制されることになって、定電圧制御が図られること
になる。なお、以降は上記のような方法による定電圧制
御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということに
する。

【００１７】また、力率改善回路２０による力率改善動
作は次のようになる。この図に示す力率改善回路２０の
構成では、直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）に供給されたスイ
ッチング出力をチョークコイルＬS 自体が有するとされ
る誘導性リアクタンス（磁気結合）を介して整流電流経
路に帰還するようにされる。

【００１８】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。

【００１９】図１１は、先に本出願人により提案された
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も
２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電
流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式につ
いては他励式とされている。また、この場合にも力率改
善を図るための力率改善回路が備えられた構成とされて
いる。なお、図１０と同一部分については同一符号を付
して説明を省略する。

【００２０】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ１２のドレインを接続し、スイッチング
素子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他
励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これら
スイッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２に
よって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイ
ッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイ
ッチング出力とする。また、この場合には、各スイッチ
ング素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図
に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD
1、ＤD2が設けられる。

【００２１】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、次に
述べる力率改善回路２１のフィルタチョークコイルＬN
と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点
に対して接続される。

【００２２】この場合にも、直列共振コンデンサＣ1 の
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により、スイ
ッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振回
路を形成している。

【００２３】この場合の制御回路１は、例えば直流出力
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。そし
て、この図１１に示す電源回路においても、図１０に示
した電源回路と同様に、スイッチング周波数は直列共振
周波数よりも高い領域として設定されている。そして、
例えば直流出力電圧ＥO1 が上昇すると、そのレベルに
応じて、制御回路１はスイッチング周波数を高くするよ
うに発振ドライブ回路２に対する制御を行う。これによ
り、図１０にて説明したのと同様にして定電圧制御が行
われる。起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ライン
に得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ
回路２を起動させるために設けられるもので、絶縁コン
バータトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線を整流し
て得られる低レベルの直流電圧を動作電源として入力し
ている。

【００２４】この図に示す力率改善回路２１では、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉ
の正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬN −
高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続されて挿入さ
れる。ここで、フィルタコンデンサＣN はフィルタチョ
ークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 の直列
接続回路に対して並列に設けられる。そして、このよう
な接続形態によっても、フィルタコンデンサＣN はフィ
ルタチョークコイルＬN と共にノーマルモードのローパ
スフィルタを形成している。また、共振コンデンサＣ3
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並列に設け
られる。ここでは詳しい説明は省略するが、例えば共振
コンデンサＣ3 は例えばフィルタチョークコイルＬN 等
と共に並列共振回路を形成するようにされ、その共振周
波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほぼ同等と
なるように設定される。これにより、負荷が軽くなった
ときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有する
ものである。この力率改善回路２１に対しては、先にも
述べたようにして、フィルタチョークコイルＬN と高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対し
て直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）の端部が接続される。

【００２５】このような接続形態では、一次巻線Ｎ1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、フィルタ
チョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1 の
アノードとの接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた
共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出力
が印加されることになる。

【００２６】上記のようにしてスイッチング出力が帰還
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルＬN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサＣ3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この共振コンデ
ンサＣ3の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、やはり
力率改善が図られることになる。

【００２７】このように、上記図１０及び図１１に示し
た電源回路では力率改善回路（２０，２１）を備えるこ
とで、力率改善を図ることが出来るが、これらの図に示
した力率改善回路は、少ない部品点数によって形成され
ているため、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コストに
より、力率改善を図ることができるというメリットを有
している。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図１２に、上
記図１０及び図１１に示した電源回路についての、負荷
電力Ｐｏと力率ＰＦとの関係を示す。なお、ここでは、
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の条件が示されている。
この図によれば、力率ＰＦは、負荷電力Ｐｏが減少する
のに応じて、低下していくという特性が得られているこ
とが分かる。

【００２９】また、図１３には、交流入力電圧ＶACと力
率ＰＦとの関係が示されている。ここでは、最大負荷電
力Ｐｏmax＝２００Ｗ時と、最小負荷電力Ｐｏmin＝５０
Ｗ時の各条件での下での特性が示されている。この図に
示されるように、力率ＰＦは、交流入力電圧ＶACが上昇
するのに応じて、力率ＰＦは比例的に低下していくこと
が分かる。また、最小負荷電力Ｐｏmin＝５０Ｗ時の条
件での力率ＰＦとしては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２０
０Ｗよりも低い力率となっている。つまり、上記図１１
によっても述べたように、負荷電力が小さい場合のほう
が、力率ＰＦとしては低くなるという特性がここでも得
られている。

【００３０】また、上記図１３に示した特性は、動作波
形図としては図１４のようにして示される。ここで、図
１４（ａ）（ｂ）には、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで
最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の交流入力電圧ＶA
C、交流入力電流ＩACが示され、図１４（ｃ）（ｄ）に
は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで最小負荷電力Ｐｏmi
n＝５０Ｗ時の交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩACが
示されている。ここで、交流入力電圧ＶACの半周期が１
０ｍｓであるとして、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ
時には、交流入力電流ＩACの導通期間τは実際には５ｍ
ｓ程度とされて、力率としてはＰＦ＝０．８５となる。
これに対して、最小負荷電力Ｐｏmin＝５０Ｗ時には、
交流入力電流ＩACの導通期間τは２．５ｍｓ程度にまで
短くなり、力率としてはＰＦ＝０．６５程度にまで低下
する。この最小負荷電力Ｐｏmin＝５０Ｗ時に得られる
力率ＰＦの値では、実用上要求される力率としての値を
満足しない場合がある。

【００３１】このように、交流入力電圧の変動や負荷電
力の変動によって力率が低下してしまうことは、逆に言
えば、これらの電源回路に対する交流入力電圧や負荷条
件が制限されてしまうことになる。つまり、電源回路と
して採用可能な機器が制限されるという問題がある。具
体的には、例えば交流入力電圧と負荷条件が指定されて
いるカラーテレビジョン受像機では採用可能であるが、
事務機器や情報機器では採用できないといったこととな
る。

【００３２】また、図１０及び図１１に示した力率改善
のための構成では、一次側の直列共振回路が商用交流電
源の整流電流経路と接続される形態を採るために、直列
共振回路に対して商用交流電源周期（５０Ｈｚ／６０Ｈ
ｚ）のリップルが重畳することが分かっている。このリ
ップル成分の重畳レベルは、負荷電力の増加に従って大
きくなる。そして、例えば、実用性に対応する所定の測
定条件のもとでＰＦ＝０．８程度の力率が維持できるよ
うに所要の部品の選定を行って構成したとすると、力率
改善回路が備えられない場合と比較して、最大負荷電力
時の二次側直流出力電圧に表れるリップル電圧レベルと
しては約３倍〜４倍程度にまで増加してしまうことが分
かっている。

【００３３】上記のようなリップル成分の増加を抑制す
るために、例えば図１０及び図１１に示した電源回路の
実際においては、制御回路１の利得の向上や、一次側の
平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスの増加などの対策
をとることになるのであるが、この場合には、部品素子
のコストアップを招くと共に、スイッチング動作が異常
発振しやすくなるという問題を招く。

【００３４】さらに図１０及び図１１に示した電源回路
では、電流共振形コンバータの一次側直列共振回路にチ
ョークコイルＬSや共振コンデンサＣ3のインピーダンス
が挿入されることになるため、最大負荷電力Ｐｏmaxが
低下する。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ１や直列共振コンデンサＣ１の再設計が必要
となるという欠点がある。

【００３５】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、入力された商用交流電源を整流するととも
に、直列接続された２つの平滑コンデンサの両端に得ら
れる平滑電圧を分圧して第１及び第２の直流入力電圧を
出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係
数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を
二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトラ
ンスと、上記第１及び第２の直流入力電圧をそれぞれス
イッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線に出力するようにされた第１及び第２の
スイッチング手段と、少なくとも上記絶縁コンバータト
ランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次
側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成
されて上記第１及び第２のスイッチング手段の動作を電
圧共振形とする第１及び第２の一次側共振回路と、整流
電流経路に挿入されるとともに上記第１、第２の一次側
共振回路のうちの一方に得られるスイッチング出力がそ
の一方の一次側共振回路における上記一次側並列共振コ
ンデンサを介して帰還され、この帰還されたスイッチン
グ出力に基づいて整流電流を断続することにより力率を
改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバータトランス
の二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側共振コン
デンサのキャパシタンスとによって二次側において形成
される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで
形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得
られる交番電圧を入力して整流動作を行って二次側直流
出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成
手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて二次
側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成さ
れた定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路を
構成する。

【００３６】また上記力率改善手段には、整流電流を断
続するための高速リカバリ型ダイオードが配されている
とともに、上記第１、第２の一次側共振回路のうちの一
方の上記一次側並列共振コンデンサの接地側が、上記高
速リカバリ型ダイオードのアノードに接続されるように
する。或いは上記力率改善手段には、整流電流を断続す
るための高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスが
直列接続されて配されているとともに、上記第１、第２
の一次側共振回路のうちの一方の上記一次側並列共振コ
ンデンサが、上記高速リカバリ型ダイオードとインダク
タンスの接続点に接続されるようにする。

【００３７】上記構成によれば、分電圧プッシュプル形
のスイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータと
いわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対して
は、一次側共振回路に得られるスイッチング出力が一次
側並列共振コンデンサを介することで、静電結合方式も
しくは磁気結合方式により帰還されることになる。

【００３８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
なお、この図において図１０又は図１１と同一部分には
同一符号を付して説明を省略する。

【００３９】この図に示す電源回路の一次側には、電圧
共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振型コンバー
タ）が設けられる。そして、この電圧共振型コンバータ
に対して力率改善回路１０が備えられるものである。ま
たこの図に示す電源回路は、例えば交流入力電圧Ｖａｃ
＝１５０Ｖ以上（いわゆるＡＣ２００Ｖ系）の条件に対
応するものとされる。

【００４０】この図に示す電源回路にあっては、いわゆ
る分電圧プッシュプル方式を採用している。このため、
整流平滑電圧を得るための平滑コンデンサとしては、２
本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が備えられる。これら
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、図示するようにブリッ
ジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、一次側アース間に
対して直列に接続されるようにして備えられる。

【００４１】この場合には、平滑コンデンサＣｉ1の正
極側に対して一次巻線Ｎ1Aの一端が直交型ドライブトラ
ンスＰＲＴの検出巻線ＮDを介して接続される。また、
平滑コンデンサＣｉ1の負極と平滑コンデンサＣｉ2の正
極との接続点に対しては、チョークコイルＣＨを介して
一次巻線Ｎ1Bの端部とスイッチング素子Ｑ1のエミッタ
の接続点が接続される。

【００４２】また、この電源回路としては、２組のスイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2をプッシュプル動作によりスイッ
チング駆動すると共に、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のス
イッチング周波数を可変制御するために、直交型ドライ
ブトランスＰＲＴが設けられている。

【００４３】直交型ドライブトランスＰＲＴの構造とし
ては、例えば４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型
コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コ
アを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の
磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線
ＮB1，ＮB2を巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻
線ＮD，駆動巻線ＮB1，ＮB2に対して直交する方向に巻
装することで可飽和リアクトルとして構成される。

【００４４】また、この場合の駆動巻線ＮB1，ＮB2は、
図のように互いに独立して直交型制御トランスＰＲＴに
巻装されている。そして、駆動巻線ＮB1の一端は平滑コ
ンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対してチョークコイル
ＣＨを介して接続され、その他端が共振コンデンサＣB1
−ベース電流制限抵抗ＲB1を介してスイッチング素子Ｑ
1のベースに接続される。また、駆動巻線ＮB2の一端は
一次側アースに接地され、その他端は共振コンデンサＣ
B2−ベース電流制限抵抗ＲB2を介してスイッチング素子
Ｑ2のベースに接続される。つまり、駆動巻線ＮB1−共
振コンデンサＣB1−ベース電流制限抵抗ＲB1によりスイ
ッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路を形成し、
駆動巻線ＮB2−共振コンデンサＣB2−ベース電流制限抵
抗ＲB2によりスイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆
動回路を形成する。

【００４５】検出巻線ＮDでは、後述するスイッチング
動作によってスイッチング出力に応じた交番電圧が検出
される。駆動巻線ＮB1,ＮB2では、検出巻線ＮDにより検
出されたスイッチング出力に応じて、互いに１８０°位
相が異なる逆極性の交番電圧が得られるようになってい
る。

【００４６】プッシュプル動作のために設けられる２本
のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。

【００４７】スイッチング素子Ｑ1には、上記駆動回路
（駆動巻線ＮB1−ベース電流制限抵抗ＲB1−共振コンデ
ンサＣB1）、及びクランプダイオードＤD1、並列共振コ
ンデンサＣｒ1が図のように接続され、スイッチング素
子Ｑ2には、駆動回路（駆動巻線ＮB2−ベース電流制限
抵抗ＲB2−共振コンデンサＣB2）、及びクランプダイオ
ードＤD2、並列共振コンデンサＣｒ2が図のように接続
される。

【００４８】ここで、クランプダイオードＤD1，ＤD2
は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−コレ
クタ間に対して並列に接続される。また並列共振コンデ
ンサＣｒ1はスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ
間に対して接続される。但し、他方の並列共振コンデン
サＣｒ2はスイッチング素子Ｑ2のコレクタと、力率改善
回路１０における高速リカバリ型ダイオードのアノード
側の間に配されている。また、スイッチング素子Ｑ2の
エミッタは一次側アースに接続される。

【００４９】起動抵抗Ｒｓは平滑コンデンサＣｉの正極
とスイッチング素子Ｑ2間に対して接続されるようにな
っている。この起動抵抗Ｒｓは、起動時において、スイ
ッチング動作を起動させるための起動電流をスイッチン
グ素子Ｑ2に対して供給するために挿入されるものであ
る。

【００５０】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送
する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（Ｎ1A，Ｎ1B） と、二
次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そ
して、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成
するようにしている。これによって、所要の結合係数に
よる疎結合が得られるようにしている。ギャップＧは、
Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よ
りも短く形成することで形成することが出来る。また、
結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合
の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得ら
れにくいようにしている。

【００５１】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における一次側巻線は、一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bに分割さ
れ、一次巻線Ｎ1Aの一端はスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタと接続され、他端は直交型ドライブトランスＰＲＴ
の検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉ1の正極側に
接続される。一次巻線Ｎ1Bの一端は、スイッチング素子
Ｑ2のコレクタに対して接続され、他端はチョークコイ
ルＣＨのインダクタンス巻線Ｌｃの直列接続を介して平
滑コンデンサＣｉ2の正極と接続される。

【００５２】この場合、上記した並列共振コンデンサＣ
ｒ1は、一次巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1
A）とインダクタンス巻線Ｌｃとの合成インダクタンス
（Ｌ1A＋Ｌｃ）とによってスイッチング素子Ｑ1を電圧
共振形の動作とするための並列共振回路を形成する。同
様にして、並列共振コンデンサＣｒ2は、一次巻線Ｎ1B
の漏洩インダクタンス成分（Ｌ1B）とインダクタンス巻
線Ｌｃとの合成インダクタンス（Ｌ1B＋Ｌｃ）とによっ
てスイッチング素子Ｑ2を電圧共振形の動作とするため
の並列共振回路を形成する。またここでは詳しい説明を
省略するが、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 の各オフ時に
は、これらの並列共振回路の作用によって共振コンデン
サＣｒ１、Ｃｒ２の両端電圧は、実際には正弦波状のパ
ルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようにな
っている。

【００５３】このような一次側の構成では、駆動巻線Ｎ
B1，駆動巻線ＮB2において互いに逆極性の交番電圧が得
られることで、駆動巻線ＮB1を備える自励発振駆動回路
と、駆動巻線ＮB2を備える自励発振駆動回路のそれぞれ
によって、互いに逆極性の交番電流としての駆動電流
（ベース電流）が、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ベー
スに流される。これによって、スイッチング素子Ｑ1、
Ｑ2は、自励発振駆動回路の定数により決定されるスイ
ッチング周波数により交互にオン／オフを行う動作が得
られる。即ち、電圧共振形で、かつ、プッシュプルによ
るスイッチング動作が得られる。スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1Aに供給され、スイ
ッチング素子Ｑ2のスイッチング出力は一次巻線Ｎ1Bに
供給される。そして、チョークコイルＣＨのインダクタ
ンス巻線Ｌｃを介して平滑コンデンサＣｉに流れる。

【００５４】また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がプッシ
ュプル動作を行うのにあたり、スイッチング素子Ｑ1
は、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧を入力してスイッ
チング動作を行い、スイッチング素子Ｑ2は、平滑コン
デンサＣｉ2の両端電圧を入力してスイッチング動作を
行うようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
は、それぞれ１／２Ｅｉのレベルの直流電圧を入力して
スイッチングを行うようにされる。このような構成とす
ることで、例えばＡＣ２００Ｖ系の条件であっても、Ａ
Ｃ１００Ｖ系と同様の条件でプッシュプルによるスイッ
チング動作を行うことを可能としているものである。

【００５５】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００５６】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００５７】この場合、上記のようにして形成される二
次側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対して
タップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO
3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。

【００５８】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより、後述のように定電圧制御
を行う。

【００５９】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1、ＤO2、ＤO3、ＤO4）
の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互イ
ンダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる
場合とがある。例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採
る場合に相互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワー
ド方式）となり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合
に相互インダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方
式）となる。これを、図１に示す電源回路の二次側の動
作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる
交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO3）
に整流電流が流れる動作は、＋Ｍの動作モード（フォワ
ード方式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得
られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2
（ＤO4）に整流電流が流れる動作は、−Ｍの動作モード
（フライバック方式）であるとみることができる。即
ち、この電源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が
正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍ
のモードで動作することになる。

【００６０】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダ
クタンスＬB1、ＬB2を可変制御する。これにより、駆動
巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスＬB1、ＬB2を含んで形
成されるスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のための自励発振駆
動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これ
は、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング周波数を
可変する動作となるが、この動作によって二次側直流出
力電圧を安定化する作用を有する。

【００６１】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。力率改善回路１０においては、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端
子間に対して、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１が直列接続されて挿入される。フィルタコ
ンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１の直列接続回路に対して並列に設けられる
ことで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのロ
ーパスフィルタを形成している。

【００６２】また、並列共振コンデンサＣ３は、高速リ
カバリ型ダイオードＤ1に対して並列に設けられる。こ
こでは詳しい説明は省略するが、例えば 並列共振コン
デンサＣ３は例えばチョークコイルＬｓ等と共に並列共
振回路を形成するようにされる。これにより、負荷が軽
くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用
を有するものである。また、力率改善回路１０に対して
は、チョークコイルＬｓと、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1のアノードと、並列共振コンデンサＣ３との接続点
に対して、上述した並列共振コンデンサＣｒ２が接続さ
れて、スイッチング素子Ｑ２側の一次側並列共振回路に
得られるスイッチング出力（電圧共振パルス電圧）が帰
還されるようにしている。

【００６３】このような力率改善回路１０による力率改
善動作は、基本的には次のようになる。この図に示す力
率改善回路１０の構成では、スイッチング素子Ｑ２側の
一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力を並列
共振コンデンサＣｒ２の静電容量結合を介して、整流電
流経路に帰還することになる。

【００６４】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電
圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の
交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が
得られることになり、この断続作用により見掛け上のチ
ョークコイルＬｓのインダクタンスも上昇することにな
る。また、並列共振コンデンサＣ３にはスイッチング周
期の電流が流れることでその両端に電圧が発生するが、
整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この並列共振コンデンサ
Ｃ３の両端電圧だけ引き下げられることになる。これに
より、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端
電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへ
の充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力
電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くよう
にされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率
改善が図られることになる。

【００６５】そして上述したように、並列共振コンデン
サＣｒ２は、力率改善回路１０の高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1のカソードに接続されている。これは、並列共
振コンデンサＣｒ２と並列共振コンデンサＣ３が直列接
続された状態となり、つまり並列共振コンデンサＣｒ２
の両端電圧としてあらわれる、電圧共振パルス電圧が、
並列共振コンデンサＣｒ２と並列共振コンデンサＣ３の
静電容量比によって分圧される。そして高速リカバリ型
ダイオードＤ1と並列接続されている並列共振コンデン
サＣ３を介して、平滑コンデンサＣｉに電圧帰還される
電圧帰還方式としての回路系が形成されている。

【００６６】並列共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の静電
容量は、Ｃｒ１＜Ｃｒ２であり、また並列共振コンデン
サＣ３の静電容量はＣｒ２よりも十分に大きいものとさ
れている。特にコンデンサＣ３の静電容量を増加させる
と力率ＰＦは向上することになる。即ち、交流入力電圧
ＶACが高い期間では、スイッチング周波数ｆｓは高く制
御され、また交流入力電圧ＶACが低い期間では、スイッ
チング周波数ｆｓは低く制御されるため、交流入力電圧
ＶACのピーク値近辺では、電圧共振パルス電圧は力率改
善回路１０に帰還されず、交流電源ＡＣからの交流入力
電流ＩACは、ブリッジ整流回路Ｄｉ→チョークコイルＬ
ｓ→高速リカバリ型ダイオードＤ1を介して平滑コンデ
ンサＣｉに充電される。そして交流入力電圧ＶACが低く
なるに伴って、電圧共振パルス電圧の力率改善回路１０
への帰還量が増加する。なおスイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２の各コレクタに発生する電圧共振パルス電圧のピーク
値とオフ次のパルス幅は同等である。

【００６７】図４、図５は、このような力率改善回路１
０によって改善される力率の様子を示している。この図
４は交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力ＰＯ＝２０
０Ｗ時の、力率ＰＦ＝０．８の交流入力電流ＩACも動作
波形を示しており、また図５は、負荷電力ＰＯ＝１０Ｗ
時、力率ＰＦ＝０．７５の交流入力電流ＩACも動作波形
を示している。

【００６８】本例のスイッチング電源回路について、フ
ィルタコンデンサＣN＝１μＦ、チョークコイルＬS＝１
５０μＨ、並列共振コンデンサＣｒ１＝４７００ｐＦ、
並列共振コンデンサＣｒ２＝５６００ｐＦ、並列共振コ
ンデンサＣ３＝０．０３３μＦに設定し、最大負荷電力
ＰＯmax＝２４０Ｗ、最小負荷電力ＰＯmin＝０Ｗの範囲
で、さらに交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ〜２８８Ｖの範
囲という条件下で実験した。その結果、交流入力電圧Ｖ
AC＝２３０Ｖの状態では、図６に示すように、負荷電力
ＰＯ＝２４０Ｗ〜２０Ｗという負荷変動に対して、力率
ＰＦはほぼ０．８となり、一定に維持されているものと
なった。また図７に示すように、交流入力電圧ＶAC＝１
８０Ｖ〜２８８Ｖの範囲に変動に対して、負荷電力ＰＯ
＝２４０Ｗ〜５０Ｗの各条件下で、ほぼ同様の力率（Ｐ
Ｆ＝０．８程度）が得られた。

【００６９】このように、本実施の形態の電源回路で
は、交流入力電圧、負荷の変動に対しても高力率を維持
できる。このために、交流入力電圧や負荷条件が指定さ
れるテレビジョン受像機などに限定されず、例えば負荷
条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュータなど
の事務機器に対して本実施の形態の電源回路を搭載する
ことが実用上充分に可能となるものである。

【００７０】また二次側直流出力電圧レベルＥO1、Ｅ02
の５０Ｈｚリップル電圧成分も、力率改善回路１０を備
えない場合の２倍程度の増加にとどまっており、例えば
カラーテレビジョン等に用いる電源回路としては実用上
問題のない範囲となっている。

【００７１】さらに、本例のような電圧期間方式の場
合、最大負荷電力ＰＯmax時に制御範囲が狭くなること
はなく、複合共振形コンバータの再設計は不要である。

【００７２】続いて図８により本発明の第２の実施の形
態を説明する。この図８は、本発明の第２の実施の形態
としての電源回路の構成を示す回路図である。なお、こ
の図において図１、及び図１０、図１１と同一部分には
同一符号を付して説明を省略する。

【００７３】この図８に示す電源回路も、図１と同様に
分電圧プッシュプル方式を採用している。このため、整
流平滑電圧を得るための平滑コンデンサとしては、２本
の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が備えられる。また、２
組のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をプッシュプル動作によ
りスイッチング駆動すると共に、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2のスイッチング周波数を可変制御するために、直
交型ドライブトランスＰＲＴが設けられている。

【００７４】さらに、スイッチング素子Ｑ1のエミッタ
・コレクタ間に配される並列共振コンデンサＣｒ1は、
一次巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1A）とイン
ダクタンス巻線Ｌｃとの合成インダクタンス（Ｌ1A＋Ｌ
ｃ）とによってスイッチング素子Ｑ1を電圧共振形の動
作とするための並列共振回路を形成する。

【００７５】また、スイッチング素子Ｑ2側でも、並列
共振コンデンサＣｒ２は、一次巻線Ｎ1Bの漏洩インダク
タンス成分（Ｌ1B）とインダクタンス巻線Ｌｃとの合成
インダクタンス（Ｌ1B＋Ｌｃ）とによってスイッチング
素子Ｑ2を電圧共振形の動作とするための並列共振回路
を形成する。但しこの例では、スイッチング素子Ｑ2の
エミッタ・コレクタ間には、コンデンサＣｒ２１、Ｃｒ
２２が直列接続され、この直列接続されたコンデンサＣ
ｒ２１、Ｃｒ２２が並列共振コンデンサＣｒ２として機
能する。

【００７６】またこの図に示す力率改善回路１１におい
ては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コン
デンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコ
イルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコ
イルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデ
ンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入される
ことで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモ
ードのローパスフィルタを形成している。

【００７７】そしてこの力率改善回路１１に対しては、
高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコ
イルＬSの接続点に対して、上述した並列共振コンデン
サを構成する直列接続されたコンデンサＣｒ２１、Ｃｒ
２２の接続点が接続されて、一次側並列共振回路に得ら
れるスイッチング出力（電圧共振パルス電圧）が帰還さ
れるようにしている。

【００７８】このような力率改善回路１１による力率改
善動作は、基本的には次のようになる。この図に示す力
率改善回路１１の構成では、一次側並列共振回路に供給
されたスイッチング出力をチョークコイルＬS 自体が有
するとされる誘導性リアクタンス（磁気結合）を介して
整流電流経路に帰還するようにされる。

【００７９】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。

【００８０】ここで本例では、上述したように並列共振
コンデンサＣｒ２は、コンデンサＣｒ２１、Ｃｒ２２の
直列接続により形成されており、コンデンサＣｒ２１、
Ｃｒ２２の接続点が力率改善回路１１の高速リカバリ型
ダイオードＤ1のカソードに接続されている。従って、
共振コンデンサＣｒ２（Ｃｒ２１、Ｃｒ２２）の両端電
圧としてあらわれる電圧共振パルス電圧が、コンデンサ
Ｃｒ２１、Ｃｒ２２の静電容量比によって分圧され、高
速リカバリ型ダイオードＤ1とチョークコイルＬSの接続
点に帰還される電圧帰還方式としての回路系が形成され
ている。

【００８１】コンデンサＣｒ２１、Ｃｒ２２の静電容量
は、Ｃｒ２１＜Ｃｒ２２とされており、特にコンデンサ
Ｃｒ２２の静電容量を増加させると力率ＰＦは向上する
ことになる。即ち、交流入力電圧ＶACが高い期間では、
スイッチング周波数ｆｓは高く制御され、また交流入力
電圧ＶACが低い期間では、スイッチング周波数ｆｓは低
く制御されるため、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺で
は、電圧共振パルス電圧は力率改善回路１１に帰還され
ず、交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、ブリッジ
整流回路Ｄｉ→フィルタチョークコイルＬN→高速リカ
バリ型ダイオードＤ1→チョークコイルＬSを介して平滑
コンデンサＣｉに充電される。そして交流入力電圧ＶAC
が低くなるに伴って、電圧共振パルス電圧の力率改善回
路１１への帰還量が増加する。

【００８２】このような電源回路においても、図１で説
明した例と同様に、交流入力電圧、負荷の変動に対して
も高力率を維持でき、交流入力電圧や負荷条件が指定さ
れるテレビジョン受像機などに限定されず、例えば負荷
条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュータなど
の事務機器に対して実用上充分なものとなる。

【００８３】ところで、この図８に示す電源回路の二次
側においては、二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接
続され、他端は直列共振コンデンサＣｓ1の直列接続を
介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオード
ＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイ
オードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接
続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アース
に対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二
次側アースに対して接続される。

【００８４】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平
滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が
設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣ
ｓ1は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩イン
ダクタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2
のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチ
ング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備え
られ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直
列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバ
ータの構成を採る。

【００８５】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ
1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］
の組による倍電圧全波整流動作としては次のようにな
る。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にス
イッチング出力が得られると、このスイッチング出力は
二次巻線Ｎ2に励起される。そして、整流ダイオードＤO
1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間
においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性（相互
インダクタンスＭ）が−Ｍとなる減極性モードで動作し
て、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コン
デンサＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオ
ードＤO2により整流した整流電流ＩC2を直列共振コンデ
ンサＣｓ1に対して充電する動作が得られる。

【００８６】そして、整流ダイオードＤO2がオフとな
り、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う
期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性
（相互インダクタンスＭ）が＋Ｍとなる加極性モードと
なり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデ
ンサＣｓ1の電位が加わるという直列共振が生じる状態
で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作とな
る。上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワー
ド動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）と
の両者のモードを利用して整流動作が行われることで、
平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電
圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。

【００８７】上記構成によると、この図８に示す回路の
二次側では相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モー
ドとなる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで
二次側直流出力電圧を得るようにしている。つまり、一
次側の電流共振作用と二次側の電流共振作用とによる電
磁エネルギーが同時に負荷側に供給されるようにしてい
るため、それだけ負荷側に供給される電力も更に増加し
て、最大負荷電力の大幅な増加が図られることになる。

【００８８】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
Ｎ2としては、従来の１／２の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。なお、この場合
には、二次巻線Ｎ2とは独立して二次巻線Ｎ2Aを巻装
し、この二次巻線Ｎ2Aに対してはセンタータップをアー
スに接地したうえで、整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平
滑コンデンサＣO2からなる全波整流回路が接続されるこ
とで、直流出力電圧ＥO2を生成するようにしている。

【００８９】続いて図９により本発明の第３の実施の形
態を説明する。なお、この図９において図１、及び図１
０、図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。

【００９０】この図９に示す電源回路も、図１と同様に
分電圧プッシュプル方式を採用している。このため、整
流平滑電圧を得るための平滑コンデンサとしては、２本
の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が備えられる。ただしこ
の図の場合、一次側に備えられる電圧共振形コンバータ
は他励式の構成を採っており、例えばＭＯＳ−ＦＥＴに
よるスイッチング素子Ｑ21、Ｑ22が備えられる。

【００９１】スイッチング素子Ｑ21のドレインは、一次
巻線Ｎ1Aを介して平滑コンデンサＣｉ１の正極と接続さ
れ、ソースはチョークコイルＣＨを介して、平滑コンデ
ンサＣｉ１、Ｃｉ２の接続点に接続されている。また並
列共振コンデンサＣｒ１は、スイッチング素子Ｑ21のド
レイン・ソース間に接続されている。さらにスイッチン
グ素子Ｑ21のドレイン−ソース間に対しては、クランプ
ダイオードＤD1が並列に接続されている。

【００９２】スイッチング素子Ｑ22のドレインは、一次
巻線Ｎ1B、チョークコイルＣＨを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ２の正極と接続され、ソースは一次側アースに接続
されている。また並列共振コンデンサＣｒ２は、スイッ
チング素子Ｑ22のドレイン・ソース間に接続されている
とともに、この並列共振コンデンサＣｒ２に直列に並列
共振コンデンサＣｒ20が接続されている。さらにスイッ
チング素子Ｑ22のドレイン−ソース間に対しては、クラ
ンプダイオードＤDが並列に接続されている。またこの
場合、スイッチング素子Ｑ22のドレインは、並列共振コ
ンデンサＣｒ20を介して、力率改善回路１２における高
速リカバリ型ダイオードＤ1と、チョークコイルＬSとの
接続点に接続されている。なお、並列共振コンデンサＣ
ｒ２の静電容量は、並列共振コンデンサＣｒ22に比べて
十分に大きいものとされて、力率改善回路12に対して電
圧帰還方式とされる。

【００９３】上記スイッチング素子Ｑ21、Ｑ22は、発振
・ドライブ回路２によって、先に図１にて説明したプッ
シュプル方式のスイッチング動作が得られるようにスイ
ッチング駆動される。制御回路１では二次側直流出力電
圧Ｅ01の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を
発振・ドライブ回路２に対して供給する。発振・ドライ
ブ回路２では、二次側直流出力電圧Ｅ01の安定化が図ら
れるように、制御回路１からの出力レベルに応じて、そ
の周期が可変されたスイッチング駆動信号（電圧）をス
イッチング素子Ｑ21及びＱ22のゲートに対して出力す
る。

【００９４】この場合、起動回路３に対しては、平滑コ
ンデンサＣｉ１，Ｃｉ２に得られる整流平滑電圧Ｅｉが
動作電源として供給されており、また、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ4に得られ
た起動時の電圧によって、起動回路３は、発振・ドライ
ブ回路２を起動させるための動作を実行するようにされ
ている。

【００９５】また、この図に示す力率改善回路１２は、
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサ
Ｃｉの正極端子間に対して、チョークコイルＬｓ−高速
リカバリ型ダイオードＤ１が直列接続されて挿入され
る。フィルタコンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−高
速リカバリ型ダイオードＤ１の直列接続回路に対して並
列に設けられることで、チョークコイルＬｓと共にノー
マルモードのローパスフィルタを形成している。そして
上述したように、スイッチング素子Ｑ22のドレインが、
並列共振コンデンサＣｒ20を介して、高速リカバリ型ダ
イオードＤ1とチョークコイルＬSとの接続点に接続され
ていることで、スイッチング素子Ｑ22側の一次側並列共
振回路に得られるスイッチング出力（電圧共振パルス電
圧）が静電結合方式で帰還されるようにしている。

【００９６】このような構成によっても、図１、図８で
説明した例と同様に、交流入力電圧、負荷の変動に対し
ても高力率を維持でき、交流入力電圧や負荷条件が指定
されるテレビジョン受像機などに限定されず、例えば負
荷条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュータな
どの事務機器に対して実用上充分なものとなる。

【００９７】ところで、この図９の電源回路の二次側と
しては、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデン
サＣ2 が備えられることで二次側並列共振回路が形成さ
れるものとしたうえで、二次側巻線Ｎ2に対してはブリ
ッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流
平滑回路が備えられることで、二次側出力電圧ＥO1を得
るようにしている。つまり、この構成では二次側におい
てブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得てい
る。

【００９８】なお、この場合には、二次側において、上
記二次巻線Ｎ2とは独立して、もう１つの二次巻線Ｎ2A
を巻装してセンタータップを施した上で、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続
することで、全波整流動作によって二次側出力電圧ＥO2
を得るようにしている。但し、二次巻線Ｎ2Aに対して
は、並列共振コンデンサは設けられない。

【００９９】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した４倍電圧整流回路を
備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本
実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施
の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成と
して特に限定されるものではない。

【０１００】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、分電圧
プッシュプル形のスイッチング周波数制御方式複合共振
形コンバータに対して力率改善回路を備えたスイッチン
グ電源回路として、一次側共振回路に得られるスイッチ
ング出力が一次側並列共振コンデンサを介することで、
静電結合方式もしくは磁気結合方式により力率改善回路
に帰還される。これにより、交流入力電圧や負荷電力の
変動に対して広範囲に渡って力率が一定に保持されると
いう効果がある。このため交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ
系、２００Ｖ系共用のワイドレンジ対応、或いは負荷変
動が大きい事務機器、情報機器用の力率改善電源回路と
して好適なものとなる。

【０１０１】また、直流出力電圧の５０Ｈｚリップル電
圧成分の増加が少ないため、特別なリップル対策を必要
とせず、これにより、制御回路のゲイン向上や電解コン
デンサの容量増加等は不要であるという利点がある。

【０１０２】さらに最大負荷電力は低下しないため、複
合共振形コンバータの再設計は不要である。また力率改
善前より電力変換効率が多少向上しており、動作波形が
電圧、電流ともに正弦波となることで発生ノイズが低レ
ベルであるという効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。

【図５】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。

【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いての負荷電力と力率との関係を示す特性図である。

【図７】第１の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いての交流入力電圧と力率との関係を示す特性図であ
る。

【図８】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図９】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１１】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１２】先行技術の電源回路について、負荷電力と力
率との関係を示す特性図である。

【図１３】先行技術の電源回路について、交流入力電圧
と力率との関係を示す特性図である。

【図１４】先行技術の電源回路について、負荷電力に応
じた商用交流電源の入力に対する動作を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１ 制御回路、１０，１１，１２ 力率改善回路、Ｄｉ
ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1 高
速リカバリ型ダイオード、Ｃｒ１，Ｃｒ２ 並列共振コ
ンデンサ、Ｃ３ 並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並
列共振コンデンサ、Ｃｓ1 二次側直列共振コンデン
サ、ＰＲＴ 直交型制御トランス、ＰＩＴ絶縁コンバー
タトランス、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ21，Ｑ22 スイッチング素子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された商用交流電源を整流するとと
   もに、直列接続された２つの平滑コンデンサの両端に得
   られる平滑電圧を分圧して第１及び第２の直流入力電圧
   を出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記第１及び第２の直流入力電圧を、それぞれスイッチ
   ング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの
   一次巻線に出力するようにされた第１及び第２のスイッ
   チング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデン
   サのキャパシタンスとによって形成されて、上記第１及
   び第２のスイッチング手段の動作を電圧共振形とする第
   １及び第２の一次側共振回路と、 整流電流経路に挿入されるとともに、上記第１、第２の
   一次側共振回路のうちの一方に得られるスイッチング出
   力が、その一方の一次側共振回路における上記一次側並
   列共振コンデンサを介して帰還され、この帰還されたス
   イッチング出力に基づいて整流電流を断続することによ
   り力率を改善する力率改善手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記力率改善手段には、整流電流を断続
   するための高速リカバリ型ダイオードが配されていると
   ともに、上記第１、第２の一次側共振回路のうちの一方
   の上記一次側並列共振コンデンサの接地側が、上記高速
   リカバリ型ダイオードのアノードに接続されることを特
   徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記力率改善手段には、整流電流を断続
   するための高速リカバリ型ダイオードとインダクタンス
   が直列接続されて配されているとともに、上記第１、第
   ２の一次側共振回路のうちの一方の上記一次側並列共振
   コンデンサが、上記高速リカバリ型ダイオードとインダ
   クタンスの接続点に接続されることを特徴とする請求項
   １に記載のスイッチング電源回路。